JP4871813B2

JP4871813B2 - 無線通信装置、無線通信方法及びピーク抑圧方法

Info

Publication number: JP4871813B2
Application number: JP2007220496A
Authority: JP
Inventors: 茂規早瀬; 隆矢野; 雅昭志田; 敬亮山本; 雲健賈
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2007-08-28
Filing date: 2007-08-28
Publication date: 2012-02-08
Anticipated expiration: 2027-08-28
Also published as: CN101378376A; CN101378376B; US20090060070A1; JP2009055382A; US8155219B2

Description

本発明は，複数の信号を重ね合わせて送信する無線通信方式，例えば複数のサブキャリア信号を重ね合わせる離散フーリエ変換となる直交周波数多重分割（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＯＦＤＭ）方式や複数の信号を重ね合わせて複数のアンテナから信号を送信する多入力多出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ，ＭＩＭＯ）方式によって無線通信を行う、無線通信装置に関するものである。

近年の通信需要の拡大により通信方式の大容量化が進み，直交周波数多重分割（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＯＦＤＭ）方式や、多入力多出力（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ，ＭＩＭＯ）方式が注目を集めている。

ＯＦＤＭでは、複数の信号を逆離散フーリエ変換（ＩｎｖｅｒｓｅＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ，ＩＤＦＴ）することで、アンテナから出力する信号波形を作り出す。この操作は、周波数軸上に並べた複数の信号を時間軸上の複数信号へ変換する、直交基底変換（ユニタリー変換）と考えることができる。

周波数領域のサブキャリア０〜Ｎ−１の複素信号列ｘ＿０〜ｘ＿（Ｎ−１）をＩＤＦＴすることで時間領域の複素信号列ｔ＿０〜ｔ＿（Ｎ−１）を生成する場合、周波数領域信号ベクトルＸを数１、時間領域信号ベクトルＴを数２で表せば、フーリエ変換行列Ｆを使ってＴからＸへの変換を数３のように表現できる。

ここで、Ｆはｋ行ｌ列成分Ｆ＿ｋ、ｌがｅｘｐ（−ｊ２πｋｌ／Ｎ）／ｓｑｒｔ（Ｎ）となる、Ｎ×Ｎ行列である（数４）。ただし、行列の行及び列は、０から始まるものとする。つまり、Ｆは０〜Ｎ−１行、０〜Ｎ−１列で構成される。以後，ベクトルについても同様とする。

Ｆは、離散フーリエ変換（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ，ＤＦＴ）を表す行列である。Ｆの右肩のＨは共役転置を表しており、Ｆの共役転置は、Ｆの逆行列に等しい。従って、Ｆの共役転置はＩＤＦＴを表す行列であり、Ｆはユニタリー行列ある。

また、ＭＩＭＯでも複数の信号を１つのベクトルと考えてユニタリー変換し、複数の送信アンテナに信号をマッピングすることで信号伝送効率を高めている。ＭＩＭＯで多重化する複素信号ｙ＿０〜ｙ＿（Ｍ−１）から、Ｍ本のアンテナの出力信号ｓ＿０〜ｓ＿（Ｍ−１）への変換は、下記数５、６及び７で表される。

ここでＶはＭ×Ｍユニタリー行列である。

高速通信や安定通信のために、ＯＦＤＭ及びＭＩＭＯの両方を適用したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式が利用されることもある。その場合、送信機では、最初にＭＩＭＯアンテナマッピングのユニタリー変換が為された後、ＯＦＤＭにおけるＩＤＦＴのユニタリー変換が為される。ここで、ＭＩＭＯでの多重度をＭ、ＯＦＤＭのサブキャリア数をＮと仮定する。元の複素信号ベクトルＹは、数８，９で表されるようにＭ個のＯＦＤＭ周波数領域信号Ｘ（０）〜Ｘ（Ｍ−１）から構成され、ＯＦＤＭ周波数領域信号はそれぞれＮ個の信号から構成される。

アンテナからの出力信号ベクトルＳは、数１０及び１１で表されるように、Ｍ個のＯＦＤＭ時間領域信号Ｔ（０）〜Ｔ（Ｍ−１）から構成され，ＯＦＤＭ時間領域信号はそれぞれＮ個の信号から構成される。

以上のように定義すれば、ＹからＳへの変換を、数１２〜１４のように表すことができる。

ここで、ＡはＯＦＤＭとＭＩＭＯの並び順を入れ替えるＮＭ×ＮＭ変換行列であり、Ｖ（０）〜Ｖ（Ｎ−１）は各サブキャリアでのＭＩＭＯアンテナマッピングのユニタリー行列である。Ｒもまたユニタリー行列であるので、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式においても信号はユニタリー変換によってアンテナからの出力信号が作られる。

