JP6440067B2

JP6440067B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6440067B2
Application number: JP2015001987A
Authority: JP
Inventors: 俊風間; 史人草間; 比田　一; 一比田
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2015-01-08
Filing date: 2015-01-08
Publication date: 2018-12-19
Anticipated expiration: 2035-01-08
Also published as: JP2016127764A

Description

本発明は、複数のインバータを備える電力変換装置に関するものである。

近年、電力変換装置の大出力化に対応するため、複数のインバータを並列接続させ、各インバータに流れる電流を減少させる多相電力変換装置が知られている。例えば、非特許文献１には、２個の３相インバータを並列接続させ、一方のインバータには位相がシフトされていない信号を用いてＳＶＰＷＭ制御し、他方のインバータには位相が１８０度シフトされた信号を用いてＳＶＰＷＭ制御する系統連系インバータが開示されている。

ＤｏｎｇｓｕｌＳｈｉｎ外３名 "ＣｏｕｐｌｅｄＩｎｄｕｃｔｏｒｓｆｏｒＰａｒａｌｌｅｌＯｐｅｒａｔｉｏｎｏｆＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｄＴｈｒｅｅ−ＰｈａｓｅＶｏｌｔａｇｅＳｏｕｒｃｅＧｒｉｄ−ＣｏｎｎｅｃｔｅｄＩｎｖｅｒｔｅｒｓ"，ＡｐｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅａｎｄＥｘｐｏｓｉｔｉｏｎ（ＡＰＥＣ），２０１３Ｔｗｅｎｔｙ−ＥｉｇｈｔｈＡｎｎｕａｌＩＥＥＥＤａｔｅｏｆＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ：１７−２１Ｍａｒｃｈ２０１３、ｐ．２２３５−ｐ．２２３９

しかしながら、非特許文献１では、２つの３相インバータを駆動させた場合の電力変換効率と１つの３相インバータのみを駆動させた場合の電力変換効率とが、電力負荷に応じて変動することが全く考慮されていない。そのため、広範囲の電力負荷の領域において電力変換効率を向上させることができない。

本開示では、従来よりも広範囲の電力負荷の領域において電力変換効率を向上できる電力変換装置を提供する。

本開示の一態様による電力変換装置は、電源部に並列接続され、前記電源部から供給される直流電力をスイッチング素子を用いて交流電力に変換するＮ（Ｎは２以上の整数）個のインバータと、
前記Ｎ個のインバータから出力されたＮ個の交流電力のそれぞれを平滑化するリアクトルと、
前記リアクトルにより平滑されたＮ個の交流電力を重畳し、負荷に出力する出力部と、
前記Ｎ個のインバータに対応し、３６０度／Ｎずつ位相がシフトしたＮ個のキャリア信号を生成するキャリア生成部と、
前記Ｎ個のインバータに対応し、所定の交流電流を出力するためのＮ個の変調波信号を生成する変調波生成部と、
前記Ｎ個のキャリア信号と、前記Ｎ個のキャリア信号に対応するＮ個の変調波信号とを比較して、前記Ｎ個のインバータに対応するＮ個のＰＷＭ信号を生成し、前記Ｎ個のインバータに出力するパルス生成部と、
前記リアクトルにより平滑化されたＮ個の電流の少なくとも１つ又は前記出力部から出力された電流を検知する電流検知部と、
前記電流検知部で検知された電流が所定の設定値以下の場合、前記Ｎ個のインバータのうち第１〜第ｊ（ｊは１以上、Ｎ−１以下の整数）インバータを駆動させ、第ｊ＋１〜第Ｎインバータの駆動を停止させる停止指示を出力する切替制御部とを備え、
前記キャリア生成部は、前記停止指示が出力された場合、３６０度／ｊずつ位相がシフトした第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のキャリア信号を生成し、
前記パルス生成部は、前記停止指示が出力された場合、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のキャリア信号と、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個の変調波信号とを比較して、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のＰＷＭ信号を生成し、前記第１〜第ｊインバータに出力する。

本開示によれば、従来よりも広範囲の電力負荷の領域において高い電力変換効率が得られる。

実施の形態１における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。比較例における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。セクション（ａ）は、図１の電力変換装置においてリアクトル７，８に流れる交流電流Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２の波形と、系統電源１０に出力される交流電圧Ｖｏｕｔの波形とを示したグラフである。セクション（ｂ）は、図２の電力変換装置においてリアクトル７に流れる交流電流Ｉｏｕｔの波形と、系統電源１０に出力される交流電圧Ｖｏｕｔの波形とを示したグラフである。実施の形態１の電力変換装置と比較例（図２の電力変換装置）との電力変換効率を比較した実験結果を示すグラフである。実施の形態２における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。実施の形態２の電力変換装置と比較例との電力変換効率を比較した実験結果を示すグラフである。セクション（ａ）は、インバータを構成するスイッチの導通損失とスイッチング損失とを示すグラフである。セクション（ｂ）は、リアクトル損失を示すグラフである。実施の形態３の電力変換装置の切り換え時の波形を示す図である。実施の形態４に対する比較例の切り替え時の波形を示す図である。実施の形態４の切り替え時の波形を示す図である。実施の形態５における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。実施の形態６における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。設定部が管理する設定テーブルの一例を示す図である。実施の形態８における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。実施の形態９の電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。交流電流の瞬時値を用いる場合において、インバータの切り替え例を示す図である。

（本開示の一態様に至る経緯）
近年、太陽電池の普及に伴い、家庭内や小規模の発電所に設置された太陽電池と、系統電源とを連系させるパワーコンディショナーの開発が活発に行われている。パワーコンディショナーは太陽電池で発電された直流電力を交流電力に変換して系統電源に供給するが、系統電源に供給される交流電力は、例えば、リップル率（高調波含有率）はある値内に収める、交流電圧の実効値をある値にするといった所定の条件が課せられている。そのため、パワーコンディショナーは所定の条件を満たすように電力変換を行う必要がある。

そこで、本発明者は、太陽電池からなる直流電源に複数のインバータを並列接続させた、多相のインバータ（以下、マルチフェーズインバータと呼ぶ）に着目した。そして、マルチフェーズインバータにおいて、各インバータに対応するキャリア信号の位相を所定の間隔でずらすことで、リップルを低減できることを発見した。

しかしながら、マルチフェーズインバータでは、電力負荷が高い領域では、高い電力変換効率が得られるが、電力負荷が低い領域では、通常のインバータに比べて電力変換効率が低下することを発見した。

なお、上記の非特許文献１では、マルチフェーズインバータについての開示はあるが、マルチフェーズインバータの電力変換効率が電力負荷の低い領域で低下することが全く考慮されていない。

本開示の一態様は、従来よりも広範囲の電力負荷の領域において高い電力変換効率が得られる電力変換装置を提供することを目的とする。

以下、本開示の一態様の電力変換装置について具体的に説明する。

（１）本開示の一態様による電力変換装置は、電源部に並列接続され、前記電源部から供給される直流電力をスイッチング素子を用いて交流電力に変換するＮ（Ｎは２以上の整数）個のインバータと、
前記Ｎ個のインバータから出力されたＮ個の交流電力のそれぞれを平滑化するリアクトルと、
前記リアクトルにより平滑されたＮ個の交流電力を重畳し、負荷に出力する出力部と、
前記Ｎ個のインバータに対応し、３６０度／Ｎずつ位相がシフトしたＮ個のキャリア信号を生成するキャリア生成部と、
前記Ｎ個のインバータに対応し、所定の交流電流を出力するためのＮ個の変調波信号を生成する変調波生成部と、
前記Ｎ個のキャリア信号と、前記Ｎ個のキャリア信号に対応するＮ個の変調波信号とを比較して、前記Ｎ個のインバータに対応するＮ個のＰＷＭ信号を生成し、前記Ｎ個のインバータに出力するパルス生成部と、
前記リアクトルにより平滑化されたＮ個の電流の少なくとも１つ又は前記出力部から出力された電流を検知する電流検知部と、
前記電流検知部で検知された電流が所定の設定値以下の場合、前記Ｎ個のインバータのうち第１〜第ｊ（ｊは１以上、Ｎ−１以下の整数）インバータを駆動させ、第ｊ＋１〜第Ｎインバータの駆動を停止させる停止指示を出力する切替制御部とを備え、
前記キャリア生成部は、前記停止指示が出力された場合、３６０度／ｊずつ位相がシフトした第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のキャリア信号を生成し、
前記パルス生成部は、前記停止指示が出力された場合、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のキャリア信号と、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個の変調波信号とを比較して、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のＰＷＭ信号を生成し、前記第１〜第ｊインバータに出力する。

この構成によれば、Ｎ個のインバータに対応するキャリア信号はそれぞれ、位相が３６０度／Ｎずつシフトされている。そのため、Ｎ個のインバータから出力された交流電流をリアクトルで平滑化した場合に発生するリップルは、各交流電流間で反転して表れる傾向が高くなる。その結果、Ｎ個のインバータから出力された交流電流を重畳することでリップルが相殺された交流電流を生成できる。

また、複数のインバータを備える電力変換装置において、Ｎ個のインバータを駆動させた場合の電力変換効率とｊ個のインバータを駆動させた場合の電力変換効率とを比較すると、出力電力が低い領域では後者の方が前者よりも電力変換効率が高いが、出力電力を上げていくと、この関係が逆転し、前者の方が後者よりも電力変換効率が高くなる。

本態様では、電流検知部で検知された電流が所定の設定値より大きければ、Ｎ個のインバータが駆動され、電流が所定の設定値以下であれば、ｊ個のインバータのみが駆動されている。そのため、電力変換効率が逆転する出力電力に対応する電流値を設定値として予め設定しておくことで、従来よりも広範囲の出力電力の領域において電力変換効率を向上させることができる。

（２）また、上記態様において、前記Ｎ個のインバータが駆動されている場合において、前記リアクトルで平滑化されたＮ個それぞれの電流をＬ、前記出力部から出力される電流をＮ・Ｌとすると、
前記変調波生成部は、前記停止指示が出力された場合、前記第ｊ＋１〜第Ｎインバータから出力されるＮ−ｊ個の電流が、前記Ｌから０に漸次減少するように前記第ｊ＋１〜第Ｎインバータに対応する変調波信号を補正し、且つ、前記第１〜第ｊインバータから出力される前記ｊ個の電流が、前記ＬからＮ・Ｌ／ｊに漸次増大するように第１〜第ｊインバータに対応する変調波信号を補正してもよい。

この場合、Ｎ個のインバータからｊ個のインバータへの駆動の切り替え時に、駆動が停止されるインバータは、出力する電流がＬから０に漸次に減少するように変調波信号が補正される。また、駆動が継続されるインバータは、出力する電流がＬからＮ・Ｌ／ｊに漸次に増大するように変調波信号が補正される。そのため、インバータの切り替え時において、負荷に対して出力される交流電流に生じる歪みを抑制できる。

（３）また、上記態様において、前記Ｎ個のインバータが駆動されている場合において、前記リアクトルで平滑化されたＮ個それぞれの電流をＬ、前記出力部から出力される電流をＮ・Ｌとすると、
前記変調波生成部は、前記停止指示が出力された場合、前記出力部から出力される交流電圧のゼロクロスポイントを含む一定期間内において、前記第ｊ＋１〜第Ｎインバータから出力されるＮ−ｊ個の電流が、前記Ｌから０に漸次又は瞬時に減少するように前記第ｊ＋１〜第Ｎインバータに対応する変調波信号を補正し、且つ、前記第１〜第ｊインバータから出力されるｊ個の電流が、前記ＬからＮ・Ｌ／ｊに漸次又は瞬時に増大するように第１〜第ｊインバータに対応する変調波信号を補正してもよい。

