JP4887841B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ、半導体装置およびｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ、半導体装置およびＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法に関し、特に複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧間に存在する所定の電圧関係を守ることが可能なものに関する。

複数のＤＣ−ＤＣコンバータを備え、複数の出力電圧を出力する電源装置においては、電源電圧同士の相対的な電圧関係を常に守る必要がある場合がある。例えば、ＰＭＯＳトランジスタに対し電源電圧Ｖｃｃと高位バックゲート電圧ＶＢＧＰとを供給する場合には、電源投入から切断までの一連のシーケンスにおいて、常に電源電圧Ｖｃｃが高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下とされるような電圧関係を維持する必要がある。
ラッチアップによる焼損等の発生を防止するためである。

尚、上記の関連技術として特許文献１および２が開示されている。
特開平９−１５４２７５号公報 特開平１０−３２３０２６号公報

上記の電圧関係は、電源装置の正常時のみならず、異常発生時においても守られなければならない。例えばＤＣ−ＤＣコンバータの故障などの障害により、複数のＤＣ−ＤＣコンバータのうちのあるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が低下した場合に、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧以下の出力電圧を出力すべき関係にある他のＤＣ−ＤＣコンバータとの間の電圧関係を守る必要がある。しかし、異常発生時において当該電圧関係を守るための制御については開示がないため問題である。また異常発生時において電圧関係を守るための制御を行うために論理回路などを設けると、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の回路規模が増大するため問題である。

本発明は前記背景技術の課題の少なくとも１つを解消するためになされたものであり、複数のＤＣ−ＤＣコンバータのうちの何れかが故障等により異常状態とされても、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と他のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧との電圧関係を維持することが可能であるＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ、半導体装置およびＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路では、複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、複数の出力電圧のうちの第１出力電圧の極性を反転して出力する反転増幅回路と、反転増幅回路から出力される電圧が第１極性入力端子に入力され、第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧が第２極性第１入力端子に入力され、複数の出力電圧のうちの第１出力電圧とは逆極性の電圧である第２出力電圧に応じた電圧が第２極性第２入力端子に入力され、第２極性第１入力端子および第２極性第２入力端子に入力される電圧のうち何れか低い方と第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行う第１誤差増幅器とを備えることを特徴とする。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数の出力電圧を出力する。複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば、出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ部を複数備えるＤＣ−ＤＣコンバータが挙げられる。ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路は、基準電圧に応じてＤＣ−ＤＣコンバータを制御する。複数の出力電圧のうちから、第１出力電圧と、第１出力電圧と所定の電位関係を有する第２出力電圧とに着目する場合を説明する。第２出力電圧と第１出力電圧との間には、電圧の極性が逆極性であるという所定の電圧関係が存在している。なお、複数の出力電圧のうちの何れであっても、第１出力電圧として抽出することができる。また第１出力電圧および第２出力電圧は単数に限られない。複数の出力電圧のうち、第１出力電圧以上の値を有する電圧は全て第２出力電圧に該当する。またある出力電圧が、ある出力電圧との関係では第１出力電圧となり、同時に、他の出力電圧との関係では第２出力電圧となる場合がある。

ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路は、誤差増幅器を備える。誤差増幅器は、第１極性入力端子、第２極性第１入力端子、第２極性第２入力端子を備える。ここで第１極性と第２極性との組合せは、例えば反転入力と非反転入力との組合せである場合と、非反転入力と反転入力との組合せである場合とがある。何れかの組合せが用いられるかは、誤差増幅器の後段の回路構成に応じて定められる。第１極性入力端子には第１出力電圧の極性を反転した電圧が入力される。第１出力電圧が極性反転された上で分圧されてもよいし、極性反転された電圧が入力されてもよい。第２極性第１入力端子には、第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧が入力される。第２極性第２入力端子には、第２出力電圧に応じた電圧が入力される。そして、第２極性第１入力端子に入力される基準電圧および第２極性第２入力端子に入力される第２出力電圧に応じた電圧のうち低い方の電圧と、第１極性入力端子に入力される第１出力電圧との誤差増幅が行われる。

正常状態から障害・故障発生などにより異常状態へ遷移し、第２出力電圧が下降する場合を説明する。第２出力電圧の低下に応じて、第２出力電圧に応じた電圧も低下する。第２出力電圧に応じた電圧が基準電圧より低くなると、誤差増幅器は、基準電圧に代えて、第２出力電圧に応じた電圧と第１出力電圧が極性反転された電圧との誤差増幅を行う。これにより第１出力電圧は、第２出力電圧の下降に追従して絶対値が縮小（電圧値として上昇）する。

また、本発明における複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数の出力電圧のうちの第１出力電圧の極性を反転して出力する反転増幅回路と、反転増幅回路から出力される電圧が第１極性入力端子に入力され、第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧が第２極性第１入力端子に入力され、複数の出力電圧のうちの第１出力電圧とは逆極性の電圧である第２出力電圧に応じた電圧が第２極性第２入力端子に入力され、第２極性第１入力端子および第２極性第２入力端子に入力される電圧のうち何れか低い方と第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行う第１誤差増幅器とを備えることを特徴とする。

また、本発明における複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの制御用半導体装置では、複数の出力電圧のうちの第１出力電圧の極性を反転して出力する反転増幅回路と、反転増幅回路から出力される電圧が第１極性入力端子に入力され、第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧が第２極性第１入力端子に入力され、複数の出力電圧のうちの第１出力電圧とは逆極性の電圧である第２出力電圧に応じた電圧が第２極性第２入力端子に入力され、第２極性第１入力端子および第２極性第２入力端子に入力される電圧のうち何れか低い方と第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行う第１誤差増幅器とを備えることを特徴とする。

また、本発明における複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、複数の出力電圧のうちの第１出力電圧の極性を反転して出力するステップと、第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧を出力するステップと、複数の出力電圧のうちの第１出力電圧とは逆極性の電圧である第２出力電圧に応じた電圧を出力するステップと、基準電圧および第２出力電圧に応じた電圧のうち何れか低い方と第１出力電圧の極性が反転された電圧との誤差増幅を行うステップとを備えることを特徴とする。