以後，ユニタリー変換前の各要素を通信モードと呼ぶことにする。ＯＦＤＭのサブキャリアも通信モードに相当する。

ユニタリー変換では、通信モードの信号に係数をかけた後に足し合わせて、出力信号が生成される。通信モードの信号同士は無相関であるため、足し合わせによって変換された信号は、中心極限定理に従ってガウス雑音と同様な信号になる。そのため、信号の振幅分布が大きく広がることになる。つまり、ピーク対平均電力比（Ｐｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ，ＰＡＰＲ）が大きくなる。

ＰＡＰＲが大きいことは，送信機を構成する際の問題となる。第１に、広い振幅分布に対応するために，ビット幅の大きなデジタル−アナログ変換器（ＤｉｇｉｔａｌｔｏＡｎａｌｏｇＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＤＡＣ）が必要となり，価格や消費電力の点で問題となる。第２にＤＡＣの後でアナログ信号を電力増幅する際に，電力増幅器の非線形歪みの問題が発生する。この問題について以下で図を用いて説明する。

図２に、電力増幅器への入力信号電力（横軸：ＩｎｐｕｔＰｏｗｅｒ）に対する増幅利得（実線，縦軸は左側のＧａｉｎ）と、電力付加効率（破線，縦軸は右側のＰｏｗｅｒＡｄｄｅｄＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）との一般的なグラフを示す。

電力付加効率は、入力信号電力が大きいほど高いので，なるべく入力信号電力を大きくするのが望ましい。増幅利得は、ある特定の入力信号電力の範囲では一定となるが，その範囲を越えると利得が減少して、非線形な特性を示すようになる。非線形効果が発生すると信号波形が歪んでしまい，信号周波数帯域の外側に不要な輻射を発生してしまうため，非線形効果は避けなくてはならない。そのため、入力信号電力は利得が線形となる領域に、限定しなければならない。ＰＡＰＲの大きな信号を増幅する際には、ピークが線形利得の領域に入るように平均入力信号電力を小さくしなくてはならないが，電力付加効率が低くなってしまう。

以上の問題を回避するために，ＰＡＰＲを低減する方式が検討されている。例えば非特許文献１では、ＳｅｌｅｃｔｅｄＭａｐｐｉｎｇ（ＳＬＭ）方式，非特許文献２では、ＰａｒｔｉａｌＴｒａｎｓｍｉｔＳｅｑｕｅｎｃｅ（ＰＴＳ）方式が提案されている。どちらの方式も，複数の通信モードの信号に，互いに異なる位相回転を与えてピーク電力値の低減を図っている。これらの方式では受信機内で通信モードの信号を復元するために，送信機内で与えた位相回転量をｓｉｄｅｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎとして受信機へ伝える必要がある。また，このｓｉｄｅｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎの伝達に失敗すると，全信号の復元に失敗する。

非特許文献３では、Ｃｌｉｐｐｉｎｇ方式が説明されている。この方法では，信号振幅がある基準値を越えた場合に，その信号の振幅を基準値に制限する。このままでは、信号周波数の帯域の外側に不要な輻射が発生してしまうため，フィルタを使って信号周波数の帯域外の成分を除去する。フィルタによって新たなピークが発生することもあるが，非特許文献３ではＣｌｉｐｐｉｎｇを複数回適用することで新たなピークの発生を抑えている。

非特許文献４では、ＭＩＭＯに対応したＰＡＰＲ抑圧方法であるＳｐａｔｉａｌＳｈｉｆｔｉｎｇ方式を提案している。この方式では，信号を割り当てる通信モードを入れ替えてＰＡＰＲを低減しており，最適に実行するためには，どの通信モードを入れ替えたかを示すｓｉｄｅｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎを受信機へ伝える必要がある。また，このｓｉｄｅｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎの伝達に失敗すると，全信号の復元に失敗する。

