JP4889694B2

JP4889694B2 - 直流電源装置、それを備えたインバータ装置、及びそのインバータ装置を備えた空気調和機、洗濯機並びに洗濯乾燥機

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Publication number: JP4889694B2
Application number: JP2008190835A
Authority: JP
Inventors: 和徳畠山; 和憲坂廼邊; 洋介篠本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-07-24
Filing date: 2008-07-24
Publication date: 2012-03-07
Anticipated expiration: 2028-07-24
Also published as: JP2010029048A

Description

本発明は、入力電圧以上に出力電圧を昇圧して負荷に供給する直流電源装置、それを備えたインバータ装置、及びそのインバータ装置を備えた空気調和機、洗濯機並びに洗濯乾燥機に関する。

従来の直流電源装置として、力率を略１に制御しつつ、電源電圧のピーク値の４倍以上の直流出力電圧を得るものがある（例えば、非特許文献１及び非特許文献２参照）。

電学論Ｄ、１２５巻１号、２００５年、１１３〜１１４頁電学論Ｄ、１２６巻１号、２００６年、９０〜９１頁

非特許文献１の技術は、１つの開閉手段で入力力率の改善が可能であるが、ダイオードの数が多く、ダイオードによる電圧降下が発生し、効率が悪くなるという問題点を有する。また、電源電圧のピーク値の４倍以上の直流電圧を出力可能とするが、交流１００Ｖの場合、５６６Ｖ以上の直流電圧が発生し、また電源電圧の変動により交流１１０Ｖに変動した場合、６２２Ｖ以上の直流電圧が発生し、一般的に多く用いられているインバータのパワーモジュールの耐圧６００Ｖを超過してしまうという問題点がある。

非特許文献２の技術は、力率を略１に制御可能であるが、４つの開閉手段が設けられているため損失やコストの増加が予想されるだけでなく、制御が複雑化し、高性能なマイコンが必要になるという問題点を有する。また、非特許文献１と同様に、パワーモジュールの耐圧６００Ｖを超過してしまうという問題点がある。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、第一の目的は、開閉手段を持たない、もしくは、少ない開閉手段を制御することによって、交流電源の交流電圧のピーク値の略４倍の電圧の出力を可能とする直流電源装置を得るものである。
また、第二の目的は、少ない開閉手段が用いられることで電圧降下による効率の悪化が抑制され、それらの開閉手段が適切に制御されることによって低損失かつ高効率な直流電源装置を得るものである。
そして、第三の目的は、上記の直流電源装置を備えることにより、出力側に接続された電動機の低損失かつ高効率な駆動を可能とするインバータ装置を得ることにあり、さらにそのインバータ装置を備えることによって高性能かつ省エネルギーな空気調和機、洗濯機並びに洗濯乾燥機を得るものである。

本発明に係る直流電源装置は、交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力端に並列接続された、直列に接続された２つの第一のコンデンサと、前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの両端に接続された２つの逆流阻止手段を介して並列に接続された、直列に接続された２つの第二のコンデンサと、前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子の一方との間に設けられた第一の開閉手段と、前記第一の開閉手段の開閉動作を制御する制御手段と、を備え、前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子のもう一方とが接続され、前記制御手段によって前記第一の開閉手段が操作されることにより、前記交流電源の交流電圧のピーク値の略２倍から略４倍の間の電圧を、前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの両端に並列に接続される負荷に出力する。

本発明に係る直流電源装置は、少ない部品で交流電源の交流電圧のピーク値の略４倍の直流電圧を出力することが可能であり、低損失かつ高効率な直流電源装置を供給できる。さらに、例えば、本発明に係る直流電源装置に電動機を駆動するインバータを接続した場合、インバータの出力電圧が高められるため、前記インバータにより誘起電圧の高い電動機を高速域まで駆動することが可能となる。また、誘起電圧が高くなると、電動機やインバータに流れる電流が低減されるため、高効率化及び省エネルギー化が可能となり地球温暖化対策にも貢献可能となる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置の回路図である。交流電源１は、リアクトル２を介して、交流電源を全波整流するブリッジ整流回路３に接続されている。そのブリッジ整流回路３は、整流用ダイオード３ａ、３ｂ、３ｃ及び３ｄで構成されている。ブリッジ整流回路３の出力端には、直列に接続された２つの第一のコンデンサ４ａ及び４ｂが並列に接続されている。その２つの第一のコンデンサ４ａ及び４ｂの接続点は、ブリッジ整流回路３の交流入力端子の一方に接続されている。また、その直列に接続された２つの第一のコンデンサ４ａ及び４ｂの両端には、それぞれ逆流阻止手段５ａ及び５ｂを介して、直列に接続された２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂが並列に接続されている。その２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの接続点は、ブリッジ整流回路３の交流入力端子のもう一方に接続されている。また、その直列に接続された２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの両端には、負荷７が並列に接続されている。