この場合、Ｎ個のインバータからｊ個のインバータへの駆動の切り替えがゼロクロスポイントを含む一定期間内に行われている。そして、駆動が停止されるインバータに対して、出力する電流がＬから０に漸次又は瞬時に減少するように変調波信号が補正されている。更に、駆動が継続されるインバータに対して、出力する電流がＬからＮ・Ｌ／ｊに漸次又は瞬時に増大するように変調波信号が補正されている。そのため、インバータの切り替え時において、負荷に対して出力される交流電流に生じる歪みを抑制できる。

（４）また、上記態様において、
前記電流検知部は、前記リアクトルにより平滑化されたＮ個の電流のうちいずれか１の電流を検知してもよい。

この場合、交流検知部の個数を１つにして部品点数を削減し、低コスト化を図ることができる。

（５）また、上記態様において、
前記電源部から出力される直流電圧を検知する電圧検知部と、
前記電圧検知部が検知した検知電圧が増大するにつれて、前記設定値を増大させる設定部とを更に備えてもよい。

インバータは入力電圧が増大するにつれてスイッチング損失が増大する。スイッチング損失が増大すると、Ｎ個のインバータを駆動した場合の電力変換効率がｊ個のインバータを駆動した場合の電力変換効率よりも高くなる切替ポイントが高負荷側にシフトする。本態様では、電源部から出力される直流電圧が高い場合、設定値が増大されている。そのため、最適な切替ポイントでＮ個のインバータとｊ個のインバータとの駆動を切り替えることができる。

なお、前記電源部は、太陽電池でも良いし、ＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。

（６）本開示の別の一態様における電力変換装置は、
電源部に並列接続され、前記電源部から供給される直流電力をスイッチング素子を用いて交流電力に変換するＮ（Ｎは２以上の整数）個のインバータと、
前記Ｎ個のインバータから出力されたＮ個の交流電力のそれぞれを平滑化するリアクトルと、
前記リアクトルにより平滑されたＮ個の交流電力を重畳し、負荷に出力する出力部と、
前記Ｎ個のインバータに対応し、３６０度／Ｎずつ位相がシフトしたＮ個のキャリア信号を生成するキャリア生成部と、
前記Ｎ個のインバータに対応し、所定の交流電流を出力するためのＮ個の変調波信号を生成する変調波生成部と、
前記Ｎ個のキャリア信号と、前記Ｎ個のキャリア信号に対応するＮ個の変調波信号とを比較して、前記Ｎ個のインバータに対応するＮ個のＰＷＭ信号を生成し、前記Ｎ個のインバータに出力するパルス生成部と、
前記電源部と、前記Ｎ個のインバータとの間に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するためのＰＷＭ信号のデューティー比が、所定のデューティー比以上の場合、前記Ｎ個のインバータのうち第１〜第ｊ（ｊは１以上、Ｎ−１以下の整数）インバータを駆動させ、第ｊ＋１〜第Ｎインバータの駆動を停止させる停止指示を出力する切替制御部とを備え、
前記キャリア生成部は、前記停止指示が出力された場合、３６０度／ｊずつ位相がシフトした第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のキャリア信号を生成し、
前記パルス生成部は、前記停止指示が出力された場合、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のキャリア信号と、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個の変調波信号とを比較して、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のＰＷＭ信号を生成し、前記第１〜第ｊインバータに出力する。

電源部の直流電圧が下がると、インバータの入力電圧を一定電圧に維持するために、ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティー比が上がる。電源部は、例えば太陽電池であり、一般的に日射量が低下すると、直流電圧が下がり、電力供給能力が低下する。ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティー比が上がると、インバータの出力電力を下げることになり、インバータから出力される交流電流が小さくなる。

本態様では、ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティー比が、所定のデューティー比より小さければ、Ｎ個のインバータが駆動され、ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティー比が、所定のデューティー比以上であれば、ｊ個のインバータのみが駆動されている。そのため、電力変換効率が逆転する出力電力に対応する、ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティー比を所定のデューティー比として予め設定しておくことで、従来よりも広範囲の出力電力の領域において電力変換効率を向上させることができる。

（７）また、上記態様において、前記電流検知部で検知された電流が交流電流の実効値であってもよい。

（８）また、上記態様において、前記電流検知部で検知された電流が瞬時値であり、
前記切替制御部は、前記出力部から出力される交流電流の１周期のうち、少なくとも１回、駆動させるインバータの切替動作を行ってもよい。

この態様では、瞬時値を用いてよりきめ細かく切替ポイントを設定し、電力変換効率を向上させることができる。

（９）また、上記態様において、
前記Ｎ個のインバータは単相インバータ又は３相インバータであってもよい。

この場合、インバータとして単相インバータ又は３相インバータを用いた場合であっても上述の態様と同じ効果が得られる。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。

図１に示すように、系統連系インバータ装置は、インバータ１，２、直流電源３、平滑コンデンサ４、電流センサ５，６、リアクトル７，８、フィルタコンデンサ９、系統電源１０、制御部１１、及び電圧センサ１２を備える。リアクトル７は２つのリアクトル７１，７２を含み、リアクトル８は２つのリアクトル８１，８２を含む。図１において、インバータ１，２、平滑コンデンサ４、電流センサ５，６、リアクトル７，８、フィルタコンデンサ９、及び電圧センサ１２は、電力変換装置を構成する。

インバータ１，２は、直流電源３に並列接続され、フルブリッジの単相インバータで構成されている。具体的には、インバータ１，２は、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備える。インバータ１，２はマルチフェーズインバータを構成する。

インバータ１、２は同一構成であるため、以下、インバータ１のみ説明する。スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ｎ型のＭＯＳＦＥＴで構成されている。スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、ドレインが直流電源３の正極に接続されている。スイッチＳＷ３、ＳＷ４は、ソースが直流電源３の負極に接続されている。

スイッチＳＷ１はソースが、ＳＷ３のドレインに接続されている。スイッチＳＷ２はソースが、スイッチＳＷ４のドレインに接続されている。スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ３との接続点Ｋ１はリアクトル７１を介して系統電源１０の端子Ｔ１に接続され、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ４との接続点Ｋ２はリアクトル７２を介して系統電源１０の端子Ｔ２に接続されている。なお、インバータ２においては、接続点Ｋ１はリアクトル８１を介して系統電源１０の端子Ｔ１に接続され、接続点Ｋ２はリアクトル８２を介して系統電源１０の端子Ｔ２に接続されている。

インバータ１は、制御部１１から出力されるＰＷＭ信号に従い、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフを切り替え、直流電源３から供給される直流電圧を、所望の交流電圧に変換する。ここで、所望の交流電圧としては、系統電源１０が採用する交流電圧が採用される。系統電源１０が採用する交流電圧としては、例えば、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの正弦波が採用される。したがって、インバータ１には、系統電源１０に連系するために必要な変調波信号をキャリア信号と比較することで生成されたＰＷＭ信号が入力される。

なお、図１では、スイッチとして、ｎ型のＭＯＳＦＥＴが採用されたが、ｐ型のＭＯＳＦＥＴが採用されてもよいし、ＩＧＢＴが採用されてもよい。

平滑コンデンサ４は、直流電源３と並列接続されている。平滑コンデンサ４は、直流電圧の変動を抑制し、インバータ１，２の入力電圧を安定化させる。本実施形態では、平滑コンデンサ４として、小型化及び低コスト化に適した電解コンデンサが採用される。

リアクトル７１，７２は、インバータ１から出力されるパルス状の交流電力を平滑化し、変調波信号に応じた波形を持つ正弦波状の交流電力を生成する。

リアクトル８１，８２は、インバータ２から出力されるパルス状の交流電力を平滑化し、変調波信号に応じた波形を持つ正弦波状の交流電力を生成する。

電流センサ５は、リアクトル７１の系統電源１０側の一端と接続点Ｋ３との間に設けられ、リアクトル７で平滑化されたインバータ１の交流電流Ｉｏｕｔ１を計測し、制御部１１に出力する。電流センサ６は、リアクトル８１の系統電源１０側の一端と接続点Ｋ４との間に設けられ、リアクトル８で平滑化されたインバータ２の交流電流Ｉｏｕｔ２を計測し、制御部１１に出力する。

接続点Ｋ３，Ｋ４は、リアクトル７１，７２で平滑化された交流電力と、リアクトル８１，８２で平滑化された交流電力とを重畳する。接続点Ｋ３，Ｋ４は出力部の一例である。フィルタコンデンサ９は、系統電源１０の端子Ｔ１及び端子Ｔ２間に接続され、接続点Ｋ３，Ｋ４で重畳された交流電力から高周波成分を除去し、系統電源１０及び負荷Ｚに出力する。

電圧センサ１２は、フィルタコンデンサ９と並列接続され、フィルタコンデンサ９から出力された交流電圧Ｖｏｕｔを測定し、制御部１１に出力する。

負荷Ｚは、系統電源１０の正極及び負極間に接続されている。

制御部１１は、例えばマイクロコントローラで構成され、インバータ１，２を制御する。具体的には、制御部１１は、パルス生成部１１０、キャリア生成部１２０、及び変調波生成部１３０を備える。パルス生成部１１０は、インバータ１に対応するパルス生成部１１１及びインバータ２に対応するパルス生成部１１２を備える。キャリア生成部１２０は、インバータ１に対応するキャリア生成部１２１及びインバータ２に対応するキャリア生成部１２２を備える。変調波生成部１３０は、インバータ１に対応する変調波生成部１３１及びインバータ２に対応する変調波生成部１３２を備える。

変調波生成部１３１は、系統の交流電源１０に連系し、所望の交流電流を得るための変調波信号であって、インバータ１に対応する変調波信号を、交流電流Ｉｏｕｔ１及び交流電圧Ｖｏｕｔを用いて生成し、パルス生成部１１１に出力する。本実施の形態では、系統電源１０と負荷Ｚ（発電量と負荷Ｚとの大きさによって、負荷Ｚのみへの電力供給の場合もあるし、負荷Ｚへの電力供給と系統へ逆潮流する場合もある）とに出力する交流電流Ｉｏｕｔの実効値を制御することで、系統電源１０と負荷Ｚとに目標実効値の交流電流を出力する。本実施の形態ではインバータの個数は２個である。したがって、変調波生成部１３１は、系統電源１０に連系し、交流電流Ｉｏｕｔの１／２の実効値を持つ交流電流が、リアクトル７から出力されるように変調波信号を生成する。

変調波生成部１３２は、変調波生成部１３１と同様、交流電流Ｉｏｕｔ２及び交流電圧Ｖｏｕｔを用いて、インバータ２に対応する変調波信号を生成し、パルス生成部１１２に出力する。

キャリア生成部１２１は、インバータ１に対応するキャリア信号を生成し、パルス生成部１１１に出力する。キャリア信号としては、系統電源１０が採用する交流電力の周波数に対して数１００〜数１０００倍の周波数を持つ三角波が採用できる。

キャリア生成部１２２は、キャリア生成部１２１が生成したキャリア信号に対して振幅が同一で位相が１８０度シフトしたキャリア信号を生成し、パルス生成部１１２に出力する。

パルス生成部１１１は、例えば、コンパレータで構成され、変調波生成部１３１が生成した変調波信号とキャリア生成部１２１が生成したキャリア信号とを比較してインバータ１に対応するＰＷＭ信号を生成し、インバータ１に出力する。具体的には、パルス生成部１１１は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４とスイッチＳＷ２，ＳＷ３とを相補的にオン／オフさせる、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に対応する４つのＰＷＭ信号を生成し、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のゲートに出力する。