Ｒ．Ｗ．Ｂａｅｕｍｌ，Ｒ．Ｆ．ＦｉｓｃｈｅｒａｎｄＪ．Ｂ．Ｈｕｂｅｒ，"ＲｅｄｕｃｉｎｇｔｈｅＰｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏｏｆＭｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒＭｏｄｕｌａｔｉｏｎｂｙＳｅｌｅｃｔｅｄＭａｐｐｉｎｇ"，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．３２，ｎｏ．２２，ｐｐ．２０５６−２０５７，Ｏｃｔｏｂｅｒ１９９６．Ｓ．Ｈ．ＭｕｅｌｌｅｒａｎｄＪ．Ｂ．Ｈｕｂｅｒ，"ＯＦＤＭｗｉｈＲｅｄｕｃｅｄＰｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏｂｙＯｐｔｉｍｕｍＣｏｍｂｉｎａｔｉｏｎｏｆＰａｒｔｉａｌＴｒａｎｓｍｉｔＳｅｑｕｅｎｃｅｓ"，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．３３，ｎｏ．５，ｐｐ．３６８−３６９，Ｆｅｂｒｕａｒｙ１９９７．Ｊ．Ａｒｍｓｔｒｏｎｇ，"Ｐｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲｅｄｕｃｔｉｏｎｆｏｒＯＦＤＭｂｙＲｅｐｅａｔｅｄＣｌｉｐｐｉｎｇａｎｄＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｏｍａｉｎＦｉｌｔｅｒｉｎｇ"，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．３８，ｎｏ．５，ｐｐ．２４６−２４７，Ｆｅｂｒｕａｒｙ２００２．Ｔ．Ｃ．Ｗ．Ｓｃｈｎｅｋ，Ｐ．Ｆ．Ｍ．ＳｍｕｌｄｅｒｓａｎｄＥ．Ｒ．Ｆｌｅｄｄｅｒｕｓ，"Ｐｅａｋ−ｔｏ−ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲｅｄｕｃｔｉｏｎｉｎＳｐａｃｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇＢａｓｅｄＯＦＤＭＳｙｓｔｅｍｓｔｈｒｏｕｇｈＳｐａｔｉａｌＳｈｉｆｔｉｎｇ"，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．４１，ｎｏ．１５，ｐｐ．８６０−８６１，Ｊｕｌｙ２００５．

本発明は，複数の信号を重ね合わせて送信する無線通信方式，例えば複数のサブキャリア信号を重ね合わせるＯＦＤＭ方式や複数の信号を重ね合わせて複数のアンテナから信号を送信するＭＩＭＯ方式のような無線通信方式において，信号伝達効率の劣化を抑えながらＰＡＰＲを抑圧する無線通信装置に関するものである。

非特許文献１，２，４の方法では、通信する情報とは無関係なｓｉｄｅｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎを伝達する必要があるため，通信に必要な情報量の増加を招いてしまう。非特許文献３の方法では，各通信モードに発生する信号歪み量が制御されていない。

一般に，ＯＦＤＭやＭＩＭＯではＯＦＤＭサブキャリア，ＭＩＭＯストリームのような通信モードごとに通信品質が異なり，受信機で得られる信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ，ＳＮＲ）も異なる。ＳＮＲの大きな通信モードには、小さな雑音しか生じないため，少しの歪みが発生しただけで大きな特性劣化を生じる。それに対し，ＳＮＲの小さな通信モードには大きな雑音が生じるため，大きな歪みが発生しても特性劣化は小さい。従って，非特許文献３の方法ではＳＮＲの大きな通信モードの信号に大きな歪みを発生させ，通信特性を大きく劣化させる。

上述の課題を解決するために、本発明に係る無線通信装置は、複数の信号を重ね合わせて送信する無線通信方式，例えばＯＦＤＭ方式やＭＩＭＯ方式のような無線通信方式によって無線通信を行う無線通信装置において，通信品質に応じた信号歪みを各通信モードに与えて信号の振幅値を抑圧する。

すなわち、本発明に係る無線通信装置は，チャネル品質取得部でチャネル品質を取得し，それをもとにウェイト計算部で各通信モードに対するウェイトを決定する。また，ピーク検出部では，ユニタリー変換後の信号列からピークを検出してピーク抑圧のために付加すべき歪み成分を抽出する。ピーク抑圧信号生成部で，各通信モードに対するウェイトと抽出された歪み成分から，各通信モードへ加算するピーク抑圧信号を算出し，各通信モードにピーク抑圧信号を加算する。

本発明によれば，ｓｉｄｅｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎを伝達することなく、通信特性の劣化を低く抑えながら、ＰＡＰＲを抑圧することを可能にする。

これにより，ビット幅の小さな，安価で，消費電力の小さいＡＤＣを利用することができる。また，電力増幅器の電力付加効率を高め，消費電力を抑えることができる。

以下，本発明を適用した無線通信装置について、図面を参照して詳細に説明する。

＜実施例１＞
本発明を適用した無線通信システムの構成を図９に示す。送受信機１１４が送受信機１１５へデータを送信する。

本発明の無線通信装置である送受信機１１４の構成を、図１に示す。この無線通信装置は、受信アンテナ１０１−１，送信アンテナ１０１−２，受信信号処理部１０２，データ復元部１０３，チャネル品質取得部１０４，ウェイト算出部１０５，ピーク抑圧信号生成部106，ピーク検出部107，送信信号処理部１０８，ユニタリー変換部１０９，信号加算部１１０，信号生成部１１１を備えている。

