JP4899709B2 - スイッチング電源装置および電子装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源装置、特に複数の出力端子を備えるスイッチング電源装置、およびそれを備えた電子装置に関する。

従来のスイッチング電源装置として、商用交流電源電圧を整流用ダイオードブリッジで整流し、整流した後の非平滑な電圧をトランスの１次巻線に印加して、スイッチング素子によるスイッチングを行うとともに、トランスの２次巻線に得られた電圧を整流・平滑して、直流の出力電圧を得るコンバータが知られている。

このように１次側に平滑用コンデンサを備えないコンバータでは、２次側から出力する直流電圧を検出して、その直流電圧の平均値が略一定電圧となるようにＰＷＭ制御によりスイッチング素子のオンデューティ比が制御される。これにより、商用交流電源電圧のピーク付近以外の低い電圧期間でも入力電流が流れ、商用交流電源電圧の一周期の全体にわたって電流が流れるので、高調波電流が抑制される。

また、トランスの２次巻線に整流ダイオードと平滑コンデンサを備えて第１の直流電圧を出力するフライバックコンバータ部を構成するとともに、トランスの１次巻線とスイッチング素子が直列接続された接続点に、整流ダイオードと平滑コンデンサを接続して第２の直流電圧を出力するブーストコンバータ部を構成したスイッチング電源装置が特許文献１に開示されている。

以下に特許文献１を参考にした回路構成を図に基づいて説明する。図１(Ａ)にスイッチング電源装置の回路構成を示す。
スイッチング電源装置１００は商用交流電源電圧を受ける入力部１１３を備える。この入力部１１３は、全波整流回路Ｄａ、コンデンサＣ３を備える。全波整流回路Ｄａの入力側は商用交流電源の入力端子１２３−１３３に接続されている。全波整流回路Ｄａの出力側には、高周波成分をカットするフィルタとしてのコンデンサＣ３が縦続接続されている。入力部１１３にはトランスＴの１次巻線Ｎ１と、スイッチング素子Ｑ１が直列に接続されたスイッチング回路部１１５が縦続接続され、スイッチング素子Ｑ１の一端は１次側グランド１３１に接続されている。より詳細に説明すると、全波整流回路Ｄａの出力側の一端はトランスＴの１次巻線Ｎ１に接続され、他端は１次側グランド１３１に接続されている。スイッチング素子Ｑ１の一端は全波整流回路Ｄａの出力側に１次巻線Ｎ１を介して接続され、スイッチング素子Ｑ１の他端は１次側グランド１３１に接続されている。

また、スイッチング電源装置１００はトランスＴの２次側から絶縁直流電圧を出力するための第１の整流平滑回路１１２を備えている。この第１の整流平滑回路１１２は、整流用のダイオードＤ２と平滑用のコンデンサＣ２とで構成されている。この第１の整流平滑回路１１２と入力部１１３とスイッチング回路部１１５とによりフライバックコンバータ部１０２が構成されている。

また、スイッチング電源装置１００はトランスＴの１次側から非絶縁直流電圧を出力するための第２の整流平滑回路１１１を備える。この第２の整流平滑回路１１１は、整流用のダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１とで構成されている。この第２の整流平滑回路１１１と入力部１１３とスイッチング回路部１１５とによりブーストコンバータ部１０１が構成されている。

このような構成のスイッチング電源装置１００において、入力電圧Ｖｉｎは、商用交流電源（例えば１００Ｖ、５０Ｈｚ）の交流電圧であり、その電圧が全波整流回路Ｄａに入力される。全波整流回路Ｄａの出力電圧は全波整流波形である１次側整流電圧Ｖｉｎｒになる。なお、全波整流回路Ｄａの出力側には高周波成分除去用のコンデンサＣ３を設けられているが、このコンデンサＣ３は、全波整流波形の基本波周波数（この例では１００Ｈｚ）よりもかなり高い周波数成分をカットするものであり、コンデンサＣ３があっても１次側整流電圧Ｖｉｎｒは、全波整流電圧波形と殆んど同一の波形である。ここで１次側整流電圧Ｖｉｎｒの波形を図１（Ｂ）に示す。