パルス生成部１１２は、例えば、コンパレータで構成され、パルス生成部１１１と同様、変調波生成部１３２が生成した変調波信号とキャリア生成部１２２が生成したキャリア信号とを比較してインバータ２に対応するＰＷＭ信号を生成し、インバータ２に出力する。ここで、キャリア生成部１２２が生成するキャリア信号はキャリア生成部１２１が生成するキャリア信号に対して位相が１８０度シフトしている。よって、後述するように、交流電流Ｉｏｕｔ１と交流電流Ｉｏｕｔ２とを重畳することで、両交流電流に含まれるリップルが相殺される。

図２は、比較例における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。図２において、図１と同じ構成には同じ符号が付されている。図２において、図１との主な相違点はインバータ１ｘにある。図１と等しい交流電力を得るために、インバータ１ｘは、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４がそれぞれ２つ並列接続されている。そのため、系統電源１０には、図１と同じ実効値の交流電流Ｉｏｕｔ及び交流電圧Ｖｏｕｔが出力される。図２では、図１のように直流電源３に対して２つのインバータが並列接続されていないので、図１で存在したリアクトル８１，８２及び接続点Ｋ３，Ｋ４が省かれている。

具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ１はドレイン同士及びソース同士が接続されている。他のスイッチＳＷ２〜ＳＷ４もスイッチＳＷ１と同様、ドレイン同士及びソース同士が接続されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ１及びスイッチＳＷ２，ＳＷ２のドレインは直流電源３の正極に接続され、スイッチＳＷ３，ＳＷ３及びスイッチＳＷ４，ＳＷ４のソースは直流電源３の負極に接続されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ１のソースはスイッチＳＷ３，ＳＷ３のドレインに接続されている。スイッチＳＷ２，ＳＷ２のソースはスイッチＳＷ４，ＳＷ４のドレインに接続されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ１とスイッチＳＷ３，ＳＷ３との接続点Ｋ１はリアクトル７１を介して系統電源１０の端子Ｔ１に接続され、スイッチＳＷ２，ＳＷ２と、スイッチＳＷ４，ＳＷ４との接続点Ｋ２はリアクトル７２を介して系統電源１０の端子Ｔ２に接続されている。

スイッチＳＷ１，ＳＷ１、スイッチＳＷ２，ＳＷ２、スイッチＳＷ３，ＳＷ３、及びスイッチＳＷ４，ＳＷ４はそれぞれ同時にオン／オフされる。具体的には、スイッチＳＷ１，ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ４のそれぞれのゲートには、図略の制御部から出力されるＰＷＭ信号が入力される。そして、スイッチＳＷ１，ＳＷ１及びスイッチＳＷ４，ＳＷ４がオンしているとき、スイッチＳＷ２，ＳＷ２及びスイッチＳＷ３，ＳＷ３はオフし、スイッチＳＷ１，ＳＷ１及びスイッチＳＷ４，ＳＷ４がオフしているとき、スイッチＳＷ２，ＳＷ２及びスイッチＳＷ３，ＳＷ３がオンする。

図３のセクション（ｂ）は、図２の電力変換装置においてリアクトル７に流れる交流電流Ｉｏｕｔの波形と、系統電源１０に出力される交流電圧Ｖｏｕｔの波形とを示したグラフである。図３のセクション（ｂ）において、縦軸は電圧及び電流を示し、横軸は時間を示す。なお、図３のセクション（ｂ）では、交流電圧Ｖｏｕｔが０となるゼロクロス付近が拡大して示されている。

ここでは、周波数が２０ｋＨｚのキャリア信号を用いてＰＷＭ信号を生成し、スイッチＳＷ１，ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ４をオン／オフした。スイッチＳＷ１，ＳＷ１〜ＳＷ４，ＳＷ４をオン／オフすることで、インバータ１ｘから出力されるパルス状の交流電力はリアクトル７で平滑化される。これにより、変調波信号に応じた波形を持つ交流電流Ｉｏｕｔが生成されるが、この交流電流Ｉｏｕｔにはキャリア信号の周波数程度のオーダーで変動するリップルが含まれている。このリップルは、フィルタコンデンサ９によりある程度抑制されるが、フィルタコンデンサ９によるリップルの除去量には限界がある。その結果、交流電圧Ｖｏｕｔにも交流電流Ｉｏｕｔほど大きくはないが、リップルが含まれている。

図３のセクション（ａ）は、図１の電力変換装置においてリアクトル７，８に流れる交流電流Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２の波形と、系統電源１０に出力される交流電圧Ｖｏｕｔの波形とを示したグラフである。図３のセクション（ａ）において、縦軸及び横軸は図３のセクション（ｂ）と同じであり、ゼロクロス付近が拡大して示されている。

図１の電力変換装置では、キャリア生成部１２２で生成されるキャリア信号はキャリア生成部１２１で生成されるキャリア信号に対して位相が１８０度シフトしている。そのため、ＰＷＭ信号のデューティ比が５０％となる交流電流Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２が０の付近では、インバータ１とインバータ２とにおいて対応するスイッチは交互にＯＮ／ＯＦＦする。対応するスイッチとは、インバータ１のスイッチＳＷ１とインバータ２のスイッチＳＷ１というように、インバータ１とインバータ２とにおいて同じ符号が付されたスイッチを指す。

したがって、交流電流Ｉｏｕｔ１と交流電流Ｉｏｕｔ２とはリップルが反転する。その結果、接続点Ｋ３，Ｋ４で両交流電流が重畳されることでリップルが相殺され、リップルが抑制された交流電流Ｉｏｕｔが系統電源１０に出力される。また、これに伴い、図１の電力変換装置では、図２の電力変換装置に比べて交流電圧Ｖｏｕｔのリップルも大幅に抑制されている。なお、リップル低減効果はデューティ比が５０％に近い区間ほど、すなわち、ゼロクロスに近い区間ほど高くなるが、デューティ比が５０％以外の区間においても、リップル低減効果はある。

太陽光発電用のパワーコンディショナは、系統電源１０と連系するためのガイドラインに従った装置の製造が義務付けられている。このガイドラインには系統電源１０に出力する交流電流のリップル率（高調波含有率）を所定の値以下にしなければならないといった規定が含まれる。

本実施の形態によれば、インバータ１のキャリア信号とインバータ２のキャリア信号との位相が１８０度シフトされているため、図２の電力変換装置に比べてリップルが大幅に低減された交流電流Ｉｏｕｔを系統電源１０に出力することができる。その結果、系統電源１０に出力する交流電流Ｉｏｕｔの波形の品質を向上させることができる。

また、インバータ１，２において対応するスイッチ同士が交互にオン／オフするため、平滑コンデンサ４に流れる電流に含まれるリップルも相殺され、平滑コンデンサ４に流れる電流のリップルも低減できる。平滑コンデンサ４は、電解コンデンサで構成されているが、電解コンデンサは、リップルに起因して自己発熱する。この自己発熱は、電解コンデンサの寿命に影響を与える。そのため、リップルを低減することにより、電解コンデンサの寿命を考慮して多数設けられた電解コンデンサの個数を削減でき、低コスト化を図ることができる。或いは、リップルを低減することにより、個数はそのままで、電解コンデンサの長寿命化を図ることにより商品の付加価値を向上することができる。

次に、実施の形態１の電力変換装置の動作を簡単に説明する。まず、直流電源３から供給された直流電力は、平滑コンデンサ４で平滑化され、インバータ１，２に供給される。直流電源３が供給する直流電圧をＥとすると、インバータ１は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン、且つスイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフのとき、Ｅの電圧をリアクトル７に出力する。一方、インバータ１はスイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン、且つスイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフのとき、−Ｅの電圧をリアクトル７に出力する。これにより、リアクトル７には、＋Ｅと−Ｅとで電圧が変化するパルス状の交流電圧が流れる。このパルス状の交流電圧は、リアクトル７によって平滑化される。これにより、変調波信号に応じた波形を持つ低周波成分に、＋Ｅの区間で一定の傾きで増大し、−Ｅの区間で一定の傾きで減少する高周波のリップル成分が重畳された交流電流Ｉｏｕｔ１がリアクトル７から出力される。

一方、インバータ２も、インバータ１と同様、＋Ｅと−Ｅとで電圧が変化するパルス状の交流電圧を出力する。よって、変調波信号に応じた波形を持つ低周波成分に、＋Ｅの区間で一定の傾きで増大し、−Ｅの区間で一定の傾きで減少する高周波のリップル成分が重畳された交流電流Ｉｏｕｔ２がリアクトル８から出力される。ここで、インバータ２に対応するキャリア信号は、インバータ１に対応するキャリア信号に対して位相が１８０度シフトしている。したがって、図３のセクション（ａ）に示すように、交流電流Ｉｏｕｔ１におけるリップル成分と交流電流Ｉｏｕｔ２におけるリップル成分とは、デューティー比が５０％に近づくにつれて、位相のずれが１８０度に近づく。

よって、交流電流Ｉｏｕｔ１と交流電流Ｉｏｕｔ２とを重畳することで、リップルが相殺され、リップルが抑制された交流電流Ｉｏｕｔが系統電源１０に出力される。

図４は、実施の形態１の電力変換装置と比較例（図２の電力変換装置）との電力変換効率を比較した実験結果を示すグラフである。図４において、縦軸は電力変換効率（％）を示し、横軸は規格化された出力電力を示す。規格化した出力電力とは、実際の出力電力（Ｗ）を基準電力で割った値である。電力変換効率は、電力変換装置の出力電力を入力電力で割った値である。また、実線で示す曲線４０１は実施の形態１の電力変換装置の実験結果を示し、一点鎖線で示す曲線４０２は図２の比較例の実験結果を示している。

図４の実験では、実施の形態１の電力変換装置及び比較例の電力変換装置において、スイッチは同じ品種を使用した。また、実施の形態１の電力変換装置においては、同じ品種のリアクトルを４つ使用し、比較例の電力変換装置においては、実施の形態１のリアクトルと同じ品種のリアクトルを２つ使用した。

また、図４の実験において、キャリア信号の周波数は１６ｋＨｚとし、直流電源は３３０Ｖとし、変調率は８８％（交流出力２００Ｖ相当）とした。また、系統電源１０には連系せず、負荷Ｚとして抵抗を接続した。

曲線４０１、４０２とも、出力電力が２．０になるまで、電力変換効率は急激に上昇し、出力電力が２．０を超えると、電力変換効率の上昇は緩やかになった。また、出力電力が３．５以下の低負荷領域では、曲線４０２が曲線４０１よりも電力変換効率が高かったが、出力電力が３．５を超える高負荷領域では、この関係は逆転し、曲線４０１の方が曲線４０２よりも電力変換効率が高かった。つまり、高負荷領域では、実施の形態１の構成の方が比較例の構成よりも電力変換効率が高かった。

そして、出力電力が５．５において、電力変換効率が０．２％向上した。これは、実施の形態１の構成と比較例の構成とで出力する交流電流Ｉｏｕｔが同じであるとすると、図１の構成では、インバータ１個あたりの交流電流が、図２の構成に対して１／２で済み、リアクトルの銅損が１／２となったからである。銅損が１／２になる理由の詳細は後述する。また、平滑コンデンサ４に流れる電流のリップルが低減したことによる、平滑コンデンサ４での損失の低減が、電力変換効率の向上に寄与したと考えられる。

このように、本実施の形態によれば、インバータ１のキャリア信号とインバータ２のキャリア信号との位相が１８０度シフトされているため、リップルが低減された波形品質の高い交流電流Ｉｏｕｔが得られる。また、平滑コンデンサ４に流れる電流のリップルも低減され、高負荷領域においては、高い電力変換効率を実現できる。

（実施の形態２）
図５は、実施の形態２における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。実施の形態２は、電力負荷に応じてインバータ１，２の両方を駆動させるか、いずれか一方のインバータの駆動を停止させるかを判定することを特徴とする。