以上に示すＤＣ−ＤＣコンバータ、半導体装置、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法においても、前述したように、第１出力電圧が第２出力電圧以下の値に制御されるべき電圧関係において、第２出力電圧の低下や遮断等の異常が発生した場合においても、常に第１出力電圧を第２出力電圧以下の値とすることができる。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ、半導体装置およびＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法によれば、複数のＤＣ−ＤＣコンバータのうちの何れかが故障等により異常状態とされても、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と他のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧との電圧関係を維持することが可能となる。

本発明の原理図を図１に示す。電源装置１０Ｇに備えられる複数のＤＣ−ＤＣコンバータのうちから抽出されたＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ＧとＤＣ２Ｇとを、図１に示す。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１Ｇは第１出力電圧Ｖｏｕｔ１を作成する回路であり、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２Ｇは第２出力電圧Ｖｏｕｔ２を作成する回路である。第２出力電圧Ｖｏｕｔ２と第１出力電圧Ｖｏｕｔ１との間には、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１が第２出力電圧Ｖｏｕｔ２以下の電圧値とされるという所定の電圧関係が存在している。

ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１Ｇは、制御部ＣＵ１Ｇおよびパワー部ＰＵ１Ｇを備える。制御部ＣＵ１Ｇは、誤差増幅器ＥＲＡ１Ｇ、ＰＷＭ部Ｐ１Ｇ、第１分圧回路ＶＤ１、第２分圧回路ＶＤ２を備える。第１分圧回路ＶＤ１には第１出力電圧Ｖｏｕｔ１が入力され、第２分圧回路ＶＤ２には第２出力電圧Ｖｏｕｔ２が入力される。誤差増幅器ＥＲＡ１Ｇの反転入力には、第１分圧回路ＶＤ１から出力される第１分圧電圧ＶＶ１が入力される。また誤差増幅器ＥＲＡ１Ｇの第１の非反転入力にはグランドからの基準電圧ｅ１Ｇが入力され、第２の非反転入力には第２分圧回路ＶＤ２から出力される第２分圧電圧ＶＶ２が入力される。誤差増幅器ＥＲＡ１Ｇの出力端子は、ＰＷＭ部Ｐ１Ｇの入力端子に接続される。ＰＷＭ部Ｐ１Ｇの出力端子は、パワー部ＰＵ１Ｇの入力端子に接続される。誤差増幅器ＥＲＡ１Ｇは、二つの非反転入力に入力される基準電圧ｅ１Ｇと第２分圧電圧ＶＶ２との内の低い方の電圧の入力と、反転入力に入力される第１分圧電圧ＶＶ１との差を増幅する電圧増幅器である。

同様にして、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２Ｇは、制御部ＣＵ２Ｇおよびパワー部ＰＵ２Ｇを備える。パワー部ＰＵ２Ｇから出力される第２出力電圧Ｖｏｕｔ２は、第２分圧回路ＶＤ２に入力される。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２Ｇのその他の構成は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１Ｇと同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

作用を説明する。電源装置１０Ｇの正常動作状態では、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１が第２出力電圧Ｖｏｕｔ２以下の値にされている。すなわち基準電圧ｅ１Ｇが第２分圧電圧ＶＶ２以下の値とされている。誤差増幅器ＥＲＡ１Ｇは、基準電圧ｅ１Ｇと第１分圧電圧ＶＶ１との誤差増幅を行う。

ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２Ｇの障害・故障等により、電源装置１０Ｇが正常状態から異常状態へ遷移し、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２が下降する場合を説明する。第２出力電圧Ｖｏｕｔ２の低下に応じて、第２分圧電圧ＶＶ２も低下する。第２分圧電圧ＶＶ２が基準電圧ｅ１Ｇより低くなると、誤差増幅器ＥＲＡ１Ｇは、基準電圧ｅ１Ｇに代えて、第２分圧電圧ＶＶ２と第１分圧電圧ＶＶ１との誤差増幅を行う。これにより第１出力電圧Ｖｏｕｔ１は、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２の下降に追従して下降するため、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１は第２出力電圧Ｖｏｕｔ２以下の値に維持される。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１Ｇの障害・故障等により、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１が低下する場合には、特段の制御を行わなくても、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１が第２出力電圧Ｖｏｕｔ２以下の値に制御されるべき電圧関係は保たれる。

以上より、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１が第２出力電圧Ｖｏｕｔ２以下の値に制御されるべき電圧関係を有する場合において、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２の低下や遮断等の障害が発生した場合においても、必ず第１出力電圧Ｖｏｕｔ１を第２出力電圧Ｖｏｕｔ２以下の値とすることができる。

本発明の第１実施形態を、図２ないし図４を用いて説明する。図２に、第１実施形態に係る電源装置１０を示す。電源装置１０はＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ないしＤＣ３を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ないしＤＣ３は、共通のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１は、半導体デバイスの電源電圧Ｖｃｃを作成する回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２は、不図示の半導体デバイスのＰ型ＭＯＳＦＥＴのバックゲート電圧である高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを作成する回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ３は、半導体デバイスのＮ型ＭＯＳＦＥＴのバックゲート電圧である低位バックゲート電圧ＶＢＧＮを作成する回路である。

ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１は、制御部ＣＵ１およびパワー部ＰＵ１を備え、電源電圧Ｖｃｃを出力する。パワー部ＰＵ１に於いて、メインスイッチング素子であるトランジスタＦＥＴ１の入力端子に入力電圧Ｖｉｎが接続され、トランジスタＦＥＴ１の出力端子にチョークコイルＬ１の入力端子が接続される。チョークコイルＬ１の出力端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１の出力端子Ｖｃｃに接続される。またトランジスタＦＥＴ１の制御端子には、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の出力端子ＤＨ１が接続される。同期整流スイッチング素子であるトランジスタＦＥＴ２の入力端子はグランドに接地され、出力端子はチョークコイルＬ１の入力端子に接続される。またトランジスタＦＥＴ２の制御端子には、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の出力端子ＤＬ１が接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１の出力端子Ｖｃｃとグランドとの間には平滑コンデンサＣ１が接続される。また出力端子Ｖｃｃは、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の入力端子ＦＢ１に接続される。