この１次側整流電圧Ｖｉｎｒは、スイッチング素子Ｑ１および第１の整流平滑回路１１１からなる並列回路とトランスＴの１次巻線Ｎ１との直列回路に印加される。スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング制御用ＩＣ１１４によってＰＷＭ制御される。スイッチング制御用ＩＣ１１４は、スイッチング周波数を一定（例えば７０ｋＨｚ）とし、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を制御する。

ブーストコンバータ部１０１では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、第２の整流平滑回路に電流が流れずスイッチング素子Ｑ１に電流が流れて、１次巻線Ｎ１が励磁される。ダイオードＤ１には常に逆バイアス電圧が印加され、平滑用のコンデンサＣ１が放電する。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、入力電圧と１次巻線Ｎ１に励磁されたエネルギがダイオードＤ１を介して放出され、第２の整流平滑回路に電流が流れ、平滑用のコンデンサＣ１が充電される。

フライバックコンバータ部１０２では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にダイオードＤ２がオフ状態となり、１次巻線Ｎ１に電流が流れて１次巻線Ｎ１が励磁される。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、ダイオードＤ２が導通してトランスＴの１次巻線Ｎ１の励磁エネルギが２次巻線Ｎ２から放出される。すなわちスイッチング素子Ｑ１のオフ期間にはダイオードＤ２に順バイアス電圧が印加され、コンデンサＣ２が充電される。スイッチング素子Ｑ１のオン期間にはダイオードＤ２に逆バイアス電圧が印加されるので、コンデンサＣ２への充電はなく、放電されることになる。
特開平８−２９８７６９号公報

上記の特許文献１に開示されたスイッチング電源装置１００は、ブーストコンバータ部１０１が主電源として用いられ、フライバックコンバータ部１０２が補助電源として用いられるものであった。したがって、フライバックコンバータ部１０２の出力端子１２２に接続される負荷は、ブーストコンバータ部１０１の出力端子１２１に接続される負荷に比べて十分に小さく、このフライバックコンバータ部１０２側の出力が入力部１１３の入力電流に与える影響は小さい。そのため、従来は商用交流電源からの入力電流の波形が正弦波状から大きく外れることがなく、高調波電流が問題となることも無かった。したがって、回路的にも、ブーストコンバータ部１０１の出力電圧を安定化することに主眼が置かれ、ブーストコンバータ部１０１の出力電圧を抵抗により分圧してフィードバックし、スイッチング素子Ｑ１を制御する仕組みとなっている。

しかしながら、仮にフライバックコンバータ部１０２に接続する負荷がブーストコンバータ部１０１に接続する負荷に対して無視できなくなる程度にまで大きくなると、フライバックコンバータ部１０２側の出力が入力部１１３の入力電流に与える影響が大きくなり、商用交流電源からの入力電流の波形が正弦波状から大きく外れることがあり、高調波電流が問題となる。

ここで上記の問題について詳しく説明する。
スイッチング素子Ｑ１がオンの時、１次巻線Ｎ１にはエネルギが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフした時、入出力電圧及び負荷の条件によっては、ブーストコンバータ部１０１のダイオードＤ１のアノード電位よりもカソード電位の方が高くなり、フライバックコンバータ部１０２は動作するが、ブーストコンバータ部１０１は非動作となる状態が発生し得る。
または、フライバックコンバータ部１０２、ブーストコンバータ部１０１が共に動作する状態が発生し得る。
さらに、フライバックコンバータ部１０２のうち、２次巻線Ｎ２に発生する電圧が、ダイオードＤ２のカソード電圧より低かった場合、フライバックコンバータ部１０２は非動作となり、ブーストコンバータ部１０１だけが動作するという状態も発生し得る。
すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間中に、瞬時的には
・ブーストコンバータ部１０１のみが動作している状態
・フライバックコンバータ部１０２のみが動作している状態
・ブーストコンバータ部１０１とフライバックコンバータ部１０２が共に動作している状態
が混在していることになる。

この時のブーストコンバータ部１０１の出力電圧Ｖｏｕｔ１の波形例を図２（Ａ）に示す。この図では、コンデンサＣ１が無い場合のブーストコンバータ部１０１の出力電圧Ｖａ１の波形を破線で示している。出力電圧Ｖａ１は１周期が商用交流電源周期の１／２倍（周波数：１００Ｈｚ）である。

