JP4883031B2 - 受信装置と、これを用いた電子機器 - Google Patents

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Description

本発明は、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）振動子などの周波数温度特性の良くない振動子を用いた受信装置、及び、電子機器に関する。
ＭＥＭＳ技術は、半導体の微細加工技術を用いて、そのデバイス作成が行われるため、大量生産が容易、小型化が可能、低コスト化が可能、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）との一体化が可能等の数多くのメリットを有する。そのため、加速度センサーや、角加速度センサー、インクジェットプリンタヘッド、高周波用のフィルタ等のセンサーデバイス、アクチュエーターデバイス、フィルタデバイスの分野に多く用いられている。しかしながら、基準発振器やタイミングクロック用のキーデバイスとなる振動子の分野での産業的な利用は限られていた。これは、ＭＥＭＳ技術を用いた振動子（以下、ＭＥＭＳ振動子）の温度に対する周波数特性（以下、周波数温度特性）が、従来デバイスである水晶振動子に比べ、格段に悪いためである。つまり、ＭＥＭＳ振動子では、温度の変化に対して、振動子の共振周波数が、大きくずれてしまう。振動子の周波数温度特性は、主に、振動子を構成する材料の弾性率（材料の硬さ）と熱膨張率から決まることが多い。例えば、長さで周波数が決定されているような振動形態では、温度上昇に伴い、材料が伸びると、周波数が下がってしまう。また、温度上昇に伴い、弾性率が下がる（やわらかくなる）と、同様に、周波数は下がってしまう。詳細は、後述するが、ＭＥＭＳ振動子のひとつであるシリコン振動子では、この影響により、１℃温度が変わると、周波数が−３０ｐｐｍの比で変化していく。水晶振動子でも同様のことが言えるが、水晶は異方性の単結晶材料であり、その切断角度を変えることで、種々の優れた周波数温度特性を有する振動子を構成することができる（詳細は後述）。そのため、多くの電子機器において、基準発振器やタイミングクロック生成用の発振器を構成する振動子として用いられてきた。なお、ｐｐｍは、百万分率とも呼ばれる、ｐａｒｔｓ ｐｅｒ ｍｉｌｌｉｏｎの略で、１ｐｐｍは百万分の１の比に相当する。
しかしながら、水晶振動子は、その加工方法、振動子の形状から、小型化、低背化には不向きであり、複雑な調整工程を要することから、コストも低くできないというデメリットがあった。ＩＣが急速なスピードで小型化されているにもかかわらず、水晶振動子が大きいために、受信装置の大きさもこれに束縛されてしまっている。今後、この傾向は更に大きくなっていく。
受信装置や電子機器へのＭＥＭＳ振動子の適用は、これらの水晶の持つ課題を解決するための有効な手段であるが、前記周波数温度特性の課題のために、実現が困難であった。
これを解決するための手段として、周辺の回路による温度補償を行うということが考えられ、種々の回路的工夫がなされてきた。そのひとつの形態が、温度補償型のシンセサイザである。以下、基準発振信号を出力する基準発振器の温度補償を行う従来の温度補償型シンセサイザについて、図１６を用いて説明する。この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。図１６は、従来の基準発振器の温度補償を行うシンセサイザ２０１のブロック図を示している。図１６において、従来のシンセサイザ２０１は、基準発振器２０２から出力された基準発振信号が第１分周器２０３で分周された後、比較器２０４へ入力され、更に、比較器２０４の出力信号はローパスフィルタ２０５で、積分され、直流近傍の周波数を持つ信号に変換される。この信号電圧値に基づいて、発振器２０６は発振信号を局部発振信号として出力する一方で、その他方を
第２分周器２０７へ入力する。第２分周器２０７では、チャンネル指定に従って、制御回路２１１から指定される分周数で、その信号を分周し、比較器２０４へ出力する。比較器２０４では、前記と同様に、第２分周器２０７からの入力信号と基準発振器２０２からの入力信号とを比較する。なお、発振器２０６は、例えば、電圧制御発振器ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）などが挙げられ、電圧に基づいて、その発振周波数を変化させる。以上が、一般的な、周波数シンセサイザの動作であるが、図１６で示したシンセサイザ２０１では、更に、温度センサー２０８が検知する温度により、第２の分周器２０７の分周数を制御している。動作を簡単に説明すると、温度センサー２０８で、周囲温度を検出し、その温度をＡ／Ｄ変換器（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ変換器）２０９でデジタル信号に変換し、予め、温度による補正値が記憶された不揮発性メモリー２１０から、所定の値を読み出して、制御回路２１１へ出力し、更に、第２分周器２０７の分周数を変更する。
特開平０３−２０９９１７号公報
しかしながら、例えば、従来のシンセサイザ２０１において、温度の検出には、温度センサー２０８が用いられており、その精度は高々±０．１℃程度である。それにより、基準発振器を構成する振動子としては、結局、水晶振動子などの温度に対する周波数の変化率が小さいものか、或いは、高いレベルの周波数温度特性が要求されないシステムにしか用いられなかった。
そこで、本発明は、高精度に温度検知を行い、周波数温度特性の悪い、つまり、温度に対する周波数の変化率が大きい振動子を用いた場合でも、安定した温度制御が可能なシンセサイザを提供し、更には、受信特性の良好な受信装置、或いは、電気機器を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の受信装置、及び電子機器は、ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部と、前記第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器と、前記第１周波数変換器の出力側に接続された第２周波数変換器と、前記第２周波数変換器に第２局部発振信号を供給する第２シンセサイザ部と、前記第２周波数変換器の出力信号に基づいて前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する周波数変動検出器と、前記周波数変動検出器の検出結果に基づいて、前記第１局部発振信号の周波数調整を行う第１周波数調整部と、前記周波数変動検出器の検出結果に基づいて、前記第２局部発振信号の周波数調整を行う第２周波数調整部と、を備え、前記受信信号は所定のキャリア間隔で複数のキャリアが並んだマルチキャリア信号であり、前記第１周波数調整部及び第２周波数調整部が一回の調整量で調整する周波数調整量はともに前記キャリア間隔以内とする。
上記構成により、より精密な温度検出が可能となり、シンセサイザの温度補正を高精度に行うことが可能となり、ＭＥＭＳ振動子を用いたより小型のシンセサイザを実現できる。また、このシンセサイザを用いることで小型の受信機、電子機器を実現できる。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態におけるシンセサイザ１１９のブロック図である。図１において、本発明のシンセサイザ１１９は、ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器１０２から出力された基準発振信号を基に第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部１０１と、第１シンセサイザ部１０１から出力された第１局部発振信号に基づいて、温度変化によるＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する周波数変動検出器１０８と、周波数変動検出器１０８の検出結果に基づいて、メモリー１１７を参照しながら第１局部発振信号の周波数調整を行う第１周波数調整部１０７とを備えている。
尚、シンセサイザ１１９を搭載した受信装置は、シンセサイザ１１９に基準発振信号を入力する基準発振器１０２と、シンセサイザ１１９から出力された第１局部発振信号を用いて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器１１８とを有する。
また、シンセサイザ１１９を搭載した電子機器は、第１周波数変換器１１８の出力側に接続された復調部（図示せず）と、この復調部の出力側に接続された復号部（図示せず）と、この復号部の出力側に接続された表示部（図示せず）を備える。
まず、第１シンセサイザ部１０１について、図面を用いて説明する。
第１シンセサイザ部１０１は、基準発振器１０２からの基準発振信号を所定の分周数Ｒで分周する第１分周器１０３を備える。この第１分周器１０３は、例えば、基準発振信号の周波数がｆＲＥＦ１とすると、第１分周器１０３により、ｆＲＥＦ×（１／Ｒ）の周波数に変換する。さらに、第１シンセサイザ部１０１は、第１分周器１０３の出力側に接続された比較器１０４を備える。この比較器１０４は、例えば、位相比較器、周波数比較器、遅延量の比較器から構成され、本実施の形態では、位相、及び、周波数を比較する位相周波数比較器を用いている。また、第１シンセサイザ部１０１は、比較器１０４の出力側に接続されて電圧制御発振器ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）からなる発振器１０５と、この発振器１０５の出力側に接続されて第１周波数調整部１０７からの制御に基づき発振器１０５からの出力を所定の値に分周する第２分周器１０６と、比較器１０４と発振器１０５との間に順に接続されたチャージポンプ１１０とループフィルタ１０９とを備える。チャージポンプ１１０は、電流源とスイッチ等で構成され、ループフィルタ１０９は、例えば、ロウパスフィルタ（低域遮断フィルタ）で構成される。