制御部ＣＵ１には、誤差増幅器ＥＲＡ１、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１、三角波発振器ＯＳＣ１、基準電圧生成回路ｅ１Ｒ、分圧回路ＶＤ１１、分圧回路ＶＤ２１が備えられる。分圧回路ＶＤ１１は、入力端子ＦＢ１とグランド間に直列接続される入力抵抗Ｒ１と接地抵抗Ｒ２を備える。分圧回路ＶＤ２１は、入力端子ＦＢ２とグランド間に直列接続される入力抵抗Ｒ１ａと接地抵抗Ｒ２ａを備える。分圧回路ＶＤ１１には電源電圧Ｖｃｃが入力され、分圧電圧ＶＶ１１が出力される。また分圧回路ＶＤ２１には高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが入力され、分圧電圧ＶＶ２１が出力される。誤差増幅器ＥＲＡ１の反転入力には、分圧電圧ＶＶ１１が入力される。また誤差増幅器ＥＲＡ１の第１の非反転入力にはグランドからの基準電圧ｅ１が入力され、第２の非反転入力には分圧電圧ＶＶ２１が入力される。誤差増幅器ＥＲＡ１から出力される出力電圧Ｖｏｐ１は、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１の非反転入力に入力される。また三角波発振器ＯＳＣ１の出力信号は、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１の反転入力に入力される。ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１の非反転出力端子Ｑ１から出力される出力信号ＶＱ１は、出力端子ＤＨ１に入力される。また反転出力端子＊Ｑ１から出力される＊ＶＱ１は、出力端子ＤＬ１に入力される。ここで、分圧回路ＶＤ１１の分圧比ＤＶＲ１を（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））、分圧回路ＶＤ２１の分圧比ＤＶＲ２を（Ｒ２ａ／（Ｒ１ａ＋Ｒ２ａ））とする。電源装置１０では、分圧比ＤＶＲ２は分圧比ＤＶＲ１以下の値に設定される。

同様にして、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２は、制御部ＣＵ２およびパワー部ＰＵ２を備え、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを出力する。制御部ＣＵ２には、誤差増幅器ＥＲＡ２、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２、三角波発振器ＯＳＣ２、基準電圧生成回路ｅ２Ｒ、分圧回路ＶＤ１２が備えられる。分圧回路ＶＤ１２は、入力端子ＦＢ２とグランド間に直列接続される入力抵抗Ｒ３と接地抵抗Ｒ４を備える。分圧回路ＶＤ１２には高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが入力され、分圧電圧ＶＶ１２が出力される。誤差増幅器ＥＲＡ２の反転入力端子には分圧電圧ＶＶ１２が入力され、非反転入力端子にはグランドからの基準電圧ｅ２が入力される。誤差増幅器ＥＲＡ２から出力される出力電圧Ｖｏｐ２は、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２の非反転入力に入力される。なお、その他の構成はＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

同様にして、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ３は、制御部ＣＵ３およびパワー部ＰＵ３を備え、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮを出力する。低位バックゲート電圧ＶＢＧＮはＮ型ＭＯＳＦＥＴのバックゲート用電圧であり、負の電圧である。パワー部ＰＵ３において、メインスイッチング素子であるトランジスタＦＥＴ５の入力端子に入力電圧Ｖｉｎが接続され、トランジスタＦＥＴ５の出力端子にチョークコイルＬ３の入力端子が接続され、Ｌ３の出力端子はグランドに接地される。またトランジスタＦＥＴ５の制御端子にはＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の出力端子ＤＨ３が接続される。トランジスタＦＥＴ６の入力端子はＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力端子であるＶＧＢＮに接続され、出力端子はチョークコイルＬ３の入力端子に接続される。またトランジスタＦＥＴ６の制御端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の出力端子ＤＬ３に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ３の出力端子ＶＢＧＮとグランドとの間には、平滑コンデンサＣ３が接続される。また出力端子ＶＢＧＮは、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の入力端子ＦＢ３に接続される。

制御部ＣＵ３には、誤差増幅器ＥＲＡ３、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ３、三角波発振器ＯＳＣ３、基準電圧生成回路ｅ３Ｒ、反転増幅回路ＩＡ、分圧回路ＶＤ２３が備えられる。反転増幅回路ＩＡにおいて、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮは、入力抵抗Ｒ５を介して電圧増幅器ＡＭＰ１の反転入力に入力される。また電圧増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子はグランドに接地される。また電圧増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子と出力端子との間には、帰還抵抗Ｒ６が接続される。電圧増幅器ＡＭＰ１の出力端子は、入力抵抗Ｒ７を介して誤差増幅器ＥＲＡ３の反転入力に接続される。また分圧回路ＶＤ２３は、入力端子ＦＢ２とグランド間に直列接続される入力抵抗Ｒ８と接地抵抗Ｒ９とを備える。分圧回路ＶＤ２３には高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが入力され、分圧電圧ＶＶ２３が出力される。また誤差増幅器ＥＲＡ３の第１の非反転入力にはグランドからの基準電圧ｅ３が入力され、第２の非反転入力には分圧電圧ＶＶ２３が入力される。誤差増幅器ＥＲＡ３から出力される出力電圧Ｖｏｐ３は、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ３の非反転入力に入力される。また入力抵抗Ｒ５と帰還抵抗Ｒ６の抵抗値が等しくされているため、電圧増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖｘ１は、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮの絶対値である正の電圧となる。なお、その他の構成はＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。

まずＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２の動作を説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の入力端子ＦＢ２に入力されるＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２の出力電圧ＶＧＢＰは、分圧回路ＶＤ１２により分圧され、分圧電圧ＶＶ１２として誤差増幅器ＥＲＡ２の反転入力に入力される。誤差増幅器ＥＲＡ２は、分圧電圧ＶＶ１２と基準電圧ｅ２との差を増幅し、出力電圧Ｖｏｐ２として出力する。高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが低下し基準電圧ｅ２との差が大きくなると、出力電圧Ｖｏｐ２が上昇する。一方、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが上昇し基準電圧ｅ２との差が小さくなると、出力電圧Ｖｏｐ２が下降する。

ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２は、出力電圧Ｖｏｐ２と三角波発振器ＯＳＣ２の出力電圧を比較し、出力電圧Ｖｏｐ２が三角波発振器ＯＳＣ２の出力電圧よりも高いときにハイレベルの出力信号ＶＱ２を出力する。よってＰＷＭ比較器ＰＷＭ２は、出力電圧Ｖｏｐ２の大きさに応じたパルス幅のパルスを出力する出力電圧パルス幅変換器の動作を行う。出力信号ＶＱ２がハイレベルの間は、トランジスタＦＥＴ３は導通状態とされ、トランジスタＦＥＴ４は非導通状態とされる。一方、出力信号ＶＱ２がローレベルの間は、トランジスタＦＥＴ３は非導通状態とされ、トランジスタＦＥＴ４は導通状態とされる。

トランジスタＦＥＴ３が導通状態とされると、入力電圧ＶｉｎからチョークコイルＬ２を介して負荷に電流が供給され、またチョークコイルＬ２にエネルギが蓄積される。次いでトランジスタＦＥＴ３が非導通状態とされ、トランジスタＦＥＴ４が導通状態とされると、チョークコイルＬ２に蓄積されたエネルギが放電される。このとき高位バックゲート電圧ＶＢＧＰは、トランジスタＦＥＴ３のオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆを用いて次式で与えられる。
ＶＢＧＰ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）×Ｖｉｎ＝Ｔｏｎ／Ｔ×Ｖｉｎ・・・式（１）

上述のＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２において、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰの制御は、分圧電圧ＶＶ１２と基準電圧ｅ２との差を誤差増幅器ＥＲＡ２で増幅することで行われている。よって分圧回路ＶＤ１２の分圧比を適宜変更することで、トランジスタＦＥＴ３のオンデューティを制御することにより、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰの値を可変に制御することが可能となる。なおここで、基準電圧ｅ２の値を変えることによっても、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを可変に制御できることは言うまでもない。

次にＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１の動作を説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の入力端子ＦＢ１に入力されるＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１から出力される電源電圧Ｖｃｃは、分圧回路ＶＤ１１により分圧され、分圧電圧ＶＶ１１として誤差増幅器ＥＲＡ１の反転入力に入力される。また基準電圧ｅ１が、誤差増幅器ＥＲＡ１の非反転入力に入力される。また高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが、分圧回路ＶＤ２１により分圧され、分圧電圧ＶＶ２１として誤差増幅器ＥＲＡ１の非反転入力に入力される。誤差増幅器ＥＲＡ１は、二つの非反転入力に入力される基準電圧ｅ１と分圧電圧ＶＶ２１との内の低い方の電圧の入力と、反転入力に入力される分圧電圧ＶＶ１１との差を増幅する電圧増幅器である。従って、誤差増幅器ＥＲＡ１は、基準電圧ｅ１が分圧電圧ＶＶ２１よりも低い場合には分圧電圧ＶＶ１１と基準電圧ｅ１との差を増幅し、基準電圧ｅ１が分圧電圧ＶＶ２１よりも高い場合には分圧電圧ＶＶ１１と分圧電圧ＶＶ２１との差を増幅する。その他の動作は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２と同様であるため、ここでは説明を省略する。

ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２に障害が発生し、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが下降する場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１の動作を、図３を用いて説明する。時間ｔ１０までは障害が発生していない正常状態であるため、分圧電圧ＶＶ１１（図３点線）は、基準電圧ｅ１と等しくされる。時間ｔ１０以降においては、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２に発生した障害により、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが低下を開始する。高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが低下すると、分圧電圧ＶＶ２１も低下する。時間ｔ１０からｔ１１までの期間では、基準電圧ｅ１は分圧電圧ＶＶ２１よりも低いため、誤差増幅器ＥＲＡ１は、基準電圧ｅ１と分圧電圧ＶＶ１１との誤差を増幅する。よって図３に示すように、電源電圧Ｖｃｃは、基準電圧ｅ１に応じた一定値とされる。時間ｔ１１以降においては、分圧電圧ＶＶ２１が基準電圧ｅ１よりも低くなるため、誤差増幅器ＥＲＡ１は、分圧電圧ＶＶ２１と分圧電圧ＶＶ１１との誤差を増幅する。よって図３に示すように、分圧電圧ＶＶ２１の低下に追従して、分圧電圧ＶＶ１１が低下する。すると高位バックゲート電圧ＶＢＧＰの低下に追従して、電源電圧Ｖｃｃが低下する。

ここで、分圧回路ＶＤ２１の分圧比ＤＶＲ２は、分圧回路ＶＤ１１の分圧比ＤＶＲ１以下の値に設定されているとする。すると、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが時間ｔ１０以降において下降し、時間ｔ１１において電源電圧Ｖｃｃとの電圧差が差電圧ＤＶとなるときに、分圧電圧ＶＶ２１が分圧電圧ＶＶ１１と等しくなる。すなわち、分圧比ＤＶＲ１とＤＶＲ２とに差を設けることで、差電圧ＤＶを設定することができる。そして差電圧ＤＶは、電源電圧Ｖｃｃを常に高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを以下の値とする電圧関係を守るためのバッファゾーンとして作用する。ここで、分圧比ＤＶＲ２をＤＶＲ１よりも小さくするほど、差電圧ＤＶの値を大きくすることができる。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１の障害・故障等により、電源電圧Ｖｃｃが低下する場合には、特段の制御を行わなくても、電源電圧Ｖｃｃが高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下の値に制御されるべき電圧関係は保たれる。

これにより、電源電圧Ｖｃｃが必ず高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下とされるという所定の電圧関係が予め定められている場合に、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが低下する事態が発生しても、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰの低下に追従して電源電圧Ｖｃｃの出力を低下させることが出来る。また高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが遮断される障害が発生しても、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰの遮断に同期して電源電圧Ｖｃｃを遮断させることが出来る。

次にＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ３の動作を説明する。図２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路１１の入力端子ＦＢ２に入力される高位バックゲート電圧ＶＢＧＰは、分圧回路ＶＤ２３により分圧され、分圧電圧ＶＶ２３として誤差増幅器ＥＲＡ３の反転入力に入力される。また入力端子ＦＢ３に入力される低位バックゲート電圧ＶＢＧＮは、入力抵抗Ｒ５を介して電圧増幅器ＡＭＰ１の反転入力に入力される。電圧増幅器ＡＭＰ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力される負電圧の低位バックゲート電圧ＶＢＧＮを正電圧に変換する極性反転回路である。入力抵抗Ｒ５と帰還抵抗Ｒ６の抵抗値が等しくされているため、電圧増幅器ＡＭＰ１の出力電圧Ｖｘ１は、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮに等しい正の電圧を出力する。すなわち低位バックゲート電圧ＶＢＧＮの絶対値が、出力電圧Ｖｘ１とされる。出力電圧Ｖｘ１は入力抵抗Ｒ７を介して、電圧ＶＮ３として誤差増幅器ＥＲＡ３の反転入力に入力される。

誤差増幅器ＥＲＡ３は、二つの非反転入力に入力される基準電圧ｅ３と分圧電圧ＶＶ２３の電圧の内の低い方の電圧の入力と、反転入力に入力される電圧ＶＮ３との差を増幅する電圧増幅器である。その他の動作は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１と同様であるため、ここでは説明を省略する。

そして低位バックゲート電圧ＶＢＧＮと高位バックゲート電圧ＶＢＧＰとの間には、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２の故障などにより高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが０（Ｖ）となるときは、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮも０（Ｖ）にされるという所定の電圧関係が予め定められている。

例として、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２に障害が発生し、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが下降する場合を、図４を用いて説明する。時間ｔ２０までは障害が発生していない正常状態であるため、電圧ＶＮ３（図４点線）は、基準電圧ｅ３と等しくされる。時間ｔ２０以降においては、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２に発生した障害により、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが低下を開始する。高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが低下すると、分圧電圧ＶＶ２３も低下する。時間ｔ２０からｔ２１までの期間では、基準電圧ｅ３は分圧電圧ＶＶ２３よりも低いため、誤差増幅器ＥＲＡ３は、基準電圧ｅ３と電圧ＶＮ３との誤差を増幅する。よって図４に示すように、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮは、基準電圧ｅ３に応じた一定値とされる。

時間ｔ２１以降においては分圧電圧ＶＶ２３が基準電圧ｅ３よりも低くなるため、誤差増幅器ＥＲＡ３は、分圧電圧ＶＶ２３と電圧ＶＮ３との誤差を増幅する。よって図４に示すように、分圧電圧ＶＶ２３の低下に追従して電圧ＶＮ３が低下する。これにより、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが０（Ｖ）へ収束することに追従して、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮも０（Ｖ）へ収束する効果が得られる。

以上より、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが０（Ｖ）であるときは、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮも０（Ｖ）とされるというような、所定の電圧関係が予め定められている場合に、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰの低下あるいは出力遮断等の障害が発生しても、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰの低下に追従して低位バックゲート電圧ＶＢＧＮを低下させることができることが分かる。

以上詳細に説明したとおり、第１実施形態に係る電源装置１０は、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰに連動して電源電圧Ｖｃｃを制限することにより、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが低下する事態が発生しても、電源電圧Ｖｃｃの値が必ず高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下の値にされるという電圧関係を守ることが可能となる。また高位バックゲート電圧ＶＢＧＰに連動して低位バックゲート電圧ＶＢＧＮを制限することにより、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが０（Ｖ）とされるときは必ず低位バックゲート電圧ＶＢＧＮも０（Ｖ）にされるという電圧関係を守ることが可能となる。

また電源装置１０では、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを誤差増幅器ＥＲＡ１の第２の非反転入力にフィードバックさせる経路を備えることにより、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰに応じて電源電圧Ｖｃｃを制限する作用を得ているため、論理回路などの特別な回路を要しない。よって、所定の電圧関係を守ることが可能な電源装置１０を、複雑な回路構成とすることなく実現することが可能となる。

本発明の第２実施形態を、図５および図６を用いて説明する。第２実施形態に係る電源装置１０ａを図５に示す。電源装置１０ａは、第１実施形態の電源装置１０に加えて、ランプ傾斜制御用のコンデンサＣＳ、定電流回路ＣＣ、抵抗ＲＤ、スイッチＳＷ１およびＳＷ２を備える。誤差増幅器ＥＲＡ１ａないしＥＲＡ３ａは、それぞれコンデンサＣＳが接続される非反転入力端子を備える。また定電流回路ＣＣはスイッチＳＷ１を介してコンデンサＣＳに接続される。また抵抗ＲＤの一端はグランドに接続され、他端はスイッチＳＷ２を介してコンデンサＣＳに接続される。また分圧回路ＶＤ１２の分圧比は、分圧回路ＶＤ１１の分圧比よりも低く設定される。またその他の構成は、図２に示す電源装置１０と同様であるため、ここでは詳細な説明を省略する。

第１実施形態では、定常状態における電源装置１０の動作の説明をした。しかし、電源装置１０の起動・終了時においては、突入電流の発生を防止するために、ランプ傾斜制御が必要になる。図５に示す電源装置１０ａでは、電源電圧Ｖｃｃの誤差増幅器ＥＲＡ１ａは、基準電圧ｅ１、分圧電圧ＶＶ２１、コンデンサＣＳの出力電圧のうちの最も低い電圧と、反転入力に入力される分圧電圧ＶＶ１１との差を増幅する動作を行うように設定されている。

