JP2013215061A

JP2013215061A - Power conversion device

Info

Publication number: JP2013215061A
Application number: JP2012085084A
Authority: JP
Inventors: Masaki Kono; 雅樹河野
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2012-04-04
Filing date: 2012-04-04
Publication date: 2013-10-17
Anticipated expiration: 2032-04-04
Also published as: JP5888074B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion device that reduces a harmonic component of an input side AC current.SOLUTION: A rectification section 1 full-wave-rectifies an input N-phase AC voltage to output a rectified voltage. A circuit section 2 has a reactor L1 and a capacitor C1 disposed on an output side of the rectification section 1 to form a series resonance circuit, and outputs a DC voltage applied across the capacitor C1 as allowing pulsations of the rectified voltage. A power conversion section 3 converts the DC voltage to an AC voltage to be output to an inductive load M1. A DC voltage detection section 5 detects the DC voltage. A control section 4 has the function of controlling the power conversion section 3, and executes the control of decreasing the amplitude of an AC current output from the power conversion section 3 when the DC voltage is lower than a DC voltage command pulsating at a period that is a 1/(2N) multiple of the period of the N-phase AC voltage, and increasing the amplitude of the AC current when the DC voltage is higher than the DC voltage command.

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に直流リンクに小容量のコンデンサを有する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter, and more particularly to a power converter having a small-capacitance capacitor in a DC link.

整流回路で整流した直流電圧を平滑回路で平滑し、平滑後の直流電圧をインバータが交流電圧に変換する電力変換装置が従来から広く使用されている。しかしながらこのような平滑回路は回路規模が大きく、またコストも高い。 2. Description of the Related Art Conventionally, a power conversion device in which a DC voltage rectified by a rectifier circuit is smoothed by a smoothing circuit, and an inverter converts the smoothed DC voltage into an AC voltage has been widely used. However, such a smoothing circuit has a large circuit scale and high cost.

そこで特許文献１〜３および非特許文献１は、コンデンサの静電容量が小さい平滑回路を採用した技術を開示する。このような平滑回路は直流電圧の脈動を十分に平滑することなく、脈動した直流電圧をインバータに出力する。またこの直流電圧の脈動に起因してインバータの出力交流電圧の振幅が脈動しないように、インバータが制御される。この制御は、例えば直流電圧からその脈動成分を検出し、当該脈動成分の逆数を交流電圧の振幅についての指令値に乗算することで実現される。 Therefore, Patent Documents 1 to 3 and Non-Patent Document 1 disclose techniques that employ a smoothing circuit with a small capacitance of a capacitor. Such a smoothing circuit outputs the pulsating DC voltage to the inverter without sufficiently smoothing the pulsation of the DC voltage. Further, the inverter is controlled so that the amplitude of the output AC voltage of the inverter does not pulsate due to the pulsation of the DC voltage. This control is realized, for example, by detecting the pulsating component from the DC voltage and multiplying the command value for the amplitude of the AC voltage by the inverse of the pulsating component.

特開昭５６−４９６９３号公報JP 56-49893 A 特許第４０６７０２１号公報Japanese Patent No. 4067021 特許第４４８８１２２号公報Japanese Patent No. 4488122

高橋勲、伊藤洋一、「コンデンサレスインバータの制御法」、昭和63年電気学会全国大会、No.527、pp624−626Isao Takahashi, Yoichi Ito, “Control Method of Capacitor-less Inverter”, National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, No.527, pp624-626

特許文献１〜３および非特許文献１の技術において、整流回路の入力側を流れる交流電流に高調波成分を低減することが望まれる。 In the techniques of Patent Documents 1 to 3 and Non-Patent Document 1, it is desired to reduce harmonic components in the alternating current flowing on the input side of the rectifier circuit.

そこで、本発明は、入力側の交流電流の高調波成分を低減できる電力変換装置を提供することを目的とする。 Then, an object of this invention is to provide the power converter device which can reduce the harmonic component of the alternating current of an input side.

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、入力されるＮ相交流電圧を全波整流して得られる整流電圧を出力する整流部（1）と、前記整流部の出力側に設けられ直列共振回路を形成するリアクトル（L1）およびコンデンサ（C1）を有し、前記整流電圧の脈動を許容して前記コンデンサの両端に印加される直流電圧を出力する回路部（2）と、前記直流電圧を交流電圧に変換して誘導性負荷（M1）へと出力する電力変換部（3）と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出部（5）と、前記電力変換部を制御する機能を有し、前記Ｎ相交流電圧の周期の１／（２Ｎ）倍の周期で脈動する直流電圧指令、よりも前記直流電圧が小さいときに、前記電力変換部が出力する交流電流の振幅を低減させ、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも大きいときに前記交流電流の振幅を増大させる制御を実行する制御部（4）とを備える。 A first aspect of a power conversion device according to the present invention is provided on the output side of a rectifier (1) that outputs a rectified voltage obtained by full-wave rectification of an input N-phase AC voltage, and the rectifier. A circuit unit (2) having a reactor (L1) and a capacitor (C1) forming a series resonance circuit, allowing a pulsation of the rectified voltage and outputting a DC voltage applied to both ends of the capacitor; and the DC A power converter (3) that converts the voltage into an AC voltage and outputs it to the inductive load (M1); a DC voltage detector (5) that detects the DC voltage; and a function that controls the power converter. And reducing the amplitude of the alternating current output by the power conversion unit when the direct current voltage is smaller than the direct current voltage command that pulsates at a cycle of 1 / (2N) times the periodicity of the N-phase alternating current voltage. Before the DC voltage is greater than the DC voltage command. And a control unit (4) that executes control for increasing the amplitude of the alternating current.

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記整流部（1）に入力される前記交流電圧を検出する交流電圧検出部（6）を更に備え、前記制御部（4）は、前記交流電圧検出部によって検出される前記交流電圧の位相および振幅に基づいて、前記Ｎ相交流電圧の全波整流の波形と略等しい波形を前記直流電圧指令として生成する。 The 2nd aspect of the power converter device concerning this invention is a power converter device concerning a 1st aspect, Comprising: The alternating voltage detection part (6) which detects the said alternating voltage input into the said rectification part (1) The control unit (4) has a waveform substantially equal to the waveform of the full-wave rectification of the N-phase AC voltage based on the phase and amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detection unit. Generated as a voltage command.

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記誘導性負荷は回転電機であって、前記制御部（4）は、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも小さいときに、前記交流電流の振幅についての指令または前記回転電機のトルクについての指令を低減させ、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも大きいときに前記指令を増大させる補正を行って補正後指令を生成し、前記補正後指令に基づいて前記電力変換部を制御する。 A third aspect of the power converter according to the present invention is the power converter according to the first or second aspect, wherein the inductive load is a rotating electrical machine, and the control unit (4) When the DC voltage is smaller than the DC voltage command, the command about the amplitude of the AC current or the command about the torque of the rotating electrical machine is reduced, and the command is issued when the DC voltage is larger than the DC voltage command. Correction to increase is performed to generate a corrected command, and the power converter is controlled based on the corrected command.