図２、図３及び図４は図１の回路の動作を示す図である。
図２において、交流電源１が負のとき、交流電源１、整流用ダイオード３ｂ、第一のコンデンサ４ａ、リアクトル２の順で電流が流れる（図２中破線）。すると、第一のコンデンサ４ａに交流電源１の交流電圧の略ピーク値が充電される。次に、交流電源１が正のとき、交流電源１、リアクトル２、第一のコンデンサ４ａ、逆流阻止手段５ａ、第二のコンデンサ６ａの順で電流が流れる（図２中実線）。すると、第二のコンデンサ６ａには、交流電源１の交流電圧の略ピーク値と第一のコンデンサ４ａの充電電圧が加算された電圧が充電される。第一のコンデンサ４ａには交流電源１の交流電圧の略ピーク値が充電されているため、第二のコンデンサ６ａには交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍の電圧が充電されることになる。

また、図３において、交流電源１が正のとき、交流電源１、リアクトル２、第一のコンデンサ４ｂ、整流用ダイオード３ｄの順で電流が流れる（図３中実線）。すると、第一のコンデンサ４ｂに交流電源１の交流電圧の略ピーク値が充電される。次に、交流電源１が負のとき、交流電源１、第二のコンデンサ６ｂ、逆流阻止手段５ｂ、第一のコンデンサ４ｂ、リアクトル２の順で電流が流れる（図３中破線）。すると、第二のコンデンサ６ｂには、交流電源１の交流電圧の略ピーク値と第一のコンデンサ４ｂの充電電圧が加算された電圧が充電される。第一のコンデンサ４ｂには交流電源１の交流電圧の略ピーク値が充電されているため、第二のコンデンサ６ｂには交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍の電圧が充電されることになる。

すると、図４に示すように、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂには、それぞれ交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍の電圧が充電されており、その２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂが直列に接続されているため、その両端から交流電源１の交流電圧のピーク値の略４倍の電圧が出力されることになる。

図５は、本発明の実施の形態１に係る電圧波形図である。第一のコンデンサ４ａ及び４ｂは交流電源１の交流電圧の略ピーク値に充電され、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂは交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍に充電される。従って、出力電圧は交流電源１の交流電圧のピーク値の略４倍の電圧となる。ただし、接続される負荷７の容量が大きい場合には、出力電圧が交流電源１の交流電圧の４倍以下になる場合がある。

図６及び図７は、本発明の実施の形態１に係るその他の回路図例である。
第二のコンデンサ６ａ及び６ｂには交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍の電圧が充電されるため、交流電源１の交流電圧及び第一のコンデンサ４ａ及び４ｂの充電電圧に比べて電圧が高い状態になる。そのため、図１から図４に示すように逆流阻止手段５ａ及び５ｂが存在しないと、第二のコンデンサ６ａから第一のコンデンサ４ａに向かって、あるいは、第一のコンデンサ４ｂから第二のコンデンサ６ｂに向かって電流が逆流する恐れがある。

そこで、図６に示されるように逆流阻止手段５ａ及び５ｂとしてダイオード８ａ及び８ｂが設けられることで、電流の逆流が防止される。

しかし、ダイオード８ａ及び８ｂが使用された場合、電流がダイオード８ａ及び８ｂを順方向に流れた際の電圧降下による効率悪化が懸念される。そこで、図７に示されるように、ダイオード８ａ及び８ｂを短絡するようなダイオード短絡手段９ａ及び９ｂを設ける。そして、制御部５１が、それらダイオード短絡手段９ａ及び９ｂを制御することにより、ダイオード８ａ及び８ｂを短絡することによって、電流はダイオード８ａ及び８ｂではなくダイオード短絡手段９ａ及び９ｂに流れるため、電圧降下による効率悪化が防止される。ここで、制御部５１は、例えば、マイコン等の演算装置である。

しかしながら、前述の通り、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂには、交流電源１の交流電圧及び第一のコンデンサ４ａ及び４ｂの充電電圧より大きな電圧が充電されているため、電流の逆流が懸念される。そこで、制御部５１が、電流がダイオード８ａ及び８ｂを正方向に流れるタイミングに、すなわち、ダイオード８ａ及び８ｂに逆方向電圧が印加されるタイミング以外に、ダイオード短絡手段９ａ及び９ｂを短絡を閉じ、ダイオード８ａ及び８ｂを短絡することで、ダイオード８ａ及び８ｂによって電流の逆流が防止されるとともに、電流がダイオード短絡手段９ａ及び９ｂを流れることにより電圧降下による効率悪化が防止される。