受信アンテナ１０１−１は、信号を受信する。受信アンテナ１０１−１は１本である必要はなく，複数本備えていても良い。

受信信号処理部１０２は、受信されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。受信信号処理部１０２は、アナログデータから信号帯域外のノイズや干渉波を除くフィルタ，受信信号をベースバンド信号に変換するダウンコンバータ，受信信号の電力を増幅する低雑音増幅器，アナログ−デジタル変換器（ＡｎａｌｏｇｔｏＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＡＤＣ）を含む。

データ復元部１０３は、受信信号処理部１０２で得られるデジタル信号から、送信元から送信されたデータを復元する。

チャネル品質取得部１０４は、チャネルの品質を取得する。例えば，チャネル品質として以下で説明するＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎを取得する。

ウェイト算出部１０５は、チャネル品質取得部１０４で取得されたチャネル品質情報に従って、各通信モードへ加算するピーク抑圧信号の配分ウェイトを算出する。具体的な算出方法については、後述する。

信号生成部１１１は、各通信モードの信号を生成する。

ユニタリー変換部１０９は、信号加算部１１０を経由して入力された各通信モードの信号を、ユニタリー変換によりアンテナ出力信号へ変換する。

ピーク検出部107は、上記変換された信号のうち、所定のしきい振幅値より振幅の大きな信号を検出する。その信号振幅をしきい振幅以下とするための歪み成分が、ピーク抑圧信号生成部106に伝達される。

ピーク抑圧信号生成部106は，ウェイト算出部１０５で算出されたウェイトとピーク検出部107で算出された歪み成分とから，ピーク抑圧信号を生成する。

信号加算部１１０は、生成されたピーク抑圧信号を、信号生成部１１１からの信号に加算する。

以上の手続きを経て、送信信号処理部１０８は、ピーク抑圧されたデジタル信号をアナログ信号に変換する。送信信号部１０８は、ＤＡＣ，電力増幅器，ベースバンド信号をＲＦ周波数に変換するアップコンバータ，信号帯域外の不要輻射を除くフィルタを含む。

送信アンテナ１０１−２は、送信信号処理部１０８で変換されたアナログ信号を送信信号処理部１０８で変換されたアナログ信号を電磁波に変換する。送信アンテナは１本である必要はなく，複数本備えていても良い。

なお，受信アンテナ１０１−１と送信アンテナ１０１−２は，スイッチやデュプレクサを使った共用構成としても良い。

さて、ピーク検出部107では、信号振幅がしきい振幅（Ｃとする）よりも大きい場合に，信号振幅をしきい振幅以下とするための歪み成分が算出される。例えば，出力信号ベクトルＳがＮ次元列ベクトルで表される場合，歪み成分のＮ次元列ベクトルＤは式１５で算出することができる。

出力信号Ｓに歪み成分Dを足せば、ピークを抑圧できることになる。この方法では，歪み成分Ｄの算出に大きな計算量を必要とする複素信号の振幅の計算が必要になるが，その計算を簡略化するために，複素信号の実部，虚部のそれぞれでしきい振幅を越える信号から歪み成分Ｄを算出する（数１６）など，別の方法を採っても良い。

チャネル品質取得部１０４は，各通信モードの品質を取得する。例えば，ＭＩＭＯ方式では伝送特性の最適化のためにＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ（ＣＳＩ）がフィードバックされる場合があるので，それを利用することができる。

ウェイト算出部１０５は、各通信モードへ歪み成分を分配する際のウェイトを計算する。ＣＳＩから各通信モードの伝搬損失がわかるため，各通信モードに生じる雑音が一定であれば，その比を各通信モードのＳＮＲ比と考えることができる。

ＳＮＲの小さなモードにはもともと大きなノイズが存在するため，歪み成分よりもノイズの方が性能（通信速度や安定性）に対して支配的である。そのため歪み成分を与えても性能に対する影響が小さい。なお，ＳＮＲの大きなモードには小さな歪み成分を与えただけでノイズよりも大きく性能を劣化させる恐れがある。

以上の理由により，ＳＮＲの大きな通信モードには小さなウェイトを設定して、歪み成分が小さくなるようにしする。一方、ＳＮＲの小さな通信モードには大きなウェイトを設定して、歪み成分が大きくなるようにする。

例えば，通信品質の劣化は、ＳＮＲと歪み成分の比で決まると考えられるので，各通信モードのウェイトをＳＮＲの平方根の逆数にとる。これにより、ＳＮＲの低い通信モードへのウェイトを大きくする。平方根にしたのは、電力ではなく振幅に対応させるためである。この各通信モードのウェイトを、〔数１７〕のベクトルＷで表すことにする。