ブーストコンバータ部１０１の出力電圧Ｖａ１がコンデンサＣ１の両端電圧を超える期間（Ｔｎ＋１〜Ｔｎ＋２）が、ブーストコンバータ部１０１が支配的に動作する期間であり、ブーストコンバータ部１０１が実質的に非動作状態となっている期間（Ｔｎ〜Ｔｎ＋１）がフライバックコンバータ部１０２が支配的に動作する期間と言える。実際には、ブーストコンバータ部１０１及びフライバックコンバータ部１０２各々に接続された負荷の大きさに応じて、Ｔｎ、Ｔｎ＋１、Ｔｎ＋２のタイミング前後に、ブーストコンバータ部１０１及びフライバックコンバータ部１０２が共に動作する期間が存在するが、その期間は各コンバータ回路に接続された負荷に応じて変化するため、どの程度の長さになるかは明言できない。

ここで、図３に一般的なブーストコンバータ部とフライバックコンバータ部の回路電流波形を示す。一般的なブーストコンバータ部は図３（Ａ）で示すようにスイッチング素子Ｑ１のオン期間及びオフ期間共に電流が流れるが、一般的なフライバックコンバータ部では図３（Ｂ）で示すようにスイッチング素子Ｑ１のオン期間にのみ電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には電流は流れない。すなわち、ブーストコンバータ部の方が、フライバックコンバータ部よりも、条件が同じであれば、流れる回路電流の平均値は高いものとなる。

したがって、上記の特許文献１に開示されたスイッチング電源装置１００において、フライバックコンバータ部１０２に接続する負荷をブーストコンバータ部１０１に接続する負荷に対して仮に同程度にまで大きくした場合、スイッチング素子Ｑ１のデューティ比を商用電源周期１周期に渡ってほぼ同じであるとすると、図２（Ｂ）に例示するように、ブーストコンバータ部１０１が支配的に動作する期間（Ｔｎ＋１〜Ｔｎ＋２）では入力電流Ｉｉｎの変化割合が大きくなり、フライバックコンバータ部１０２が支配的に動作する期間（Ｔｎ〜Ｔｎ＋１）では、入力電流Ｉｉｎの変化割合が小さくなり、入力電流波形が大きく歪んでしまう。

入力電流Ｉｉｎの平均値が正弦波状から程遠い波形となれば、高調波成分を多く含むものとなり、高調波規制をクリアできないという問題があった。

そこで本発明は、フライバックコンバータ部とブーストコンバータ部とのそれぞれから直流電圧を出力するスイッチング電源装置であっても、それぞれの回路に接続される負荷によらずに高調波電流が抑制できるスイッチング電源装置およびそれを備えた電子装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、交流電源に接続される１次側整流回路と、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、前記１次側整流回路の出力に前記トランスの１次巻線とともに直列に接続されて前記トランスの入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されて第１の直流電圧を出力する、第１ダイオードを備えた第１の整流平滑回路と、前記トランスの２次巻線に接続されて第２の直流電圧を出力する第２の整流平滑回路と、を備えたスイッチング電源装置において、前記１次側整流回路により整流された電流を検出するとともに、当該電流の平均値が、入力電圧波形に相似した略正弦波状を成すように前記スイッチング素子のオンデューティ比を制御する制御部を備え、前記制御部は、前記第１ダイオードのアノード電位よりもカソード電位が高くなる期間は、前記スイッチング素子のオンデューティ比を高くし、それ以外の期間は、前記スイッチング素子のオンデューティ比を低くすることを特徴としている。

また、本発明の前記制御部はさらに、前記第１の整流平滑回路の出力電圧を検出し、前記スイッチング素子の制御端子に印加する制御信号を調整して、前記出力電圧を略一定にするものである。

また、本発明の電子装置は、上記のスイッチング電源装置と、当該スイッチング電源装置の前記第１の整流平滑回路の出力に接続されるインバータ回路と、を電源回路部に備える。

本発明によれば、１次側整流回路により整流される電流を検出して、その電流の平均値を入力電圧波形に相似した略正弦波状にするので、単一のトランスを用いてフライバックコンバータ部とブーストコンバータ部とのそれぞれから直流電圧を出力するスイッチング電源装置であっても、それぞれの回路に接続される負荷によらずに高調波電流抑制ができる。