次に、第２分周器１０６について、図１を用いて説明する。
第２分周器１０６は、第１周波数調整部１０７の出力側に接続されたアキュムレータ１１１と、アキュムレータ１１１の出力と第１周波数調整部１０７の出力とを加算する足し算器１１２と、この足し算器１１１２の出力側に接続されて、発振器１０５から出力された第１局部発振信号を、分周数Ｍ（Ｍは整数）、又はＭ＋１で分周することにより分数分周する可変分周器１１３を備える。
次に、基準発振器１０２について、図面を用いて説明する。基準発振器１０２は、例えば、シリコンで構成されるＭＥＭＳ振動子１１４と、このＭＥＭＳ振動子１１４を電気的に駆動するためのドライバ回路１１５と、基準発振器１０２の周波数を調整したり、動作を安定させたりするのに用いられる付加容量１１６とを備える。
動作の詳細は後述するが、本実施の形態の温度補償型のシンセサイザでは、第２分周器１０６の分周数を温度に応じて変化させ、温度補償を行っている。整数分周部分のみならず、分数分周部分も調整することにより、温度補償を行い、非常に細かい周波数調整を行っている。このような細かい周波数調整が必要な理由に関して、日本のデジタルテレビ放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ）を例に、以下説明を行う。ＩＳＤＢ−Ｔは、直交周波数分割多重方式ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が用いられている。その受信帯域幅は約５．６ＭＨｚであり、それが、１３の周波数セグメントに分割されている。家庭用のテレビでは、そのうちの１２セグメント（フルセグ）が利用され、携帯電話などのモバイル用途のテレビでは、そのうちの１セグメント（ワンセグ）が利用されている。また、ＯＦＤＭでは、図２に示すような、マルチキャリア方式が採用されている。図２で、横軸は周波数で、縦軸は、電力強度である。ここで、例えば、ワンセグ方式のＭｏｄｅ３では、約１ｋＨｚのキャリア間隔で、
キャリアが、４３３本、並んで、一つの受信チャンネルを構成している。従って、受信信号の検波、復調は、少なくとも、１ｋＨｚ以内の精度で行わないと、隣接するキャリアの識別ができない。通常、受信した信号は、局部発振器からの局部発振信号と乗算されることにより、周波数変換され、例えば、５６０ｋＨｚなどの中間周波数に落とされる。この周波数の差異が、少なくとも前記のキャリア間隔１ｋＨｚ以下である必要がある。言い換えると、局部発振信号の周波数差異もこのキャリア間隔以内に抑える必要があり、この範囲で周波数調整を行う必要がある。この周波数差異条件である１ｋＨｚ以内を以下、「キャリア識別の周波数差異条件」と呼ぶことにする。
日本において、デジタルテレビ放送で用いられる信号帯域は、ＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）である。例えば、最高の７７０ＭＨｚを仮定すると、前記「キャリア識別の周波数差異条件」で必要な周波数調整分解能１ｋＨｚ（これを所定の周波数調整分解能と呼ぶ）を実現するには、比でいうと、１．３ｐｐｍ以下の周波数調整分解能比が必要となる。なお、これは、（周波数調整分解能）／（最高キャリア周波数）、つまり、本条件下では、１ｋＨｚ／７７０ＭＨｚで算出される。以下では、これを所定の周波数調整分解能比と呼ぶことにする。
次に、本実施の形態のシンセサイザ１１９の動作に関して、詳細に説明する。基準発振器１０２からの基準発振信号（周波数ｆＲＥＦ１）は、第１分周器１０３にて、Ｒ分周され、周波数ｆＲＥＦ２（＝ｆＲＥＦ１／Ｒ）の信号となり比較器１０４に入力される。比較器１０４の位相周波数比較の動作に関しては、後述するが、その動作によって、比較器１０４から信号が出力される。その出力信号に基づいて、発振器１０５は、発振信号を出力し、その一方は第２分周器１０６へ入力される。比較器１０４に基づいてというのは、少なくとも比較器１０４の出力結果を間接、或いは、直接受けてと言う意味で、間に、別の回路ブロックを介して、その出力を発振器１０５が受けてもよい。本実施の形態では、チャージポンプ１１０により、比較器１０４の出力を電流成分に変換し、更に、そのチャージポンプ１１０の出力をループフィルタ１０９で受けて、直流近傍の成分のみ取り出して、発振器１０５へ供給している。また、チャージポンプ１１０は、比較器１０４からの出力に基づいて、後段のコンデンサ（図示なし、本実施の形態では、ループフィルタ１０９の構成要素に含める）への電荷の充電、放電を行う。ここで、発振器１０５として、例えば、電圧制御発振器ＶＣＯを用いているが、これは、直流電圧に対応して、周波数が変化する発振器であり、ループフィルタ１０９により、平滑化された電圧に基づいて、その発振周波数を変化させる。
次に、第２分周器１０６は、第１周波数調整部１０７からの制御信号に基づいて発振器１０５から出力された第１局部発振信号を分周し、比較器１０４へ出力する。ここで、第１周波数調整部１０７は、本実施の形態では、後述の周波数変動検出器１０８の結果から、温度に対する基準発振器の発振周波数の変動分を補正するように、周波数調整を行う回路ブロックであるが、チャンネル切替え等の局部発振出力の変更に用いても良い。比較器１０４では、第２分周器１０６からの入力信号と基準発振器１０２からの入力信号とを比較して、この比較結果を示す信号を発振器１０５に出力する。比較器１０４は、本実施の形態では、例えば、位相周波数比較器を用いており、信号の位相ずれだけでなく、周波数のずれも比較できるようになっている。つまり、比較する２つの信号の位相ずれが２×π（πは円周率）以上ずれた場合でも、正負逆転することなく、出力信号を出力することができる比較器である。
以下、第２分周器１０６の動作について詳述する。
第２分周器１０６は、第１周波数調整部１０７から出力された整数分周数Ｍや分数分周数Ｎの制御信号を受け、分周数を変化させる。第２分周器１０６は、分周数Ｍが入力され
る整数部分と、分周数Ｎが入力される分数部分により構成され、この分周数を切り替えることにより、発振器１０５からの出力周波数の変動を抑える。これにより、基準発振器１０２の温度による周波数変動に伴って変化する第１シンセサイザ部の出力の周波数変動を抑え、シンセサイザ全体として温度補償を行っている。なお、分数分周はフリップフロップ回路などで構成されるアキュムレータ１１１にある加算値を加えていくことにより達成さる。アキュムレータ１１１は、オーバーフローを起こした場合に１を出力し、それ以外は０を出力する。足し算器１１２は、第１周波数調整部１０７から出力された基本の分周数Ｍに、アキュムレータ１１１から出力された０又は１を加算し、可変分周器１１３の分周数をＭ又はＭ＋１とする。この分周数Ｍ、及び、Ｍ＋１を交互に切り替えることにより、分数分周数の制御を実現している。例えば、アキュムレータがｋビットで構成されている場合、その分周数は（数１）で、発振周波数は（数２）で表される。ここで、ｆＲＥＦ２は、比較器１０４に入力される周波数であり、比較周波数と呼ばれる。なお、前記したようにｆＲＥＦ２＝ｆＲＥＦ１／Ｒである。
Figure 0004883031
Figure 0004883031
以上から、わかるように、アキュムレータ１１１のビット数ｋを増やすことにより、より細かい周波数調整が可能となり、前記の所定の周波数調整分解能以下になるように、これを設定すれば良い。
しかしながら、以上説明した調整方法により、周波数調整分解能を細かくできるようにしたとしても、温度センサーの精度によって、使用できる振動子が制約されてしまう。これは、従来の温度補償タイプのシンセサイザが、温度センサーの読み取り値から、変化させる周波数調整量を決定するため、温度センサーの検出分解能や、検出精度によって、周波数調整分解能の絶対値や、精度が決められてしまうためである。特に、温度精度は、値自体の信頼性に関わる重要なものである。
一般に用いられている温度センサーとしては、半導体を流れる電流の温度特性を利用したような半導体ベースのものや、サーミスタなどが挙げられる。以下に、これらの温度センサーを用いた場合に必要となる振動子の周波数温度特性の条件に関して、（表１）を用いて説明を行う。温度精度に関しては、±０．５℃、±０．１℃、±０．０５℃の３種類を取り上げ、必要な振動子の１次の温度係数は絶対値を示している。
Figure 0004883031
半導体ベースの温度センサーの場合、小型、低価格化、ＩＣ内蔵化などのメリットも多いが、まず第１に挙げられるのが、±０．５℃程度の温度精度を有するタイプである。このタイプは無調整で実現できる最も高精度なタイプのひとつである。なお、温度精度が±０．５℃ということは、この温度変動に対して、周波数調整を行っても、その調整自体が信用できない値になっているということに相当する。つまり、この±０．５℃の温度変動を起こした際の局部発振信号の周波数変動幅が、前記した所定の周波数調整分解能を超えてしまうようなら、その調整は信頼性の低いものになってしまう。