図５において、図１との相違点は、制御部１１の構成にある。すなわち、制御部１１は、図１の構成に加えて、設定部１４０、比較器１５０（切替制御部の一例）、及び切替指令生成部１６０（切替制御部の一例）を備える。設定部１４０は、切替指令生成部１６０がインバータ１、２のうち、一方のインバータの駆動を停止するか否かを判定する際に用いる設定値を設定する。ここでは、インバータ２の駆動を停止させるものとする。

比較器１５０は、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値と、設定部１４０が設定した設定値とを比較する。具体的には、比較器１５０は、交流電流Ｉｏｕｔ１をＡ／Ｄ変換した後、実効値を算出し、その実効値と設定値とを比較し、比較結果を切替指令生成部１６０に出力する。

切替指令生成部１６０は、比較結果が、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値以下であることを示す場合、インバータ２の駆動を停止させ、インバータ１のみを駆動させることを示す停止指示を変調波生成部１３１，１３２に出力する。この場合、切替指令生成部１６０は、パルス生成部１１２にゲートブロック信号も出力する。

一方、切替指令生成部１６０は、比較結果が交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値より大きいことを示す場合、停止指示及びゲートブロック信号を出力せず、インバータ１，２を駆動させる。

変調波生成部１３１は、切替指令生成部１６０から停止指示を受け付けた場合、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が交流電流Ｉｏｕｔの実効値になるように変調波信号を生成し、パルス生成部１１１に出力する。ここで、インバータ１，２が駆動している場合の交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値は交流電流Ｉｏｕｔの実効値の１／２であるため、変調波生成部１３１は、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値を２倍にする変調波信号を生成する。これにより、パルス生成部１１１から交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値を２倍にするＰＷＭ信号が出力される。

変調波生成部１３２は、切替指令生成部１６０から停止指示を受け付けた場合、交流電流Ｉｏｕｔ２を０にする変調波信号を生成し、パルス生成部１１２に出力する。

パルス生成部１１２は、ゲートブロック信号を受け付けた場合、インバータ２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を全てオフにする。ここで、パルス生成部１１２は、Ｉｏｕｔ２を０にする変調波信号を受け付けた場合、デューティー比が５０％のＰＷＭ信号をインバータ２に出力するため、インバータ２はオン／オフを継続する。そこで、切替指令生成部１６０は、パルス生成部１１２にゲートブロック信号を出力することで、パルス生成部１１２からインバータ２の全てのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフさせる信号を出力させ、インバータ２の駆動を完全に停止させている。これにより、インバータ２において不要な電力消費が抑制される。

以上により、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値より大きい場合、インバータ１，２により、負荷Ｚに交流電力が供給されるが、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値以下の場合、インバータ２から負荷Ｚへの電力供給が停止され、インバータ１のみから負荷Ｚへ電力が供給される。

一方、切替指令生成部１６０は、インバータ１のみを駆動させている場合において、比較器１５０による比較結果が、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値の１／２が設定値より大きくなったことを示す場合、変調波生成部１３１，１３２にインバータ２の駆動を再開させるための再開指示を出力すると共に、パルス生成部１１２へのゲートブロック信号の出力を停止する。

ここで、比較器１５０が交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値の１／２を設定値と比較しているのは、以下の通りである。インバータ１のみが駆動している場合の交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値は、インバータ１，２が駆動している場合の交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値の２倍である。一方、設定値はインバータ１，２が駆動している場合を基準にして設定されている。そこで、比較器１５０は、インバータ１のみが駆動されている場合、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値の１／２を設定値と比較している。

変調波生成部１３１は、インバータ１のみを駆動させている場合において、再開指示を受け付けた場合、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値を交流電流Ｉｏｕｔの実効値の１／２にするための変調波信号を生成し、パルス生成部１１１に出力する。これにより、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値を、交流電流Ｉｏｕｔの実効値の１／２にするＰＷＭ信号が、パルス生成部１１１からインバータ１に出力される。

変調波生成部１３２は、インバータ１のみが駆動されている場合において、再開指示を受け付けた場合、交流電流Ｉｏｕｔ２の実効値を交流電流Ｉｏｕｔの実効値の１／２にするための変調波信号を生成し、パルス生成部１１２に出力する。

パルス生成部１１２は、ゲートブロック信号の出力が停止されると、変調波生成部１３２から出力される変調波信号とキャリア生成部１２２から出力されたキャリア信号とを比較してＰＷＭ信号を生成し、インバータ２へのＰＷＭ信号の出力を再開する。

本開示では、設定部１４０の具体的な構成は特に限定しないが、一例として、インバータ１，２の駆動からインバータ１のみの駆動に切り替える交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値として予め定められた実効値を、デジタル値で記憶する設定テーブルが採用できる。設定テーブルの詳細は後述する。

図６は、実施の形態２の電力変換装置と比較例（図２の電力変換装置）との電力変換効率を比較した実験結果を示すグラフである。図６において、曲線６０１は、実施の形態２の電力変換効率を示し、曲線６０２は、比較例の電力変換効率を示している。

曲線６０１では、出力電力が３．５を超えると、インバータ１のみの駆動からインバータ１，２の駆動への切り換えが行われている。曲線６０１において出力電力が３．５以上の高負荷領域において、電力変換効率は、図６の曲線６０２よりも高かった。

また、図６の実験結果では、出力電力が３．５以下の低負荷領域においても、実施の形態２の電力変換装置の方が比較例の電力変換装置に比べて電力変換効率が向上した。例えば、出力電力がおよそ０．６のときにおいて、実施の形態２の電力変換装置は、比較例の電力変換装置に比べて、電力変換効率がおよそ１％上昇した。

以下、インバータの駆動数を切り換えることにより、電力変換効率が向上する原理について、図７を用いて説明する。

図７のセクション（ａ）は、インバータを構成するスイッチの導通損失とスイッチング損失とを示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は出力電力を示している。（ｉ）は、インバータ１のみで定格出力まで電力変換装置を駆動した場合の導通損失及びスイッチング損失を示す損失カーブであり、（ｉｉ）は、インバータ１とインバータ２とで、定格出力まで電力変換装置を駆動させた場合の導通損失及びスイッチング損失である。

スイッチング損失とは、スイッチがターンオン、ターンオフする際に発生する損失である。導通損失とは、スイッチのオン期間における損失である。

（ｉ）、（ｉｉ）とも、スイッチング損失は出力電力が増大するにつれて緩やかに上昇している。また、（ｉ）、（ｉｉ）とも、導通損失は、出力電力の低い領域では、スイッチング損失よりも低いが、増大率がスイッチング損失よりも大きいため、出力電力が高い領域では、スイッチング損失よりも大きくなっている。

つまり、出力電力の低い領域では、スイッチの全損失のうち、スイッチング損失の占める割合が高いが、出力電力が高くなるに従い、スイッチの全損失のうち、導通損失の割合が増える。

導通損失は、スイッチの通電電流の２乗とスイッチのオン抵抗との積により見積もられる。したがって、オン抵抗の低いスイッチを用いた場合、出力電力が低い領域では、通電電流が小さいため、導通損失は極端に低く、出力電力が高い領域では、通電電流の２乗に比例して、大幅に増加する。また、出力電力が同じであれば、（ｉｉ）の場合、（ｉ）の場合に比べ、スイッチの通電電流は１／２となる。

ここで、スイッチのオン抵抗をＲｏｎ、（ｉ）の場合のスイッチの通電電流をｉｏｎとする。また、（ｉｉ）は（ｉ）に対してスイッチの個数が２倍である。したがって、（ｉｉ）の場合、スイッチの導通損失は、（ｉｏｎ／２）＾２＊Ｒｏｎ＊２＝１／２＊ｉｏｎ＾２＊Ｒｏｎとなる。一方、（ｉ）の場合のスイッチの導通損失は、（ｉｏｎ）＾２＊Ｒｏｎとなる。

よって、出力電力の高い領域では、（ｉｉ）の場合は、（ｉ）の場合に比べて導通損失が顕著に低くなる。

一方、スイッチング損失は、スイッチの出力容量と、印加電圧の２乗と、キャリア周波数に依存し、出力電力に応じてさほど変化しない。よって、出力電力の低い領域（オン／オフ時の電流の小さい領域）においては、スイッチの全損失のうち、スイッチング損失の占める割合が、導通損失に比べて高くなる。更に、（ｉｉ）の場合は、（ｉ）の場合に比べて、スイッチの出力容量が倍となるため、スイッチング損失は大きくなる。そのため、（ｉｉ）の場合のスイッチング損失を示す損失カーブは、（ｉ）の場合のスイッチング損失を示す損失カーブに比べてほぼ一定のオフセット分だけ高くなっている。

まとめると、出力電力の低い領域では、スイッチング損失の割合が支配的で、かつ、（ｉ）の方が（ｉｉ）よりもスイッチング損失が低いため、（ｉ）の方が、スイッチの全損失を低減することができる。一方、出力電力の高い領域では、導通損失が支配的で、かつ、（ｉｉ）の方が（ｉ）よりも導通損失が低いため、（ｉｉ）の方が（ｉ）よりもスイッチの全損失を低減できる。

図７のセクション（ｂ）は、リアクトル損失を示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は出力電力を示している。（ｉ）はインバータ１のみで定格出力まで電力変換装置を駆動した場合の損失カーブであり、（ｉｉ）は、インバータ１とインバータ２とで、定格出力まで電力変換装置を駆動した場合の損失カーブである。リアクトル損失は、基本波成分（変調波信号の周波数成分：５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）による銅損と、リップル成分（キャリア信号の周波数の整数倍）による銅損と、鉄損とに大別される。

銅損は、リアクトルの巻き線に基づく損失であり、通電電流の２乗と、リアクトルに流れる電流の周波数に対応する抵抗成分との積により見積もられる。出力電力が同じとすると、（ｉｉ）の場合、（ｉ）の場合に比べ、リアクトルに流れる電流は１／２となる。

ここで、基本波成分におけるリアクトルの抵抗をＲａｃ、（ｉ）の場合のリアクトルに流れる基本波成分の電流をｉａｃとする。また、（ｉｉ）は（ｉ）に対してリアクトルの個数が２倍である。したがって、（ｉｉ）の場合、基本波成分による銅損は、（ｉａｃ／２）＾２＊Ｒａｃ＊２＝１／２＊ｉａｃ＊Ｒａｃとなる。一方、（ｉ）の場合の基本波成分による銅損は、（ｉａｃ）＾２＊Ｒａｃとなる。

よって、出力電力の高い領域では、（ｉｉ）の場合は、（ｉ）の場合に比べて基本波成分における銅損が顕著に低くなる。

リップル成分による銅損は、出力電力に応じてリップルが増大しないため、出力電力によらず一定である。また、（ｉｉ）は（ｉ）に対してリアクトルの個数が２倍である。そのため、出力電力に拘わらず、（ｉｉ）は（ｉ）に比べて、リップル成分による銅損が２倍になる。

鉄損は、リアクトルの鉄芯に基づく損失であり、リップル成分による銅損と同様、出力電力によらず一定である。また、（ｉｉ）は、（ｉ）に対してリアクトルの個数が２倍である。そのため、出力電力に拘わらず、（ｉｉ）は、（ｉ）の場合に比べて鉄損が２倍になる。

まとめると、出力電力の低い領域では、リップル成分による銅損と鉄損の割合が支配的であり、かつ、両損失は（ｉｉ）の方が（ｉ）よりも高いため、（ｉ）の方が（ｉｉ）よりもリアクトル損失を低減できる。一方、出力電力の高い領域では、基本波成分による銅損の割合が支配的であり、かつ、この銅損は（ｉ）の方が（ｉｉ）よりも高いため、（ｉｉ）の方が（ｉ）よりもリアクトル損失を低減できる。