ピーク抑圧信号生成部106で，ウェイト算出部で算出されたウェイトＷに従って，ピーク検出部107で得られた歪み成分Ｄを各通信モードに分配する。分配されて各通信モードに加算する信号ベクトルをＢとすると，Ｂは以下の手順で求めることができる。

ここで，通信モードのＮ次元信号ベクトルＹは、数１８のようにユニタリー変換Ｒによって出力信号ベクトルＳへ変換されるとする。

Ｄの成分が０となる出力信号については考えなくて良いことにし，ここでの計算から除外する。そのために，歪み成分Ｄとユニタリー変換Ｒから，Ｄの成分が０となる行を除いたＤ’，Ｒ’を定める。例えば、Ｄの非０成分が２つあれば，Ｄ’は２次元ベクトル，Ｒ’は２×Ｎ行列となる。そしてＢとの関係が数１９のようになる。

Ｒ’は正方行列ではなくなり，数１９を満たすＢは無限に存在することになる。そこで，まず数１９を数２０のように変換する。

ここで、ｄｉａｇ［Ｗ］は、Ｗの各要素を対角要素に持つ対角行列を表すものとする。そして，数２１のようにｄｉａｇ［Ｗ］Ｂを求める。

ここで、＃は、擬似逆行列あるいは一般化逆行列と呼ばれる行列を表すものとする。数２１で求められたｄｉａｇ［Ｗ］Ｂは，数２０を満たすものの中で、最も２乗ノルムの小さいものとなる。つまり数２２で示す値が最小になる。

これは、各通信モードに加算する歪み信号の電力とＳＮＲの比の全モードに対する総和が最小になるということであり，伝送特性劣化を低く抑えるための良い方法になっていることを示している。Ｂは数２３で求めることができる。

上記の手順でピークの抑圧が可能だが，場合によってはこの手順で新たにピークの発生することがある。これを回避するために，上記の手順を複数回実行して出力信号を生成することもできる。

ＯＦＤＭでは、信号周波数帯域の外側に通信に用いられないサブキャリアがあり，ＭＩＭＯにおいても意図的に通信に用いない通信モードを設定するなど，信号の無い通信モードもある。この場合，そこへ歪みを集中させることで伝送特性劣化を抑えることができる。これを実現するには，ウェイト算出部１０５で信号の無い通信モードのウェイトに大きな値を設定すれば良い。

ＴＤＤ方式で送受信アンテナを共用している場合には、空間の伝達特性が送受信で同じになるため，チャネル品質取得部で受信信号の受信電力を品質情報として用いることができる。

通信モードの数Ｎが大きい場合には、数２３の計算には大きな計算量が必要となる。数２３は、Ｄ’が１成分しか持っていない場合は簡単に計算できる。したがって，Ｄ’に複数成分ある場合でも，Ｄ’の成分それぞれについて１成分しか持っていない場合の計算を当てはめて最後に加算することで，少ない計算量で近似解を求めても良い。

なお，図９においてデータを受ける側の送受信機１１５は，上記の無線通信装置の構成と同じであっても良く、異なってもよい。

また，チャネル品質情報として，図９中の送受信機１１５から受ける無線信号の各通信モードの信号強度を用い，その信号強度をＳＮＲの代用として用いることもできる。なぜなら，無線通信が送受信機１１４から１１５へ伝達する時の信号強度の減衰量は，送受信機１１５から１１４へ伝達する時の信号強度の減衰量と等しいからである。

また、チャネル品質取得部１０４において，チャネル品質情報の取得は、データ受信端末からのフィードバックによって実現されてもよい。例えば、チャネル品質情報の取得として、データ受信端末から送られるＭＩＭＯあるいはＯＦＤＭのチャネル推定用トレーニング信号の受信電力を検出してもよい。

＜実施例２＞
本実施例では，実施例１におけるウェイト算出部１０５で通信品質の良い通信モードのウェイトを０とし，通信品質の悪い通信モードを１とする。例えば，通信品質の良い（ＳＮＲの高い）順に通信モードを並べて，通信モードの良い方半分のウェイトを０，悪い方半分のウェイトを１とすれば，品質の良い半分のモードには歪み信号を配分せずに，品質の悪い半分のモードで同等に歪み信号を配分する。この方法によれば、計算を簡便に済ませられるという効果を得られる。

なお，説明の例として通信モードを品質の良いモードと悪いモードに半々に分割したが，分割比のパラメータは、通信システム設計者が適宜設定することが可能である。また，通信品質の悪いモードの全てのウェイトを１として歪み信号を同等に分配したが，品質の悪いモードに実施例１ので示したウェイト分配を設定してもよい。