振動子の１次の周波数温度係数をα［ｐｐｍ／℃］として、１次の周波数温度係数が支配的であると仮定すると、下記（数３）の関係が成り立つ必要がある。なお、αは、１℃温度が変化した際の周波数の変化の、初期周波数との比を表すが、詳細説明は、後述の（数４）で行う。±０．５℃の温度精度は、ある温度から、プラス側には、０．５℃の誤差、マイナス側には０．５℃の誤差が、正確な温度（真値の温度）に対して存在する可能性があるという意味である。例えば、正確な温度が２５℃の場合、温度センサーの表示値が、２４．５℃から、２５．５℃となる可能性があるということである。ここで、真値の温度からのずれは、最大で０．５℃である（片側の誤差分）。すべてを絶対値表示とするため、温度精度をプラス側のみ考え、｜α｜をαの絶対値とすると、
Figure 0004883031
となり、（数３）は、
｜α｜≦所定の周波数調整分解能比／０．５となる。
つまり、キャリア識別の周波数差異条件を満たすためには、１．３／０．５＝２．６ｐｐｍ／℃（数値は絶対値）以下の周波数温度特性を有する振動子が必要となる。
第２の例として、半導体ベースのセンサーで、固体ばらつきなどを個別に調整し、最適化を行った場合の温度センサーについて説明する。この場合の温度精度は、±０．１℃程度まで、向上することができる。同様に、（数３）、及び、その変形式から、１．３／０．１＝１３ｐｐｍ／℃（絶対値）以下の周波数温度特性を有する振動子が必要となる。
第３の例として、高精度が可能となるサーミスタに関して考える。その精度は、±０．０５℃程度が可能となる。同様に、１．３／０．０５＝２６ｐｐｍ／℃（絶対値）以下の周波数温度特性を有する振動子が必要となる。
次に、具体的に、振動子の周波数温度特性に関して、水晶振動子と、ＭＥＭＳ振動子で
あるシリコン振動子を例に、説明を行う。一般に、基準温度をＴ０、現在の温度をＴ、基準温度での共振周波数をｆ、温度がＴ０からＴに変化した際の共振周波数変化量をδｆとすると、周波数変動率は（数４）で表される。
Figure 0004883031
なお、「＾」は、べき乗を表す記号とし、例えば、（Ｔ−Ｔ０）＾２の場合、（Ｔ−Ｔ０）が底で、２が指数を表す。また、α、β、γをそれぞれ１次、２次、３次の周波数温度係数と呼ぶ。δｆ／ｆは、Ｔ０からＴまで温度が変化した際の周波数の変動率を示している。水晶振動子は、その周波数温度係数が、１次が０で、２次、３次の温度係数も小さい振動子である。一般に、温度係数は、１次、２次、３次となるに従って、小さくなり、かつ、電子機器を使用する温度範囲では、周波数温度特性に占める影響も小さくなるため、１次の温度係数が０であるということは、その振動子の周波数温度特性が非常に、良好であると言うことを示している。
水晶の各温度係数は、水晶インゴット（水晶の引き上げ後の固まり）から、水晶板を切り出す際のカット角度によって変わる。その良好な周波数温度特性から、最も広く使用されている水晶振動子に、ＡＴカット水晶振動子がある。これは、例えば、使用温度範囲（−４０〜８５℃）において、周波数の変動率が、±２０〜±１００ｐｐｍ程度となる。この周波数の変動率の幅は、カット角度の微小な違いによって生じる。
本実施の形態において、比較例として使用したのは、ＡＴカット水晶振動子で、−４０℃〜８５℃の使用温度範囲において、周波数温度特性が±２０ｐｐｍ程度と、非常に良好なものである。なお、この周波数温度特性は、水晶のカット角度に依存するが、一般に、テレビや携帯電話などの電子機器においては、この程度の特性を有する振動子が用いられる。ＡＴカット水晶振動子の周波数温度係数は、１次係数αが０であるため、ｐｐｍ／℃の１次の単位系では一概に示せないが、平均値として考えると、４０ｐｐｍ／１２５℃（全温度帯での周波数変動率／全温度帯）＝０．３２ｐｐｍ／℃（擬似αと呼ぶ）となり、本実施の形態では、この値を用いて以下の説明を行う。なお、実際には、周波数温度特性は、縦軸が周波数、横軸が温度のグラフで、３次曲線を描き、室温付近では、傾きが小さく、高温、低温では、傾きが大きくなる。
シリコン振動子は、水晶とは違い、周波数温度特性が良くない。１次の温度係数が大きく、−３０ｐｐｍ／℃である。使用する温度範囲において、この１次の温度係数が支配的であるため、以下では、２次、３次の温度係数を無視して、周波数の変動率を考える。
（表１）に示した条件下で、各振動子を適用した場合を考えると、すべての温度精度項目に関して、水晶振動子では、擬似α＝０．３２ｐｐｍ／℃であり、必要条件を満たすが、シリコン振動子では、α＝−３０ｐｐｍ／℃であり、全ての条件を満たすことが困難となる。
次に、シリコン振動子において、「キャリア識別の周波数差異条件」を満たすために、必要な温度センサーの精度について説明する。前記の（数３）を変形することにより、
Figure 0004883031
となる。絶対値で、１．３ｐｐｍ以下の最小周波数調整分解能が要求され、｜α｜＝３０ｐｐｍ／℃であるので、±０．０４３℃以下の精度の温度センサーが必要である。
本発明では、この温度精度を満たす温度センサーを構成し、良好なシンセサイザ、受信装置、電子機器を構成することができる。図１では、前記のような温度センサーでの温度検出方法ではなく、周波数変動検出器１０８が、受信信号の周波数と第１シンセサイザ部１０１からの局部発振信号の周波数との差異を検出し、その周波数差異から、温度変動情報を得て、この温度変動情報を第１周波数調整部１０７に送っている。つまり、ＭＥＭＳ振動子１１４の周波数温度特性が分かっていれば、前記周波数差異から、現在の温度を割り出し、第１周波数調整部１０７を用いて、第２分周器１０６の分周数を制御することが可能となる。例えば、予め周波数差異から割り出される温度情報と分周数の数値情報をメモリー１１７に記憶させておいて、第１周波数調整部１０７からの呼び出しに応じて、読み出し、第２分周器１０６の分周数を設定する。なお、周波数変動検出器１０８が出力する周波数差異を温度情報に変換せず、直接的に分周数を算出してもよい。この場合、周波数変動検出器１０８が出力する周波数差異をΔＦ、分周数の最小設定単位（＝基準発振周波数／アキュムレータの最大値）をΔｄｉｖとすると、第１周波数調整部１０７は第２分周器１０６の分周数をΔＦ／Δｄｉｖだけ加算すればよい。また、この制御を実現するために、第１周波数調整部１０７はメモリー１１７に格納されたΔＦとΔＦ／Δｄｉｖの対応表に基づいて分周数を制御してもよいし、内部のＣＰＵ又は論理回路（図示せず）を用いてΔＦからΔＦ／Δｄｉｖを算出し、分周数を制御してもよい。
図３を使って、温度変動情報の検出に関して、更に、詳細に説明する。図３では、受信信号（周波数ｆｃ）は、第１シンセサイザ部１０１の出力である第１局部発振出力（周波数ｆＬ）と第１周波数変換器１１８で、乗算され、周波数｜ｆＬ−ｆｃ｜と、｜ｆＬ＋ｆｃ｜の信号に変換される。次に、ローパスフィルタ（図示なし）で、｜ｆＬ＋ｆｃ｜を除去すると、周波数｜ｆＬ−ｆｃ｜の信号のみが残ることになる。ここで、ｆｃは、放送局の局部発振信号と、第１シンセサイザ部１０１の出力信号との周波数差異分Δｆｃ１だけ、本来、受信したい信号のキャリア周波数ｆｃ０よりもずれていることになる。つまり、ｆｃ＝ｆｃ０＋Δｆｃ１となる。ここで、Δｆｃ１はプラス側の差異分である場合、プラスに、マイナス側の差異分である場合は、マイナスの値を取る。また、ｆＬは、本来の受信したい信号のキャリア周波数ｆｃ０に、ＭＥＭＳ振動子１１４の周波数温度特性に起因する周波数変動分であるΔｆｔを加えた値、つまり、ｆＬ＝ｆｃ０＋Δｆｔとなる。従って、正確には、｜ｆＬ−ｆｃ｜＝Δｆｔ−Δｆｃ１となる。ここで、Δｆｃ１はΔｆｔに比べ、非常に小さい値、つまり、Δｆｔ≫Δｆｃ１であるため、｜ｆＬ−ｆｃ｜＝Δｆｔとすることができる。つまり、この｜ｆＬ−ｆｃ｜は、ＭＥＭＳ振動子１１４の温度による周波数変動情報を検出していることに相当し、周波数変動検出器１０８は温度センサーとして機能することになる。
この周波数変動検出器１０８としては、入力された周波数の変化を振幅の変化として出力する周波数弁別器や、周波数を直接カウントする周波数カウンタなどを用いて構成できる。この構成では、周波数が低い周波数に変換されているため、キャリア周波数に関係なく（例えば、前記７７０ＭＨｚに関係なく）、周波数差異情報を高精度に、かつ、簡易な回路構成にて検出できる。ここで、精度について説明する。例えば、周波数カウンタでは、波形の立ち上がりや、立ち下がりを検出して周波数を検出するといった方法が用いられる。周波数が下がれば、逆に、検出精度は上がることになる。図４を用いた単純な例で説明する。検出する波形が周波数１００Ｈｚ、及び、３３Ｈｚの方形波だとする。ある決められた期間ごと、例えば、５ｍｓｅｃおきに、波形のレベルを検出する（図４中の破線のタイミング）。ある瞬間に、波形がハイレベルにあり、次の瞬間にロウレベルに変わっていれば、その期間に波形が立ち下がっていることに相当する。図４（ａ）では、１００Ｈｚでは、その立ち下がりのタイミングがうまく捉えられるが、図４（ｂ）では、捉えられ
ないことになる。周波数が３３Ｈｚに下がった場合の図４（ｃ）では、（ｂ）と同じ検出タイミングだが、波形の立ち下がりのタイミングがうまく捉えられることになる。つまり、周波数が低いほうが、より波形の立ち上がり、立ち下がりを捉えることが容易ということになる。なお、今回は、検出のタイミングを５ｍｓｅｃおきと言うことで説明したが、このタイミングを小さくすることで、検出できる周波数は大きくできることになる。ただ、一般に、周波数を上げると、回路規模、消費電流が上がってしまう。ＭＥＭＳ振動子１１４の変動周波数に合わせて、回路を設計すれば良いのだが、要は、通常の温度センサーとは、逆に、周波数が小さいほうが精度が向上するという点が、本実施の形態の特徴のひとつである。