以下、本発明の電子装置およびスイッチング電源装置の第１の実施形態について説明する。この実施形態では、フライバックコンバータ部の出力電圧を検出し、１次側のスイッチング制御用ＩＣにフィードバックする構成としている。

第１の実施形態における電子装置６０の電源回路部の回路構成を図４に示す。電子装置６０の電源回路部は、スイッチング電源装置５０と、インバータ回路５２と、コンバータ回路５１と、を備える。

スイッチング電源装置５０は、商用交流電源からの入力を受ける入力部１３を備える。この入力部１３は、この発明に係る１次側整流回路である全波整流回路Ｄａ、コンデンサＣ３を有する。入力部１３には１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２を有するトランスＴ、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング制御用ＩＣ１４、入力電流検出用の抵抗Ｒ１からなるスイッチング回路部１５が接続されている。

全波整流回路Ｄａの入力側は商用交流電源の入力端子２３−３３に接続している。全波整流回路Ｄａの出力側には、高周波成分をカットするフィルタとしてのコンデンサＣ３を縦続接続している。また、全波整流回路Ｄａの出力側の一端はトランスＴの１次巻線Ｎ１に接続し、他端は１次側グランド３１に接続している。スイッチング素子Ｑ１の一端は全波整流回路Ｄａの出力側に１次巻線Ｎ１を介して接続し、スイッチング素子Ｑ１の他端は１次側グランド３１に接続している。スイッチング素子Ｑ１の制御端子には、このスイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御するスイッチング制御用ＩＣ１４を接続している。

スイッチング回路部１５のスイッチング制御用ＩＣ１４は、１次側整流回路に流れる入力電流Ｉｉｎを、入力電流検出用の抵抗Ｒ１の電圧降下から検出し、全波整流回路ＤａとトランスＴの１次巻線Ｎ１との接続点から１次側整流電圧Ｖｉｎｒを検出する。また、フライバックコンバータ部２の出力である第２の出力端子２２の出力電圧Ｖｏｕｔ２を絶縁回路４１により検出し、１次側整流回路に流れる入力電流Ｉｉｎが正弦波状となり、かつフライバックコンバータ部２の平均出力電圧が一定となるようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を制御する。入力電流を正弦波状とするため、この制御回路の遮断周波数は数百Ｈｚ〜数ｋＨｚに設定され、スイッチング周波数（例えば７０ｋＨｚ）よりも十分に低い遮断周波数となる。なお、絶縁回路４１としては、フォトカプラを用いた一般的な回路構成を用いればよく、ここでは説明を省く。

また、スイッチング電源装置５０は、トランスＴの１次側から非絶縁直流電圧を出力するための第１の整流平滑回路１１を備える。この第１の整流平滑回路１１は、１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点にアノードが接続され、第１の出力端子２１にカソードが接続される整流用のダイオードＤ１と、このダイオードＤ１のカソード側に一端が接続され、他端が１次側グランド３１に接続される平滑用のコンデンサＣ１とを備える。この第１の整流平滑回路１１と入力部１３とスイッチング回路部１５とによりブーストコンバータ部１を構成する。

また、スイッチング電源装置５０はトランスＴの２次側から絶縁直流電圧を出力するための第２の整流平滑回路１２を備える。この第２の整流平滑回路１２は、２次巻線Ｎ２の一端にアノードが接続され、カソードが第２の出力端子２２に接続される整流用のダイオードＤ２と、ダイオードＤ２のカソード側に一端が接続され、他端が２次側グランド３２に接続される平滑用のコンデンサＣ２とを備える。ダイオードＤ２はトランスＴの２次巻線Ｎ２に生じる励起電圧を整流し、コンデンサＣ２はその整流出力を平滑する。この第２の整流平滑回路１２と入力部１３とスイッチング回路部１５とによりフライバックコンバータ部２を構成する。

この第１の実施形態では、強化絶縁を施したフライバックコンバータ部２の出力端子に接続したインバータ回路５２には特に強化絶縁を施していない。一方、ブーストコンバータ部１の出力端子に接続したコンバータ回路５１の１次・２次間には強化絶縁を施している。このようにして第１・第２の絶縁出力を得ている。