＜実施例３＞
本発明をＯＦＤＭ無線通信装置に適用する際の構成を、図２に示す。この無線通信装置は受信アンテナ１０１−１，送信アンテナ１０１−２，受信信号処理部１０２，データ復元部１０３，チャネル品質取得部１０４，ウェイト算出部１０５，ピーク抑圧信号生成部106，ピーク検出部107，送信信号処理部１０８，逆離散フーリエ変換部１１２，信号加算部１１０，信号生成部１１１を備えている。

チャネル品質取得部１０４は、チャネルの品質を取得する。

ウェイト算出部１０５は、チャネル品質取得部１０４で取得されたチャネル品質情報に従って、各通信モードへ加算するピーク抑圧信号の配分ウェイトを算出する。

信号生成部１１１は、各通信モードの信号を生成する。

離散フーリエ変換部１１２は、信号加算部１１０を経由して入力された各通信モードの信号を、離散フーリエ変換によりアンテナ出力信号へ変換する。

本実施例では、本発明をＯＦＤＭ無線通信装置に適用する際の形態を示している。ＯＦＤＭでは、実施例１におけるユニタリー変換がＩＤＦＴとなり，変換後の信号は時間領域信号波形となる。

ピーク検出部107では、時間領域信号波形のピークを所定のしきい値に抑圧する歪み成分を生成する。図４は、歪み成分の生成方法を示すグラフである。横軸が時間，縦軸が振幅となっている。

本来，信号は複素信号であるが，ここでは実数として扱っている。上側のグラフがＩＤＦＴ後の信号（ＢｅｆｏｒＣｌｉｐｐｉｎｇ）と，所定のしき値を越えた信号の振幅が抑圧された信号（ＡｆｔｅｒＣｌｉｐｐｉｎｇ）を示している。抑圧後の信号から抑圧前の信号を引いた信号が歪み成分であり，下側のグラフに示されている。この歪み信号が、ピーク検出部107からピーク抑圧信号生成部106に渡される。

ＯＦＤＭでは、信号周波数帯域の外側に通信に用いられないサブキャリアがあるため，ここに歪みを集中させるように、ウェイト算出部１０５で大きなウェイトを設定することが可能である。

＜実施例４＞
本発明をＭＩＭＯ無線通信装置に適用した構成を、図３に示す。この無線通信装置は、受信アンテナ１０１−１，送信アンテナ１０１−２，受信信号処理部１０２，データ復元部１０３，チャネル品質取得部１０４，ウェイト算出部１０５，ピーク抑圧信号生成部106，ピーク検出部107，送信信号処理部１０８，ＭＩＭＯアンテナマッピング部１１３，信号加算部１１０，信号生成部１１１を備えている。

受信アンテナ１０１−１は、信号を受信する。

受信信号処理部１０２は、受信したアナログ信号をデジタル信号に変換する。受信信号処理部１０２は、アナログデータから信号帯域外のノイズや干渉波を除くフィルタ，受信信号をベースバンド信号に変換するダウンコンバータ，受信信号の電力を増幅する低雑音増幅器，アナログ−デジタル変換器（ＡｎａｌｏｇｔｏＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＡＤＣ）を含む。

なお、ＭＩＭＯでは複数アンテナを用いるため，図３においては受信アンテナ１０１−１，受信信号処理部１０２を明示的に複数示した。

ウェイト算出部１０５は、取得したチャネル品質情報に従って，各通信モードへ加算するピーク抑圧信号の配分ウェイトを算出する。

信号生成部１１１は、各通信モードの信号を生成する。

ＭＩＭＯアンテナマッピング部１１３は、信号加算部１１０を経由して入力された生成された各通信モードの信号を、ユニタリー変換によりアンテナ出力信号へ変換する。

なお、受信アンテナ１０１−１，受信信号処理部１０２と同様に，送信アンテナ１０１−２，送信信号処理部１０８を明示的に複数示した。また，受信アンテナ１０１−１と送信アンテナ１０１−２は，スイッチやデュプレクサを使った共用構成としても良い。

ＭＩＭＯでは、伝送特性の安定化を図るために，通信モードのいくつかに信号をのせない場合がある。このような場合には，信号の無い通信モードに歪みを集中させるように，ウェイト算出部１０５で信号の無い通信モードに大きなウェイトを設定することが可能である。

ＭＩＭＯでは、通信モードごとの送信信号電力に差をつける場合がある。この場合，この送信電力の差が通信モードのＳＮＲに影響するので，ウェイト算出部でＳＮＲの計算に通信電力モードの送信電力比を反映させれば良い。