なお、Δｆｃ１の要因としては、放送局側での局部発振信号を生成するシンセサイザに入力される基準発振信号の初期の周波数ばらつきが挙げられる。放送局では、通常、基準発振信号を生成する基準発振器の振動子として、初期調整された水晶振動子を用いるため、この初期の周波数ばらつきは、±２ｐｐｍ程度に抑えられることになる。これは７７０ＭＨｚのキャリア周波数を考慮した場合、±１．５ｋＨｚに相当する（真値からの差異で１．５ｋＨｚ）。これに対して、Δｆｔは、全使用温度範囲を考えると、｛８５−（−４０）｝℃×３０ｐｐｍ／℃＝３７５０ｐｐｍ、５℃の温度変化を想定した場合でも、１５０ｐｐｍの周波数変動に相当する。つまり、周波数では、２８８８ｋＨｚ、１１５．５ｋＨｚに相当し、前記の１．５ｋＨｚと比較しても、非常に大きな値となる。つまり、Δｆｔ≫Δｆｃ１と考えることが可能となる。
なお、Δｆｃ１は、受信の初期にて補正してしまえば、その後は、殆ど変動しないため、万一、Δｆｔ≫Δｆｃ１の関係が成り立たない場合でも、初期の補正値を常にオフセット値として与えることにより、Δｆｃ１≒０とすることもできる。
なお、本実施の形態では、受信信号の周波数をｆｃと単一周波数のように扱ったが、ＩＳＤＢ−ＴやＷ−ＣＤＭＡ等のテレビシステム、携帯電話システムの場合、広帯域に受信信号は広がっている。この場合、例えば、ｆｃは、全帯域の中心を示すと考えれば良い。
なお、本実施の形態では、受信信号と局部発振信号の差異を検出することで、温度情報を検出したが、受信信号の代わりに、別の信号を用いても良い。例えば、電子機器内の別のシステムで用いられている既知信号との差異を検出することでも、同様の効果が得られる。また、受信信号の場合でも、実際の所望データを含んだ希望信号である必要もない。例えば、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）用の信号などの信号を用いても良い。要は、ある既知信号と、温度によって周波数が変動する局部発振信号との差異を検出するような構成とすれば良い。
（実施の形態２）
図１、及び、図５、及び、図６を用いて、本発明の実施の形態２に関して、説明する。図１、及び、図５、及び、図６の符号は特に断らない限り、実施の形態１と同様の意味である。また、図５では、図３と異なり、ベースバンド信号が復調される復調部１２０が付加された受信装置の構成となっている。図６では、図５と異なり、ＭＰＥＧデコーダー１２４が付加された電子機器の構成となっている（表示部は図示なし）。
実施の形態１では、細かい周波数調整の必要性を説明するため、「キャリア識別の周波数差異条件」に関して説明を行ったが、周波数差異条件としては、以下で説明するような差異条件もあり、それぞれに所定の周波数調整分解能（或いは、周波数調整分解能比）が存在することになる。本実施の形態では、他の２つの条件に関して、ＩＳＤＢ−Ｔを例に、以下説明を行い、これらの条件下で、どの程度の精度の温度センサーが必要になるのかを説明していく。
まず、第２の周波数差異条件としては、周波数の調整幅で、３００Ｈｚ以内に抑える方がより好ましい。以下、この条件を、「画像受信の周波数差異条件」と呼ぶ。この場合、必要な周波数調整分解能の比は、０．４ｐｐｍ以内に相当し、この条件の範囲を超えると、受信画像にノイズが観測される。この範囲内では、画像劣化が目視確認できないレベルにあり、実用的な性能を示す指標となる。
なお、復調の際の受信品質を知る尺度として、受信信号のエラーの比率であるビット誤り率ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）があり、図５で示した受信装置の性能を示す尺度となる。また、本実施の形態では、図６を用いて、画像評価（画像劣化の目視確認）を行っている。ここで画像などを表示するディスプレイ、つまり、表示部は図示していない。復調部で、リードソロモン符号のデコードまで終了したデータはＭＰＥＧ−ＴＳ信号として、ＭＰＥＧデコーダー１２４へ入力される。ＭＰＥＧデコーダー１２４では、画像信号を再生して、表示部へ出力し、画像として表示する。
ここで、誤り訂正符号のデコードなどの復調の動作に関して、説明する。復調側では、デインターリーブや、誤り訂正符号のデコードなどの信号処理を行い、データ復調される。デインターリーブとは、バースト誤りを軽減するため、変調時に、データの並び替えを行うインターリーブを解除することである。インターリーブ、及び、デインターリーブの一連の処理により、一定期間連続したバースト誤りを、ランダムな誤りに変換でき、後段の誤り訂正で改善できる誤り率を上昇させることができる（一般に、連続した誤りは訂正するのが困難であるため）。また、国内向けのＩＳＤＢ−Ｔや、海外のＤＶＢ−Ｈなどのシステムでは、誤り訂正符号として、ビタビ符号と、リードソロモン符号が採用されている。復調部に入ってきた信号は、まず、ビタビ符号のデコードが行われる。この後、リードソロモン符号のデコードが行われるが、最終的に、エラーのほとんどない、いわゆる、エラーフリーの状態を得るためには、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲがある値以下の状態（例えば、ＢＥＲ＝２×１０＾−４以下）となっていることが必要となる。ここで示した「エラーフリー」の受信品質の状態の例、ＢＥＲ＝１×１０＾−１１以下という値は、１日受信を続けた状態で、ビット誤りの発生が数個以下という状態を実現する閾値である。
なお、図５は、受信した高周波を直接、直流近傍まで変換するダイレクト・コンバージョンのようなタイプを示している。つまり、第１周波数変換器１１８で、ベースバンド信号まで周波数が変換されている。但し、この間に、別の回路ブロックを介しても、本実施の形態の効果を損なうものではない。例えば、国内のＩＳＤＢ−Ｔなどは、一旦、中間周波数ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｉｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）にしてから、また別の周波数変換器を通して、ベースバンド信号に変換する方式を用いている（実施の形態３に説明）。
図７にＢＥＲで評価した場合の「画像受信の周波数差異条件」を説明する図を示す。縦軸はＢＥＲである。なお、図７は、Δｆ＝０にて、感度点付近となるような受信状態でのΔｆとＢＥＲの関係を示している。言い換えると、周波数差異Δｆ＝０にて、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲが、２×１０＾−４となるような状態での両者の関係を示している。ここで感度点付近とは、エラーフリーの状態が得られるような最低限必要な受信信号電力である最小入力感度レベル程度の受信波しか受信できていない状態を指し、受信環境としては、かなり劣悪な環境となる。画像受信可能な状態、つまり、画像ノイズが目視出来ない状態では、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲ＝３×１０＾−３となっている必要がある。この時のΔｆが、Δｆｃｄ１、−Δｆｃｄ１であり、Δｆｃｄ１＝１５０Ｈｚに相当する。つまり、Δｆの条件は、−１５０Ｈｚ≦Δｆ≦１５０Ｈｚとなり、所定の周波数調整分解能は、３００Ｈｚとなる。
なお、図７では、ＢＥＲで評価した場合を説明したが、同様の受信品質の指標であるＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）で評価しても良い。Ｃ／ＮとΔｆとの関係について図８に示す。なお、Ｃ／Ｎは、受信信号のうちの希望信号（キャリア）と、ノイズ成分の比である。図で、縦軸は、Ｃ／Ｎであり、横軸は周波数差異Δｆである。前記同様、Δｆ＝０にて、感度点付近となる場合のΔｆとＣ／Ｎの関係を示している。周波数差異Δｆが大きくなると、その値に応じてＣ／Ｎも悪くなる（小さくなる）。周波数差異Δｆ＝Δｆｃｄ１を閾値として、それよりも、Δｆが大きくなると、画像にてノイズが観測される閾値Ｓ１よりもＣ／Ｎは悪くなることになる。また、ここで、Ｓ１は、Δｆ＝０の時のＣ／ＮであるＳ０から、約１ｄＢ劣化した値と同等となる。なお、ここでいうＣ／Ｎは少なくとも、第１周波数変換器１１８以降でモニターしたＣ／Ｎである。これは、第１の局部発振出力と、受信信号の周波数の差異を見ることで、温度による第１の局部発振出力の変化を検出しようとしているためである。モニターの方法としては、例えば、デジタル復調する前のコンスタレーションの状態において、そのずれＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）から、Ｃ／Ｎを算出する等の方法などが挙げられる。なお、ここでも、Δｆｃｄ１は絶対値を示しており、以下の説明でもΔｆは絶対値を示していることとする。