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記制御部（4）は、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも小さいときに前記電力変換部が出力する交流電圧の周波数についての第１周波数指令を低減させ、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも大きいときに前記第１周波数指令を増大させる補正を行って第２周波数指令を生成し、前記第２周波数指令と、前記電力変換部が出力する前記交流電圧の振幅との比が一定となるＶ／ｆ制御を実行して前記電力変換部を制御する。 4th aspect of the power converter device concerning this invention is a power converter device concerning the 1st or 2nd aspect, Comprising: The said control part (4) is when the said DC voltage is smaller than the said DC voltage command. The second frequency is corrected by reducing the first frequency command for the frequency of the AC voltage output from the power converter and increasing the first frequency command when the DC voltage is greater than the DC voltage command. A command is generated, and the power conversion unit is controlled by executing V / f control in which a ratio between the second frequency command and the amplitude of the AC voltage output from the power conversion unit is constant.

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第１から第４の何れか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記直列共振回路の共振周波数は前記整流部（1）に入力される交流電圧の周波数の５倍以上である。 A fifth aspect of the power conversion device according to the present invention is the power conversion device according to any one of the first to fourth aspects, wherein the resonance frequency of the series resonance circuit is input to the rectifier (1). 5 times the frequency of the AC voltage to be applied.

本発明にかかる電力変換装置の第１及び第５の態様によれば、交流電流の振幅の増大量／低減量を適宜に設定することで、直流電圧は直流電圧指令に近付くように制御される。しかも直流電圧指令として理想的な整流波形の周期と略等しい周期で脈動する波形が採用される。よって、直流電圧を整流波形の周期で脈動する波形に制御することができる。したがって、直流電圧を、全波整流の理想的な整流波形に近づけることができる。直流電圧が整流波形から遠ざかって歪みや共振などが生じると、これに起因して整流部の入力側を流れる交流電流に高調波成分が生じるところ、このような高調波成分を抑制することができる。 According to the first and fifth aspects of the power converter according to the present invention, the DC voltage is controlled to approach the DC voltage command by appropriately setting the increase / reduction amount of the amplitude of the AC current. . In addition, a waveform that pulsates with a period substantially equal to the period of the ideal rectified waveform is employed as the DC voltage command. Therefore, it is possible to control the DC voltage to a waveform that pulsates with the period of the rectified waveform. Therefore, the DC voltage can be brought close to an ideal rectified waveform of full-wave rectification. When the DC voltage moves away from the rectified waveform and distortion or resonance occurs, a harmonic component is generated in the AC current flowing on the input side of the rectifying unit due to this, and such a harmonic component can be suppressed. .

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、さらに直流電圧を理想的な整流波形に近づけることができるので、さらに整流部の入力側の交流電流の高調波成分を抑制できる。 According to the 2nd aspect of the power converter device concerning this invention, since a direct-current voltage can be made closer to an ideal rectification waveform, the harmonic component of the alternating current by the side of the input of a rectification part can be suppressed further.

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、電流またはトルクについての指令に補正を行うので、簡単な方法で制御を実現できる。 According to the 3rd aspect of the power converter device concerning this invention, since it correct | amends to the instruction | command about an electric current or a torque, control is realizable by a simple method.

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、周波数についての指令に補正を行うので、簡単な方法で制御を実現できる。 According to the 4th aspect of the power converter device concerning this invention, since it correct | amends to the instruction | command about a frequency, control is realizable by a simple method.

電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a notional structure of a power converter device. 整流波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a rectification waveform. 制御部の内部構成の概念的な一例を示す図である。It is a figure which shows a conceptual example of the internal structure of a control part. 直流電圧Ｖｄｃと直流電圧指令Ｖｄｃ*との一例を示す図である。It is a figure which shows an example of DC voltage Vdc and DC voltage command Vdc *. 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a notional structure of a power converter device. 制御部の内部構成の概念的な一例を示す図である。It is a figure which shows a conceptual example of the internal structure of a control part.

図１に示すように、この実施の形態にかかる電力変換装置は、整流部１と回路部２と電力変換部３と制御部４と直流電圧検出部５とを備えている。 As shown in FIG. 1, the power conversion device according to this embodiment includes a rectification unit 1, a circuit unit 2, a power conversion unit 3, a control unit 4, and a DC voltage detection unit 5.

整流部１は電源Ｅ１から入力されるＮ（Ｎは自然数）相交流電圧を全波整流し、この全波整流によって得られる整流電圧を回路部２へと出力する。図１の例示では電源Ｅ１は三相交流電圧を出力するので、整流部１は三相全波整流回路である。ただし整流部１は単相の整流回路であってもよく、三相よりも大きい相の整流回路であってもよい。 The rectifying unit 1 performs full-wave rectification on an N-phase AC voltage (N is a natural number) input from the power supply E1 and outputs a rectified voltage obtained by the full-wave rectification to the circuit unit 2. In the illustration of FIG. 1, since the power supply E1 outputs a three-phase alternating voltage, the rectifier 1 is a three-phase full-wave rectifier circuit. However, the rectifier 1 may be a single-phase rectifier circuit or a rectifier circuit having a phase larger than three phases.

回路部２はリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とを備える。リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とは整流部１の出力側に設けられて直列共振回路（ＬＣフィルタ）を形成する。図１の例示では、リアクトルＬ１の一端は整流部１の例えば正極の出力端に接続され、その他端がコンデンサＣ１の一端に接続される。コンデンサＣ１の他端は整流部１の負極の出力端に接続される。また回路部２はコンデンサＣ１の両端に印加される電圧（以下、直流電圧と呼ぶ）Ｖｄｃを電力変換部３へと出力する。 The circuit unit 2 includes a reactor L1 and a capacitor C1. Reactor L1 and capacitor C1 are provided on the output side of rectifier 1 to form a series resonant circuit (LC filter). In the illustration of FIG. 1, one end of the reactor L1 is connected to, for example, a positive output terminal of the rectifying unit 1, and the other end is connected to one end of the capacitor C1. The other end of the capacitor C1 is connected to the negative output terminal of the rectifying unit 1. Further, the circuit unit 2 outputs a voltage (hereinafter referred to as DC voltage) Vdc applied to both ends of the capacitor C1 to the power conversion unit 3.

コンデンサＣ１は例えばフィルムコンデンサであって、その静電容量はいわゆる平滑回路で用いられる値よりも小さい。またリアクトルＬ１のインダクタンスも比較的小さな値に設定される。例えばリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とからなる直列共振回路の共振周波数は整流部１に入力される交流電圧の周波数の５倍以上である。このような電力変換装置はコンデンサＣ１の静電容量が小さいことから、コンデンサレスインバータとも呼ばれる。以下により詳細な静電容量とインダクタンスの一例を、比較のためにコンデンサレスではない場合の例と共に挙げる。例えばコンデンサレスではない通常の直流リアクトル付き電圧形インバータ装置においてコンデンサの容量は２０００μＦ、リアクトルのインダクタンスは１ｍＨ、共振周波数は１１３Ｈｚ程度に設定されるのに対して、図１に示す電力変換装置においてコンデンサＣ１の容量は４．４μＦ、リアクトルＬ１のインダクタンスは０．５ｍＨ、共振周波数は３.４ｋＨｚである。 The capacitor C1 is, for example, a film capacitor, and its capacitance is smaller than a value used in a so-called smoothing circuit. The inductance of reactor L1 is also set to a relatively small value. For example, the resonance frequency of the series resonance circuit composed of the reactor L1 and the capacitor C1 is five times or more the frequency of the AC voltage input to the rectifying unit 1. Such a power converter is also called a capacitorless inverter because the capacitance of the capacitor C1 is small. An example of a more detailed capacitance and inductance will be given below together with an example in the case of not being capacitorless for comparison. For example, in a normal voltage type inverter device with a DC reactor that is not capacitor-less, the capacitance of the capacitor is set to 2000 μF, the inductance of the reactor is set to 1 mH, and the resonance frequency is set to about 113 Hz, whereas in the power conversion device shown in FIG. The capacitance of C1 is 4.4 μF, the inductance of the reactor L1 is 0.5 mH, and the resonance frequency is 3.4 kHz.