よって、スイッチの損失もリアクトル損失も、出力電力の低い領域では、（ｉ）の方が低く、出力電力の高い領域では（ｉｉ）の方が低くなる。よって、図６の結果のように、出力電力に応じて、（ｉ）と（ｉｉ）との切り換えを行うことで、従来よりも広範囲の電力負荷の領域において電力変換効率を向上できる。

そこで、本実施の形態では、（ｉ）及び（ｉｉ）において、電力変換効率が逆転する出力電力に対応する交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値を設定値として予め設定しておき、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値以下の場合は、インバータ１のみを駆動させ、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値より大きい場合は、インバータ１，２を駆動させる。

これにより、従来よりも広範囲の電力負荷の領域において電力変換効率を向上させることができる。

なお、図２に示す電力変換装置で切り換えを行っても、スイッチが２並列で接続されているため、低負荷領域では、出力容量によるスイッチング損失は低減できない。さらに、リアクトルの電流を１／２にできないため、高負荷領域で、リアクトル損失を低減することはできない。

次に、実施の形態２の電力変換装置の動作を簡単に説明する。まず、実施の形態１と同様にして、インバータ１，２の駆動が開始される。比較器１５０は、電流センサ５を通じて交流電流Ｉｏｕｔ１のモニタを開始する。そして、比較器１５０が交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値以下になったことを検知したとする。この場合、切替指令生成部１６０は、インバータ２の駆動を停止させ、インバータ１のみを駆動させることを示す停止指示を変調波生成部１３１，１３２に出力し、かつ、パルス生成部１１２にゲートブロック信号を出力する。これにより、インバータ２の駆動が停止され、インバータ１のみが駆動する。その結果、低負荷領域において、インバータ１のみが駆動され、インバータ１，２を駆動させた場合に比べて電力変換効率が向上する。

なお、インバータ１，２の駆動中に交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値以下にならなかった場合は、インバータ１，２の駆動が継続される。

一方、インバータ１のみが駆動している状態において、比較器１５０が、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値の１／２が設定値より大きくなったことを検知したとする。この場合、切替指令生成部１６０は、インバータ２の駆動を再開させるための再開指示を変調波生成部１３１，１３２に出力し、かつ、パルス生成部１１２へのゲートブロック信号の出力を停止する。これにより、パルス生成部１１２からインバータ２に対してＰＷＭ信号の出力が再開され、インバータ１，２が駆動される。その結果、高負荷領域において、インバータ１，２が駆動され、インバータ１のみを駆動させた場合に比べて電力変換効率が増大する。

（実施の形態３）
実施の形態３は、インバータ１，２の駆動からインバータ１のみの駆動に切り替える場合において、交流電流Ｉｏｕｔの波形を滑らかに変化させることを特徴とする。なお、本実施の形態において、実施の形態１，２と同じものは同一の符号を付して説明を省略する。また、本実施の形態の回路構成は図５が採用される。

図８は、実施の形態３の電力変換装置の切り換え時の波形を示す図である。図８の上段は交流電流Ｉｏｕｔと交流電流Ｉｏｕｔ１の変調波信号８０１との波形を示したグラフであり、縦軸は電流を示し、横軸は時間を示している。図８の下段は、交流電流Ｉｏｕｔ１と交流電流Ｉｏｕｔ２との波形を示したグラフであり、縦軸は電流を示し、横軸は時間を示す。なお、図８に示す波形はシミュレーションによる波形である。

時刻ｔ１（０．７ｓｅｃ）までは、インバータ１と、インバータ２とが駆動されている。そのため、変調波信号８０１は実効値が１３．７５Ａの正弦波となっている。なお、変調波信号８０１の実際の縦軸の値は、指令値を指す。指令値とは、ＰＷＭ信号を用いてインバータ１を駆動させた場合にインバータ１からその値を示す交流電流Ｉｏｕｔ１を出力させることができる値である。したがって、変調波信号８０１は実際にグラフの縦軸で示す電流値を持つ訳ではない。以下では、説明の便宜上、変調波信号８０１は、交流電流Ｉｏｕｔ１の値を持つものとして説明する。このことは、インバータ２に対応する変調波信号８０２（図略）についても同様である。

時刻ｔ１までは、インバータ１，２が駆動されているため、変調波生成部１３１，１３２からは、それぞれ、実効値が１３．７５Ａの変調波信号８０１，８０２が出力されている。そのため、インバータ１，２からはそれぞれ、実効値が１３．７５Ａの交流電流Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２が出力され、実効値が２７．５Ａの交流電流Ｉｏｕｔが系統電源１０に出力されている。

時刻ｔ１において、切替指令生成部１６０は、比較器１５０より交流電流Ｉｏｕｔ１が設定値以下であることを示す比較結果を受け取り、変調波生成部１３１，１３２にインバータ２の駆動を停止させる停止指示を出力する。

変調波生成部１３１は、時刻ｔ１から切り替えが終了する時刻ｔ２（０．７１ｓｅｃ）までの移行期間Ｔｘ（１０ｍｓｅｃ）をかけて、実効値が１３．７５Ａから２７．５Ａに緩やかに上昇するように、変調波信号８０１を補正する。一方、変調波生成部１３２は、実効値が１３．７５Ａから０Ａに、移行期間Ｔｘをかけて、緩やかに下降するように、変調波信号８０２（図略）を補正する。

緩やかに変更させる処理の具体例としては以下の態様が採用できる。時刻ｔ１において変調波生成部１３１が出力している実効値が１３．７５Ａの変調波信号をＳｉｇ１、切り替え後に変調波生成部１３１が出力するべき実効値が２７．５Ａの変調波信号をＳｉｇ２とする。そして、変調波生成部１３１は、Ｓｉｇ１＊α＋Ｓｉｇ２＊（１−α）の信号を変調波信号８０１として生成する。なお、時刻ｔ１において、Ｓｉｇ１とＳｉｇ２との位相は揃っているものとする。このとき、変調波生成部１３１は、係数αが移行期間Ｔｘにおいて１から０に漸次に減少するように、変調波信号８０１を生成する。これにより、図８の下段に示すように、交流電流Ｉｏｕｔ１の波形は、実効値が１３．７５Ａの波形（Ｓｉｇ１）から実効値が２７．５Ａの波形（Ｓｉｇ２）に緩やかに上昇する。

一方、変調波生成部１３２は、Ｓｉｇ１＊αの信号を変調波信号８０２として生成する。このとき、変調波生成部１３２は、変調波生成部１３１と同様、αを漸次に減少させる。これにより、図８の下段に示すように、交流電流Ｉｏｕｔ２は、実効値が１３．７５Ａから０に緩やかに減少する。

時刻ｔ２（０．７１ｓｅｃ）において、切替指令生成部１６０は、ゲートブロック信号を、パルス生成部１１２に出力する。これにより、パルス生成部１１２は、インバータ２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフさせ、インバータ２の駆動を完全に停止させる。その結果、時刻ｔ２以降はインバータ１のみが駆動する。このように、緩やかに変調波信号８０１を上昇させ、かつ、緩やかに変調波信号８０２を下降させることにより、交流電流Ｉｏｕｔを歪ませずに、インバータ１，２の駆動からインバータ１のみの駆動に切り換えることが可能となる。また、インバータ２を完全にオフすることで、出力容量による損失を低減することも可能となる。

なお、上記説明では、移行期間Ｔｘとして１０ｍｓｅｃを採用したが、これは一例にすぎず、１０ｍｓｅｃ未満の任意の値が採用されてもよいし、１０ｍｓｅｃより大きい任意の値が採用されてもよい。但し、移行期間Ｔｘが、系統電源１０が規定する交流電圧の１周期（１／５０ｓｅｃ又は１／６０ｓｅｃ）を超えると、１周期単位での切り替えができなくなってしまう。例えば、現在の周期でインバータ１のみ駆動させ、次の周期でインバータ１，２を駆動させることができなくなってしまう。したがって、移行期間Ｔｘとしては、系統電源１０が規定する交流電圧の１周期以下の期間が好ましく、より好ましくは余裕を見てこの周期の１／２以下の期間が好ましい。また、インバータ１とインバータ２との移行期間Ｔｘが同一であれば、交流電圧の１周期以上の期間であっても構わない。なお、図８の例では、移行期間Ｔｘは１０ｍｓｅｃであり、系統電源１０が規定する交流電圧の周期を１／５０ｓｅｃ（＝２０ｍｓｅｃ）とした場合、その周期の１／２の値が採用されている。

（実施の形態４）
実施の形態４は、インバータ１，２の駆動をインバータ１のみの駆動に切り替える場合において、交流電圧Ｖｏｕｔのゼロクロスポイントを含む一定期間において、交流電流Ｉｏｕｔの波形を滑らかに変化させることを特徴とする。

なお、本実施の形態において、実施の形態１〜３と同じものは同一の符号を付して説明を省略する。また、本実施の形態の回路構成は図５が採用される。

図９は実施の形態４に対する比較例の切り替え時の波形を示す図である。比較例では、ゼロクロスポイントを含まない期間において、変調波信号８０１を緩やかに上昇させ、変調波信号８０２（図略）を瞬時に下降させ、インバータ１，２の駆動からインバータ１のみの駆動への切り替えが行われている。なお、図９に示す波形はシミュレーション波形である。

図９の上段は、ゼロクロスポイントを含まない期間において、変調波信号８０１を緩やかに上昇させ、変調波信号８０２を瞬時に下降させた場合の交流電流Ｉｏｕｔと変調波信号との波形を示すグラフであり、縦軸は電流、横軸は時間を示している。

図９の下段は、交流電流Ｉｏｕｔ１と交流電流Ｉｏｕｔ２との波形を示したグラフであり、縦軸は電流を示し、横軸は時間を示している。

時刻ｔ１（０．７０５ｓｅｃ）までは、インバータ１と、インバータ２とが駆動されている。そのため、変調波信号８０１は実効値が１３．７５Ａの正弦波となっている。

変調波生成部１３１は、時刻ｔ１から切り替えが終了する時刻ｔ２（０．７０６ｓｅｃ）までの移行期間Ｔｘ（１ｍｓｅｃ）をかけて、実効値が１３．７５Ａから２７．５Ａに緩やかに上昇するように、変調波信号８０１を補正する。変調波信号８０１の補正の手法は実施の形態３と同じである。

一方、変調波生成部１３２は、時刻ｔ１において、実効値が１３．７５Ａから０Ａに、急峻に下降するように変調波信号８０２を補正する。これにより、図９の下段に示すように、時刻ｔ１以降、交流電流Ｉｏｕｔ２の電流値は０Ａになっている。

時刻ｔ２において、切替指令生成部１６０は、ゲートブロック信号を、パルス生成部１１２に出力する。これにより、パルス生成部１１２は、インバータ２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフさせ、インバータ２の駆動を完全に停止させる。

このように、比較例では、変調波信号８０２の切り替えが瞬時に行われているため、変調波信号８０１，８０２の切り替えタイミングと、ゲートブロック信号の出力タイミングとが合っていない。そして、比較例では、この切り替えがゼロクロスポイントを含まない期間において実行されている。これにより、図９の上段に示すように、移行期間Ｔｘにおいて、交流電流Ｉｏｕｔの波形が歪む。

図１０は、実施の形態４の切り替え時の波形を示す図である。時刻ｔ１（０．７ｓｅｃ）までは、インバータ１と、インバータ２とが駆動されている。そのため、変調波信号８０１は実効値が１３．７５Ａの正弦波となっている。なお、図１０に示す波形はシミュレーション波形である。

変調波生成部１３１は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの移行期間Ｔｘ（１ｍｓｅｃ）をかけて、実効値が１３．７５Ａから２７．５Ａに、緩やかに上昇するように、変調波信号８０１を補正する。変調波信号８０１の補正の手法は実施の形態３と同じである。