また、第３の周波数差異条件としては、所定の周波数調整分解能を１００Ｈｚ以内に抑える方が、更に、より好ましい。以下、この条件を「エラーフリーの周波数差異条件」と呼ぶ。これは、±５０Ｈｚの範囲内で、受信周波数と、局部発振信号の周波数が一致した場合、エラー・フリーの状態を実現できるためである。また、この場合、０．２４ｐｐｍ程度の所定の周波数調整分解能が必要と言うことになる。この条件下では、エラーが完全にない状態が実現でき、ほぼ完全な性能であると言える。図９に、このことを説明する。ここでも、感度点付近で測定を行っている。初期のΔｆ＝０の場合に、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲ＝１×１０＾−４となるように、設定している。本来、エラーフリーを実現するＢＥＲは２×１０＾−４である。初期のＢＥＲを１×１０＾−４としたのは、通常のシンセサイザを用いた場合でも、種々のばらつき、変動などによって、１×１０＾−４程度の劣化が見込まれ、この値を初期値と設定することで、最終的に、劣化が起こっても、エラーフリーの状態（ＢＥＲ＝２×１０＾−４）が実現できるためである。着目するターゲットをエラーフリーにしたため、初期をこの条件にしたということである。破線で示しているＢＥＲ＝２×１０＾−４のラインとの交点でのΔｆが、閾値となり、−Δｆｅｆ１≦Δｆ≦Δｆｅｆ１が、エラーフリーの周波数差異条件を満たす条件となり、本実施の形態では、−５０Ｈｚ≦Δｆ≦５０Ｈｚとなり、１００Ｈｚの所定の周波数調整分解能となる。なお、前記した１×１０＾−４の劣化は、最小入力感度でいう０．１ｄＢ程度にあたり、例えば、最小入力感度が、初期から０．１ｄＢ劣化する際のΔｆは、Δｆａ２、−Δｆｅｆ１と、ほぼ一致する。また、Ｃ／Ｎでも同様のことが言え、初期から、０．１ｄＢ劣化する際のΔｆは、Δｆｃｄ１、−Δｆｃｄ１と、ほぼ一致する。これは、指標としてのＢＥＲ、Ｃ／Ｎ、最小入力感度に相関があり、いずれを用いても良いと言うことに相当する。以上の「エラーフリーの周波数差異条件」を満たせば、ほぼ完全に、受信性能への影響ない状態が実現できる。なお、このことは、テレビシステムだけでなく、携帯電話の通話システム、データ通信システム等のデジタル変調を用いた他のシステムに関しても言え、同様の構成により、同等の効果が得られる。
（表２）に、各周波数差異条件を満たすために必要な振動子の１次温度係数を示す。実施の形態１と同様に（数３）を用いて計算している。それぞれ周波数差異条件、温度センサーの精度条件にて、それぞれのαを有する振動子が必要ということになる。
Figure 0004883031
水晶振動子では、擬似α＝０．３２ｐｐｍ／℃とすると、画像受信の周波数差異条件では、すべての温度センサーの場合で、必要条件を満たすことが可能となる。また、エラーフリーの周波数差異条件では、温度精度±０．１℃以下の場合で、必要条件を満たすことが可能となる。しかしながら、シリコン振動子では、α＝−３０ｐｐｍ／℃であり、全ての条件を満たすことが困難となる。
次に、シリコン振動子において、各周波数差異条件を満たすために、必要な温度センサーの精度について説明する。前記（数５）により、「画像受信の周波数差異条件」を満たすためには、±０．０１３℃以下の精度の温度センサーが必要である。また、「エラーフリーの周波数差異条件」を満たすためには、±０．００４℃以下の精度の温度センサーが必要となる。このような精度を実現するには、従来型の温度センサーでは、困難であるが、本実施の形態の構成では実現可能となる。この理由は、実施の形態１で示したとおりである。
以上、説明したように、シリコン振動子などのＭＥＭＳ振動子で基準発振器を構成した場合、シリコン振動子の周波数温度特性が悪い事から、通常、用いられている半導体ベースのトランジスタや、サーミスタなどの温度センサーを用いた構成では、良好なシンセサイザ、受信装置、電子機器を構成することが困難となる。
なお、ここで、説明した所定の周波数調整分解能（２×Δｆｅｆ１）＝１００Ｈｚは、ワンセグ放送の例で、デジタル変調方式として、ＱＰＳＫを用いた場合である。所定の周波数調整分解能は、デジタル変調方式によって変わるが、図１０を用いて説明する。図１０で、各々のグラフは、前記のワンセグ放送のＱＰＳＫ方式、同じくワンセグ放送の１６ＱＡＭ方式、フルセグ放送の６４ＱＡＭ方式での状態を表している。ワンセグ放送の１６ＱＡＭ方式では、所定の周波数調整分解能は、８０Ｈｚ程度（図１０で、２×Δｆｅｆ２）、フルセグ放送の６４ＱＡＭでは、５０Ｈｚ程度（図１０で、２×Δｆｅｆ３）となり、それらの値を使って、前記条件を算出すれば良い。また、以下で示す実施の形態でも、同様である。従って、今後は、特に断らない限り、ワンセグ放送のＱＰＳＫ方式に関して説明を行う。なお、「画像受信の周波数誤差条件」での所定の周波数調整分解能（２×Δｆｃｄ１）に関しても同様のことが言える。
なお、実用上は、半導体ベースの温度センサーを用いるのが、より一般的である。これは、サーミスタを用いるとシンセサイザの小型化が損なわれ、ＭＥＭＳ振動子の小型化のメリットが事実上相殺されてしまうためである。従って、現実的な温度センサーの温度精度は、±０．５℃であるほうが好ましい。また。製造コストなどを考慮せずに、個々に調整した場合では、温度精度は±０．１℃となる。つまり、これが、小型化のメリットを相
殺させずに、小型のシンセサイザ、受信装置、電子機器を提供できる温度精度となる。
また、実使用上、より好ましい周波数差異条件は、「画像受信の周波数差異条件」である。これは、この条件が、テレビ視聴の実使用上問題のないレベルを示すためである。従って、（表２）より、温度精度±０．１℃を考慮すると、１次の周波数温度係数が、４ｐｐｍ／℃以上のＭＥＭＳ振動子を用いた場合に、従来の半導体温度センサーを用いることが困難になり、本実施の形態の効果は、よりいっそう発揮されることになる。つまり、小型化、及び、周波数の温度補償を両立することが可能となる。
また、更に、より好ましい周波数差異条件は、「エラーフリーの周波数誤差条件」である。これは、受信装置、電子機器がデータを誤りなく受信できるレベルを示す条件であるためであり、この条件を満たすことで、信頼性の高い受信装置、電子機器を提供できる。従って、（表２）より、温度精度±０．１℃を考慮すると、１次の周波数温度係数が、１．２ｐｐｍ／℃以上のＭＥＭＳ振動子を用いた場合に、従来の半導体温度センサーを用いることが困難になり、本実施の形態の効果は、更に、よりいっそう発揮されることになる。つまり、小型化、及び、周波数の温度補償を両立することが可能となる。
なお、ＭＥＭＳ振動子としては、例えば、シリコンなどの半導体をベースにしたものが挙げられる。これには、本実施の形態で説明したシリコン振動子や、ポリシリコンにより構成された振動子が挙げられる。ポリシリコンで構成された振動子の場合、例えば、１次の周波数温度係数は、−２２ｐｐｍ／℃である。また、シリコンと酸化ケイ素を組み合わせた複合材料により構成された振動子などもある。これらのほとんどは、特別に、補償されたものを除き、１次の温度係数が無視できない値、例えば、前記２ｐｐｍ／℃以上である。
なお、ポリシリコンを用いた振動子では、各周波数差異条件にて、求められる温度センサーの精度は、キャリア識別の周波数誤差条件で±０．０５９℃以下、画像受信の周波数差異条件で±０．０１８２℃以下、エラーフリーの周波数差異条件で±０．００５４℃以下となる。ともに、従来の温度センサーでは、より実用的な画像受信の周波数誤差条件での温度精度を満足することが困難である。
（実施の形態３）
実施の形態１、及び、実施の形態２では、国内のデジタルテレビ放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）について説明し、その信号帯域であるＵＨＦ帯（４７０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚ）の最高周波数７７０ＭＨｚを仮定した。本実施の形態では、本発明が効果を有するキャリア周波数の範囲について説明する。つまり、キャリア周波数が低い場合は、温度センサーの温度精度が悪い場合でも、所定の周波数調整分解能を満足する場合がある。そのキャリア周波数閾値ｆｔｈに関して説明を行う。基準発振器を構成する振動子としては、シリコン振動子を用いた場合とする。
（数３）において、所定の周波数調整分解能比は、（所定の周波数調整分解能）／（キャリア周波数ｆｃ０）で求められる。ここで、ｆｃ０に関して、更に変形すると、
Figure 0004883031
となる。ここで、ｅｔは、温度精度（プラス側）を示しており、また、キャリア識別の周波数誤差条件の所定の周波数調整分解能１ｋＨｚに関して変形している。α＝−３０ｐｐｍ／℃の時、α＝−３０×１０＾−６を（数６）に代入し、ｅｔを、実施の形態１で説明
した従来の温度センサーの精度である０．５、０．１、０．０５とすると、（表３）に示すようになる。一部の条件では、ＩＳＤＢ−Ｔの帯域を満足できるが、全帯域に渡って満足することが困難となる。
Figure 0004883031
次に、同様にして、（数３）を画像受信の周波数誤差条件、エラーフリーの周波数誤差条件に関しても変形し、取りうる最高キャリア周波数を算出すると、（表４の）ようになる。（表４）では、すべての場合に対して、ＩＳＤＢ−Ｔの帯域を満足することが困難である。
Figure 0004883031
（実施の形態４）
本実施の形態４に関して、図１１を用いて説明する。ＩＳＤＢ−Ｔでは、一旦、受信信号をＩＦ信号に変換する方式をとっている。ＩＳＤＢ−Ｔのワンセグ放送の場合、このＩＦ信号の周波数は５６０ｋＨｚ程度である。このＩＦ信号は、第２シンセサイザ部１２１からの出力信号と、第２周波数変換器１２２で乗算され、ベースバンド信号に変換される。これは、直流近傍の成分を持つデジタル信号である。１２３は周波数変動検出部であり、以下に示すような手法により、受信周波数と第１局部発振周波数の差異を検出するための回路ブロックである。これらの構成要素により、周波数変動検出器１０８は構成されている。