ここで、ダイオード短絡手段９ａ及び９ｂについて、例えば、制御部５１によって次のように動作させる。
第一の開閉手段１０（後述の図８参照）及び第二の開閉手段１１（後述の図９参照）の両方、又は片方が開放している場合は、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂには電源電圧と同じ電圧が充電されるため、逆流は発生しない。このとき、制御部５１が、ダイオード短絡手段９ａ及び９ｂを閉じ、ダイオード８ａ及び８ｂを短絡することによって、電流がダイオード８ａ及び８ｂを流れることによる電圧降下が防止される。一方、第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１が両方閉じられている場合には、逆流する恐れがある。このとき、制御部５１が、ダイオード短絡手段９ａ及び９ｂを開くことによって、逆流は防止される。
また、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの充放電のタイミングが既知である場合において、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂが充電されている場合には、逆流は生じない。このとき、制御部５１が、ダイオード短絡手段９ａ及び９ｂを閉じ、ダイオード８ａ及び８ｂを短絡することによって、上記と同様に、電圧降下が防止される。一方、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂが放電されている場合には、逆流する恐れがある。このとき、制御部５１が、ダイオード短絡手段９ａ及び９ｂを開くことによって、逆流は防止される。

以上の構成により、交流電源の交流電圧のピーク値の略４倍までの直流電圧が出力可能となる。また、例えば、実施の形態１に係る直流電源装置に、電動機を駆動するインバータが接続された場合、誘起電圧が高い電動機の使用が可能となり、高速域まで駆動することが可能となる。また、電動機やインバータに流れる電流を低減することができ、高効率化及び省エネルギー化が可能となる。

なお、ダイオード短絡手段９ａ及び９ｂとして、機械式の開閉器、半導体によるスイッチング素子、あるいは、双方向スイッチが使用されても問題ないことは言うまでもない。このことは他の実施の形態も同様である。また、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂには交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍の電圧が充電されるため、第一のコンデンサ４ａ及び４ｂの充電電圧に比べて電圧が高い状態になるので、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの耐圧を、第一のコンデンサ４ａ及び４ｂの耐圧よりも高いものにして、適式に選定することにより、コンデンサの故障を防止することができる。
なお、図１において、リアクトル２は、交流電源１に接続される構成のみでなく、図２及び図３におけるコンデンサへの充電経路を含めた全ての閉回路のそれぞれにリアクトル２が存在するように複数設置される構成としてもよい。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２に係る直流電源装置の回路図である。直列に接続された２つの第一のコンデンサ４ａ及び４ｂの接続点とブリッジ整流回路３の交流入力端子の一方との間に第一の開閉手段１０が備えられている。そして、交流電源１の交流電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段８１が、交流電源１と並列に接続されている。ゼロクロス検出手段８１の出力側は、制御部５１に接続されている。また、出力電圧を検出する出力電圧検出手段８２が、直列に接続された２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの両端に接続されている。出力電圧検出手段８２の出力側は、制御部５１に接続されている。ゼロクロス検出手段８１は、上記のように検出したゼロ点の信号を、制御部５１に出力する。また、出力電圧検出手段８２は、上記のように検出した出力電圧を、制御部５１に出力する。上記の構成以外については、実施の形態１と同じ構成のため、実施の形態１との相違点を中心に説明する。また、ゼロクロス検出手段８１の動作については、実施の形態４において後述する。

制御部５１によって第一の開閉手段１０が閉じられた場合は、実施の形態１と同様の回路構成となり、交流電源１の交流電圧のピーク値の略４倍の電圧が出力されることになる。また、制御部５１によって第一の開閉手段１０が開かれた場合は、倍電圧整流回路となり、交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍の電圧が出力される構成となる。

また、制御部５１が、第一の開閉手段１０の開閉動作を繰り返すことにより、交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍から４倍までの間の電圧が出力可能となる。

また、例えば、出力電圧検出手段８２が出力電圧を検出し、制御部５１が、その出力電圧を出力電圧検出手段８２から受信して、出力電圧が所望の値になるよう第一の開閉手段１０を動作させることにより、負荷７に最適な電圧を出力することも可能である。

さらに、制御部５１が、第一の開閉手段１０に対して、例えば、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって、交流電源１の周波数より早い周波数で開閉させることで、交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍から４倍の電圧を出力することが可能となるだけでなく、入力電流を略正弦波化させることが可能となり、高力率状態にて動作するため、有効電力が増加する。ＰＷＭ制御の動作の詳細は、実施の形態４において後述する。一般的に入力はブレーカ容量で制限されているため、増加した有効電力分だけ、直流電源装置に接続された負荷への入力電力を増加させることができ、負荷の出力を大きくすることができる。また、有効電力が増加するので無効電力が減少し、配電設備での受電容量の削減が実現でき、発電所にて発電しているエネルギーの有効利用に寄与することができる。また、入力電流が略正弦波化することにより、高調波成分が減少するため、ＪＩＳやＩＥＣで定められている電源高調波規格にも適合可能である。

さらに、制御部５１が、第一の開閉手段１０に対して、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂからの電流の逆流が生じないように制御することにより、逆流阻止手段５ａ及び５ｂを省くことができ、低コストな直流電源装置を提供することが可能である。