以上のように本実施形態では電子装置６０およびスイッチング電源装置５０を構成する。

次に、この電子装置６０およびスイッチング電源装置５０の動作について説明する。

電子装置６０およびスイッチング電源装置５０において、入力電圧Ｖｉｎは、商用交流電源（例えば１００Ｖ、５０Ｈｚ）の交流電圧であり、その電圧が全波整流回路Ｄａに入力される。全波整流回路Ｄａの出力電圧は全波整流波形である１次側整流電圧Ｖｉｎｒになる。なお、全波整流回路Ｄａの出力側には高周波成分除去用のコンデンサＣ３を設けているが、このコンデンサＣ３は、全波整流波形の基本波周波数（この例では１００Ｈｚ）よりもかなり高い周波数成分をカットするものであり、コンデンサＣ３があっても１次側整流電圧Ｖｉｎｒは、全波整流電圧波形と殆んど同一の波形である。ここで１次側整流電圧Ｖｉｎｒの波形を図５（Ａ）に示す。

この１次側整流電圧Ｖｉｎｒを、スイッチング素子Ｑ１および第１の整流平滑回路１１からなる並列回路とトランスＴの１次巻線Ｎ１と抵抗Ｒ１との直列回路に印加する。スイッチング素子Ｑ１のオン／オフは、スイッチング制御用ＩＣ１４によってＰＷＭ制御される。スイッチング制御用ＩＣ１４は、スイッチング周波数を一定（例えば７０ｋＨｚ）とし、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を制御する。

フライバックコンバータ部２は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にダイオードＤ２がオフ状態となり、１次巻線Ｎ１に電流が流れて１次巻線Ｎ１が励磁される。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、ダイオードＤ２が導通してトランスＴの１次巻線Ｎ１の励磁エネルギが２次巻線Ｎ２から放出される。すなわちスイッチング素子Ｑ１のオフ期間にはダイオードＤ２に順バイアス電圧が印加され、コンデンサＣ２が充電される。スイッチング素子Ｑ１のオン期間にはダイオードＤ２に逆バイアス電圧が印加されるので、コンデンサＣ２への充電はなく、放電されることになる。

一方、ブーストコンバータ部１では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、第２の整流平滑回路には電流は流れずスイッチング素子Ｑ１に電流が流れて、１次巻線Ｎ１が励磁される。ダイオードＤ１に常に逆バイアス電圧が印加され、平滑用のコンデンサＣ１が放電する。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、入力電圧と１次巻線Ｎ１に励磁されたエネルギがダイオードＤ１を介して放出され、第２の整流平滑回路に電流が流れ、平滑用のコンデンサＣ１が充電される。

上記動作をさらに詳しく説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンの時、１次巻線Ｎ１にはエネルギが蓄積される。
スイッチング素子Ｑ１がオフした時、入出力電圧や負荷の条件によっては、ブーストコンバータ部１のダイオードＤ１のアノード電位よりもカソード電位の方が高くなり、フライバックコンバータ部２は動作するが、ブーストコンバータ部１は非動作となる状態が発生し得る。
または、フライバックコンバータ部２、ブーストコンバータ部１が共に動作する状態が発生し得る。
さらに、フライバックコンバータ部２のうち、２次巻線Ｎ２に発生する電圧が、ダイオードＤ２のカソード電圧より低かった場合、フライバックコンバータ部２は非動作となり、ブーストコンバータ部１だけが動作するという状態も発生し得る。
すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間中に、瞬時的には
・ブーストコンバータ部１のみが動作している状態
・フライバックコンバータ部２のみが動作している状態
・ブーストコンバータ部１とフライバックコンバータ部２が共に動作している状態
が混在していることになる。

この時のブーストコンバータ部１の出力電圧Ｖｏｕｔ１の波形例を図５（Ｂ）に示す。この図では、コンデンサＣ１が無い場合のブーストコンバータ部１の出力電圧Ｖａ１の波形を破線で示している。出力電圧Ｖａ１は１周期が商用交流電源周期の１／２倍（周波数：１００Ｈｚ）を示している。