図６において、電源装置１０ａが時間ｔ３０において起動されると、スイッチＳＷ１が導通状態とされ、スイッチＳＷ２が非導通状態とされる。よってコンデンサＣＳが定電流回路ＣＣにより充電され、コンデンサＣＳの出力電圧が０（Ｖ）から除々に上昇する。するとＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ａから出力される電源電圧Ｖｃｃは、時間ｔ３０からｔ３１までの期間ではコンデンサＣＳの出力電圧によりランプ傾斜制御され、除々に上昇する。そしてコンデンサＣＳの出力電圧が基準電圧ｅ１に到達した時間ｔ３１以後においては、電源電圧Ｖｃｃは基準電圧ｅ１に応じた一定値とされる。

また同様にＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２ａから出力される高位バックゲート電圧ＶＢＧＰは、時間ｔ３０からｔ３１までの期間ではコンデンサＣＳの出力電圧によりランプ傾斜制御され、除々に上昇する。このとき分圧回路ＶＤ１２の分圧比は、分圧回路ＶＤ１１の分圧比よりも低く設定されているため、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰの立ち上がり傾きは、電源電圧Ｖｃｃの立ち上がり傾きより大きくなる。そしてコンデンサＣＳの出力電圧が基準電圧ｅ２に到達した時間ｔ３１以後の期間では、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰは基準電圧ｅ２に応じた一定値とされる。また同様にＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ３ａから出力される低位バックゲート電圧ＶＢＧＮの絶対値は、時間ｔ３０からｔ３１までの期間ではコンデンサＣＳの出力電圧によりランプ傾斜制御され、時間ｔ３１以後の期間では基準電圧ｅ３に応じた一定値とされる。

一方、電源装置１０ａが時間ｔ３２において停止されると、スイッチＳＷ１が非導通状態とされ、スイッチＳＷ２が導通状態とされ、コンデンサＣＳが放電されるため、コンデンサＣＳの出力電圧が除々に低下する。よって高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ、電源電圧Ｖｃｃ、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮの絶対値は、コンデンサＣＳの出力電圧によりランプ傾斜制御され、除々に低下する。そして時間ｔ３３においてコンデンサＣＳの出力電圧が０（Ｖ）に達すると、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ、電源電圧Ｖｃｃ、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮの絶対値も０（Ｖ）となり、電源装置１０ａの停止動作が完了する。

以上詳細に説明したとおり第２実施形態に係る電源装置１０ａでは、電源装置１０ａの起動・停止時においてランプ傾斜制御を用いる場合においても、電源電圧Ｖｃｃの値が必ず高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下の値にされるという電圧関係を維持することができる。また高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが０（Ｖ）とされるときは、低位バックゲート電圧ＶＢＧＮも０（Ｖ）とされるという所定の電圧関係を維持することができる。

本発明の第３実施形態に係る電源装置１０ｃを、図７を用いて説明する。電源装置１０ｃは、障害発生時においても、３つの出力電圧間における電圧関係を維持することができる電源装置である。電源装置１０ｃは、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ｃないしＤＣ３ｃを備え、それぞれ第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｃないし第３出力電圧Ｖｏｕｔ３ｃを出力する。そしてこの３つの出力電圧間に、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｃ≦第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｃ≦第３出力電圧Ｖｏｕｔ３ｃ、となる電圧関係がある場合を説明する。

ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ３ｃの誤差増幅器ＥＲＡ３ｃの反転入力には、分圧回路ＶＤ１３ｃから出力される分圧電圧ＶＶ１３ｃが入力される。また誤差増幅器ＥＲＡ３ｃの非反転入力には基準電圧ｅ３が入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２ｃの誤差増幅器ＥＲＡ２ｃの第１の非反転入力には基準電圧ｅ２が入力される。またＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２ｃの第２の非反転入力には、分圧回路ＶＤ２２ｃから出力される分圧電圧ＶＶ２２ｃが入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ｃの誤差増幅器ＥＲＡ１ｃの第１の非反転入力には基準電圧ｅ１が入力される。また誤差増幅器ＥＲＡ１ｃの第２の非反転入力には分圧回路ＶＤ２１ｃから出力される分圧電圧ＶＶ２１ｃが入力され、第３の非反転入力には分圧回路ＶＤ３１ｃから出力される分圧電圧ＶＶ３１ｃが入力される。

誤差増幅器ＥＲＡ１ｃは、基準電圧ｅ１と分圧電圧ＶＶ２１ｃと分圧電圧ＶＶ３１ｃとのうち最も低い電圧と、分圧電圧ＶＶ１１ｃとの誤差増幅を行う。よって第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｃは、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｃおよび第３出力電圧Ｖｏｕｔ３ｃの低下に追従して低下する。また誤差増幅器ＥＲＡ２ｃは、基準電圧ｅ２と分圧電圧ＶＶ２２ｃとのうちの低い方の電圧と、分圧電圧ＶＶ１２ｃとの誤差増幅を行う。よって第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｃは、第３出力電圧Ｖｏｕｔ３ｃの低下に追従して低下する。また誤差増幅器ＥＲＡ３ｃは、基準電圧ｅ３と分圧電圧ＶＶ１３ｃとの誤差増幅を行う。よって第３出力電圧Ｖｏｕｔ３ｃは、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｃおよび第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｃによって制御されることはない。

これにより、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｃが第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｃおよび第３出力電圧Ｖｏｕｔ３ｃ以下の値とされることが保証されると共に、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｃが第３出力電圧Ｖｏｕｔ３ｃ以下の値とされることが保証される。よって電源装置１０ｃの障害発生時においても、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｃ≦第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｃ≦第３出力電圧Ｖｏｕｔ３ｃとなる電圧関係を維持することができる。

