JP4894865B2 - 双方向スイッチの電流検出回路 - Google Patents

Description

この発明は、充電可能なバッテリのような直流電源の充放電電流を監視し、過大な充放電電流を遮断して直流電源を保護する双方向スイッチの電流検出回路に関し、特に双方向スイッチの電流を、双方向スイッチの電流路に直接、センス抵抗を挿入することなく低損失、高精度に検出する双方向スイッチの電流検出回路に関する。
なお、以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部分を示す。

図３は従来のこの種の最も単純な電流測定回路の構成例を示す。同図においては測定対象の負荷電流Ｉｍを開閉する主スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴＱ１と直列に高精度のセンス抵抗Ｒｓを挿入しその両端に発生する電圧を観測することで電流を検出する。但し、この回路では被測定電流Ｉｍが特に大きい時にはセンス抵抗Ｒｓ部分の損失電力が大きくなり、問題となる。
一方、低損失に負荷電流Ｉｍを検出する装置として図４に示す装置がある。図４においては負荷電流Ｉｍを流す主スイッチとしてのＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴＱ１とゲート電位を同じくし、トランジスタのＷ長がＦＥＴＱ１の１／ｎであるようなミラースイッチとしてのＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴＱ３を設けて電流ミラー回路を構成し、主ＦＥＴＱ１の両端に生じる電圧とミラーＦＥＴＱ３の両端に生じる電圧とが等しくなるように高入力インピーダンスの素子（本例ではオベアンプＯｐ１）を用いた負帰還回路によってオベアンプＯｐ１の出力端子とミラーＦＥＴＱ３のドレイン間に接続されたセンス抵抗Ｒｓに正確にＩｍ×（１／ｎ）のミラー電流Ｉｓを流すようにしている。
ミラー電流Ｉｓは負荷電流Ｉｍに比較して充分に小さいため、ミラー電流Ｉｓを検出する際の損失は非常に小さい。出力インピーダンスの低い素子（本例ではオベアンプＯｐ１）とセンス抵抗Ｒｓによってミラー電流Ｉｓを正確に検出し、主ＦＥＴＱ１の電流Ｉｍを正確に検出することができる。

しかし、図３、４に示した電流検出方式では主スイッチに流れる電流Ｉｍの方向は一定であり、このままでは充放電保護スイッチとしての双方向スイッチに流れるような両方向電流を検出できない。
図５はバッテリＥの過大な充放電電流を遮断する充放電保護スイッチ（双方向スイッチ）の主スイッチ部分の通常の構成例を示す。同図においては元々寄生ダイオードを内蔵している２つのＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチＭ１、Ｍ２が本例では各主スイッチＭ１、Ｍ２のソース端子が両端側となるように互いに逆極性に直列接続されてバッテリＥの陰極側の充放電経路に挿入されている。
ここで、例えば主スイッチＭ１をオン、Ｍ２をオフに駆動すればバッテリＥの充電電流を、また主スイッチＭ１をオフ、Ｍ２をオンに駆動すればバッテリＥの放電電流をそれぞれ遮断することができる。
このような双方向スイッチを流れる両方向電流を検出する方式の例として特許文献１の開示がある。この方式では充放電電流の大きさによりこの電流路に挿入されたセンス抵抗の値が切り換わるような回路構成として、センス抵抗の電力損失を低減しながらセンス抵抗の両端電圧を検出するオペアンプが、そのオフセットの影響が少ない正確な電流検出電圧を得るようにしている。

また、特許文献２には充電電流及び放電電流の検出が同一の動作条件で行えるようにし、増幅回路の特性要因が充電電流及び放電電流の検出時に同じように影響してその正確な比較が可能で、オフセット調整も容易な充放電電流検出回路が開示されている。

特開平１１−６９６３５号公報 特開２００３―２１５１７２号公報

しかしながら、特許文献１の方式はセンス抵抗の損失を抑え、且つセンス電圧を高めるために装置の電流出力仕様に応じてセンス抵抗値を選択する必要があるという問題があり、また特許文献１の方式には充放電電流路に挿入されているセンス抵抗部分の損失が依然、問題として残っている。
本発明はこれらの問題を解消し、低損失で正確にかつ簡単な回路で充放電電流を検出できる双方向スイッチの電流検出回路を提供することを課題とする。