図８は、チャネル品質を考慮せずにピーク抑圧する従来方式と，本実施例を適用した方式とを比較したグラフである。このグラフは，シングルキャリア，４×４ＭＩＭＯによる固有モード伝送のシミュレーションで得られた伝送容量を示している。横軸がＳＮＲ，縦軸が伝送容量である。

ピーク抑圧のしきい値は平均電力より７ｄＢ高い電力とし，各モードに生じる歪みをノイズに換算してシャノンの容量をグラフ化した。この条件下では，ＳＮＲ＝３５〜４０ｄＢで従来方式に比べて、本発明は４ｄＢの改善が得られることが、グラフからわかる。

＜実施例５＞
本発明をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信装置に適用した構成を。図６に示す。この無線通信装置は受信アンテナ１０１−１，送信アンテナ１０１−２，受信信号処理部１０２，データ復元部１０３，チャネル品質取得部１０４，ウェイト算出部１０５，ピーク抑圧信号生成部106，ピーク検出部107，送信信号処理部１０８，逆離散フーリエ変換部１１２，ＭＩＭＯアンテナマッピング部１１３，信号加算部１１０，信号生成部１１１を備えている。

受信アンテナ１０１−１は、信号を受信する。

信号生成部１１１は、各通信モードの信号を生成する。

生成された各通信モードの信号は、信号加算部１１０を経由し、ＭＩＭＯアンテナマッピング部１１３のユニタリー変換及び逆離散フーリエ変換部１１２の離散フーリエ変換により、アンテナ出力信号へ変換される。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信においては，ユニタリー変換がＭＩＭＯアンテナマッピングと逆離散フーリエ変換の組合せとなるため，本実施例のように，ＭＩＭＯアンテナマッピング部１１３と逆離散フーリエ変換部１１２の両方を備える。

＜実施例６＞
本実施例は，実施例１において各通信モードの品質としてＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＣｏｄｉｎｇＳｅｔをチャネル品質情報として用い，図７のように無線通信装置を構成する。この無線通信装置は、ウェイト算出部１０５，ピーク抑圧信号生成部106，ピーク検出部107，送信信号処理部１０８，ユニタリー変換部１０９，信号加算部１１０，信号生成部１１１を備えている。なお、本実施例において本発明に寄与していない受信処理側のブロックは、図７に図示しない。

ウェイト算出部１０５は、Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＣｏｄｉｎｇＳｅｔに従って、各通信モードへ加算するピーク抑圧信号の配分ウェイトを算出する。

信号生成部１１１は、各通信モードの信号を生成する。

ユニタリー変換部１０９は、信号加算部１１０を経由して入力された生成された各通信モードの信号を、アンテナ出力信号に変換する。

Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＣｏｄｉｎｇＳｅｔ（ＭＣＳ）とは、各通信モードの変調方式と誤り訂正符号を示すものである。適応変調を実施する通信方式あるいは通信装置では、誤りなく通信できるＭＣＳのうち最も通信速度の高い変調方式をとるように制御される。通信速度の高い変調方式には高いＳＮＲが必要であるため，ＭＣＳをチャネル品質（ＳＮＲの指標）として利用することができる。変調方式と誤り訂正符号が決まれば、受信時に要求されるＳＮＲも決まるため，そのＳＮＲの比からウェイトを算出することができる。

本実施例の方式では通信に許容されるＳＮＲを計算できるため，通信モードの実際のＳＮＲが選択されている変調方式と誤り訂正符号の許容値よりも高い場合（つまりノイズが小さい場合）でも許容値に近い歪みを当該通信モードに配分することで，他の通信モードに配分される歪み成分を軽減させることができる。このようにしても，当該通信モードには許容される歪み成分しか配分されていないため，当該モードへの影響は小さい。

本発明の無線通信装置の構成を示すブロック図。電力増幅器への入力信号電力に対する増幅利得と電力付加効率のグラフ。本発明をＯＦＤＭ無線通信装置に適用する際の構成を示すブロック図。ＯＦＤＭにおいて時間領域信号波形からピーク抑圧のための歪み成分の生成方法を示すグラフ。本発明をＭＩＭＯ無線通信装置に適用する際の構成を示すブロック図。本発明をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信装置に適用する際の構成を示すブロック図。本発明においてＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ−ＣｏｄｉｎｇＳｅｔをチャネル品質情報として用いる無線通信装置の構成を示すブロック図。本発明と従来方式の効果を比較するグラフ。無線通信装置の通信の様子を示す図。

符号の説明

１０１アンテナ、１０２受信信号処理部、１０３データ復元部、１０４チャネル品質取得部、１０５ウェイト算出部、106 ピーク抑圧信号生成部、107 ピーク検出部、１０８送信信号処理部、１０９ユニタリー変換部、１１０信号加算部、１１１信号生成部、１１２逆離散フーリエ変換部、１１３ＭＩＭＯアンテナマッピング部，１１４送信機，１１５受信機。