なお、第一の開閉手段１０として、機械式の開閉器、半導体によるスイッチング素子、あるいは、双方向スイッチが使用されても問題ないことは言うまでもない。

実施の形態３．
図９は、実施の形態３に係る直流電源装置の回路図である。直列に接続された２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの接続点とブリッジ整流回路３の交流入力端子の一方との間に第二の開閉手段１１が備えられている。そして、交流電源１の交流電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段８１が、交流電源１と並列に接続されている。ゼロクロス検出手段８１の出力側は、制御部５１に接続されている。また、出力電圧を検出する出力電圧検出手段８２が、直列に接続された２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの両端に接続されている。出力電圧検出手段８２の出力側は、制御部５１に接続されている。ゼロクロス検出手段８１は、上記のように検出したゼロ点の信号を、制御部５１に出力する。また、出力電圧検出手段８２は、上記のように検出した出力電圧を、制御部５１に出力する。上記の構成以外については、実施の形態１と同じ構成のため、実施の形態１との相違点を中心に説明する。また、ゼロクロス検出手段８１の動作については、実施の形態４において後述する。

制御部５１によって第二の開閉手段１１が閉じられた場合は、実施の形態１と同様の回路構成となり、交流電源１の交流電圧のピーク値の略４倍の電圧が出力されることになる。また、制御部５１によって第二の開閉手段１１が開かれた場合は、倍電圧整流回路となり、交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍の電圧が出力される構成となる。

また、制御部５１が、第二の開閉手段１１の開閉動作を繰り返すことにより、交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍から４倍までの間の電圧が出力可能となる。

また、例えば、出力電圧検出手段８２が出力電圧を検出し、制御部５１が、その出力電圧を出力電圧検出手段８２から受信して、出力電圧が所望の値になるよう第二の開閉手段１１を動作させることにより、負荷７に最適な電圧を出力することも可能である。

さらに、制御部５１が、第二の開閉手段１１に対して、例えば、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって、交流電源１の周波数より早い周波数で開閉させることで、交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍から４倍の電圧を出力することが可能となるだけでなく、入力電流を略正弦波化させることが可能となり、高力率状態にて動作するため、有効電力が増加する。ＰＷＭ制御の動作の詳細は、実施の形態４において後述する。一般的に入力はブレーカ容量で制限されているため、増加した有効電力分だけ、直流電源装置に接続された負荷への入力電力を増加させることができ、負荷の出力を大きくすることができる。また、有効電力が増加するので無効電力が減少し、配電設備での受電容量の削減が実現でき、発電所にて発電しているエネルギーの有効利用に寄与することができる。また、入力電流が略正弦波化することにより、高調波成分が減少するため、ＪＩＳやＩＥＣで定められている電源高調波規格にも適合可能である。

さらに、制御部５１が、第二の開閉手段１１に対して、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂからの電流の逆流が生じないように制御することにより、逆流阻止手段５ａ及び５ｂを省くことができ、低コストな直流電源装置を提供することが可能である。

なお、第二の開閉手段１１として、機械式の開閉器を用いても良く、半導体によるスイッチング素子、あるいは、双方向スイッチが使用されても問題ないことは言うまでもない。

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４に係る直流電源装置の回路図である。直列に接続された２つの第一のコンデンサ４ａ及び４ｂの接続点とブリッジ整流回路３の交流入力端子の一方との間に第一の開閉手段１０が備えられ、直列に接続された２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの接続点とブリッジ整流回路３の交流入力端子のもう一方との間に第二の開閉手段１１が備えられている。そして、交流電源１の交流電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段８１が、交流電源１と並列に接続されている。ゼロクロス検出手段８１の出力側は、制御部５１に接続されている。また、出力電圧を検出する出力電圧検出手段８２が、直列に接続された２つの第二のコンデンサ６ａ及び６ｂの両端に接続されている。出力電圧検出手段８２の出力側は、制御部５１に接続されている。ゼロクロス検出手段８１は、上記のように検出したゼロ点の信号を、制御部５１に出力する。また、出力電圧検出手段８２は、上記のように検出した出力電圧を、制御部５１に出力する。上記の構成以外については、実施の形態１と同じ構成のため、実施の形態１との相違点を中心に説明する。

制御部５１によって第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１が閉じられた場合は、実施の形態１と同様の回路構成となり、交流電源１の交流電圧のピーク値の略４倍の電圧が出力されることになる。また、制御部５１によって第一の開閉手段１０が開かれ、第二の開閉手段１１が閉じられた場合、もしくは第一の開閉手段１０が閉じられ、第二の開閉手段１１が開かれた場合には、倍電圧整流回路となり、交流電源１の交流電圧のピーク値の略２倍の電圧が出力される構成となる。さらに、第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１が開かれた場合には、全波整流回路となり、交流電源１の交流電圧のピーク値と略同じ電圧が出力可能となる。