上記の課題を解決するために請求項１の双方向スイッチの電流検出回路は、対向する極性で直列接続され双方向スイッチを構成する２つの主トランジスタ（Ｍ１、Ｍ２）、この各主トランジスタとそれぞれ制御電極（ゲートＧ１、Ｇ２など）が結合され、前記直列接続に対応するように対向する極性で直列接続され、それぞれ対応する前記主トランジスタと対応する主電極（ソース、ドレインなどの）同士の電位を等しくした条件下で対応する主トランジスタを流れる電流より小さい所定のミラー比率の電流を流すように形成された２つのミラートランジスタ（Ｍ３、Ｍ４）を備え、
前記主トランジスタの直列接続とミラートランジスタの直列接続との互いに対応する一端（一方のソースなど）が共に主直流電源（バッテリＥなど）の一方の電極（陰極など）に接続されて、前記主トランジスタの直列接続が前記主直流電源の電流路に挿入され、
さらに前記２つの直列接続の他端（他方のソースなど）の電位をそれぞれ高入力インピーダンスで入力し、この２つの電位を等しくするように前記ミラートランジスタの直列接続の他端にセンス抵抗（Ｒｓ）を介し前記ミラー比率の電流を入出力する帰還増幅手段を備え、
前記センス抵抗の両端電圧から前記双方向スイッチの電流を（電圧差分器１１等を介して）検出するようにする。

また請求項２の双方向スイッチの電流検出回路は、請求項１に記載の双方向スイッチの電流検出回路において、前記帰還増幅手段は、自身の正負の入力端子がそれぞれ前記２つの直列接続の他端に接続され、自身の出力端子が前記センス抵抗の非ミラートランジスタ側に接続され、前記主直流電源の前記した一方の電極の電位に対しそれぞれ正負の電位をもつ２つの電源（ＶＤＤ、−ＶＤＤ）から給電されるオペアンプ（Ｏｐ１）からなるようにする。
また請求項３の双方向スイッチの電流検出回路は、請求項１または２に記載の双方向スイッチの電流検出回路において、前記４つのトランジスタが同一チャネル型のＭＯＳＦＥＴからなるようにする。
また請求項４の双方向スイッチの電流検出回路は、請求項３に記載の双方向スイッチの電流検出回路において、前記４つのトランジスタがＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、前記２つの直列接続の互いに対応する一端が共に前記主直流電源の陰極に接続されてなるようにする。
また請求項５の双方向スイッチの電流検出回路は、請求項３に記載の双方向スイッチの電流検出回路において、前記４つのトランジスタがＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、前記２つの直列接続の互いに対応する一端が共に前記主直流電源の陽極に接続されてなるようにする。

また請求項６の双方向スイッチの電流検出回路は、請求項１ないし５のいずれかに記載の双方向スイッチの電流検出回路において、少なくとも前記４つのトランジスタおよび帰還増幅手段が、半導体集積回路からなるようにする。
本発明の作用は以下の如くである。
双方向主スイッチを構成する２つの主トランジスタにそれぞれ、主トランジスタの電流に対し所定のミラー比をもつ小電流（ミラー電流）を流すように構成したミラートランジスタを組合わせてなる双方向ミラースイッチと、正負２電源から給電されて双方向主スイッチと双方向ミラースイッチとの両端電圧を等しくするように双方向ミラースイッチにセンス抵抗を介してミラー電流を入出力し帰還増幅回路を構成するオペアンプとを設け、センス抵抗の両端電圧からミラー電流、従って双方向主スイッチの電流を、簡単な回路で、低損失、高精度に測定する。

本発明によれば、バッテリなどの直流電源の過大な充放電電流を遮断する等の役割を持つ双方向主スイッチに、この双方向主スイッチの電流に対し所定のミラー比をもつ小電流（ミラー電流）を流すように構成した双方向ミラースイッチを組合わせたうえ、正負２電源から給電されて双方向主スイッチと双方向ミラースイッチとの両端電圧を等しくするように双方向ミラースイッチにセンス抵抗を介してミラー電流を流すオペアンプを設け、センス抵抗の両端電圧からミラー電流、従って双方向主スイッチ電流を測定するようにしたので、
電流検出回路を簡単にしながら、高精度、低損失に双方向主スイッチ電流（バッテリ充放電電流）を検出することができる。