時刻ｔ２において、切替指令生成部１６０は、ゲートブロック信号を、パルス生成部１１２に出力する。これにより、パルス生成部１１２は、インバータのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４をオフさせ、インバータ２の駆動を完全に停止させる。

このように、実施の形態４では、変調波信号８０１，８０２は比較例と同様に補正されているが、移行期間Ｔｘにゼロクロスポイントが含まれている。ここでは、交流電圧Ｖｏｕｔがゼロクロスポイントに到達した時点で移行期間Ｔｘが開始されている。

そのため、図１０の上段に示すように、移行期間Ｔｘにおいて、比較例では表れていたような歪みが交流電流Ｉｏｕｔに表れることが防止できる。つまり、実施の形態４では、変調波信号８０１，８０２の切り替えタイミングとゲートブロック信号の出力タイミングとが一致していなくても、移行期間Ｔｘがゼロクロスポイントに設定されているため、交流電流Ｉｏｕｔに歪みが表れることを防止できる。

なお、比較器１５０が交流電流Ｉｏｕｔ１が設定値を超えたことを検知するタイミングと、交流電圧Ｖｏｕｔのゼロクロスポイントとは必ずしも一致しない。そのため、切替指令生成部１６０は、比較器１５０から交流電流Ｉｏｕｔ１が設定値を超えたことを示す比較結果を受け取った後、交流電圧Ｖｏｕｔをモニタし、最初にゼロクロスポイントが到来するタイミングで停止指示を変調波生成部１３１，１３２を出力し、且つ、ゲートブロック信号をパルス生成部１１２に出力すればよい。

これにより、変調波生成部１３１，１３２は、ゼロクロスポイントを起点として変調波信号８０１，８０２を補正できる。

なお、実施の形態４では、移行期間Ｔｘとして１ｍｓｅｃを採用したが、これは一例にすぎず、実施の形態３と同様、系統電源１０が規定する交流電圧の１周期以下の期間であれば、どのような値が採用されてもよい。また、図１０の例では、交流電流Ｉｏｕｔ１を移行期間Ｔｘをかけて緩やかに上昇させ、交流電流Ｉｏｕｔ２は時刻ｔ１において急峻に下降させたが、この関係は逆であってもよい。すなわち、交流電流Ｉｏｕｔ１を時刻ｔ１において急峻に上昇させ、交流電流Ｉｏｕｔ２を移行期間Ｔｘをかけて緩やかに下降させてもよい。

また、図１０の例において、交流電流Ｉｏｕｔ１を移行期間Ｔｘをかけて緩やかに上昇させ、交流電流Ｉｏｕｔ２を移行期間Ｔｘをかけて緩やかに下降させてもよい。また、図１０の例において、交流電流Ｉｏｕｔ１を時刻ｔ１で急峻に上昇させ、交流電流Ｉｏｕｔ２を時刻ｔ１で急峻に下降させてもよい。

（実施の形態５）
図１１は、実施の形態５における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。

図１１において、図１との相違点は、電流センサ５の位置にある。すなわち、図１では、インバータ１，２毎に電流センサ５，６が設けられていた。図１１では、電流センサ５は、フィルタコンデンサ９と負荷Ｚとの間に接続されている。そのため、図１１では、電流センサ６は省かれている。

インバータ１及びリアクトル７と、インバータ２及びリアクトル８とにおいて、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン抵抗や、リアクトル７，８の抵抗成分によるインピーダンスの差が低い場合、インバータ１，２から出力される交流電流Ｉｏｕｔ１，Ｉｏｕｔ２はほぼ等しくなる。そのため、インバータ１，２毎に個別に電流センサを設けなくても、接続点Ｋ３，Ｋ４よりも出力側に１つの電流センサ５を設けることで、インバータ１，２毎に電流センサ５，６を設けた場合と同様の効果が得られる。そこで、本実施の形態では、フィルタコンデンサ９の出力側に１つの電流センサ５を設けた。これにより、部品点数を削減しコストを削減できる。

なお、電流センサ５は交流電流Ｉｏｕｔ１ではなく交流電流Ｉｏｕｔを検知するため、比較器１５０には、交流電流Ｉｏｕｔ１に対して振幅が２倍の交流電流Ｉｏｕｔが入力される。一方、設定部１４０が管理する設定値は、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値に基づいて設定されている。そこで、比較器１５０は、交流電流Ｉｏｕｔの実効値の１／２を設定値と比較すればよい。或いは、電流センサ５は、検知した交流電流Ｉｏｕｔの１／２の交流電流を比較器１５０に入力すればよい。

（実施の形態６）
図１２は、実施の形態６における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。

図１２において、図１との相違点は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００が設けられており、制御部１１がインバータ１，２のインバータ入力電圧Ｖｄｃ１をモニタしている点にある。なお、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１のモニタは、平滑コンデンサ４と並列に電圧センサ（図略）を設けることで行われればよい。

直流電源３として太陽光パネルを採用した場合、日射量に応じて入力電圧Ｖｄｃ２が変化する。通常、太陽光パネルとインバータ１，２との間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータ１２００は、太陽光パネルから出力される電圧が低いときは、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１が系統電源１０に連係するために必要な直流電圧になるように、入力電圧Ｖｄｃ２を昇圧する。

入力電圧Ｖｄｃ２が高い場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００は停止され、インバータ１，２には、太陽光パネルから出力される電圧がそのまま入力される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００から出力されるインバータ入力電圧Ｖｄｃ１が高くなるに従い、インバータ１，２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４におけるスイッチング損失は増加する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００は、平滑コンデンサＣ１２、リアクトルＬ１２、スイッチＳＷ１２、及びダイオードＤ１２を備える。平滑コンデンサＣ１２は、直流電源３と並列接続され、入力電圧Ｖｄｃ２を平滑化する。リアクトルＬ１２は、直流電源３の正極とスイッチＳＷ１２のドレインとの間に接続されている。スイッチＳＷ１２は、例えば、ｎ型のＭＯＳＦＥＴで構成され、ソースが直流電源３の負極に接続されている。ダイオードＤ１２は、アノードがリアクトルＬ１２の右端及びスイッチＳＷ１２のドレインに接続され、カソードが平滑コンデンサ４の上端に接続されている。

まず、スイッチＳＷ１２がオンのときは、リアクトルＬ１２の右端が直流電源３の負極と導通するので、リアクトルＬ１２に流れる電流は増加していく。ここで、スイッチＳＷ１２がオフすると、リアクトルＬ１２の電流は急には０にならないので、ダイオードＤ１２を介して出力側（インバータ１，２側）に電流が注入される。つまり、スイッチＳＷ１２がオンのときリアクトルＬ１２に蓄えられたエネルギーが、一気に出力側に吐き出される。これにより、入力電圧Ｖｄｃ２がインバータ入力電圧Ｖｄｃ１に昇圧され、平滑コンデンサ４に印加される。

図７のセクション（ａ）に示すように、スイッチング損失が増加すると、スイッチの全損失のうち、スイッチング損失の占める割合が変化する。そのため、インバータ１のみを駆動させた（ｉ）の場合と、インバータ１，２を駆動させる（ｉｉ）の場合とにおいて、電力変換効率が逆転する切替ポイントが変化する。

具体的には、図７のセクション（ａ）において、（ｉ）、（ｉｉ）とも、スイッチング損失が上側にシフトして、導通損失に対してスイッチング損失が支配的である領域が増えるため、切替ポイントは高負荷側（右側）にシフトする。

そこで、本実施の形態ではインバータ入力電圧Ｖｄｃ１と、交流電流Ｉｏｕｔ１とを用いて、最適な切替ポイントにより、インバータ１，２の切り換えを行う。

図１３は、設定部１４０が管理する設定テーブルＴ１３の一例を示す図である。設定テーブルＴ１３は、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１に応じた切替ポイントに対応する設定値を記憶している。この例では、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１は、電圧がＶＡ以上ＶＢ以下の範囲（１）、電圧がＶＢより大きくＶＣ以下の範囲（２）、電圧がＶＣより大きくＶＤ以下の範囲（３）の３つの範囲に区切られている。範囲（１）〜（３）には設定値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３がそれぞれ対応付けられている。

設定値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３としては、それぞれ、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１が範囲（１），（２），（３）に属する場合の最適な切替ポイントに対応する交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値であって、実験的に定められた値が採用されている。なお、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１が増大するにつれて切替ポイントは右側（出力電力が高い側）にシフトするため、設定値Ｉ１〜Ｉ３は、Ｉ３＞Ｉ２＞Ｉ１の関係を持つ。

例えば、範囲（ｉ）に属するインバータ入力電圧Ｖｄｃ１が入力されると、設定部１４０は、設定値として設定値Ｉ１を設定する。この場合、比較器１５０は、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値Ｉ１以下であれば、インバータ１のみを駆動させ、交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値が設定値Ｉ１より大きければ、インバータ１，２を駆動させる。

このように、本実施の形態では、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１に応じて適切な設定値が設定されるため、スイッチング損失が変動しても最適な切替ポイントでインバータ１，２の駆動を切り替えることができる。そのため、電力変換効率を更に向上させることができる。

なお、図１３では、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１は、３つの範囲に区切られていたが、これは一例にすぎず、２つに区切られていてもよいし、４つ以上の任意の数で区切られていてもよい。この場合、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１の範囲の個数に応じた設定値を設定テーブルＴ１３に記憶させればよい。

（実施の形態７）
実施の形態７は、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１に代えて、直流電源３からＤＣ／ＤＣコンバータ１２００に入力される入力電圧Ｖｄｃ２に応じた設定値を設定部１４０が設定することを特徴とする。なお、本実施の形態において回路構成は図１２と同じである。

本実施の形態では、設定テーブルＴ１３は、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１に代えて、入力電圧Ｖｄｃ２に応じた切替ポイントに対応する設定値を記憶している。したがって、設定値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３としては、それぞれ、入力電圧Ｖｄｃ２が範囲（１），（２），（３）に属する場合の最適な切替ポイントに対応する交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値であって、実験的に定められた値が採用されている。それ以外の点は実施の形態６と同じである。なお、制御部１１は、入力電圧Ｖｄｃ２をモニタすることになるが、入力電圧Ｖｄｃ２のモニタは、電圧センサ（図略）を平滑コンデンサＣ１２と並列接続させることで実現されればよい。

（実施の形態８）
実施の形態８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００に入力されるＰＷＭ信号のデューティー比に応じて駆動するインバータの個数を切り替えることを特徴とする。

図１４は、実施の形態８における電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。図１４において、図１２との相違点は、制御部１１が更にパルス生成部１７０、コンバータ制御部１８０、及びキャリア生成部１９０を備えている点にある。

コンバータ制御部１８０は、入力電圧Ｖｄｃ２をモニタしており、インバータ入力電圧Ｖｄｃ１を、系統電源１０に連系するために必要な直流電圧に一定制御する。具体的には、コンバータ制御部１８０は、入力電圧Ｖｄｃ２が上がるにつれて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００のデューティー指令信号を減少させる。一方、コンバータ制御部１８０は、入力電圧Ｖｄｃ２が減少するにつれて、デューティー指令信号を増大させる。デューティー指令信号としては直流の変調波信号が採用できる。キャリア生成部１９０は、一定振幅かつ一定周期の三角波であるキャリア信号をパルス生成部１７０に出力する。

パルス生成部１７０は、デューティー指令信号とキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ信号を生成し、スイッチＳＷ１２のゲートに出力する。

直流電源３は、太陽電池であり、一般的に日射量が低下すると、生成する直流電圧が下がって入力電圧Ｖｄｃ２が下がり、電力供給能力が低下する。この場合、低下した電力供給能力を補うためにデューティー指令値は上げられる。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００のデューティー指令値が上がると、インバータの出力電力を下げることになり、インバータが出力する交流電流が小さくなる。