また、制御部５１が、第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１の開閉動作を繰り返すことにより、交流電源１の交流電圧のピーク値の略１倍から４倍までの間の電圧が出力可能となる。

また、例えば、出力電圧検出手段８２が出力電圧を検出し、制御部５１が、その出力電圧を出力電圧検出手段８２から受信して、出力電圧が所望の値になるよう第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１を動作させることにより、負荷７に最適な電圧を出力することも可能である。

さらに、制御部５１が、第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１に対して、例えば
、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって、交流電源１の周波数より早い周波数で開閉させる動作例について、図１１及び図１２を参照して説明する。

図１１は、実施の形態４に係る直流電源装置のＰＷＭ制御による動作例を示す制御ブロック図であり、図１２は、そのＰＷＭ制御による動作例の状態を示すタイムチャートである。
図１１で示されるように、制御部５１が、直流電源装置の出力電圧を制御するための出力電圧の指令値をＶｄｃ＊とし、図１０に示される出力電圧検出手段８２によって検出される直流電源装置の出力電圧をＶｄｃとする。図１１において、加算器５１ａは、このＶｄｃ＊とＶｄｃとの偏差ΔＶｄｃを算出し、この偏差ΔＶｄｃをＰＩ制御器５１ｃに出力する。この偏差ΔＶｄｃを受信したＰＩ制御器５１ｃは、ＰＩ制御によって変調信号の振幅Ａを求める。この振幅Ａを受信した変調信号演算部５１ｄは、振幅Ａにｓｉｎ（θ＋φ）を乗じて、第一の開閉手段１０を駆動するための変調信号Ｓａを求める。ここで、θは交流電源１の電圧位相、φは任意に決定した位相である。また、加算器５１ｂは、第二の開閉手段１１を駆動するための変調信号Ｓｂを、１からＳａを引いたものとして求める。図１２に示されるように、上記の変調信号Ｓａ及びＳｂは、三角波のキャリア信号と比較され、第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１に対する駆動信号が生成される。ここで、第一の開閉手段１０に対する駆動信号は、変調信号Ｓａよりキャリア信号の方が小さい場合には０（Ｌｏｗ）、そして、大きい場合には１（Ｈｉｇｈ）として生成される。また、第二の開閉手段１１に対する駆動信号は、変調信号Ｓｂよりキャリア信号の方が小さい場合には１（Ｈｉｇｈ）、そして、大きい場合には０（Ｌｏｗ）として生成される。

以上のような、ＰＷＭ制御によって、交流電源１の交流電圧のピーク値の略１倍から４倍の電圧を出力することが可能となるだけでなく、入力電流を略正弦波化させることが可能となり、高力率状態にて動作するため、有効電力が増加する。一般的に入力はブレーカ容量で制限されているため、増加した有効電力分だけ、直流電源装置に接続された負荷への入力電力を増加させることができ、負荷の出力を大きくすることができる。また、有効電力が増加するので無効電力が減少し、配電設備での受電容量の削減が実現でき、発電所にて発電しているエネルギーの有効利用に寄与することができる。また、入力電流が略正弦波化することにより、高調波成分が減少するため、ＪＩＳやＩＥＣで定められている電源高調波規格にも適合可能である。

さらに、制御部５１が、第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１に対して、第二のコンデンサ６ａ及び６ｂからの電流の逆流が生じないように制御することにより、逆流阻止手段５ａ及び５ｂを省くことができ、低コストな直流電源装置を提供することが可能である。

なお、第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１として、機械式の開閉器、半導体によるスイッチング素子、あるいは、双方向スイッチが使用されても問題ないことは言うまでもない。
また、上記の変調信号Ｓａ及びＳｂにおいて、第一の開閉手段１０を駆動するために変調信号Ｓｂが用いられ、第二の開閉手段１１を駆動するために変調信号Ｓａが用いられても同様のＰＷＭ制御が可能である。
また、上記のＰＷＭ制御において、実施の形態２に係る、第一の開閉手段１０のみを備える直流電源装置については、変調信号Ｓａによって得られる駆動信号のみによって、第一の開閉手段１０に対しＰＷＭ制御が可能である。そして、実施の形態３に係る、第二の開閉手段１１のみを備える直流電源装置についても、変調信号Ｓａにより得られた駆動信号のみによって、第二の開閉手段１１に対しＰＷＭ制御が可能である。
そして、図１３に示されるように、交流電源１の交流電圧のゼロ点から、第一の開閉手段１０については、Ｔｄｅｌａｙ１の時間だけ遅らせた所からＴｏｎ１の時間だけ、第二の開閉手段１１については、Ｔｄｅｌａｙ２の時間だけ遅らせた所からＴｏｎ２の時間だけ、制御部５１によって駆動される動作としても、上記と同様の効果を得ることができる。また、図１３においては、第一の開閉手段１０及び第二の開閉手段１１について、ゼロ点から次のゼロ点までの間に、一回だけ駆動される動作が示されているが、複数回駆動される動作としてもよい。また、実施の形態２に係る、第一の開閉手段１０のみを備える直流電源装置については、第一の開閉手段１０に対して上記の制御が可能である。そして、実施の形態３に係る、第二の開閉手段１１のみを備える直流電源装置についても、第二の開閉手段１１に対して上記の制御が可能である。