なお、電源装置１０ｃでは３つの出力電圧間における電圧関係を維持する場合を説明したが、この形態に限られない。ｎ個のＤＣ−ＤＣコンバータからそれぞれ出力されるｎ個の出力電圧間において、第１出力電圧≦第２出力電圧≦・・・≦第ｎ出力電圧となる電圧関係を保証することができる電源装置を構成することができることは言うまでもない。この場合、第１出力電圧を制御する誤差増幅器には、第２出力電圧から第ｎ出力電圧までの分圧電圧が入力される第２ないし第ｎ非反転入力端子が備えられる。そして第１ないし第ｎ非反転入力端子に入力される電圧のうち最も低い電圧と、反転入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行えばよい。以下同様に、第２出力電圧を制御する誤差増幅器には、第３出力電圧から第ｎ出力電圧までの分圧電圧が入力される第３ないし第ｎ非反転入力端子を備えるとすればよい。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。第１実施形態の電源装置１０（図２）では、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを基準とし、電源電圧Ｖｃｃが高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下になるように制御する形態を用いるとした。すなわち、誤差増幅器ＥＲＡ１は、反転入力に入力される分圧電圧ＶＶ１１との誤差増幅対象として、二つの非反転入力に入力される基準電圧ｅ１と分圧電圧ＶＶ２１との電圧の内の低い方の電圧の入力を用いるとした。しかし、この形態に限られない。電源電圧Ｖｃｃを基準とし、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが電源電圧Ｖｃｃ以上になるように制御する形態としてもよいことは言うまでもない。

この場合、電源装置１０の制御部ＣＵ２は、電源電圧Ｖｃｃが入力され分圧電圧ＶＶ２２を出力する分圧回路ＶＤ２２を備える。そして誤差増幅器ＥＲＡ２は、分圧電圧ＶＶ２２が入力される第２の非反転入力を備える。誤差増幅器ＥＲＡ２は、二つの非反転入力に入力される基準電圧ｅ２と分圧電圧ＶＶ２２との電圧の内の高い方の電圧と、反転入力に入力される分圧電圧ＶＶ１２との誤差を増幅する。これにより、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが低下する障害が発生した場合に、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰは電源電圧Ｖｃｃでクランプされるため、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが電源電圧Ｖｃｃ以上に制御されるべき電圧関係を保つことができる。

なお第１実施形態の電源装置１０では、制御部ＣＵ１の誤差増幅器ＥＲＡ１を用いて、電源電圧Ｖｃｃが高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下にされるという電圧関係を維持している。すると、制御部ＣＵ２の誤差増幅器ＥＲＡ２が故障等によって動作しない場合においても、前述した電圧関係を維持することが可能とされる。よって、電源電圧Ｖｃｃを基準として高位バックゲート電圧ＶＢＧＰが電源電圧Ｖｃｃ以上になるように制御する形態よりも、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを基準として電源電圧Ｖｃｃが高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下になるように制御する形態の方がより好ましい。

なお第１実施形態の電源装置１０（図２）においては、２つの出力電圧間における一方的な電圧関係について述べたが、この形態に限られない。２つの出力電圧が双方的な電圧関係を有している場合にも、当該電圧関係を保証することが可能であることは言うまでもない。図８に示す電源装置１０ｄは、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ｄおよびＤＣ２ｄを備え、それぞれ第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｄおよび第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄを出力する。ここで、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄの低下に追従して第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｄが低下し、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｄの低下に追従して第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄが低下するという、双方的な電圧関係が存在する場合を説明する。

ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ｄの分圧回路ＶＤ２１ｄには第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄが入力され、分圧電圧ＶＶ２１ｄが出力される。同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２ｄの分圧回路ＶＤ２２ｄには第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｄが入力され、分圧電圧ＶＶ２２ｄが出力される。誤差増幅器ＥＲＡ１ｄの第１の非反転入力には基準電圧ｅ１が入力され、第２の非反転入力には分圧電圧ＶＶ２１ｄが入力される。同様に、誤差増幅器ＥＲＡ２ｄの第１の非反転入力には基準電圧ｅ２が入力され、第２の非反転入力には分圧電圧ＶＶ２２ｄが入力される。

誤差増幅器ＥＲＡ１ｄは、基準電圧ｅ１と分圧電圧ＶＶ２１ｄとのうちの低い方の電圧と、分圧電圧ＶＶ１１ｄとの誤差増幅を行うため、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｄは第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄの低下に追従して低下する。同様に、誤差増幅器ＥＲＡ２ｄは、基準電圧ｅ２と分圧電圧ＶＶ２２ｄとのうちの低い方の電圧と、分圧電圧ＶＶ１２ｄとの誤差増幅を行うため、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄは第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｄの低下に追従して低下する。これにより電源装置１０ｄによって、第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄの低下に追従して第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｄが低下し、第１出力電圧Ｖｏｕｔ１ｄの低下に追従して第２出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄが低下するという、双方的な電圧関係が保たれる。

なお第１実施形態の電源装置１０（図２）においては、分圧回路ＶＤ１１、ＶＤ１２、ＶＤ２１、ＶＤ２３を備えるとした。これらの分圧回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ないしＤＣ３の出力電圧の電圧レンジと、誤差増幅器ＥＲＡ１ないしＥＲＡ３の入力電圧レンジとのマッチングに用いられる。よって、電圧レンジのマッチングが不要な場合においては、これらの分圧回路を介さずに、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１ないしＤＣ３の出力電圧を誤差増幅器に直接入力してもよい。以上より分圧回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の直接入力も含む概念であることは言うまでもない。

また本実施形態では、電圧モード型のＤＣ−ＤＣコンバータについて説明した。ここで本発明のポイントは、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを基準として、電源電圧Ｖｃｃが高位バックゲート電圧ＶＢＧＰ以下になるように制御することにある。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１の高位バックゲート電圧ＶＢＧＰを、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ２の誤差増幅器ＥＲＡ２にフィードバックすることが特徴である。よって、電圧モード型のみならず、電流モード型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいても本発明を適用することができることは言うまでもない。

また本実施形態の制御回路１１は、単一または複数の半導体素子などにより構成してもよい。また電源装置１０ないし１０ｄを単一または複数の半導体素子により構成してもよい。また電源装置１０ないし１０ｄまたは制御回路１１は、モジュールとして構成してもよい。