そこで、本実施の形態では、設定部１４０は、電力変換効率が逆転する出力電力に対応するデューティー指令値を設定値として設定する。

そして、切替指令生成部１６０は、比較器１５０から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００のデューティー指令値が、所定の設定値以下であることを示す比較結果が出力されると、２個のインバータを駆動させる。一方、切替指令生成部１６０は、比較器１５０から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００のデューティー指令値が、所定の設定値より大きいことを示す比較結果が出力されると、１個のインバータのみを駆動させる。これにより、従来よりも広範囲の出力電力の領域において電力変換効率を向上させることができる。

また、本実施の形態では、設定テーブルＴ１３には、デューティー指令値が複数の範囲に区分けされ、各範囲において最適なデューティー指令値が記憶されている。

したがって、設定部１４０は、コンバータ制御部１８０から出力されるデューティー指令値に対応する設定値を設定テーブルを用いて設定する。そして、設定部１４０は、デューティー指令値に応じたデューティー指令値を設定テーブルＴ１３から読み出し、実施の形態６と同様にして、設定値を設定する。

このように、本実施の形態では、デューティー指令値からインバータの出力電流を推定し、出力電流に応じた切替動作をすることができる。

なお、インバータの個数をＮ（Ｎは２以上の整数）個とした場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００のデューティー比が所定の設定値より小さければ、Ｎ個のインバータが駆動され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２００のデューティー比が、所定の設定値以上であれば、ｊ（ｊは１以上、Ｎ−１以下の整数）個のインバータが駆動される。

（実施の形態９）
図１５は、実施の形態９の電力変換装置が適用された系統連系インバータ装置の回路図である。図１５において、図５との相違点は、インバータ１，２が、それぞれ、３相インバータで構成されている点にある。また、インバータ１，２が、３相インバータで構成されているため、リアクトル７，８はそれぞれ３つのリアクトル７１〜７３，８１〜８３を備えている。

インバータ１，２は直流電源３と並列接続されている。インバータ１，２は同一構成であるため、インバータ１のみ説明する。インバータ１は、６つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ６を備える。スイッチＳＷ１，ＳＷ４はＵ相のスイッチであり、スイッチＳＷ２，ＳＷ５はＶ相のスイッチであり、スイッチＳＷ３，ＳＷ６はＷ相のスイッチである。

スイッチＳＷ１〜ＳＷ６は、それぞれ、ｎ型のＭＯＳＦＥＴで構成されているが、本実施の形態はこれに限定されず、ｐ型のＭＯＳＦＥＴが採用されてもよいし、ＩＧＢＴが採用されてもよい。

スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、それぞれ、ドレインが直流電源３の正極に接続されている。スイッチＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６はソースが直流電源３の負極に接続されている。スイッチＳＷ１のソースは、スイッチＳＷ４のドレインと接続され、スイッチＳＷ２のソースは、スイッチＳＷ５のドレインと接続され、スイッチＳＷ３のソースは、スイッチＳＷ６のドレインと接続されている。

スイッチＳＷ１，ＳＷ４の接続点ｕはリアクトル７１と接続され、スイッチＳＷ２，ＳＷ５の接続点ｖはリアクトル７２と接続され、スイッチＳＷ３，ＳＷ６の接続点ｗはリアクトル７３と接続されている。なお、インバータ２においては、接続点ｕ，ｖ，ｗは、それぞれリアクトル８１，８２，８３と接続されている。

リアクトル７１，７２，７３は、それぞれ、インバータ１の接続点ｕ，ｖ，ｗから出力される交流電力を平滑化し、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流電力を出力する。

リアクトル８１，８２，８３は、それぞれ、インバータ２の接続点ｕ，ｖ，ｗから出力される交流電力を平滑化し、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流電力を出力する。

電流センサ５１は、リアクトル７１の系統電源１０側の一端と接続点Ｋ３との間に設けられ、リアクトル７１で平滑化された交流電流Ｉｏｕｔ＿ｕ１を計測し、制御部１１に出力する。電流センサ５２は、リアクトル７３の系統電源１０側の一端と接続点Ｋ４との間に設けられ、リアクトル７３で平滑化された交流電流Ｉｏｕｔ＿ｗ１を計測し、制御部１１に出力する。

電流センサ５３は、リアクトル８１の系統電源１０側の一端と接続点Ｋ３との間に設けられ、リアクトル８１で平滑化された交流電流Ｉｏｕｔ＿ｕ２を計測し、制御部１１に出力する。電流センサ５４は、リアクトル８３の系統電源１０側の一端と接続点Ｋ４との間に設けられ、リアクトル８３で平滑化された交流電流Ｉｏｕｔ＿ｗ２を計測し、制御部１１に出力する。

接続点Ｋ３は、リアクトル７１で平滑化されたＵ相の交流電力と、リアクトル８１で平滑化されたＵ相の交流電力とを重畳する。接続点Ｋ５は、リアクトル７２で平滑化されたＶ相の交流電力と、リアクトル８２で平滑化されたＶ相の交流電力とを重畳する。接続点Ｋ４は、リアクトル７３で平滑化されたＷ相の交流電力と、リアクトル８３で平滑化されたＷ相の交流電力とを重畳する。

フィルタコンデンサ９１は、系統電源１０の端子Ｔｕ及びＴｖ間に接続され、Ｕ，Ｖ相間の交流電力から高周波成分を除去し、系統電源１０及び負荷Ｚに出力する。フィルタコンデンサ９２は、系統電源１０の端子Ｔｖ及びＴｗ間に接続され、Ｖ，Ｗ相間の交流電力から高周波成分を除去し、系統電源１０及び負荷Ｚに出力する。フィルタコンデンサ９３は、系統電源１０の端子Ｔｕ及びＴｗ間に接続され、Ｕ，Ｗ相間の交流電力から高周波成分を除去し、系統電源１０及び負荷Ｚに出力する。

フィルタコンデンサ９１には、Ｕ，Ｖ相間の交流電圧Ｖｏｕｔ＿ｕを測定するための電圧センサ（図略）が並列に接続され、フィルタコンデンサ９２には、Ｖ，Ｗ相間の交流電圧Ｖｏｕｔ＿ｖを測定するための電圧センサ（図略）が並列に接続され、フィルタコンデンサ９３には、Ｕ，Ｗ相間の交流電圧Ｖｏｕｔ＿ｗを測定するための電圧センサ（図略）が並列に接続されている。

負荷Ｚは、端子Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗと接続されている。

変調波生成部１３１は、交流電流Ｉｏｕｔ＿ｕ１，Ｉｏｕｔ＿ｗ１及び交流電圧Ｖｏｕｔ＿ｕ，Ｖｏｕｔ＿ｖ，Ｖｏｕｔ＿ｗを用いて、所望の交流電流を出力するための変調波信号であって、インバータ１に対応する変調波信号を生成し、パルス生成部１１１に出力する。

変調波生成部１３２は、交流電流Ｉｏｕｔ＿ｕ２，Ｉｏｕｔ＿ｗ２及び交流電圧Ｖｏｕｔ＿ｕ，Ｖｏｕｔ＿ｖ，Ｖｏｕｔ＿ｗを用いて、所望の交流電流を出力するための変調波信号であって、インバータ２に対応する変調波信号を生成し、パルス生成部１１２に出力する。

パルス生成部１１１は、図１と同様、変調波生成部１３１が生成した変調波信号とキャリア生成部１２１が生成したキャリア信号とを比較してインバータ１に対応するＰＷＭ信号を生成するが、インバータ１が３相インバータであるため、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の位相が１２０度ずつシフトしたＰＷＭ信号を生成する。

具体的には、パルス生成部１１１は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３に対して位相が１２０度ずつシフトしたＰＷＭ信号であって、スイッチＳＷ１，ＳＷ４を相補的にオン／オフさせ、スイッチＳＷ２，ＳＷ５を相補的にオン／オフさせ、スイッチＳＷ３，ＳＷ６を相補的にオン／オフさせるＰＷＭ信号を生成する。

パルス生成部１１２は、パルス生成部１１１と同様、インバータ２に対応するＰＷＭ信号を生成する。ここで、キャリア生成部１２２が生成するキャリア信号はキャリア生成部１２１が生成するキャリア信号に対して位相が１８０度シフトしている。よって、実施の形態１と同様の原理により、リップルが相殺された交流電流が得られる。

キャリア生成部１２１、キャリア生成部１２２、設定部１４０、比較器１５０、及び切替指令生成部１６０は図５と同じである。

比較器１５０は、交流電流Ｉｏｕｔ＿ｕ１，Ｉｏｕｔ＿ｗ１をモニタしており、両交流電流と設定部１４０が設定した設定値とを比較し、比較結果を切替指令生成部１６０に出力する。

切替指令生成部１６０は、比較器１５０による比較結果が、交流電流Ｉｏｕｔ＿ｕ１，Ｉｏｕｔ＿ｗ１の少なくともいずれか一方の実効値が設定値以下であることを示す場合、インバータ２の駆動を停止させ、インバータ１のみを駆動させることを示す停止指示を変調波生成部１３１，１３２に出力する。この場合、切替指令生成部１６０は、パルス生成部１１２にゲートブロック信号も出力する。これにより、図５と同様にして、インバータ２の駆動が完全に停止される。

一方、切替指令生成部１６０は、インバータ１のみを駆動させている場合において、比較器１５０による比較結果が、交流電流Ｉｏｕｔ＿ｕ１，Ｉｏｕｔ＿ｗ１の少なくともいずれか一方の実効値の１／２が設定値より大きくなったことを示す場合、変調波生成部１３１，１３２にインバータ２の駆動を再開させるための再開指示を出力すると共に、パルス生成部１１２へのゲートブロック信号の出力を停止する。これにより、図５と同様にして、インバータ１，２が駆動される。なお、実効値の１／２と設定値とを比較する理由は図５と同じである。

このように本実施の形態による電力変換装置においては、インバータ１，２として３相インバータを採用した場合であっても、実施の形態１、２と同じ効果が得られる。

（変形例１）
上記実施の形態では、インバータの個数は２つであったが、変形例１はインバータの個数をＮ（２以上の整数）以上の任意の個数としたことを特徴とする。以下、Ｎ個のインバータは単相インバータであるものとして説明する。

この場合、変調波生成部１３０は、Ｎ個のインバータに対応するＮ個の変調波生成部１３０＿１〜１３０＿Ｎを備える。また、キャリア生成部１２０は、Ｎ個のインバータに対応するＮ個のキャリア生成部１２０＿１〜１２０＿Ｎを備える。また、パルス生成部１１０は、Ｎ個のインバータに対応するＮ個のパルス生成部１１０＿１〜１１０＿Ｎを備える。

Ｎ個のインバータが駆動している場合、キャリア生成部１２０＿１〜１２０＿Ｎは、それぞれ、位相が３６０度／Ｎずつ位相がシフトしたキャリア信号を生成する。例えば、Ｎ＝３の場合、キャリア生成部１２０＿２，１２０＿３は、それぞれ、キャリア生成部１２０＿１が生成するキャリア信号に対して位相が１２０度、２４０度シフトしたキャリア信号を生成する。

変調波生成部１３０＿１〜１３０＿Ｎは、それぞれ、対応するインバータが出力する交流電流Ｉｏｕｔ＿１〜Ｉｏｕｔ＿Ｎと交流電圧Ｖｏｕｔとをモニタし、交流電圧Ｖｏｕｔを目標実効値にするための変調波信号を生成する。

パルス生成部１１０＿１〜１１０＿Ｎは、それぞれ、対応する変調波生成部１３０＿１〜１３０＿Ｎから出力された変調波信号と、対応するキャリア生成部１２０＿１〜１２０＿Ｎから出力されたキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ信号を生成し、対応するインバータに出力する。