実施の形態５．
図１４は、実施の形態５に係るインバータの接続図である。インバータ５２は、実施の形態４に係る直流電源装置の出力側に、負荷として接続されており、また、制御部５１の出力側にも接続されている。そして、インバータ５２の出力側には、電動機５３が接続されている。インバータ装置１０１は、実施の形態４に係る、交流電源１から電源を供給される直流電源装置と、インバータ５２とで構成されている。図１４において、インバータ装置１０１を構成する直流電源装置は、実施の形態４に係るものが示されているが、実施の形態１、２又は３に係る直流電源装置としてもよい。実施の形態５に係る直流電源装置から出力される直流電圧は、インバータ５２に供給される。その直流電圧を供給されたインバータ５２は、制御部５１が出力した制御信号に従って、電動機５３に駆動電流を供給し回転させる。

以上の構成により、誘起電圧の高い電動機５３を駆動することが可能となるため、少ない電流で電動機が駆動可能となり、電動機５３やインバータ５２の損失低減による高効率化が可能である。そして、高い出力電圧を得ることが可能となるため、高速域まで電動機を回転させることが可能となり、性能を向上させることも可能となる。
以下に、他の装置に対する、インバータ装置１０１の適用例を示す。

図１５は、実施の形態５に係るインバータと、空気調和機の圧縮機との接続図である。インバータ装置１０１の出力側には電動機５３が接続されており、その電動機５３は、圧縮要素５４に連結されている。圧縮機５５は、電動機５３と圧縮要素５４から構成されている。冷凍サイクル部５６は、四方弁５６ａ、室内熱交換器５６ｂ、膨張弁５６ｃ及び室外熱交換器５６ｄを含む態様で構成されている。空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５４から、四方弁５６ａ、室内熱交換器５６ｂ、膨張弁５６ｃ、室外熱交換器５６ｄを経由し、再び四方弁５６ａを経由して、圧縮要素５４へ戻る態様で構成されている。インバータ装置１０１は、交流電源１より交流電圧の供給を受け、電動機５３を回転させる。圧縮要素５４は、電動機５３が回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５６内部で循環させる。

以上の構成により、図１５で示される空気調和機においては、一年を通じて利用の多い低速回転及び低負荷という条件において消費電力の削減が可能となる。また、高速回転及び高負荷という条件における消費電力の削減及び冷房や暖房の能力向上が可能となり、省エネルギーで高性能な空気調和機を得ることができる。

図１６は、前記インバータと、洗濯機の駆動用電動機との接続図である。水槽５７は、洗濯機１０２内に設置され、その内部に、洗濯槽５８が回転自在に設置されている。その洗濯槽５８の底部には、攪拌翼５９が回転自在に設置されている。水槽５７の底部に設置された電動機５３の回転軸は、水槽５７及び攪拌翼５９に連結されている。図示はしていないが、インバータ装置１０１が、電動機５３に接続されており、洗濯機１０２の内部に搭載されている。インバータ装置１０１が、電動機５３を回転制御することによって、洗濯槽５８及び攪拌翼５９が回転し、洗濯動作が実施される。

図１７は、前記インバータと、洗濯乾燥機の駆動用電動機との接続図である。水槽６０は、洗濯乾燥機１０３内に設置され、その内部に、回転ドラム６１が回転自在に設置されている。水槽６０の底部に設置された電動機５３の回転軸は、回転ドラム６１に連結されている。図示はしていないが、インバータ装置１０１が、電動機５３に接続されており、洗濯乾燥機１０３の内部に搭載されている。インバータ装置１０１が、電動機５３を回転制御することによって、回転ドラム６１が回転し、洗濯及び乾燥動作が実施される。

以上の構成により、図１６及び図１７で示される洗濯機や洗濯乾燥機においては、洗濯や乾燥運転といった低速回転及び高負荷な条件において、省エネルギー化が可能となる。また、脱水運転のように電動機を高速回転させる場合でも、大きな出力電圧が得られるため、さらに回転数を上げて脱水能力を高めることが可能である。従って、脱水時間が短くなることにより、顧客の満足度の高い洗濯機及び洗濯乾燥機を得ることができる。さらに、乾燥運転時には運転時間が短くなることにより、省エネルギーな洗濯乾燥機を得ることができる。