このような回路部２は整流部１が出力する整流電圧の脈動を十分に平滑する機能を有さず、コンデンサＣ１の直流電圧も脈動する。換言すれば、回路部２は整流電圧の脈動を許容してコンデンサＣ１に直流電圧Ｖｄｃを印加する。 Such a circuit unit 2 does not have a function of sufficiently smoothing the pulsation of the rectified voltage output from the rectifying unit 1, and the DC voltage of the capacitor C1 also pulsates. In other words, the circuit unit 2 allows the rectified voltage to pulsate and applies the DC voltage Vdc to the capacitor C1.

電力変換部３は後述する制御部４によって制御され、入力される直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。図１の例示では電力変換部３は直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換する。なお、電力変換部３が出力する交流電圧の相数はこれに限らず任意である。 The power conversion unit 3 is controlled by a control unit 4 to be described later, and converts the input DC voltage Vdc into an AC voltage. In the illustration of FIG. 1, the power converter 3 converts the DC voltage Vdc into a three-phase AC voltage. Note that the number of phases of the AC voltage output by the power conversion unit 3 is not limited to this and is arbitrary.

例えば電力変換部３はインバータであって、コンデンサＣ１に並列接続される一対のスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（ｘはｕ，ｖ，ｒを代表する）を例えば３相分備える。これらの一対のスイッチング素子Ｓｘｐ，ＳｘｎはコンデンサＣ１の正極と負極との間で互いに直列に接続される。そして一対のスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの間の接続点からそれぞれ出力線Ｐｘが引き出される。 For example, the power conversion unit 3 is an inverter, and includes a pair of switching elements Sxp, Sxn (x represents u, v, r) connected in parallel to the capacitor C1, for example, for three phases. The pair of switching elements Sxp and Sxn are connected in series between the positive electrode and the negative electrode of the capacitor C1. An output line Px is drawn from a connection point between the pair of switching elements Sxp and Sxn.

また図１に例示するように電力変換部３は、スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの各々に並列に接続されるダイオードを備えていても良い。ダイオードはそのアノードをコンデンサＣの負極側に向けて設けられる。これによってスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎに逆電圧が印加されることを抑制できる。なおスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎが例えばＭＯＳ電界効果トランジスタのように寄生ダイオードを有する場合には当該ダイオードは寄生ダイオードで代用され得る。 Further, as illustrated in FIG. 1, the power conversion unit 3 may include a diode connected in parallel to each of the switching elements Sxp and Sxn. The diode is provided with its anode facing the negative side of the capacitor C. This can suppress application of a reverse voltage to the switching elements Sxp and Sxn. When the switching elements Sxp and Sxn have a parasitic diode such as a MOS field effect transistor, the diode can be substituted with the parasitic diode.

電力変換部３は出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを介して誘導性負荷Ｍ１が接続される。誘導性負荷Ｍ１は例えば回転電機（例えば同期回転電機、誘導回転電機など）であり、この回転電機は電力変換部３からの交流電圧によって駆動される。以下では、誘導性負荷Ｍ１を回転電機Ｍ１とも呼ぶ。 The power converter 3 is connected to an inductive load M1 via output lines Pu, Pv, Pw. The inductive load M1 is, for example, a rotating electrical machine (for example, a synchronous rotating electrical machine, an induction rotating electrical machine, etc.), and this rotating electrical machine is driven by an AC voltage from the power conversion unit 3. Hereinafter, the inductive load M1 is also referred to as a rotating electrical machine M1.

直流電圧検出部５はコンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃを検出し、検出した直流電圧Ｖｄｃを制御部４に出力する。 The DC voltage detection unit 5 detects the DC voltage Vdc of the capacitor C 1 and outputs the detected DC voltage Vdc to the control unit 4.

制御部４は例えばパルス幅変調方式によって生成したスイッチング信号を電力変換部３へと与える。制御部４が適宜にスイッチング信号を与えることで、電力変換部３は直流電圧を交流電圧に変換することができる。 The control unit 4 gives a switching signal generated by, for example, a pulse width modulation method to the power conversion unit 3. The power conversion unit 3 can convert a DC voltage into an AC voltage by the control unit 4 appropriately providing a switching signal.

なおここでは、制御部４は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ（Read−Only−Memory）、ＲＡＭ（Random−Access−Memory）、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ（Erasable−Programmable−ROM）等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部４はこれに限らず、制御部４によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。 Here, the control unit 4 includes, for example, a microcomputer and a storage device. The microcomputer executes each processing step (in other words, a procedure) described in the program. The storage device includes various storage devices such as a ROM (Read-Only-Memory), a RAM (Random-Access-Memory), a rewritable nonvolatile memory (EPROM (Erasable-Programmable-ROM)), and a hard disk device. One or more can be configured. The storage device stores various information, data, and the like, stores a program executed by the microcomputer, and provides a work area for executing the program. It can be understood that the microcomputer functions as various means corresponding to each processing step described in the program, or can realize that various functions corresponding to each processing step are realized. The controller 4 is not limited to this, and various procedures executed by the controller 4 or various means or various functions implemented may be realized by hardware.

また制御部４は直流電圧Ｖｄｃを受け取り、直流電圧Ｖｄｃと予め設定された直流電圧指令Ｖｄｃ*との偏差が小さくなるように電力変換部３を制御する。このような制御方法の具体例については後に詳述するものの、要するに次のように制御する。即ち、制御部４は、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも小さいときには、電力変換部３が出力する交流電流の振幅を低減する制御を実行する。これによってコンデンサＣ１から電力変換部３へ流れる電流が低減し、以て直流電圧Ｖｄｃを増大させることができる。したがって直流電圧Ｖｄｃは直流電圧指令Ｖｄｃ*に近付く。また逆に直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも大きいときには交流電流の振幅を増大させる制御を実行する。これによってコンデンサＣ１から電力変換部３へ流れる電流が増大し、以て直流電圧Ｖｄｃを低減させることができる。したがって直流電圧Ｖｄｃは直流電圧指令Ｖｄｃ*に近付く。 The control unit 4 receives the DC voltage Vdc, and controls the power conversion unit 3 so that the deviation between the DC voltage Vdc and a preset DC voltage command Vdc * is small. Although a specific example of such a control method will be described in detail later, the control is performed as follows. That is, when the DC voltage Vdc is smaller than the DC voltage command Vdc *, the control unit 4 executes control for reducing the amplitude of the AC current output from the power conversion unit 3. As a result, the current flowing from the capacitor C1 to the power converter 3 is reduced, and thus the DC voltage Vdc can be increased. Therefore, the DC voltage Vdc approaches the DC voltage command Vdc *. Conversely, when the DC voltage Vdc is greater than the DC voltage command Vdc *, control is performed to increase the amplitude of the AC current. As a result, the current flowing from the capacitor C1 to the power converter 3 increases, and the DC voltage Vdc can be reduced. Therefore, the DC voltage Vdc approaches the DC voltage command Vdc *.