本発明の一実施例としての構成を示す回路図である。 図１における寄生ダイオード通電モードの説明図である。 従来の電流検出回路の例を示す図である。 従来の電流検出回路の他の例を示す図である。 双方向スイッチの構成例を示す回路図である。

図１は本発明の一実施例としての構成を示す回路図である。図１においては図５と同様な双方向主スイッチを構成するＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチＭ１、Ｍ２の直列接続に対し並列に互いに逆極性に直列接続され、且つ主スイッチＭ１、Ｍ２とそれぞれゲート電圧を同じくして主スイッチＭ１、Ｍ２のミラー回路を構成するＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴからなるミラースイッチＭ３、Ｍ４が設けられている。なお、ここではミラースイッチＭ３とＭ４の直列接続を双方向ミラースイッチとも呼ぶ。
なお、主スイッチＭ１、Ｍ２は厳密にはそれぞれＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２とその寄生ダイオードＤ１、Ｄ２からなり、同じくミラースイッチＭ３、Ｍ４はそれぞれＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４とその寄生ダイオードＤ３、Ｄ４からなる。
本例では主スイッチＭ１とミラースイッチＭ３とのソース端子（ｃ点）がバッテリＥの陰極に接続されてグランド電位に維持され、主スイッチＭ２のソース端子（ａ点）が負側の外部端子ＶＢ−に接続されている。なお、バッテりＥの陽極端子は正側の外部端子ＶＢ＋に接続されており、外部端子ＶＢ＋とＶＢ−の間にはバッテりＥの充電時には図外の充電装置が（その正極側が外部端子ＶＢ＋側となるように）接続され、バッテりＥの放電時には図外の負荷が接続されることになる。

一方、主スイッチＭ２のソース端子（ａ点）とミラースイッチＭ４のソース端子（ｂ点）には、この各ソース端子（点ａ、ｂ）の電圧をそれぞれ（＋）入力端子と（−）入力端子に高入力インピーダンスで入力し、この２つのソース端子電圧の偏差を増幅すると共にこの偏差を０とするようにセンス抵抗Ｒｓを介してミラースイッチＭ３、Ｍ４の直列接続に低出力インピーダンスで電流を流すオペアンプＯｐ１が設けられている。
図１の回路ではバッテリＥの充電時には外部端子（ＶＢ＋）→バッテリＥ→主スイッチＭ１→同Ｍ２→外部端子（ＶＢ−）の経路で充電電流が流れ、グランド電位（ｃ点）に対しａ点の電位は負となり、バッテリＥの放電時には外部端子（ＶＢ−）→主スイッチＭ２→同Ｍ１→バッテリＥ→（ＶＢ＋）の経路で放電電流が流れ、グランド電位（ｃ点）に対しａ点の電位は正となる。
帰還増幅動作を行うオペアンプＯｐ１は、充電時も放電時も点ａ、ｂ間の電位を等しくするよう動作する必要があり、従ってオペアンプＯｐ１は、バッテリＥの充電時にはセンス抵抗Ｒｓを介してミラースイッチＭ３、Ｍ４から電流を吸い込み、バッテリＥの放電時にはセンス抵抗Ｒｓを介してミラースイッチＭ３、Ｍ４へ電流を流し込む必要がある。つまり、オペアンプＯｐ１の出力電圧はバッテリＥの充電時にはグランド電位（ｃ点）に対し負電圧となり、バッテリＥの放電時には同じく正電圧となる必要がある。