以上、本発明に係る直流電源装置は、インバータに好適に用いられ、その適用例としては、圧縮機用インバータや送風機用インバータが挙げられる。圧縮機用インバータが搭載される例として、空気調和機、冷蔵庫、冷凍機、除湿機、給湯機が挙げられ、また、送風機用インバータが搭載される例として、換気扇、空気清浄機、加湿器が挙げられる。このように、本発明に係る直流電源装置の適用範囲は広く、産業上の利用可能性は大きい。

本発明の実施の形態１に示す直流電源装置の回路図である。本発明の実施の形態１の動作を示す図である。本発明の実施の形態１の動作を示す図である。本発明の実施の形態１の動作を示す図である。本発明の実施の形態１に示す電圧波形図である。本発明の実施の形態１に示すその他の回路図例である。本発明の実施の形態１に示すその他の回路図例である。本発明の実施の形態２に示す直流電源装置の回路図である。本発明の実施の形態３に示す直流電源装置の回路図である。本発明の実施の形態４に示す直流電源装置回路図である。本発明の実施の形態４に示す直流電源装置のＰＷＭ制御による動作例を示す制御ブロック図である。本発明の実施の形態４に示す直流電源装置のＰＷＭ制御による動作例の状態を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態４に示す直流電源装置のその他の制御による動作例の状態を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態５に示すインバータの接続図である。本発明の実施の形態５に示すインバータと、空気調和機の圧縮機との接続図である。本発明の実施の形態５に示すインバータと、洗濯機の駆動用電動機との接続図である。本発明の実施の形態５に示すインバータと、洗濯乾燥機の駆動用電動機との接続図である。

符号の説明

１交流電源、２リアクトル、３ブリッジ整流回路、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ整流用ダイオード、４ａ、４ｂ第一のコンデンサ、５ａ、５ｂ逆流阻止手段、６ａ、６ｂ第二のコンデンサ、７負荷、８ａ、８ｂダイオード、９ａ、９ｂダイオード短絡手段、１０第一の開閉手段、１１第二の開閉手段、５１制御部、５１ａ、５１ｂ加算器、５１ｃＰＩ制御器、５１ｄ変調信号演算部、５２インバータ、５３電動機、５４圧縮要素、５５圧縮機、５６冷凍サイクル部、５６ａ四方弁、５６ｂ室内熱交換器、５６ｃ膨張弁、５６ｄ室外熱交換器、５７、６０水槽、５８洗濯槽、５９攪拌翼、６１回転ドラム、８１ゼロクロス検出手段、８２出力電圧検出手段、１０１インバータ装置、１０２洗濯機、１０３洗濯乾燥機。