直流電圧指令Ｖｄｃ*はＮ相交流電圧の周期の１／（２Ｎ）倍の周期で脈動する。換言すれば、整流部１が理想的に出力する電圧の波形（以下、理想整流波形と呼ぶ）の周期と略等しい周期で脈動する。なおここでいう理想整流波形とは整流部１の出力側に線形負荷（抵抗）のみを設けた場合に当該抵抗に理想的に印加される電圧の波形である。例えば図１では整流部１は三相全波整流回路である。よって理想整流波形Ｖｒｅｃは図２に例示するように、整流部１に入力される１相の線間電圧（３つの入力線のうち２つの入力線の間の交流電圧）Ｖｒｓの周期の６分の１の周期を有して脈動する。より詳細には、線間電圧Ｖｒｓのうち、その最大値を中心とした６分の１周期の波形が繰り返される。 The DC voltage command Vdc * pulsates at a cycle that is 1 / (2N) times the cycle of the N-phase AC voltage. In other words, it pulsates with a period substantially equal to the period of the waveform of the voltage ideally output by the rectifying unit 1 (hereinafter referred to as an ideal rectified waveform). The ideal rectification waveform referred to here is a waveform of a voltage ideally applied to the resistance when only a linear load (resistance) is provided on the output side of the rectification unit 1. For example, in FIG. 1, the rectifier 1 is a three-phase full-wave rectifier circuit. Therefore, as illustrated in FIG. 2, the ideal rectified waveform Vrec is one-phase line voltage input to the rectifying unit 1 (AC voltage between two input lines out of three input lines) 6 minutes of the period of Vrs. It pulsates with one period of. More specifically, among the line voltage Vrs, a waveform having a 1/6 cycle centering on the maximum value is repeated.

このような直流電圧指令Ｖｄｃ*を採用し、上述のように電力変換部３を制御することで、直流電圧Ｖｄｃは理想整流波形Ｖｒｅｃの周期と略等しい周期で脈動する。上述の制御によって直流電圧Ｖｄｃを直流電圧指令Ｖｄｃ*に近づけることができるからである。これによって直流電圧Ｖｄｃの変動周期を理想整流波形の変動周期に近づけることができる。よって両者の位相が近づくほど直流電圧Ｖｄｃが非線形負荷たる回転電機Ｍ１によって歪むことを抑制することができる。非線形負荷による当該歪みは整流部１の入力側を流れる交流電流に高調波成分を生じさせるところ、本電力変換装置によれば当該歪みに起因する交流電流の高調波成分を低減することができる。 By adopting such a DC voltage command Vdc * and controlling the power converter 3 as described above, the DC voltage Vdc pulsates with a period substantially equal to the period of the ideal rectified waveform Vrec. This is because the DC voltage Vdc can be brought close to the DC voltage command Vdc * by the control described above. As a result, the fluctuation cycle of the DC voltage Vdc can be made closer to the fluctuation cycle of the ideal rectified waveform. Therefore, it is possible to suppress the DC voltage Vdc from being distorted by the rotating electrical machine M1 that is a non-linear load as the phase of both approaches. The distortion caused by the non-linear load generates a harmonic component in the alternating current flowing on the input side of the rectifying unit 1, and according to the power converter, the harmonic component of the alternating current due to the distortion can be reduced.

典型的には直流電圧指令Ｖｄｃ*は理想整流波形の位相と略等しい位相を有する、及び／又は理想整流波形の変動幅と略等しい変動幅を有することが望ましい。これによって、直流電圧Ｖｄｃを理想整流波形に近づけることができる。よって、整流部１の入力側の交流電流の高調波成分をさらに低減できる。直流電圧指令Ｖｄｃ*が理想整流波形と略等しい波形を有していれば、最も当該高調波成分を低減できる。 Typically, it is desirable that the DC voltage command Vdc * has a phase substantially equal to the phase of the ideal rectified waveform and / or has a fluctuation width substantially equal to the fluctuation width of the ideal rectification waveform. Thereby, the DC voltage Vdc can be brought close to an ideal rectified waveform. Therefore, the harmonic component of the alternating current on the input side of the rectifying unit 1 can be further reduced. If the DC voltage command Vdc * has a waveform substantially equal to the ideal rectified waveform, the harmonic component can be reduced most.

なお図１の例示では、電源Ｅ１と整流部１との間に配線インピーダンスとしての配線インダクタンスが示されている。この配線インダクタンスはリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とともにＬＣフィルタを形成する。配線インダクタンスは電源配線の長さなどにも依存するので、本電力変換装置が採用される現地に応じて種々の値を採り得る。よって、配線インダクタンスを含めたＬＣフィルタの共振周波数は現地に応じて種々の値を採り得る。本電力変換装置とは違って上述のように直流電圧Ｖｄｃが制御されない場合、配線インダクタンスが採る値によっては直流電圧Ｖｄｃが変動（例えば共振）し得る。これによって整流部１の入力側を流れる交流電流に高調波が生じ得る。 In the illustration of FIG. 1, wiring inductance as wiring impedance is shown between the power supply E <b> 1 and the rectifying unit 1. This wiring inductance forms an LC filter together with the reactor L1 and the capacitor C1. Since the wiring inductance also depends on the length of the power supply wiring and the like, various values can be taken according to the site where the power converter is employed. Therefore, the resonance frequency of the LC filter including the wiring inductance can take various values depending on the site. Unlike the power converter, when the DC voltage Vdc is not controlled as described above, the DC voltage Vdc may fluctuate (for example, resonate) depending on the value taken by the wiring inductance. As a result, harmonics may be generated in the alternating current flowing on the input side of the rectifying unit 1.

一方で本電力変換装置によれば、たとえ電源Ｅ１と整流部１との間に種々の配線インダクタンスが設けられるとしても、当該配線インダクタンスに応じた直流電圧Ｖｄｃの変動（例えば共振）は抑制される。なぜなら直流電圧Ｖｄｃは直流電圧指令Ｖｄｃ*に近付くように制御されるからである。よってこのような変動を抑制することができる。言い換えれば、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とからなる直列共振回路（ＬＣフィルタ）の安定性を向上することができる。またこれによって電源配線の選択性を向上することができ、種々の電源配線を採用することができる。 On the other hand, according to this power converter, even if various wiring inductances are provided between the power supply E1 and the rectifying unit 1, the fluctuation (for example, resonance) of the DC voltage Vdc corresponding to the wiring inductance is suppressed. . This is because the DC voltage Vdc is controlled so as to approach the DC voltage command Vdc *. Therefore, such fluctuations can be suppressed. In other words, the stability of the series resonant circuit (LC filter) including the reactor L1 and the capacitor C1 can be improved. In addition, the selectivity of the power supply wiring can be improved thereby, and various power supply wirings can be employed.