ブーストコンバータ部１の出力電圧Ｖａ１がコンデンサＣ１の両端電圧を超える期間（Ｔｎ＋１〜Ｔｎ＋２）が、ブーストコンバータ部１が支配的に動作する期間であり、ブーストコンバータ部１が実質的に非動作状態となっている期間（Ｔｎ〜Ｔｎ＋１）がフライバックコンバータ部２が支配的に動作する期間と言える。実際には、ブーストコンバータ部１及びフライバックコンバータ部２各々に接続された負荷の大きさに応じて、Ｔｎ、Ｔｎ＋１、Ｔｎ＋２のタイミング前後に、ブーストコンバータ部１及びフライバックコンバータ部２が共に動作する期間が存在するが、その期間は各コンバータ回路に接続された負荷に応じて変化するため、どの程度の長さになるかは明言できない。

本実施形態では、スイッチング回路部１５の入力電流経路に設けた抵抗Ｒ１によって入力電流Ｉｉｎを検出し、この入力電流Ｉｉｎが１次側整流電圧Ｖｉｎｒと同位相の正弦波状となるようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を制御することで、図５（Ｃ）に実線で示すように、入力電流Ｉｉｎの平均値を入力電圧波形に相似した略正弦波状にする。具体的には、フライバックコンバータ部２が支配的に動作する期間（Ｔｎ〜Ｔｎ＋１）はＱ１のオンデューティ比（前記Ｄｕｔｙ２（ｔ））を高くし、ブーストコンバータ部１が支配的に動作する期間（Ｔｎ＋１〜Ｔｎ＋２）にはＱ１のオンデューティ比（Ｄｕｔｙ２（ｔ））を低くする。
なお、実際にはスイッチング周波数（例えば７０ｋＨｚ）でスイッチング素子Ｑ１がスイッチングされるので、電流の瞬時値もその周波数で変動するが、図４におけるコンデンサＣ３によって正弦波状となる。

ここで、スイッチング制御用ＩＣ１４の構成を図６に示す。フライバックコンバータ部２の出力電圧Ｖｏｕｔ２を分圧した電圧が誤差増幅器４３Ａの反転入力端子に入力され、誤差増幅器４３Ａの非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｏと比較され、その差が増幅されたフィードバック信号は、絶縁回路４１を介してスイッチング制御用ＩＣ１４の乗算器４４に入力される。乗算器４４に入力される１次側整流電圧Ｖｉｎｒの信号は誤差増幅器４３Ａの出力信号によって、その振幅が変化される。乗算器４４の出力は、誤差増幅器４３Ｂの反転入力端子に入力され、誤差増幅器４３Ｂの非反転入力端子に入力される電圧（Ｒ１×Ｉｉｎ；抵抗Ｒ１に流れる入力電流Ｉｉｎを電圧として検出したもの）と比較され、その差が増幅される。誤差増幅器４３Ｂの出力信号は、ＰＷＭ回路に入力される。また、ＰＷＭ回路４５には発振器４６が接続される。ＰＷＭ回路４５の出力信号は、増幅器４７を介して、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に入力される。

ＰＷＭ回路４５は、例えばＲＳフリップフロップなどを含む回路構成であり、発振器４６の出力信号に基づく鋸波と、誤差増幅器４３Ｂの出力信号に基づくコントロール信号とを比較することで、ＰＷＭ回路４５の出力信号のパルス幅が誤差増幅器４３Ｂの出力にしたがったものになる。このスイッチング制御用ＩＣ１４は、１次側整流電圧Ｖｉｎｒと同位相に、入力電流Ｉｉｎの平均値に応じてスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を制御する。
但し、この際の絶縁回路４１からのフィードバック制御は商用交流電源周波数に近い遮断周波数（数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）特性を有しており、発振周波数（例えば７０ｋＨｚ）に対して非常に小さい。
このような構成により、入力電流Ｉｉｎの平均値が図５（Ｃ）に示す実線のように１次側整流電圧Ｖｉｎｒの電圧波形と同位相の正弦波状となり、スイッチング電源装置５０は、高調波電流を抑制しながら、電源装置５０にて１次−２次間の強化絶縁が必要な負荷に対してはフライバックコンバータ部から電力を供給し、電源装置５０にて、１次−２次間の強化絶縁が不要な負荷に対しては効率の良いブーストコンバータ部から電力を供給することで、全体として効率良く複数の直流出力を得ることができる。