周波数変動検出部１２３での信号処理について説明する。周波数変動検出部１２３では、所定の既知信号を信号処理することにより、受信周波数と、第１局部発振出力との周波数の差異を検出する。図１２に示すように、ワンセグ放送の場合、あらかじめ、受信信号の中にガードインターバル信号（図中のＧＩ）という信号が、放送局からの送信時に、入れられている。ガードインターバル信号は、画像データを含む有効信号（有効シンボル）のある部分をコピーすることにより、生成されている。つまり、１シンボルは、有効シン
ボルとガードインターバル信号で構成されている。このようなガードインターバル信号が挿入されていることにより、受信信号と、その一定期間（例えば、有効シンボル分の期間）遅延させた信号との相関を取る（どれだけ、その信号が似ているのかを調べる）と、ガードインターバル信号が検出された期間ごとに、相関ピーク出力が出力されることになる（コピーなので、信号が似ていると判断される）。なお、相関処理は、信号の畳み込み積分を行うことで実現され、デジタル信号処理では、各ビットの排他的論理和（ＸＯＲ）の否定をとり（ＸＯＲのＢａｒ）、それらを加算することによって得られる。このように検出された相関出力を使って、受信信号と、第１シンセサイザ部１０１からの局部発振出力の差異を検出し、周波数変動とすることができる。実施の形態１でも説明したように、ＭＥＭＳ振動子１１４の周波数温度特性が悪い場合、この周波数変動のほとんどは、基準発振器１０２の温度による周波数変動に起因する（Δｆｔ≫Δｆｃ１）。したがって、この検出された差異から、温度変動を見積もることが可能となり、この結果を第１周波数調整部１０７へ送ることにより、第２分周器１０６を調整し、周波数補償を行う。
なお、前記した相関出力から、周波数の差異を検出する方法としては、直交変調されている信号においては、以下の方法が挙げられる。前記した受信信号をＩ信号とした場合、前記の相関出力（以下、相関出力１とする）の他に、そのＩ信号と直交する信号であるＱ信号に対しても、Ｉ信号と相関を取り、相関出力（相関出力２）を得て、その比から、周波数の差異を検出する方法である。また、ここで、２つの信号が直交すると言うのは、２つの信号の畳み込み積分値が０になると言う意味である。
以上説明した方法では、既知信号の現れる周波数間隔に対応する周波数変動を検出できる。例えば、ワンセグ放送のｍｏｄｅ３の場合、既知信号であるガードインターバル信号は、１ｋＨｚまでの変動が検出できる。また、この変動検出の精度、及び、分解能は、通常、回路の構成方法にもよるが、可能な周波数の変動検出幅の０．５％以下の精度（±０．２５％）、及び、分解能を有する。つまり、５Ｈｚ以下の精度を有することになる。これは、７７０ＭＨｚのキャリア周波数を考えた場合、±２．５Ｈｚ／７７０ＭＨｚ＝±０．００３３ｐｐｍの周波数精度に相当し、１次の周波数温度係数が−３０ｐｐｍ／℃のシリコン振動子の場合、±０．０００１１℃の精度の温度検出を行っていることに相当する。また、−２２ｐｐｍ／℃のポリシリコン振動子の場合、±０．０００１５℃の精度の温度検出を行っていることに相当する。これは、前記のキャリア識別の周波数差異条件、画像受信の周波数差異条件、エラーフリーの周波数差異条件の全てを満たす条件である。
なお、以上の説明では、ガードインターバル信号を基準として、周波数の差異を検出する方法について説明したが、その他の既知信号を用いてもよい。
また、１ｋＨｚ以上の変動が発生した場合には、前記したガードインターバル信号以外にも、既知信号を挿入しておくことで、対処できる。例えば、２１５ｋＨｚの周波数変動検出が行いたければ、ＯＦＤＭ信号の２１５ｋＨｚおきに、既知信号を挿入しておけば良い。この場合、前記のガードインターバル信号のように、１シンボル内に既知信号を埋め込むというのではなく、シンボル自体を既知信号とする（例えば、複数シンボルからなる既知信号）。つまり、基準シンボルを所定の時間、周波数の間隔で埋め込んでおく。また、広い周波数変動幅の検出を行う場合は、精度が悪くなるが、前記の狭い変動幅の検出と併用することで、高い検出精度と広い検出変動幅の両方の性能を両立させることができる。
また、本実施の形態の温度の検出方法では、ＭＥＭＳ振動子１１４が、異なるＭＥＭＳ振動子や、他の振動子に代わった場合でも温度検出の構成を変える必要がない。つまり、振動子の周波数温度特性に合わせて、温度精度を向上させる必要がない。前記の３つの周波数差異条件は、周波数の差異値で定義されており、かつ、本検出方法は、この周波数の
差異値を直接検出しているからである。前記の例では、ＭＥＭＳ振動子１１４の周波数温度係数にかかわらず、±２．５Ｈｚの周波数精度は変わらない。ワンセグ放送では、前記のように、エラーフリーを得るためには、±５０Ｈｚに周波数精度を抑えることが必要条件となるが（周波数の絶対値±５０Ｈｚのずれで、エラーフリーが実現できなくなるため）、本実施の形態を用いることで、振動子を何を選ぶかに、左右されずに、所定の周波数精度を実現することができる。後は、第２分周器１０６での周波数調整分解能を高くすることで、細かい温度補正を可能としておけばよい。また、前記の±２．５Ｈｚの周波数精度は、±５０Ｈｚの１／２０の周波数精度であり、十分な性能が得られていると言える。なお、この周波数精度±２．５Ｈｚはこの値に限るものではなく、システムの要求仕様に合わせて、決定すれば良く、少なくとも、エラーフリーの周波数誤差条件では±５０Ｈｚを満たせば良い。
なお、本発明では、主に、国内のＩＳＤＢ−Ｔのワンセグ放送に関して説明を行ったが、家庭用の据え置きテレビなどのフルセグ放送、海外のＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ、或いは、携帯電話システムでも同様の効果がある。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔのフルセグ放送の場合、前記のエラーフリーの周波数差異条件が、±２０〜３０Ｈｚ（６４ＱＡＭ使用時）になる。前記の周波数精度±２．５Ｈｚであっても、この範囲内に収まる。
（実施の形態５）
本発明の第５の実施の形態に関して、図１３、及び、図１４を用いて説明する。図１３のシンセサイザでは、第２周波数調整部１２５を有している点が、実施の形態４と異なる。周波数変動検出部１２３からの周波数差異の検出情報を、第１周波数調整部１０７、及び、第２周波数調整部１２５へ送り、第１シンセサイザ部１０１、及び、第２シンセサイザ部１２１の両方を調整している。これにより、第１周波数調整部１０７のみで調整する場合と比較して、ひとつのシンセサイザで調整する周波数量を減らすことが可能となり、周波数調整のための周波数シフト幅に起因する位相雑音性能の劣化の不具合を軽減することが可能となる。この不具合は、第１シンセサイザ部１０１の第２分周器１０６を用いて、周波数調整する場合、一回の調整量、つまり、周波数シフト幅を大きくしすぎると、第１局部発振信号の位相雑音が増加して、シンセサイザとしての基本性能が悪化してしまうという不具合である。また、シンセサイザとしての基本性能が悪化すると、受信装置、電子機器の性能へも悪影響をもたらすことになる。
次に、図１４に、本実施の形態の受信装置を示す。ＢＥＲのモニターなどを行えば、実施の形態１〜３と同様に、実施の形態２と同様の効果が得られる。なお、本実施の形態では、第２周波数調整部１２５の出力を第１周波数調整部１０７へ送る構成を示したが、周波数変動検出部１２３の出力を直接、第１周波数調整部１０７へ送ってもよい。
なお、第２シンセサイザ１２１は、第１シンセサイザ部１０１同様のＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）であってもよいし、ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いても良い。また、ループを構成しないＤＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）などでも良い。ＤＤＳの例としては、予め、メモリーに記憶された信号情報をＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換して、種々の周波数の信号を生成する方法などが挙げられる。また、別の構成例で、発振器の後に、直接分周器を接続し、周波数を調整するような構成にしてもよい。また、更に、別の構成例として、基準発振器の負荷容量として、スイッチ機能を有するコンデンサを複数用いて、そのスイッチを切り替えることにより、負荷容量を離散的に切り替えて、周波数調整を行うような構成例でもよい。要は、周波数を調整できるような構成であればよく、その調整を第２周波数調整部１２５からの信号で行えればよい。
（実施の形態６）
本発明の第６の実施の形態に関して、説明する。説明には、実施の形態５で用いた図１４を利用する。本実施の形態では、基準発振器１０２の一部であるＭＥＭＳ振動子１１４と、第１周波数変換器１１８、周波数変動検出器１０８とが、一体的に同一の半導体基板に形成されている（図中に記載なし）。なお、第１周波数調整部１０７は、本実施の形態では、第１シンセサイザ部１０１に含まれ、同様に同一半導体基板に形成されている。また、ＭＥＭＳ振動子１１４はシリコン振動子である。本発明の温度検出方法を用いると、周波数温度特性の悪いシリコン振動子などのＭＥＭＳ振動子が使用可能となるため、このような構造が達成される。シリコン振動子などの半導体を基材とした振動子は、半導体プロセス、例えば、ＲＩＥ（Ｒｅａｃｔｉｖｅ Ｉｏｎ Ｅｔｃｈｉｎｇ）などの加工プロセスや、フォトリソグラフィープロセスで形成できるため、製造プロセス上の整合が高いことなども一体化を容易にする。また、このようなプロセスを用いることもあり、振動子自体も小型化できることに加え、一体化により、配線スペース、実装スペースも減り、格段の小型化を図ることが可能となる。