＜制御の具体例１＞
例えば制御部４は電力変換部３が出力する交流電流の振幅についての電流指令Ｉａ**に基づいてスイッチング信号を生成する。この内容については後に詳述する。また本制御部４は直流電圧Ｖｄｃと直流電圧指令Ｖｄｃ*との偏差に基づいて交流電流の振幅を増大／低減させるべく、この電流指令Ｉａ**を補正する。より詳細には制御部４は、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも小さいときに電流指令Ｉａ**を低減させる補正を行って補正後電流指令Ｉａ*を算出し、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも大きいときに電流指令Ｉａ**を増大させる補正を行って補正後電流指令Ｉａ*を算出する。そして補正後電流指令Ｉａ*に基づいてスイッチング信号を生成する。 <Specific example 1 of control>
For example, the control unit 4 generates a switching signal based on the current command Ia ** regarding the amplitude of the alternating current output by the power conversion unit 3. This will be described in detail later. Further, the control unit 4 corrects the current command Ia ** so as to increase / decrease the amplitude of the alternating current based on the deviation between the DC voltage Vdc and the DC voltage command Vdc *. More specifically, the control unit 4 performs correction to reduce the current command Ia ** when the DC voltage Vdc is smaller than the DC voltage command Vdc * to calculate the corrected current command Ia *, and the DC voltage Vdc is DC When the voltage command Vdc * is greater than the voltage command Vdc *, correction is performed to increase the current command Ia **, and the corrected current command Ia * is calculated. Then, a switching signal is generated based on the corrected current command Ia *.

以下、図１，３を参照しつつ制御の具体例について説明する。図１の例示では、交流電圧検出部６と線電流検出部７と位相検出部８とが設けられる。交流電圧検出部６は整流部１に入力される交流電圧を検出する。ここでは交流電圧検出部６は整流部１の入力側の１相の線間電圧Ｖｒｓを検出する。 Hereinafter, a specific example of control will be described with reference to FIGS. In the illustration of FIG. 1, an AC voltage detection unit 6, a line current detection unit 7, and a phase detection unit 8 are provided. The AC voltage detector 6 detects the AC voltage input to the rectifier 1. Here, the AC voltage detection unit 6 detects the one-phase line voltage Vrs on the input side of the rectification unit 1.

線電流検出部７は電力変換部３の出力側の線電流（電力変換部３の３つの出力線をそれぞれ流れる交流電流）を検出する。なお図１の例示では線電流検出部７は二相の線電流ｉｕ，ｉｖを検出する。ただし三相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は理想的には零であるので、線電流ｉｕ，ｉｖを用いて残りの線電流ｉｗを算出することができる。また検出する二相は任意の二相であってよいし、或いは線電流検出部７は三相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てを検出しても良い。 The line current detection unit 7 detects a line current on the output side of the power conversion unit 3 (an alternating current flowing through each of the three output lines of the power conversion unit 3). In the illustration of FIG. 1, the line current detector 7 detects two-phase line currents iu and iv. However, since the sum of the three-phase line currents iu, iv, iw is ideally zero, the remaining line current iw can be calculated using the line currents iu, iv. The two phases to be detected may be any two phases, or the line current detector 7 may detect all of the three-phase line currents iu, iv and iw.

また図１の例示では、線電流検出部７は電力変換部３の出力側に設けられているが、これに限らない。例えば公知の１シャント検出方法を採用しても良い。即ち、電力変換部３の入力側の直流電流を検出し、検出時の電力変換部３のスイッチングパターンに基づいて当該直流電流をいずれか１相の線電流と対応させてもよい。 In the illustration of FIG. 1, the line current detection unit 7 is provided on the output side of the power conversion unit 3, but is not limited thereto. For example, a known single shunt detection method may be employed. That is, the DC current on the input side of the power conversion unit 3 may be detected, and the DC current may be associated with any one-phase line current based on the switching pattern of the power conversion unit 3 at the time of detection.

位相検出部８は、いわゆる固定座標系に対する回転座標系の位相θを検出する。なお回転座標系は回転電機Ｍ１の電気角（固定子の巻線に印加される交流電圧の位相）と同期して回転する。また回転電機Ｍ１の機械角（回転子の回転角）は電気角に比例する。よって位相θは回転電機Ｍ１の回転子の回転位置に基づいて取得することができる。よって位相検出部８は例えば公知の回転位置検出センサであってもよい。或いは位相検出部８は電力変換部３が出力する交流電圧（相電圧または線間電圧）若しくは電力変換部３が出力する交流電流（線電流）に基づいて、公知の手法で位相θを検出しても良い。 The phase detector 8 detects the phase θ of the rotating coordinate system with respect to the so-called fixed coordinate system. The rotating coordinate system rotates in synchronization with the electrical angle of the rotating electrical machine M1 (the phase of the AC voltage applied to the stator winding). The mechanical angle of the rotating electrical machine M1 (rotor angle of the rotor) is proportional to the electrical angle. Therefore, the phase θ can be acquired based on the rotational position of the rotor of the rotating electrical machine M1. Therefore, the phase detection unit 8 may be a known rotational position detection sensor, for example. Alternatively, the phase detector 8 detects the phase θ by a known method based on the AC voltage (phase voltage or line voltage) output from the power converter 3 or the AC current (line current) output from the power converter 3. May be.

図３には制御部４の一部の概念的な内部構成の一例が示されている。例えば制御部４は直流電圧指令生成部４１と電圧制御部４２とｄｑ軸電流指令部４３と電流制御部４４と三相／ｄｑ軸変換部４５とｄｑ軸／三相変換部４６と減算器４７，４８とを備えている。 FIG. 3 shows an example of a conceptual internal configuration of a part of the control unit 4. For example, the control unit 4 includes a DC voltage command generation unit 41, a voltage control unit 42, a dq-axis current command unit 43, a current control unit 44, a three-phase / dq-axis conversion unit 45, a dq-axis / three-phase conversion unit 46, and a subtractor 47. , 48.

直流電圧指令生成部４１は交流電圧検出部６から線間電圧Ｖｒｓを受け取る。直流電圧指令生成部４１は線間電圧Ｖｒｓから線間電圧Ｖｒｓの位相と振幅とを検出し、これらに基づいて直流電圧指令Ｖｄｃ*を生成する。直流電圧指令Ｖｄｃ*は例えばＮ相交流電圧の全波整流の波形（図３に示す理想整流波形Ｖｒｅｃ）と略等しい。 The DC voltage command generator 41 receives the line voltage Vrs from the AC voltage detector 6. The DC voltage command generator 41 detects the phase and amplitude of the line voltage Vrs from the line voltage Vrs, and generates a DC voltage command Vdc * based on these. The DC voltage command Vdc * is substantially equal to, for example, a full-wave rectification waveform of the N-phase AC voltage (ideal rectification waveform Vrec shown in FIG. 3).

減算器４７には、直流電圧指令生成部４１からの直流電圧指令Ｖｄｃ*と、直流電圧検出部５からの直流電圧Ｖｄｃとが入力される。減算器４７は直流電圧指令Ｖｄｃ*から直流電圧Ｖｄｃを減算して得られる電圧偏差を電圧制御部４２に出力する。 The subtractor 47 receives the DC voltage command Vdc * from the DC voltage command generator 41 and the DC voltage Vdc from the DC voltage detector 5. The subtractor 47 outputs a voltage deviation obtained by subtracting the DC voltage Vdc from the DC voltage command Vdc * to the voltage controller 42.