従って本発明ではオペアンプＯｐ１に供給する電源電圧は、通常使用時の０電位（０Ｖ）と正電圧（ＶＤＤ）ではなく、負電圧（−ＶＤＤ）と正電圧（ＶＤＤ）のような正負２電源を用いることで、オペアンプＯｐ１の出力電圧範囲が０Ｖを挟む正負両電圧範囲に跨がるようする。この場合、外部から正電圧しか供給されない場合には、負電圧を得るために内部に別のバッテリを用いるか、もしくは正電圧から負電圧を発生させる電源回路を内蔵させる。
図１においては、センス抵抗Ｒｓの両端電圧の差分を電圧差分器１１によって求めることにより、センス抵抗Ｒｓの電流、従って主スイッチＭ１、Ｍ２を通過する電流を計測することができる。この際、上記差分電圧の極性をみることで主スイッチの電流方向も検出でき、充電状態か放電状態かも判定可能である。
そして、計測された電流（電圧差分器１１の出力で、本例では電流計測値１１ａとして別にも出力されている）をコンパレータ１２によって所定値と比較し、計測された電流が所定の電流値を越えた場合はコンパレータ１２の出力によってゲート制御回路１３を介して双方向主スイッチ（及びミラースイッチ）のゲートＧ１、Ｇ２を制御し、双方向スイッチを切るように制御することができる。

例えば、外部回路のショート等により過大な放電電流が流れた時には、ゲートＧ２（従ってスイッチＭ２、Ｍ４）をオン側に駆動したままゲートＧ１（従ってスイッチＭ１、Ｍ３）をオフ側に駆動し、あるいはバッテリＥが破壊されて短絡状態になった場合などには、ゲートＧ１（従ってスイッチＭ１、Ｍ３）をオン側に駆動したままゲートＧ２（従ってスイッチＭ２、Ｍ４）をオフ側に駆動して過大電流を阻止することができる。
本発明においては従来、考慮されていなかった主スイッチの寄生ダイオードに流れる過電流も検出して遮断することができる。図２（ａ）、（ｂ）はこのような通電モードの説明図である。なお、図２では簡単のため図１の双方向主スイッチＭ１、Ｍ２側のみを示している。
即ち、図２（ａ）は過放電禁止、充電可能モード、つまりゲートＧ１がオフ側に、ゲートＧ２がオン側にそれぞれ駆動されている状態にあり、放電電流は阻止されているが充電側の電流は主スイッチＭ１の寄生ダイオードＤ１→主スイッチＭ２の経路で流れることが可能である。
この寄生ダイオードＤ１を流れる電流は、同時に双方向主スイッチと並列の双方向ミラースイッチ側の寄生ダイオードＤ３→ミラースイッチＭ４（図１参照）の経路でセンス抵抗Ｒｓに流れる電流によって検出可能であり、この寄生ダイオードＤ１の過電流はさらにゲートＧ２をオフに駆動することで遮断することができる。

同様に、図２（ｂ）は過充電禁止、放電可能モード、つまりゲートＧ１がオン側に、ゲートＧ２がオフ側にそれぞれ駆動されている状態にあり、充電電流は阻止されているが放電側の電流は主スイッチＭ２の寄生ダイオードＤ２→主スイッチＭ１の経路で流れることが可能である。
この寄生ダイオードＤ２を流れる電流も、同時に双方向主スイッチと並列の双方向ミラースイッチ側の寄生ダイオードＤ４→ミラースイッチＭ３（図１参照）の経路へセンス抵抗Ｒｓから流れる電流によって検出可能であり、この寄生ダイオードＤ２の過電流はさらにゲートＧ１をオフに駆動することで遮断することができる。
なおこの場合、寄生ダイオードの電流特性をミラー経路と主経路とでミラー比率に等しくするために、このミラー経路と主経路にそれぞれ対応するソース領域とドレイン領域の面積および基板コンタクト領域の面積を正確にミラー比率にする。
即ち、トランジスタＱ１とＱ３（およびＱ２とＱ４）の電流特性を互いに比例させるのであればＷ長をミラー比率に合致させることが重要であるが、寄生ダイオードＤ１とＤ３（およびＤ２とＤ４）の電流特性を互いに比例させるためには、ＰＮ接合の対向面積をミラー比率に合致させることが重要になる。