Claims

送信信号を生成する信号生成部と、
前記送信信号を変換する変換部と、
前記変換された送信信号のうち信号振幅が所定の値より大きい送信信号を検出し、検出した送信信号の信号振幅を所定の値以下にする歪み成分を生成するピーク検出部と、
アンテナより受信された受信信号をD-A変換する受信信号処理部と、
前記受信信号処理部より出力された信号からチャネル品質情報を取得するチャネル品質取得部と、
前記チャネル品質情報に基づいて、前記送信信号に加算するピーク抑圧信号のウェイトを算出するウェイト算出部と、
前記ウェイト算出部から出力されたウェイト及び前記ピーク検出部から出力された歪み成分とに基づいて、ピーク抑圧信号を生成するピーク抑圧信号生成部と、
前記信号生成部から出力された送信信号に、前記ピーク抑圧信号生成部から出力されたピーク抑圧信号を加算する信号加算部と、
前記ピーク抑圧信号を加算された送信信号を前記変換部にて変換し、変換されたピーク抑圧信号を加算された送信信号をA-D変換してアンテナに出力する送信信号処理部とを備えることを特徴とする無線通信装置。
前記変換部は、ユニタリー変換を行うことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
前記信号生成部は、周波数軸上に並べた複数の送信信号を生成し、
前記変換部は、前記周波数軸上に並べた複数の送信信号を、時間軸上の複数の送信信号へに変換することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
前記ユニタリー変換部は、ＯＦＤＭ方式により、信号の重ね合わせを行うことを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
前記アンテナは複数の送信アンテナを有し、
前記ユニタリー変換部は、ＭＩＭＯ方式により、信号の重ね合わせを行うことを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
前記ユニタリー変換部は、ＯＦＤＭ方式により、信号の重ね合わせを行うことを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
前記ピーク抑圧信号生成部は、前記歪み信号を前記ウェイトに応じてピーク抑圧信号に変換することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
前記チャネル品質情報は、ＣＳＩ又はＭＣＳであることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置
前記ウェイト算出部は、チャネル品質の良くない送信信号に対して大きなウェイトを算出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
前記ウェイト算出部は、チャネル品質の良い送信信号に対して小さなウェイトを算出することを特徴とする請求項９記載の無線通信装置。
前記ウェイト算出部は、チャネル品質の良い送信信号に対してウェイトを算出しないことを特徴とする請求項９記載の無線通信装置。
前記ウェイト算出部は、各送信信号におけるノイズ成分よりも歪み成分が小さくなるようにウェイトを算出することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
送信信号を変換し、
前記変換された送信信号のうち信号振幅が所定の値より大きい送信信号を検出し、
検出した送信信号の信号振幅を所定の値以下にする歪み成分を生成し、
受信信号からチャネル品質情報を取得し、
前記チャネル品質情報に基づいて、送信信号に加算するピーク抑圧信号のウェイトを算出し、
前記ウェイト及び歪み成分とに基づいてピーク抑圧信号を生成し、
前記送信信号に前記ピーク抑圧信号を加算し、
前記ピーク抑圧信号を加算された送信信号を変換した信号をアンテナに出力することを特徴とする無線通信方法。
前記変換部は、ユニタリー変換を行うことを特徴とする請求項１３記載の無線通信方法。
前記送信信号は、周波数軸上に並べた複数の送信信号であり、
前記変換された送信信号は、時間軸上の複数の送信信号であることを請求項１４記載の無線通信方法。
前記チャネル品質情報は、ＣＳＩ又はＭＣＳであることを特徴とする請求項１３記載の無線通信方法
チャネル品質の良くない送信信号に対して大きなウェイトを算出することを特徴とする請求項１３記載の無線通信方法。
各送信信号におけるノイズ成分よりも歪み成分が小さくなるようにウェイトを算出することを特徴とする請求項１３記載の無線通信方法。
周波数軸上に並べた複数の信号をユニタリー変換して時間軸上の複数の信号とし、
前記時間軸上の複数の信号のうち信号振幅が所定の値より大きい信号を検出し、
検出した信号の信号振幅を所定の値以下にする歪み成分を生成し、
予め取得されたチャネル品質情報に基づいて、前記複数の信号に加算するピーク抑圧信号のウェイトを生成し、
前記ウェイトに応じて歪み成分を変換してピーク抑圧信号を生成し、
前記周波数軸上に並べた複数の信号に前記ピーク抑圧信号を加算することを特徴とするピーク抑圧方法。