電圧制御部４２は例えば電圧偏差を増幅して電流指令Ｉａ**についての補正量ΔＩを算出する。そして電圧制御部４２は当該補正量ΔＩを減算器４８へと出力する。 For example, the voltage control unit 42 amplifies the voltage deviation to calculate the correction amount ΔI for the current command Ia **. Then, the voltage control unit 42 outputs the correction amount ΔI to the subtracter 48.

減算器４８には補正量ΔＩと電流指令Ｉａ**とが入力される。電流指令Ｉａ**は電力変換部３が出力する線電流の大きさ（振幅）についての指令である。この電流指令Ｉａ**は例えば外部のＣＰＵなどから入力される。減算器４８は電流指令Ｉａ**から補正量ΔＩを減算する補正を行って補正後電流指令Ｉａ*を算出する。 A correction amount ΔI and a current command Ia ** are input to the subtracter 48. The current command Ia ** is a command for the magnitude (amplitude) of the line current output from the power conversion unit 3. This current command Ia ** is input from, for example, an external CPU. The subtractor 48 performs correction by subtracting the correction amount ΔI from the current command Ia ** to calculate a corrected current command Ia *.

さて直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも大きいときには、電圧偏差は負の値を採る。よって補正量ΔＩも負の値を採る。したがって電流指令Ｉａ**は増大するように補正される。一方、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも小さいときには、電圧偏差は正の値を採る。よって補正量ΔＩも正の値を採る。したがって電流指令Ｉａ**は低減するように補正される。 When the DC voltage Vdc is larger than the DC voltage command Vdc *, the voltage deviation takes a negative value. Therefore, the correction amount ΔI also takes a negative value. Therefore, the current command Ia ** is corrected so as to increase. On the other hand, when the DC voltage Vdc is smaller than the DC voltage command Vdc *, the voltage deviation takes a positive value. Therefore, the correction amount ΔI also takes a positive value. Therefore, the current command Ia ** is corrected so as to decrease.

なお具体的な構成は一例であって、要するに直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも大きいときに電流指令Ｉａ**を増大させ、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも小さいときに電流指令Ｉａ**を低減させればよい。 The specific configuration is an example. In short, the current command Ia ** is increased when the DC voltage Vdc is larger than the DC voltage command Vdc *, and the current is increased when the DC voltage Vdc is smaller than the DC voltage command Vdc *. The command Ia ** may be reduced.

補正後電流指令Ｉａ*はｄｑ軸電流指令部４３へと出力される。ｄｑ軸電流指令部４３は補正後電流指令Ｉａ*と電力変換部３が出力する線電流の位相情報とに基づいて、回転座標系において互いに直交するｄ軸およびｑ軸についての電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ*およびｑ軸電流指令Ｉｑ*）を生成する。線電流の位相情報は回転座標系における例えばｑ軸とのなす角度であり、公知の手法によって生成される。ｄ軸電流指令Ｉｄ*とｑ軸電流指令Ｉｑ*とは電流制御部４４へと出力される。 The corrected current command Ia * is output to the dq-axis current command unit 43. Based on the corrected current command Ia * and the phase information of the line current output from the power conversion unit 3, the dq-axis current command unit 43 determines the current command (d-axis) Current command Id * and q-axis current command Iq *) are generated. The phase information of the line current is an angle formed with, for example, the q axis in the rotating coordinate system, and is generated by a known method. The d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * are output to the current control unit 44.

三相／ｄｑ軸変換部４５には線電流検出部７から線電流ｉｕ，ｉｖが入力され、また位相検出部８から位相θが入力される。三相／ｄｑ軸変換部４５は公知の座標変換を用いて三相の固定座標系における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを回転座標系におけるｄ軸電流とｑ軸電流とに変換する。そして三相／ｄｑ軸変換部４５はｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとを電流制御部４４へと出力する。 The line currents iu and iv are input from the line current detection unit 7 and the phase θ is input from the phase detection unit 8 to the three-phase / dq axis conversion unit 45. The three-phase / dq-axis conversion unit 45 converts the line currents iu, iv, iw in the three-phase fixed coordinate system into the d-axis current and the q-axis current in the rotating coordinate system using known coordinate conversion. Then, the three-phase / dq axis conversion unit 45 outputs the d axis current Id and the q axis current Iq to the current control unit 44.

電流制御部４４はｄ軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流Ｉｄとの偏差に基づいた公知の計算によってｄ軸電圧指令Ｖｄ*を出力するとともに、ｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流Ｉｑとの偏差に基づいた公知の計算によってｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。 The current control unit 44 outputs a d-axis voltage command Vd * by a well-known calculation based on a deviation between the d-axis current command Id * and the d-axis current Id, and outputs the q-axis current command Iq * and the q-axis current Iq. The q-axis voltage command Vq * is output by a known calculation based on the deviation.

ｄｑ軸／三相変換部４６にはｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*と位相θとが入力される。ｄｑ軸／三相変換部４６は、公知の座標変換を用いて回転座標系におけるｄ軸電圧指令Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*を三相の固定座標系における相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*へと変換する。 A d-axis voltage command Vd *, a q-axis voltage command Vq *, and a phase θ are input to the dq-axis / three-phase conversion unit 46. The dq axis / three-phase conversion unit 46 converts the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * in the rotating coordinate system into the phase voltage commands Vu * and Vv * in the three-phase fixed coordinate system using known coordinate transformation. , Vw *.

制御部４は相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいてスイッチング信号を生成し、これを電力変換部３へと出力する。相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づくスイッチング信号を生成は公知な技術であるので詳細な説明は省略するものの、例えば相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と所定のキャリア（例えば三角波）との比較によって得られる信号を、スイッチング信号として採用してもよい。 The control unit 4 generates a switching signal based on the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw *, and outputs this to the power conversion unit 3. Since generation of switching signals based on the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * is a known technique, detailed description thereof is omitted. For example, the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and a predetermined carrier (for example, A signal obtained by comparison with a (triangular wave) may be adopted as a switching signal.

このような制御部４を採用することで、図４に例示するように、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*と同程度となる。よって非線形負荷（回転電機Ｍ１）による直流電圧Ｖｄｃの波形の歪みは抑制される。したがって直流電圧Ｖｄｃに生じる歪みに起因した、整流部１の入力側の交流電流の高調波成分を抑制することができる。しかも電源Ｅ１と整流部１との間に種々の配線インダクタンスが設けられるとしても、直流電圧Ｖｄｃは直流電圧指令Ｖｄｃ*に沿うので、当該配線インダクタンスに応じた直流電圧Ｖｄｃの変動（例えば共振）は抑制される。したがって、電源配線の選択性を向上することができ、種々の電源配線を採用することができる。 By adopting such a control unit 4, the DC voltage Vdc becomes approximately the same as the DC voltage command Vdc * as illustrated in FIG. 4. Therefore, distortion of the waveform of the DC voltage Vdc due to the non-linear load (rotating electric machine M1) is suppressed. Therefore, the harmonic component of the alternating current on the input side of the rectifying unit 1 due to the distortion generated in the direct current voltage Vdc can be suppressed. In addition, even if various wiring inductances are provided between the power supply E1 and the rectifying unit 1, the DC voltage Vdc follows the DC voltage command Vdc *, and therefore the fluctuation (for example, resonance) of the DC voltage Vdc corresponding to the wiring inductance is It is suppressed. Therefore, the selectivity of the power supply wiring can be improved, and various power supply wirings can be employed.