また、誤差増幅器ＥＲＡ１の反転入力には分圧電圧ＶＶ１１が入力され、非反転入力には基準電圧ｅ１および分圧電圧ＶＶ２１が入力されるとしたが、この形態に限られない。反転入力に基準電圧ｅ１および分圧電圧ＶＶ２１が入力され、非反転入力に分圧電圧ＶＶ１１が入力される形態であってもよいことは言うまでもない。すなわち、誤差増幅器ＥＲＡ１の反転入力と非反転入力との関係は、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１の反転入力と非反転入力との関係や、出力信号ＶＱ１と＊ＶＱ１との関係により適宜定まるものである。

なお、誤差増幅器ＥＲＡ１の反転入力は第１極性入力端子の一例、誤差増幅器ＥＲＡ１の第１の非反転入力は第２極性第１入力端子の一例、誤差増幅器ＥＲＡ１の第２の非反転入力第２極性第２入力端子の一例、分圧回路ＶＤ１１、ＶＤ１１ｃ、ＶＤ１２ｃ、ＶＤ１１ｄ、ＶＤ１２ｄは第１分圧回路の一例、ＶＤ２１、ＶＤ２３、ＶＤ２１ｃ、ＶＤ２２ｃ、ＶＤ３１ｃ、ＶＶ２１ｄ、ＶＶ２２ｄは第２分圧回路の一例、電源電圧Ｖｃｃは第１出力電圧の一例、高位バックゲート電圧ＶＢＧＰは第２出力電圧のそれぞれ一例である。

本発明の原理図である。 第１実施形態に係る電源装置１０の回路図である。 電源装置１０における基準電圧と出力電圧との相関を示すグラフ（その１）である。 電源装置１０における基準電圧と出力電圧との相関を示すグラフ（その２）である。 第２実施形態に係る電源装置１０ａの回路図である。 電源装置１０ａにおける出力電圧を示すグラフである。 第３実施形態に係る電源装置１０ｃの回路図である。 電源装置１０ｄの回路図である。

１１ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路
ＤＣ１ないしＤＣ３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０ａないし１０ｄ 電源装置
ＣＵ１ないしＣＵ３ 制御部
ＥＲＡ１ないしＥＲＡ３ 誤差増幅器
ＶＤ１１、ＶＤ１２、ＶＤ２１、ＶＤ２３ 分圧回路
ＶＢＧＮ 低位バックゲート電圧
ＶＢＧＰ 高位バックゲート電圧
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｖｓｓ 低位基準電圧
ｅ１ないしｅ３ 基準電圧

Claims (7)

1. 複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
   前記複数の出力電圧のうちの第１出力電圧の極性を反転して出力する反転増幅回路と、
   前記反転増幅回路から出力される電圧が第１極性入力端子に入力され、前記第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧が第２極性第１入力端子に入力され、前記複数の出力電圧のうちの前記第１出力電圧とは逆極性の電圧である第２出力電圧に応じた電圧が第２極性第２入力端子に入力され、前記第２極性第１入力端子および前記第２極性第２入力端子に入力される電圧のうち何れか低い方と前記第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行う第１誤差増幅器とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
2. 前記第２出力電圧とは同極性の電圧である第３出力電圧が入力され、該第３出力電圧を分圧して第１分圧電圧として出力する第１分圧回路と、
   前記第２出力電圧が入力され、該第２出力電圧を分圧して第２分圧電圧として出力する第２分圧回路と、
   前記第１分圧回路から出力される前記第１分圧電圧が第１極性入力端子に入力され、前記第３出力電圧の目標値を設定する基準電圧が第２極性第１入力端子に入力され、前記第２分圧回路から出力される前記第２分圧電圧が第２極性第２入力端子に入力され、前記第２極性第１入力端子および前記第２極性第２入力端子に入力される電圧のうち何れか低い方と前記第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行う第２誤差増幅器とを備え、
   前記第２出力電圧に対する前記第２分圧電圧の比が、前記第１出力電圧に対する前記第１分圧電圧の比以下の値とされることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
3. 前記第１誤差増幅器または前記第２誤差増幅器の少なくとも何れか一方は、複数の前記第２出力電圧の各々に対応して前記第２極性第２入力端子を備え、複数の前記第２極性第２入力端子に入力される電圧のうち最も低い電圧と前記第２極性第１入力端子に入力される電圧とのうち何れか低い方と、前記第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
4. 前記誤差増幅器は、ランプ傾斜制御により充放電されるコンデンサが接続される第２極性第３入力端子を備え、
   前記第２極性第１入力端子ないし前記第２極性第３入力端子に入力される電圧のうち最も低い電圧と前記第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行うことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
5. 複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記複数の出力電圧のうちの第１出力電圧の極性を反転して出力する反転増幅回路と、
   前記反転増幅回路から出力される電圧が第１極性入力端子に入力され、前記第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧が第２極性第１入力端子に入力され、前記複数の出力電圧のうちの前記第１出力電圧とは逆極性の電圧である第２出力電圧に応じた電圧が第２極性第２入力端子に入力され、前記第２極性第１入力端子および前記第２極性第２入力端子に入力される電圧のうち何れか低い方と前記第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行う第１誤差増幅器とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの制御用半導体装置であって、
   前記複数の出力電圧のうちの第１出力電圧の極性を反転して出力する反転増幅回路と、
   前記反転増幅回路から出力される電圧が第１極性入力端子に入力され、前記第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧が第２極性第１入力端子に入力され、前記複数の出力電圧のうちの前記第１出力電圧とは逆極性の電圧である第２出力電圧に応じた電圧が第２極性第２入力端子に入力され、前記第２極性第１入力端子および前記第２極性第２入力端子に入力される電圧のうち何れか低い方と前記第１極性入力端子に入力される電圧との誤差増幅を行う第１誤差増幅器とを備えることを特徴とする半導体装置。
7. 複数の出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
   前記複数の出力電圧のうちの第１出力電圧の極性を反転して出力するステップと、
   前記第１出力電圧の目標値を設定する基準電圧を出力するステップと、
   前記複数の出力電圧のうちの前記第１出力電圧とは逆極性の電圧である第２出力電圧に応じた電圧を出力するステップと、
   前記基準電圧および前記第２出力電圧に応じた電圧のうち何れか低い方と前記第１出力電圧の極性が反転された電圧との誤差増幅を行うステップと
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法。

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