Claims

交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流回路と、
前記整流回路の出力端に並列接続された、直列に接続された２つの第一のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの両端に接続された２つの逆流阻止手段を介して並列に接続された、直列に接続された２つの第二のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子の一方との間に設けられた第一の開閉手段と、
前記第一の開閉手段の開閉動作を制御する制御手段と、
を備え、
前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子のもう一方とが接続され、
前記制御手段によって前記第一の開閉手段が操作されることにより、前記交流電源の交流電圧のピーク値の略２倍から略４倍の間の電圧を、前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの両端に並列に接続される負荷に出力する
ことを特徴とする直流電源装置。
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流回路と、
前記整流回路の出力端に並列接続された、直列に接続された２つの第一のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの両端に接続された２つの逆流阻止手段を介して並列に接続された、直列に接続された２つの第二のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子の一方との間に設けられた第二の開閉手段と、
前記第二の開閉手段の開閉動作を制御する制御手段と、
を備え、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子のもう一方とが接続され、
前記制御手段によって前記第二の開閉手段が操作されることにより、前記交流電源の交流電圧のピーク値の略２倍から略４倍の間の電圧を、前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの両端に並列に接続される負荷に出力する
ことを特徴とする直流電源装置。
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流回路と、
前記整流回路の出力端に並列接続された、直列に接続された２つの第一のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの両端に接続された２つの逆流阻止手段を介して並列に接続された、直列に接続された２つの第二のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子の一方との間に設けられた第一の開閉手段と、
前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子のもう一方との間に設けられた第二の開閉手段と、
前記第一及び第二の開閉手段の開閉動作を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段によって前記第一及び第二の開閉手段が操作されることにより、前記交流電源の交流電圧の略ピーク値から略４倍の間の電圧を、前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの両端に並列に接続される負荷に出力する
ことを特徴とする直流電源装置。
前記逆流阻止手段は、ダイオードである
ことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の直流電源装置。
前記ダイオードに並列に接続されたダイオード短絡手段を備えた
ことを特徴とする請求項４記載の直流電源装置。
前記制御手段は、前記ダイオードに逆方向電圧が印加されるタイミング以外は前記ダイオード短絡手段によって前記ダイオードを短絡させる
ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
前記ダイオード短絡手段は、半導体からなるスイッチング素子である
ことを特徴とする請求項６記載の直流電源装置。
前記ダイオード短絡手段は、機械的な開閉器である
ことを特徴とする請求項６記載の直流電源装置。
前記ダイオード短絡手段は、双方向スイッチである
ことを特徴とする請求項６記載の直流電源装置。
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流回路と、
前記整流回路の出力端に並列接続された、直列に接続された２つの第一のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの両端に並列に接続された、直列に接続された２つの第二のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子の一方との間に設けられた第一の開閉手段と、
前記第一の開閉手段の開閉動作を制御する制御手段と、
を備え、
前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子のもう一方とが接続され、
前記制御手段によって前記第一の開閉手段が操作されることにより、前記交流電源の交流電圧のピーク値の略２倍から略４倍の間の電圧を、前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの両端に並列に接続される負荷に出力する
ことを特徴とする直流電源装置。
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流回路と、
前記整流回路の出力端に並列接続された、直列に接続された２つの第一のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの両端に並列に接続された、直列に接続された２つの第二のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子の一方との間に設けられた第二の開閉手段と、
前記第二の開閉手段の開閉動作を制御する制御手段と、
を備え、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子のもう一方とが接続され、
前記制御手段によって前記第二の開閉手段が操作されることにより、前記交流電源の交流電圧のピーク値の略２倍から略４倍の間の電圧を、前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの両端に並列に接続される負荷に出力する
ことを特徴とする直流電源装置。
交流電源をリアクトルを介して全波整流する整流回路と、
前記整流回路の出力端に並列接続された、直列に接続された２つの第一のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの両端に並列に接続された、直列に接続された２つの第二のコンデンサと、
前記直列に接続された２つの第一のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子の一方との間に設けられた第一の開閉手段と、
前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流入力端子のもう一方との間に設けられた第二の開閉手段と、
前記第一及び第二の開閉手段の開閉動作を制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段によって前記第一及び第二の開閉手段が操作されることにより、前記交流電源の交流電圧の略ピーク値から略４倍の間の電圧を、前記直列に接続された２つの第二のコンデンサの両端に並列に接続される負荷に出力する
ことを特徴とする直流電源装置。
前記開閉手段は、半導体からなるスイッチング素子である
ことを特徴とする請求項１〜請求項３、請求項１０〜請求項１２のいずれかに記載の直流電源装置。
前記開閉手段は、機械的な開閉器である
ことを特徴とする請求項１〜請求項３、請求項１０〜請求項１２のいずれかに記載の直流電源装置。
前記開閉手段は、双方向スイッチである
ことを特徴とする請求項１〜請求項３、請求項１０〜請求項１２のいずれかに記載の直流電源装置。
前記第二のコンデンサは、前記第一のコンデンサよりも高耐圧である
ことを特徴とする請求項１〜請求項１５のいずれかに記載の直流電源装置。
前記制御手段は、前記第一の開閉手段を前記交流電源の周波数よりも高い周波数で開閉動作させる
ことを特徴とする請求項１、請求項３、請求項１０又は請求項１２記載の直流電源装置。
前記制御手段は、前記第二の開閉手段を前記交流電源の周波数よりも高い周波数で開閉動作させる
ことを特徴とする請求項２、請求項３、請求項１１又は請求項１２記載の直流電源装置。
前記交流電源の交流電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、
前記直流電源装置の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記ゼロクロス検出手段によって検出されたゼロクロス検出信号、及び、前記出力電圧検出手段によって検出された出力電圧に基づいて、前記第一の開閉手段をＰＷＭ制御によって開閉動作させる
ことを特徴とする請求項１７記載の直流電源装置。
前記交流電源の交流電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、
前記直流電源装置の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記ゼロクロス検出手段によって検出されたゼロクロス検出信号、及び、前記出力電圧検出手段によって検出された出力電圧に基づいて、前記第二の開閉手段をＰＷＭ制御によって開閉動作させる
ことを特徴とする請求項１８記載の直流電源装置。
前記交流電源の交流電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段を備え、
前記制御手段は、前記ゼロクロス検出手段によって検出されたゼロ点から、次に検出されたゼロ点までの間に、前記第一の開閉手段を１回又は複数回、開閉動作させる
ことを特徴とする請求項１、請求項３、請求項１０又は請求項１２記載の直流電源装置。
前記交流電源の交流電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段を備え、
前記制御手段は、前記ゼロクロス検出手段によって検出されたゼロ点から、次に検出されたゼロ点までの間に、前記第二の開閉手段を１回又は複数回、開閉動作させる
ことを特徴とする請求項２、請求項３、請求項１１又は請求項１２記載の直流電源装置。
前記交流電源に接続された前記リアクトルに代えて、前記各コンデンサへの各充電経路ごとにリアクトルを備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項２２のいずれかに記載の直流電源装置。
請求項１〜請求項２３のいずれかの直流電源装置を搭載したインバータ装置。
請求項２４のインバータ装置を搭載した空気調和機。
請求項２４のインバータ装置を搭載した洗濯機。
請求項２４のインバータ装置を搭載した洗濯乾燥機。