なお図４の例示では、直流電圧Ｖｄｃには高調波成分が生じているものの、この高調波成分は電力変換部３のスイッチングに起因するものである。本実施の形態ではスイッチングに起因する直流電圧Ｖｄｃの高調波を抑制しようとするものではなく、非線形負荷による直流電圧Ｖｄｃの歪みを低減するものである。 In the example of FIG. 4, although a harmonic component is generated in the DC voltage Vdc, this harmonic component is caused by switching of the power conversion unit 3. In the present embodiment, it is not intended to suppress harmonics of the DC voltage Vdc caused by switching, but to reduce distortion of the DC voltage Vdc caused by a non-linear load.

また図３の例示では電流指令Ｉａ**を補正することで簡単に制御を実現することができる。なお補正の対象は電流指令Ｉａ**に限らない。例えばトルク指令に基づいて相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する場合、トルク指令を補正してもよい。例えば直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも大きいときにはトルク指令を増大させる補正を行い、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも小さいときにはトルク指令を低減させる補正を行っても良い。また例えば直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも大きいときには電力変換部３が出力する交流電圧の振幅が増大するように、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも小さいときには当該振幅が低減するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを補正してもよく、あるいは相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に補正を行っても良い。 In the example of FIG. 3, control can be easily realized by correcting the current command Ia **. The correction target is not limited to the current command Ia **. For example, when the phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are generated based on the torque command, the torque command may be corrected. For example, when the DC voltage Vdc is larger than the DC voltage command Vdc *, correction for increasing the torque command may be performed, and when the DC voltage Vdc is smaller than the DC voltage command Vdc *, correction for reducing the torque command may be performed. Further, for example, when the DC voltage Vdc is larger than the DC voltage command Vdc *, the amplitude of the AC voltage output from the power conversion unit 3 is increased. When the DC voltage Vdc is smaller than the DC voltage command Vdc *, the amplitude is decreased. As described above, the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * may be corrected, or the phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * may be corrected.

＜制御の具体例２＞
図５に示すように、ここで採用する電力変換装置は図１の電力変換装置と比較して線電流検出部７と位相検出部８とが設けられていない。 <Specific example 2 of control>
As shown in FIG. 5, the power conversion device adopted here is not provided with the line current detection unit 7 and the phase detection unit 8 as compared with the power conversion device of FIG. 1.

具体例２にかかる制御部４は、電力変換部３が出力する交流電圧の振幅と周波数との比が一定となるＶ／ｆ制御を実行して電力変換部３を制御する。さらに制御部４は電力変換部３が出力する交流電圧の周波数についての周波数指令を次のように補正する。即ち、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも小さいときに、周波数指令を低減させる補正を行って第２周波数指令を算出する。また直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも大きいときに周波数指令を増大させる補正を行って第２周波数指令を算出する。そして第２周波数指令に基づいてＶ／ｆ制御を実行する。 The control unit 4 according to the specific example 2 controls the power conversion unit 3 by executing V / f control in which the ratio between the amplitude and the frequency of the AC voltage output from the power conversion unit 3 is constant. Furthermore, the control part 4 correct | amends the frequency command about the frequency of the alternating voltage which the power converter 3 outputs as follows. That is, when the DC voltage Vdc is smaller than the DC voltage command Vdc *, the second frequency command is calculated by performing correction to reduce the frequency command. Further, when the DC voltage Vdc is larger than the DC voltage command Vdc *, a correction for increasing the frequency command is performed to calculate the second frequency command. Then, V / f control is executed based on the second frequency command.

ここでは振幅と周波数との比が一定となる制御を実行しているので、周波数指令が低減すると出力電圧の振幅の指令も低減される。よって本制御によれば、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも小さいときには出力電圧の振幅の指令が低減する。これによってコンデンサＣ１から電力変換部３へ流れる電流が低減し、以て直流電圧Ｖｄｃを増大させることができる。また周波数指令が増大すると出力電圧の振幅の指令も増大される。よって本制御によれば、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧指令Ｖｄｃ*よりも大きいときには出力電圧の振幅の指令が増大する。これによってコンデンサＣ１から電力変換部３へ流れる電流が増大し、以て直流電圧Ｖｄｃを低減させることができる。 Here, since the control is performed so that the ratio between the amplitude and the frequency is constant, if the frequency command is reduced, the command for the amplitude of the output voltage is also reduced. Therefore, according to this control, when the DC voltage Vdc is smaller than the DC voltage command Vdc *, the output voltage amplitude command is reduced. As a result, the current flowing from the capacitor C1 to the power converter 3 is reduced, and thus the DC voltage Vdc can be increased. When the frequency command is increased, the output voltage amplitude command is also increased. Therefore, according to this control, when the DC voltage Vdc is larger than the DC voltage command Vdc *, the command for the amplitude of the output voltage increases. As a result, the current flowing from the capacitor C1 to the power converter 3 increases, and the DC voltage Vdc can be reduced.

図６には具体例２にかかる制御部４の一部の概念的な内部構成の一例が示されている。例えば制御部４は直流電圧指令生成部４１と電圧制御部４２と減算器４７，４８とＶ／ｆ制御部４０１と積分部４０２と三相電圧指令生成部４０３とを備えている。 FIG. 6 shows an example of a conceptual internal configuration of a part of the control unit 4 according to the second specific example. For example, the control unit 4 includes a DC voltage command generation unit 41, a voltage control unit 42, subtractors 47 and 48, a V / f control unit 401, an integration unit 402, and a three-phase voltage command generation unit 403.

直流電圧指令生成部４１と減算器４７とについては図３と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。 Since the DC voltage command generation unit 41 and the subtractor 47 are the same as those in FIG. 3, repeated description is avoided.

電圧制御部４２は、入力された電圧偏差を増幅して周波数指令ｆ**についての補正量Δｆを算出し、当該補正量Δｆを減算器４８へと出力する。周波数指令ｆ**は電力変換部３が出力する交流電圧の周波数についての指令である。 The voltage control unit 42 amplifies the input voltage deviation to calculate a correction amount Δf for the frequency command f **, and outputs the correction amount Δf to the subtractor 48. The frequency command f ** is a command for the frequency of the AC voltage output from the power conversion unit 3.

減算器４８には周波数指令ｆ**と、電圧制御部４２からの補正量Δｆとが入力される。この周波数指令ｆ**は例えば外部のＣＰＵなどから入力される。減算器４８は周波数指令ｆ**から補正量Δｆを減算して補正を行って第２周波数指令ｆ*を算出する。 A frequency command f ** and a correction amount Δf from the voltage control unit 42 are input to the subtracter 48. The frequency command f ** is input from, for example, an external CPU. The subtractor 48 performs the correction by subtracting the correction amount Δf from the frequency command f ** to calculate the second frequency command f *.