（実施の形態７）
本発明の第７の実施の形態に関して、説明する。説明には、実施の形態５で用いた図１４を利用する。本実施の形態では、基準発振器１０２の一部であるＭＥＭＳ振動子１１４と、第１周波数変換器１１８、周波数変動検出器１０８とが、別の半導体基板に形成されている。つまり、実施の形態６のような一体化がなされていない構造である。これは、意図的に行われることもある。その理由として挙げられる状況の例を以下に、説明する。第１に、ＭＥＭＳ振動子の共振周波数の初期ばらつきが大きい場合が挙げられる。ＭＥＭＳ振動子の歩留まりにより、シンセサイザ、或いは、受信装置の歩留まりが左右されてしまうからである。第２に、製造プロセスルール上の理由が挙げられる。例えば、受信装置を構成するシンセサイザ部や、復調部がひとつの半導体ＩＣに集積されているような場合、そのルールは、復調部に合わせる方が、より小型化、低コストが図れ、その半導体プロセスは、例えば、９０ｎｍや、６５ｎｍのルールが採用される。ここで、９０ｎｍや、６５ｎｍは、フォトリソグラフィーの際の最小寸法（通常、ゲート幅に相当）を表している。デジタル回路の寸法は、最小寸法に合わせて、小さくなる。これが、最小寸法が小さいプロセスが選ばれる理由である。しかしながら、ＭＥＭＳ振動子の寸法は、最小寸法に合わせて、小さくならないため、このプロセスルールの微細化に起因する小型化の効果はない。通常、プロセスルールの最小寸法が小さくなれば、単位面積当たりの半導体ＩＣの費用は増大するため、この小型化の効果がない場合は、むしろＭＥＭＳ振動子を別に作って、外付けしたほうが、コスト的に有利であるといった場合もある。第３に、本実施の形態の受信装置以外の装置ブロックから、基準クロックを供給してもらう場合などのＭＥＭＳ振動子自体を内蔵する必要がない場合である。
以上説明したような状況下では、ＭＥＭＳ振動子を意図的に一体化しない方が良い。しかしながら、従来の前記温度センサーを用いた場合には、温度センサーとＭＥＭＳ振動子の配置される場所の違いによる温度のずれが大きな課題となる。つまり、一体化しない場合には、前記の温度センサーの温度精度以上に、その温度のずれが大きくなり、実施の形態１で説明したような要件を満たす上での最大の課題のひとつとなってしまう。本発明の構成では、周波数変動検出器１０８では、間接的に温度検出を行っており、ＭＥＭＳ振動子１１４と、周波数変動検出器１０８の実際の温度に無関係に精度の高い温度検出が行えるため、ＭＥＭＳ振動子の一体化は、その必要性を鑑みて、判断することが可能となる。
（実施の形態８）
本発明の第８の実施の形態に関して、図１５を用いて説明する。図１５は、実施の形態１の図１で、温度センサー１２６が付加された構成で、第１周波数調整部１０７の調整の判断手段として、周波数変動検出器１０８と併用されている。
ここで、温度センサーは、温度が大きく変わった場合、例えば、数℃／ｓｅｃ以上の変化があった場合などに、用いることが考えられる。例えば、前記した周波数変動検出器１０８での検出では、ベースバンドでの信号の同期が必要な場合があり、先に示したガードインターバル信号を用いる場合などがそれに当たる。この場合、あまりにも、急激な温度変化に対しては、同期が取れるまでに時間がかかりすぎたりしてしまう。その間、温度センサーにより、粗い周波数調整を行っておき、その後、同期確立後に、通常の周波数変動検出器１０８を用いて調整する動作に戻す。
このような温度変化が起こる状況に関して説明する。まず、携帯電話用のテレビ、ノートＰＣ、モバイルテレビなど、モバイル用途の電子機器を持って、室内から室外へ入ってくる、或いは、自動車内にて、テレビを視聴している際に、外に出たり、ドアを開けるなどした場合が想定される。また、室内用の電子機器でも、室内の冷暖房機器を投入した直後など、このような温度変化が発生する状況は想定できる。また、電源投入直後では、すべての電子機器において、急激な温度上昇を伴うことが多い。なお、周囲環境による温度変化の程度は、電子機器の有する熱容量によっても変わり、特に、携帯電話などの小型の電子機器は熱容量が小さく、環境温度に対して、より敏感に温度が変化する。
以上説明した実施の形態１から実施の形態８では、ＭＥＭＳ振動子として、半導体材料を基材としたシリコン振動子、ポリシリコン振動子を用いて、説明したが、ＭＥＭＳ振動子の他の例としては、ＡｌＮ、ＺｎＯ、ＰＺＴと言った薄膜圧電材料をベースとしたＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）と呼ばれるものや、ＳｉＯ2などのその他の薄膜材料をベースとしたものが挙げられる。また、弾性表面波を用いたＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）振動子や、異なる物質の境界を伝播する境界波などを用いた振動子もその一例である。これらの振動子のうちで、ＡＴカット水晶振動子と同程度の周波数温度特性を持つものは、ほとんどなく、また、そのほとんどが、１次の温度係数を有する（無視できない）ものである。例えば、ＡｌＮを用いたＦＢＡＲでは、厚み縦振動（印加電界と同一方向に振動）を用いた振動子で、−２５ｐｐｍ／℃、ＺｎＯでは、−６０ｐｐｍ／℃程度となる。また、ＳＡＷを用いた振動子でも、基材に３６°ｙカットのタンタル酸リチウムを用いたものでは、−３５ｐｐｍ／℃程度、基材に６４°ｙカットのニオブ酸リチウムを用いたものでは、−７２ｐｐｍ／℃程度となる。これらの振動子は、水晶振動子より小型にできるものが多く、本発明の構成とすることで、その利用が可能となる。また、半導体ＩＣとの一体化などの効果が得られる。特に、シリコン振動子は、半導体の多くがシリコン基板上に形成されることから、ＩＣ形成と一括して、作り込めるなどの多くのメリットを有する。また、ＡｌＮ、ＺｎＯなどの圧電薄膜材料（ＦＢＡＲの材料）も半導体基板上に、配向させ、成膜できるため、一体化の効果は大きい。なお、ＳＡＷや境界波を用いた振動子や、ＦＢＡＲを用いる場合、小型化を行うには、より高周波の共振周波数となるように振動子を構成した方がより好ましく、その場合、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を構成しないシンセサイザの構成が良い場合もある。その構成例は、ＳＡＷ振動子で構成された基準発振器の後に、第２分周器を持ってきて、その第２分周器を調整し、周波数を調整するような構成である。別の構成例は、ＳＡＷ振動子で構成された基準発振器の負荷容量として、スイッチ機能を有するコンデンサを複数用いて、スイッチを切り替えることにより、負荷容量を離散的に切り替えて、周波数調整を行うような構成例である。以上の構成例でも、デジタル的な周波数の変化を伴うために、本発明の効果を顕著に奏することになる。
なお、第１シンセサイザ部１０１として、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いた温度補償型シンセサイザに関して説明を行ったが、ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いても良い。また、ループを構成しないＤＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）などでも良い。ＤＤＳの例としては、予め、メモリーに記憶された信号情報をＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換して
、種々の周波数の信号を生成する方法などが挙げられる。また、基準発振器１０２の後に、直接分周器を接続し、周波数を調整するような構成にしてもよい。その構成例は、基準発振器の後に、第２の分周器を配置し、その第２の分周器を調整し、周波数を調整するような構成である。また、基準発振器の負荷インピーダンスを調整するような構成でも良い。その構成例は、基準発振器の負荷容量として、スイッチ機能を有するコンデンサを複数用いて、そのスイッチを切り替えることにより、負荷容量を離散的に切り替えて、周波数調整を行うような構成例である。以上、種々の温度補償型シンセサイザに関して説明したが、要は、所定の周波数調整分解能での周波数調整が達成できる温度補償方法であれば良い。
なお、以上のシンセサイザでは、周波数を大きく変化させることもでき、周波数温度補償のみならず、チャンネル切替えの用途にもシンセサイザを用いることが可能となる。この場合は、整数分周数も同時に変化させることになる。なお、周波数温度補償の場合でも、分数分周数のみではなく、場合によっては、整数分周数を切替えても良い。
なお、以上は、ＩＳＤＢ−Ｔに関して、主として、説明を行ったが、これに限るものではない。テレビシステムでは、例えば、欧州等での規格であるＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＤＶＢ−Ｈ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｈａｎｄｈｅｌｄ）などのシステムでも良く、これらのシステムでは、ＩＳＤＢ−Ｔ同様のＯＦＤＭ方式が採用されている。また、最小のキャリア間隔も１ｋＨｚである。また、携帯電話システムなどに、本発明を適用しても同様の効果が得られる。例えば、周波数差異条件の設定では、画像受信の周波数差異条件の代わりに、通話時の受信品質に着目した周波数差異条件や、データ受信時にエラーフリーとなるようなエラーフリーの周波数誤差条件が想定でき、それに応じた所定の周波数調整分解能を設定できれば良い。