完全にミラー比率に合致したダイオード特性が得られれば、ダイオードＤ１とＤ３のそれぞれの両端子にかかる印加電圧（またはダイオードＤ２とＤ４のそれぞれの両端子にかかる印加電圧）が同一である場合、各ダイオード電流もミラー比率に等しくなるため、トランジスタがオフしていてもミラー経路電流は主経路の電流と比例する。
双方向スイッチは図１に示されたようなドレインを共通にして、ソースが外部端子につながるタイプだけでなく、ソースを共通にしてドレインを外部端子につなげるタイプも可能である。またバッテリＥの陰極側にＮｃｈ双方向スイッチを挿入するタイプだけでなくバッテリＥの陽極側にＰｃｈ双方向スイッチを挿入することも可能である。
なお、双方向スイッチの一端をバッテリＥの陽極側に接続した場合、オペアンプＯｐ１の電源ＶＤＤ、−ＶＤＤはバッテリＥの陽極の電位に対しそれぞれ正、負の電位を持つものとする必要がある。

Ｅ バッテリ
Ｍ１、Ｍ２ 主スイッチ
Ｍ３、Ｍ４ ミラースイッチ
Ｑ１、Ｑ２ 主ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ３、Ｑ４ ミラーＭＯＳＦＥＴ
Ｄ１、Ｄ２ 主ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード
Ｄ３、Ｄ４ ミラーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード
Ｒｓ センス抵抗
Ｏｐ１ オペアンプ
ＶＤＤ、−ＶＤＤ オペアンプの電源
１１ 電圧差分器
１１ａ 電流計測値
１２ コンパレータ
１３ ゲート制御回路
Ｇ１ 主スイッチＭ１とミラースイッチＭ３のゲート
Ｇ２ 主スイッチＭ２とミラースイッチＭ４のゲート
ＶＢ＋、ＶＢ− 外部端子

Claims (6)

1. 対向する極性で直列接続され双方向スイッチを構成する２つの主トランジスタ、この各主トランジスタとそれぞれ制御電極が結合され、前記直列接続に対応するように対向する極性で直列接続され、それぞれ対応する前記主トランジスタと対応する主電極同士の電位を等しくした条件下で対応する主トランジスタを流れる電流より小さい所定のミラー比率の電流を流すように形成された２つのミラートランジスタを備え、
   前記主トランジスタの直列接続とミラートランジスタの直列接続との互いに対応する一端が共に主直流電源の一方の電極に接続されて、前記主トランジスタの直列接続が前記主直流電源の電流路に挿入され、
   さらに前記２つの直列接続の他端の電位をそれぞれ高入力インピーダンスで入力し、この２つの電位を等しくするように前記ミラートランジスタの直列接続の他端にセンス抵抗を介し前記ミラー比率の電流を入出力する帰還増幅手段を備え、
   前記センス抵抗の両端電圧から前記双方向スイッチの電流を検出することを特徴とする双方向スイッチの電流検出回路。
2. 請求項１に記載の双方向スイッチの電流検出回路において、
   前記帰還増幅手段は、自身の正負の入力端子がそれぞれ前記２つの直列接続の他端に接続され、自身の出力端子が前記センス抵抗の非ミラートランジスタ側に接続され、前記主直流電源の前記した一方の電極の電位に対しそれぞれ正負の電位をもつ２つの電源から給電されるオペアンプからなることを特徴とする双方向スイッチの電流検出回路。
3. 請求項１または２に記載の双方向スイッチの電流検出回路において、 前記４つのトランジスタが同一チャネル型のＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とする双方向スイッチの電流検出回路。
4. 請求項３に記載の双方向スイッチの電流検出回路において、
   前記４つのトランジスタがＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、前記２つの直列接続の互いに対応する一端が共に前記主直流電源の陰極に接続されてなることを特徴とする双方向スイッチの電流検出回路。
5. 請求項３に記載の双方向スイッチの電流検出回路において、
   前記４つのトランジスタがＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなり、前記２つの直列接続の互いに対応する一端が共に前記主直流電源の陽極に接続されてなることを特徴とする双方向スイッチの電流検出回路。
6. 少なくとも前記４つのトランジスタおよび帰還増幅手段が、半導体集積回路からなることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の双方向スイッチの電流検出回路。
   

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