第２周波数指令ｆ*はＶ／ｆ制御部４０１に入力される。Ｖ／ｆ制御部４０１は第２周波数指令ｆ*に基づいて、交流電圧の振幅と第２周波数指令ｆ**との比が一定となるように交流電圧の振幅についての電圧指令Ｖ*を生成する。 The second frequency command f * is input to the V / f control unit 401. Based on the second frequency command f *, the V / f control unit 401 generates a voltage command V * for the amplitude of the AC voltage so that the ratio between the amplitude of the AC voltage and the second frequency command f ** is constant. To do.

一方、周波数指令ｆ**は積分部４０２にも入力される。積分部４０２は周波数指令ｆ**を積分して電圧位相θを算出する。なお電圧位相θは電圧角速度ωの時間積分によって表すことができ、電圧角速度ωと周波数ｆとは比例関係にあるので、周波数指令ｆ**の時間積分により電圧位相θを算出することができる。また固定座標系に対する回転座標系の位相θと電圧位相θとは相関するので、ここではこれらを同一の符号で示している。 On the other hand, the frequency command f ** is also input to the integration unit 402. The integrator 402 integrates the frequency command f ** to calculate the voltage phase θ. The voltage phase θ can be expressed by time integration of the voltage angular velocity ω, and the voltage angular velocity ω and the frequency f are proportional to each other, so that the voltage phase θ can be calculated by time integration of the frequency command f **. Further, since the phase θ and the voltage phase θ of the rotating coordinate system with respect to the fixed coordinate system are correlated, they are denoted by the same reference numerals here.

三相電圧指令生成部４０３には電圧指令Ｖ*と電圧位相θとが入力される。三相電圧指令生成部４０３は電圧指令Ｖ*と電圧位相θとに基づいて相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。例えば三相電圧指令生成部４０３は次式を用いて相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。 The three-phase voltage command generator 403 receives the voltage command V * and the voltage phase θ. The three-phase voltage command generator 403 generates phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * based on the voltage command V * and the voltage phase θ. For example, the three-phase voltage command generation unit 403 generates phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * using the following equations.

Ｖｕ*＝√２×Ｖ*×ｓｉｎ（θ）・・・（１）
Ｖｖ*＝√２×Ｖ*×ｓｉｎ（θ−２π／３）・・・（２）
Ｖｗ*＝√２×Ｖ*×ｓｉｎ（θ＋２π／３）・・・（３）
そして制御部４は具体例１と同様にして相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいてスイッチング信号を生成し、これを電力変換部３へと出力する。本制御によれば、周波数についての指令に補正を行うだけでよく、簡単な方法で制御を実現できる。 Vu * = √2 × V * × sin (θ) (1)
Vv * = √2 × V * × sin (θ−2π / 3) (2)
Vw * = √2 × V * × sin (θ + 2π / 3) (3)
The control unit 4 generates a switching signal based on the phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * in the same manner as in the first specific example, and outputs this to the power conversion unit 3. According to this control, it is only necessary to correct the frequency command, and the control can be realized by a simple method.

１整流部
２回路部
３電力変換部
４制御部
４１直流電圧指令生成部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Rectification part 2 Circuit part 3 Power conversion part 4 Control part 41 DC voltage command generation part

Claims

入力されるＮ相交流電圧を全波整流して得られる整流電圧を出力する整流部（1）と、
前記整流部の出力側に設けられ直列共振回路を形成するリアクトル（L1）およびコンデンサ（C1）を有し、前記整流電圧の脈動を許容して前記コンデンサの両端に印加される直流電圧を出力する回路部（2）と、
前記直流電圧を交流電圧に変換して誘導性負荷（M1）へと出力する電力変換部（3）と、
前記直流電圧を検出する直流電圧検出部（5）と、
前記電力変換部を制御する機能を有し、前記Ｎ相交流電圧の周期の１／（２Ｎ）倍の周期で脈動する直流電圧指令、よりも前記直流電圧が小さいときに、前記電力変換部が出力する交流電流の振幅を低減させ、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも大きいときに前記交流電流の振幅を増大させる制御を実行する制御部（4）と
を備える、電力変換装置。 A rectification unit (1) for outputting a rectified voltage obtained by full-wave rectification of an input N-phase AC voltage;
A reactor (L1) and a capacitor (C1) that are provided on the output side of the rectifier unit and form a series resonance circuit, and allow a pulsation of the rectified voltage and output a DC voltage applied across the capacitor. Circuit part (2),
A power converter (3) that converts the DC voltage into an AC voltage and outputs the inductive load (M1);
A DC voltage detector (5) for detecting the DC voltage;
The power conversion unit has a function of controlling the power conversion unit, and when the DC voltage is smaller than a DC voltage command that pulsates at a cycle of 1 / (2N) times the cycle of the N-phase AC voltage, A power converter comprising: a control unit (4) that performs control to reduce an amplitude of an alternating current to be output and increase the amplitude of the alternating current when the direct-current voltage is larger than the direct-current voltage command.

前記整流部（1）に入力される前記交流電圧を検出する交流電圧検出部（6）を更に備え、
前記制御部（4）は、前記交流電圧検出部によって検出される前記交流電圧の位相および振幅に基づいて、前記Ｎ相交流電圧の全波整流の波形と略等しい波形を前記直流電圧指令として生成する、請求項１に記載の電力変換装置。 An AC voltage detector (6) for detecting the AC voltage input to the rectifier (1);
The control unit (4) generates, as the DC voltage command, a waveform substantially equal to the waveform of the full-wave rectification of the N-phase AC voltage based on the phase and amplitude of the AC voltage detected by the AC voltage detection unit. The power conversion device according to claim 1.

前記誘導性負荷は回転電機であって、
前記制御部（4）は、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも小さいときに、前記交流電流の振幅についての指令または前記回転電機のトルクについての指令を低減させ、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも大きいときに前記指令を増大させる補正を行って補正後指令を生成し、前記補正後指令に基づいて前記電力変換部を制御する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。 The inductive load is a rotating electric machine,
When the DC voltage is smaller than the DC voltage command, the control unit (4) reduces the command for the amplitude of the AC current or the command for the torque of the rotating electrical machine, and the DC voltage becomes the DC voltage. The power conversion device according to claim 1 or 2, wherein when the value is larger than the command, a correction for increasing the command is performed to generate a corrected command, and the power conversion unit is controlled based on the corrected command.

前記制御部（4）は、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも小さいときに前記電力変換部が出力する交流電圧の周波数についての第１周波数指令を低減させ、前記直流電圧が前記直流電圧指令よりも大きいときに前記第１周波数指令を増大させる補正を行って第２周波数指令を生成し、前記第２周波数指令と、前記電力変換部が出力する前記交流電圧の振幅との比が一定となるＶ／ｆ制御を実行して前記電力変換部を制御する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。 The controller (4) reduces a first frequency command for the frequency of the AC voltage output by the power converter when the DC voltage is smaller than the DC voltage command, and the DC voltage is reduced to the DC voltage command. Is corrected to increase the first frequency command to generate a second frequency command, and a ratio between the second frequency command and the amplitude of the AC voltage output from the power converter is constant. The power converter according to claim 1 or 2, wherein the V / f control is executed to control the power converter.

前記直列共振回路の共振周波数は前記整流部（1）に入力される交流電圧の周波数の５倍以上である、請求項１から４の何れか一つに記載の電力変換装置。 5. The power conversion device according to claim 1, wherein a resonance frequency of the series resonance circuit is five times or more of a frequency of an AC voltage input to the rectification unit (1).