なお、本実施形態では、スイッチング回路部１５に抵抗Ｒ１を設けて、その降下電圧から入力電流を検出するようにしたが、入力電流を検出または推定できればどのような位置から電流を検出してもよく、また、そのための回路構成も抵抗Ｒ１に限るものではない、本発明の思想に反しない範囲でどのようにも実施できる。

また、第１の整流平滑回路１１の出力にコンバータ回路５１を設け、第２の整流平滑回路の出力にインバータ回路５２を設ける構成を示したが、コンバータ回路５１およびインバータ回路５２は必ずしも本発明に必須の構成ではなく、この第１・第２の整流平滑回路に接続される機器はどのようなものであっても本発明は好適に実施できる。

さらに、図７に示すように、電圧検出回路をフライバックコンバータ部２側ではなく、ブーストコンバータ部１側に設けても良い。

このようにして、入力電流Ｉｉｎの平均値が１次側整流電圧Ｖｉｎｒの電圧波形と同位相の正弦波状となり、スイッチング電源装置５０は、高調波電流を抑制しながら電源装置５０にて１次−２次間の強化絶縁が必要な負荷に対してはフライバックコンバータ部から電力を供給し、１次−２次間の強化絶縁が不要な負荷に対しては効率の良いブーストコンバータ部から電力を供給することで、全体として効率良く複数の直流出力を得ることができる。

従来のスイッチング電源装置の回路を説明する図である。 従来のスイッチング電源装置での入力電流と出力電圧の波形図である。 一般的なコンバータ回路での入力電流の波形図である。 第１の実施形態のスイッチング電源装置および電子装置の一部の回路図である。 第１の実施形態のスイッチング電源装置における電圧波形および電流波形を示す図である。 第１の実施形態のスイッチング電源装置におけるスイッチング制御用ＩＣの回路図である。 第２の実施形態のスイッチング電源装置の回路図である。

符号の説明

１，１０１−ブーストコンバータ部
２，１０２−フライバックコンバータ部
１１，１２，１１１，１１２−整流平滑回路
１３，１１３−入力部
１４，１１４−スイッチング制御用ＩＣ
１５，１１５−スイッチング回路部
２１，２２，１２１，１２２−出力端子
２３，３３，１２３，１３３−商用交流電源入力端子
３１，１３１−１次側グランド
３２，１３２−２次側グランド
４１−絶縁回路
４２−電圧検出回路
４３Ａ，４３Ｂ−誤差増幅器
４４−乗算器
４５−ＰＷＭ回路
４６−発振器
４７−緩衝増幅器
５０，１００−スイッチング電源装置
５１−コンバータ回路
５２−インバータ回路
６０−電子装置
Ｄａ−全波整流回路
Ｑ１−スイッチング素子
Ｒ１−抵抗
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３−コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２−ダイオード
Ｔ−トランス
Ｎ１−１次巻線
Ｎ２−２次巻線
Ｉｉｎ−入力電流
Ｖｉｎ−入力電圧
Ｖｉｎｒ−１次側整流電圧
Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２−出力電圧
Ｄｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２−オンデューティ比

Claims (3)

1. 交流電源に接続される１次側整流回路と、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、前記１次側整流回路の出力に前記トランスの１次巻線とともに直列に接続されて前記トランスの入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されて第１の直流電圧を出力する、第１ダイオードを備えた第１の整流平滑回路と、前記トランスの２次巻線に接続されて第２の直流電圧を出力する第２の整流平滑回路と、を備えたスイッチング電源装置において、
   前記１次側整流回路により整流された電流を検出するとともに、当該電流の平均値が入力電圧波形に相似した略正弦波状を成すように前記スイッチング素子のオンデューティ比を制御する制御部を備え、
   前記制御部は、前記第１ダイオードのアノード電位よりもカソード電位が高くなる期間は、前記スイッチング素子のオンデューティ比を高くし、それ以外の期間は、前記スイッチング素子のオンデューティ比を低くする、
   スイッチング電源装置。
2. 前記制御部はさらに、前記第１の整流平滑回路の出力電圧を検出するとともに、当該出力電圧を略一定にするものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 請求項１または２に記載のスイッチング電源装置と、当該スイッチング電源装置の前記第１の整流平滑回路の出力に接続されるインバータ回路と、を電源回路部に備える電子装置。

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