比較器１５０は、Ｎ個のインバータのうち、常時駆動される１つのインバータから出力される交流電流（ここでは、便宜上、交流電流Ｉｏｕｔ１とする。）の実効値を設定値と比較する。

切替指令生成部１６０は、Ｎ個のインバータの駆動中に、比較器１５０から交流電流Ｉｏｕｔの実効値が設定値以下であることを示す比較結果を受け付けた場合、第１〜第ｊインバータを駆動させ、第ｊ＋１〜第Ｎインバータの駆動を停止させる停止指示を出力する。このとき、切替指令生成部１６０は、パルス生成部１１０＿ｊ＋１〜１１０＿Ｎにゲートブロック信号を出力する。なお、ｊは１以上、Ｎ−１以下の整数である。

Ｎ個のインバータが駆動しているときの交流電流Ｉｏｕｔ＿１〜Ｉｏｕｔ＿Ｎの実効値をＬとすると、第１〜第ｊインバータに対応する変調波生成部１３０＿１〜１３０＿ｊは、実効値がＬからＮ・Ｌ／ｊに上昇された変調波信号を生成する。一方、第ｊ＋１〜第Ｎインバータに対応する変調波生成部１３０＿ｊ＋１〜１３０＿Ｎは、実効値がＬから０に減少された変調波信号を生成する。これにより、第１〜第ｊインバータから出力された交流電流Ｉｏｕｔ＿１〜Ｉｏｕｔ＿ｊを重畳することで、実効値がＮ・Ｌの交流電流Ｉｏｕｔが生成され、切り替えの前後で、系統電源１０に出力される交流電流Ｉｏｕｔの実効値は変化しない。

キャリア生成部１２０＿１〜１２０＿ｊは、切替指令生成部１６０から停止指示が出力されると、それぞれ、位相が３６０度／ｊずつシフトしたキャリア信号を生成する。

パルス生成部１１０＿１〜１１０＿ｊは、切替指令生成部１６０から停止指示が出力されると、それぞれ、実効値がＬからＮ・Ｌ／ｊに上昇された変調波信号と、キャリア生成部１２０＿１〜１２０＿ｊから出力されたキャリア信号とを比較し、第１〜第ｊインバータに対応するＰＷＭ信号を生成する。一方、パルス生成部１１０＿ｊ＋１〜１１０＿Ｎは、それぞれ、ＰＷＭ信号の出力を停止する。

ここで、キャリア信号は位相が３６０度／ｊずつシフトしているため、実施の形態１と同じ原理で、交流電流Ｉｏｕｔ＿１〜Ｉｏｕｔ＿ｊを重畳することでリップルが相殺される。

以上により、第１〜第ｊインバータが駆動され、第ｊ＋１〜第Ｎインバータの駆動が停止される。例えば、インバータの個数が５個、停止されるインバータの個数が２個であるとすると、第１〜第３インバータのキャリア信号は、位相が１２０度ずつシフトされた信号となる。

一方、切替指令生成部１６０は、第１〜第ｊインバータの駆動中に、比較器１５０から交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値のｊ／Ｎが設定値より大きくなった場合、第ｊ＋１〜第Ｎインバータの駆動を再開させる再開指示を出力すると共に、パルス生成部１１０＿ｊ＋１〜１１０＿Ｎへのゲートブロック信号の出力を停止する。ここで、実効値のｊ／Ｎが設定値と比較されているのは、設定値はＮ個のインバータが駆動されている場合の交流電流Ｉｏｕｔ１の実効値（Ｌ）に基づいて設定されているからである。

再開指示を受け付けた変調波生成部１３０＿１〜１３０＿ｊは、実効値がＮ・Ｌ／ｊからＬに減少された変調波信号を生成する。一方、再開指示を受け付けた変調波生成部１３０＿ｊ＋１〜１３０＿Ｎは、実効値が０からＬに上昇された変調波信号を生成する。これにより、切り替えの前後で、系統電源１０に出力される交流電流Ｉｏｕｔの実効値は変化しない。

以上により、インバータの個数をＮ個とした場合であっても、実施の形態１、２と同じ効果が得られる。

（変形例２）
変形例１では、インバータとして単相インバータを用いたが３相インバータが用いられてもよい。

また、実施の形態１〜８において、インバータ１，２として３相インバータが採用されてもよい。

（変形例３）
また、図１等では、単相インバータとしてフルブリッジ型のインバータが採用されたが、ハーフブリッジ型のインバータが採用されてもよい。

（変形例４）
実施の形態２、３では、比較器１５０は、交流電流の実効値を設定値と比較したが、これに限定されず、交流電流の瞬時値を設定値と比較してもよい。図１６は、交流電流の瞬時値を用いる場合においてインバータ１，２の切り替え例を示す図である。図１６においては、交流電流Ｉｏｕｔの波形が示されており、縦軸は電流、横軸は時間を示している。図１６では、例えば比較器１５０には、図１１に示すように電流センサ５から交流電流Ｉｏｕｔの瞬時値が入力される。

時刻ｔ１では、切替指令生成部１６０は、比較器１５０から、交流電流Ｉｏｕｔが閾値ＩＨ１以上になったことを示す比較結果を受け取り、インバータ１，２を駆動させる。

時刻ｔ２では、切替指令生成部１６０は、比較器１５０から、交流電流Ｉｏｕｔが閾値ＩＨ１以下になったことを示す比較結果を受け取り、インバータ１のみを駆動させる。

時刻ｔ３では、切替指令生成部１６０は、比較器１５０から、交流電流Ｉｏｕｔが閾値ＩＨ２以下になったことを示す比較結果を受け取り、インバータ１，２を駆動させる。

時刻ｔ４では、切替指令生成部１６０は、比較器１５０から、交流電流Ｉｏｕｔが閾値ＩＨ２以上になったことを示す比較結果を受け取り、インバータ１のみを駆動させる。

以降、時刻ｔ５，ｔ６・・・と上記の制御が繰り返される。なお、閾値ＩＨ１，ＩＨ２としては、例えば、絶対値が同じで、ＩＨ１＞０、ＩＨ２＜０の値が採用されてもよいし、絶対値が異なる値が採用されてもよい。

このように、図１６の例では、交流電流Ｉｏｕｔが閾値ＩＨ２以上、閾値ＩＨ１以下の範囲内であれば、交流電流Ｉｏｕｔの瞬時値が低いため、インバータ１のみが駆動され、交流電流Ｉｏｕｔが閾値ＩＨ２より小さい、或いは、閾値ＩＨ１より大きければ、交流電流Ｉｏｕｔの瞬時値が高いため、インバータ１、２が駆動されていている。これにより、よりきめ細かく切替ポイントを設定し、電力変換効率を向上させることができる。

また、図１６の例では、１サイクルのうち、４回インバータの切り替えが行われている。この場合、実施の形態３、４で説明した移行期間Ｔｘは、交流電流Ｉｏｕｔの１サイクルの１／４以下にすることが望ましい。

（変形例５）
実施の形態２〜９では、比較器１５０が交流電流の実効値を算出するとして説明したが、電流センサ５，６が交流電流の実効値を算出してもよい。

本開示は、太陽電池といった種々の発電装置と系統電源とを連系させるパワーコンディショナーにとって有用である。

１，２インバータ
３直流電源
４平滑コンデンサ
５，６電流センサ
７，８リアクトル
９フィルタコンデンサ
１０系統電源
１１制御部
１２電圧センサ
１１０，１１１，１１２パルス生成部
１２０，１２１，１２２キャリア生成部
１３０，１３１，１３２変調波生成部
１４０設定部
１５０比較器
１６０切替指令生成部
１７０パルス生成部
１８０コンバータ制御部
１９０キャリア生成部
１２００ＤＣ／ＤＣコンバータ

Claims

電源部に並列接続され、前記電源部から供給される直流電力をスイッチング素子を用いて交流電力に変換するＮ（Ｎは２以上の整数）個のインバータと、
前記Ｎ個のインバータから出力されたＮ個の交流電力のそれぞれを平滑化するリアクトルと、
前記リアクトルにより平滑されたＮ個の交流電力を重畳し、負荷に出力する出力部と、
前記Ｎ個のインバータに対応し、３６０度／Ｎずつ位相がシフトしたＮ個のキャリア信号を生成するキャリア生成部と、
前記Ｎ個のインバータに対応し、所定の交流電流を出力するためのＮ個の変調波信号を生成する変調波生成部と、
前記Ｎ個のキャリア信号と、前記Ｎ個のキャリア信号に対応するＮ個の変調波信号とを比較して、前記Ｎ個のインバータに対応するＮ個のＰＷＭ信号を生成し、前記Ｎ個のインバータに出力するパルス生成部と、
前記リアクトルにより平滑化されたＮ個の電流の少なくとも１つ又は前記出力部から出力された電流を検知する電流検知部と、
前記電流検知部で検知された電流が所定の設定値以下の場合、前記Ｎ個のインバータのうち第１〜第ｊ（ｊは１以上、Ｎ−１以下の整数）インバータを駆動させ、第ｊ＋１〜第Ｎインバータの駆動を停止させる停止指示を出力する切替制御部とを備え、
前記キャリア生成部は、前記停止指示が出力された場合、３６０度／ｊずつ位相がシフトした第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のキャリア信号を生成し、
前記パルス生成部は、前記停止指示が出力された場合、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のキャリア信号と、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個の変調波信号とを比較して、前記第１〜第ｊインバータに対応するｊ個のＰＷＭ信号を生成し、前記第１〜第ｊインバータに出力し、
前記電流検知部で検知された電流が瞬時値であり、
前記切替制御部は、前記出力部から出力される交流電流の１周期のうち、少なくとも１回、駆動させるインバータの切替動作を行う電力変換装置。
前記Ｎ個のインバータが駆動されている場合において、前記リアクトルで平滑化されたＮ個それぞれの電流をＬ、前記出力部から出力される電流をＮ・Ｌとすると、
前記変調波生成部は、前記停止指示が出力された場合、前記第ｊ＋１〜第Ｎインバータから出力されるＮ−ｊ個の電流が、前記Ｌから０に漸次減少するように前記第ｊ＋１〜第Ｎインバータに対応する変調波信号を補正し、且つ、前記第１〜第ｊインバータから出力される前記ｊ個の電流が、前記ＬからＮ・Ｌ／ｊに漸次増大するように第１〜第ｊインバータに対応する変調波信号を補正する請求項１記載の電力変換装置。
前記Ｎ個のインバータが駆動されている場合において、前記リアクトルで平滑化されたＮ個それぞれの電流をＬ、前記出力部から出力される電流をＮ・Ｌとすると、
前記変調波生成部は、前記停止指示が出力された場合、前記出力部から出力される交流電圧のゼロクロスポイントを含む一定期間内において、前記第ｊ＋１〜第Ｎインバータから出力されるＮ−ｊ個の電流が、前記Ｌから０に漸次又は瞬時に減少するように前記第ｊ＋１〜第Ｎインバータに対応する変調波信号を補正し、且つ、前記第１〜第ｊインバータから出力されるｊ個の電流が、前記ＬからＮ・Ｌ／ｊに漸次又は瞬時に増大するように第１〜第ｊインバータに対応する変調波信号を補正する請求項１記載の電力変換装置。
前記電流検知部は、前記リアクトルにより平滑化されたＮ個の電流のうちいずれか１の電流を検知する請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記電源部から出力される直流電圧を検知する電圧検知部と、
前記電圧検知部が検知した検知電圧が増大するにつれて、前記設定値を増大させる設定部とを更に備える請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記Ｎ個のインバータは単相インバータ又は３相インバータである請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。