なお、以上のシンセサイザでは、メモリー１１７を内蔵する構成としたが、メモリー１１７をシンセサイザの外部に備えても良い。要は、周波数温度補償する元になるデータを電子機器内部に保持しておけばよい。また、このデータは、直接、温度に対応する分周数の情報として保有しておいても良いし、演算処理にて、外部回路にて、算出できるような構成にしておいても良い。要は、温度情報に対する第２分周器１０６の分周数の設定値が読み出せるような回路ブロックを設けておけば良い。
本発明の受信装置は、ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部と、前記第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器と、前記第１周波数変換器の出力側に接続された第２周波数変換器と、前記第２周波数変換器に第２局部発振信号を供給する第２シンセサイザ部と、前記第２周波数変換器の出力信号に基づいて前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する周波数変動検出器と、前記周波数変動検出器の検出結果に基づいて、前記第１局部発振信号の周波数調整を行う第１周波数調整部と、前記周波数変動検出器の検出結果に基づいて、前記第２局部発振信号の周波数調整を行う第２周波数調整部と、を備え、前記受信信号は所定のキャリア間隔で複数のキャリアが並んだマルチキャリア信号であり、前記第１周波数調整部及び第２周波数調整部が一回の調整量で調整する周波数調整量はともに前記キャリア間隔以内とした構成である。
また、本発明の受信装置は、ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部と、前記第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器と、前記第１周波数変換器の出力側に接続された第２周波数変換器と、前記第１周波数変換器の出力信号に基づいて前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する周波数変動検出器と、前記第１局部発振信号の周波数調整を行う第１周波数調整部と、温度センサーと、を備え、前記受信信号は所定のキャリア間隔で複数のキャリアが並んだマルチキャリア信号であり、前記第１周波数調整部は、前記受信信号と前記第１局部発振信号との同期確立前は前記温度センサーの検出結果に基づいて前記第１局部発振信号の周波数調整を行い、前記受信信号と前記第１局部発振信号との同期確立後は前記周波数変動検出器の検出結果に基づいて前記第１局部発振信号の周波数調整を行い、かつ、一回の調整量で調整する周波数調整量はともに前記キャリア間隔以内とした構成である。
また、本発明の電子機器は、前記受信装置と、前記周波数変換器の出力側に接続された信号処理部と、前記信号処理部の出力側に接続された表示部とを備えた電子機器の構成である。
以上の構成により、温度の検出精度、分解能が格段に向上する温度補償型のシンセサイザを構成することができ、それを用いた受信装置、電子機器を構成することで、従来は利用が困難であったＭＥＭＳ振動子を基準発振器を構成する振動子として利用することが可能となり、携帯電話端末や放送受信機等の電子機器の小型化、及び、低コスト化に貢献する。
本発明のシンセサイザを示す図 キャリア識別の周波数差異条件を説明する図 本発明のシンセサイザを示す図 周波数差異情報の検出精度を説明する図 本発明の受信装置を示す図 本発明の電子機器を示す図 画像受信の周波数差異条件を説明する図 画像受信の周波数差異条件を説明する図 エラーフリーの周波数差異条件を説明する図 デジタル変調方式の違いによるエラーフリーの周波数差異条件を説明する図 本発明のシンセサイザを示す図 ガードインターバル信号を説明する図 本発明のシンセサイザを示す図 本発明の受信装置を示す図 本発明のシンセサイザを示す図 従来の温度補償型シンセサイザの構成図
符号の説明
１０１ 第１シンセサイザ部
１０２ 基準発振器
１０３ 第１分周器
１０４ 比較器
１０５ 発振器
１０６ 第２分周器
１０７ 第１周波数調整部
１０８ 周波数変動検出器
１０９ ループフィルタ
１１０ チャージポンプ
１１１ アキュムレータ
１１２ 足し算器
１１３ 可変分周器
１１４ ＭＥＭＳ振動子
１１５ ドライバ回路
１１６ 付加容量
１１７ メモリー
１１８ 第１周波数変換器
１１９ シンセサイザ（本発明）
１２０ 復調部
１２１ 第２シンセサイザ部
１２２ 第２周波数変換器
１２３ 周波数変動検出部
１２４ ＭＰＥＧデコーダー

Claims (11)

  1. ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部と、
    前記第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器と、
    前記第１周波数変換器の出力側に接続された第２周波数変換器と、
    前記第２周波数変換器に第２局部発振信号を供給する第２シンセサイザ部と、
    前記第２周波数変換器の出力信号に基づいて前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する周波数変動検出器と、
    前記周波数変動検出器の検出結果に基づいて、前記第１局部発振信号の周波数調整を行う第１周波数調整部と、
    前記周波数変動検出器の検出結果に基づいて、前記第２局部発振信号の周波数調整を行う第２周波数調整部と、を備え、
    前記受信信号は所定のキャリア間隔で複数のキャリアが並んだマルチキャリア信号であり、
    前記第１周波数調整部及び第２周波数調整部が一回の調整量で調整する周波数調整量はともに前記キャリア間隔以内である受信装置。
  2. ＭＥＭＳ振動子を有する基準発振器から出力された基準発振信号を基に第１局部発振信号を生成する第１シンセサイザ部と、
    前記第１局部発振信号に基づいて受信信号を周波数変換する第１周波数変換器と、
    前記第１周波数変換器の出力側に接続された第２周波数変換器と、
    前記第１周波数変換器の出力信号に基づいて前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する周波数変動検出器と、
    前記第１局部発振信号の周波数調整を行う第１周波数調整部と、
    温度センサーと、を備え、
    前記受信信号は所定のキャリア間隔で複数のキャリアが並んだマルチキャリア信号であり、
    前記第１周波数調整部は、前記受信信号と前記第１局部発振信号との同期確立前は前記温度センサーの検出結果に基づいて前記第１局部発振信号の周波数調整を行い、
    前記受信信号と前記第１局部発振信号との同期確立後は前記周波数変動検出器の検出結果に基づいて前記第１局部発振信号の周波数調整を行い、かつ、一回の調整量で調整する周波数調整量はともに前記キャリア間隔以内とした受信装置。
  3. 前記周波数変動検出器は、前記第１局部発振信号の周波数と受信信号の周波数との差異に基づいて、温度変化による前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
  4. 前記周波数変動検出器が検出する周波数分解能は、３００Ｈｚ以内である請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
  5. 前記周波数変動検出器が検出する周波数分解能は、１００Ｈｚ以内である請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
  6. ＭＥＭＳ振動子の１次の温度係数が、１．２ｐｐｍ／℃以上である請求項１又は請求項２記載の受信装置。
  7. 前記周波数変動検出器は、受信信号に含まれる基準シンボルに基づいて前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
  8. 前記周波数変動検出器は、受信信号に含まれるガードインターバル信号に基づいて前記ＭＥＭＳ振動子の周波数変動を検出する請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
  9. 前記ＭＥＭＳ振動子は、前記第１シンセサイザ部と前記周波数変動検出器とが異なる半導体基板に形成された請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
  10. 前記ＭＥＭＳ振動子と、前記第１シンセサイザ部と、前記第１周波数変換器と、前記周波数変動検出器と、前記第１周波数調整部とが同一の半導体基板に形成された請求項１又は請求項２に記載の受信装置。
  11. 請求項１又は請求項２に記載の受信装置と、
    前記第２周波数変換器の出力側に接続された信号処理部と、
    前記信号処理部の出力側に接続された表示部とを備えた電子機器。
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