WO2011030640A1 - Ｐｆｃコンバータ - Google Patents

Ｐｆｃコンバータ Download PDF

Info

Publication number
WO2011030640A1
WO2011030640A1 PCT/JP2010/063294 JP2010063294W WO2011030640A1 WO 2011030640 A1 WO2011030640 A1 WO 2011030640A1 JP 2010063294 W JP2010063294 W JP 2010063294W WO 2011030640 A1 WO2011030640 A1 WO 2011030640A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
input
inductor
switching element
inductor current
value
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/063294
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
良之 鵜野
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to CN201080040207.1A priority Critical patent/CN102484425B/zh
Priority to JP2011530784A priority patent/JP5316823B2/ja
Publication of WO2011030640A1 publication Critical patent/WO2011030640A1/ja
Priority to US13/406,602 priority patent/US8508195B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Definitions

  • the present invention relates to a PFC converter for improving a power factor, which is a kind of AC-DC converter that inputs an AC power supply and outputs a DC voltage.
  • a general switching power supply device that uses a commercial AC power supply as an input power supply rectifies and smoothes the commercial AC power supply and converts it to a DC voltage, which is then switched by a DC-DC converter. Is greatly distorted. In order to prevent disturbances caused by the harmonic currents generated in this way, in Japan and Europe, etc., harmonic current regulation, classified according to application and input power, is performed on the power supply of electronic devices. Yes.
  • PFC power factor correction circuit
  • the input power is input from the commercial AC power source Vi through the low-pass filter FIL and becomes a pulsating voltage by the full-wave rectifier circuit RF1.
  • This pulsating voltage is input to a chopper circuit configured by a rectifying / smoothing circuit including an inductor L1, a switching element Q1, a diode D1, and a smoothing capacitor C1 in the subsequent stage.
  • the switching element Q1 constituting the chopper circuit is controlled to be turned on and off so that the waveform of the input current Iir is similar to the waveform of Vi as the input voltage, that is, in the form of a sine wave having the same phase.
  • the control circuit includes an error amplifier A, a circuit B that detects that the inductor current becomes zero, a current detector F, a voltage detector G, a multiplier H, a comparator E, a pulse generator C, and a drive circuit D. .
  • a value obtained by multiplying the output of the error amplifier A corresponding to the voltage across the smoothing capacitor C1 by the output of the voltage detector G is the output of the multiplier H.
  • the switch circuit Q1 is turned off by the drive circuit D via the pulse generator C.
  • the detection circuit B outputs a signal.
  • the switch element Q1 is turned on again.
  • a current continuous mode is widely known.
  • the switching frequency is fixed, and the turn-on and turn-off are controlled so that the average value of the inductor current flowing through the inductor follows the reference sine wave.
  • Patent Document 2 describes a method in which an upper limit value and a lower limit value of a minute width are provided with respect to a reference sine wave, and the turn-on / turn-off of the switching element is controlled so as to fall between these values. .
  • An object of the present invention is to provide a PFC converter that improves the switching loss by controlling the ripple of the inductor current and that can be applied to high power applications.
  • the present invention is configured as follows.
  • the first type PFC converter includes a rectifier circuit that rectifies an AC voltage input from an AC input power supply, a series circuit including an inductor and a switching element connected to the next stage of the rectifier circuit, and a parallel circuit connected to the switching element.
  • a rectifying and smoothing circuit connected to the rectifying circuit; an input voltage detecting means for detecting an input voltage input from the rectifying circuit; an inductor current detecting means for detecting a current flowing through the inductor; and an output voltage of the rectifying and smoothing circuit.
  • Output voltage detecting means, and switching control means for controlling the switching element so that an average value of the inductor current is similar to the input voltage, wherein the inductor current is a first threshold value.
  • the switching element is turned off when the current reaches the second threshold and the inductor current reaches a second threshold value.
  • the switching element is configured to turn on.
  • a reference value of the inductor current is set based on the results of the input voltage detection unit and the output voltage detection unit, and the first threshold value is set.
  • the value is generated by adding a predetermined value to the reference value, and the second threshold value is generated by subtracting the predetermined value from the reference value.
  • the second type PFC converter includes a first series circuit including a first switching element and a first rectifying element connected in parallel to a load, the first switching element, and the first rectifying element.
  • An inductor connected between the connection point of the element and the first input terminal of the AC input power supply; a parallel connection to the load; a second switching element and a second rectifying element;
  • a connection point between the second switching element and the second rectifying element is connected to the second input terminal of the AC input power source, a smoothing circuit connected in parallel to the load,
  • Input voltage detection means for detecting an input voltage input from an AC input power supply, output voltage detection means for detecting an output voltage of the smoothing circuit, inductor current detection means for detecting a current flowing through the inductor, and the inductor power Switching control means for controlling the first and second switching elements so that the average value of the inductor current is similar to the input voltage, and when the inductor current reaches a first threshold value In the switching control means, the first and second switching elements are turned
  • a reference value of the inductor current is set, and the first threshold value is generated by adding a predetermined value to the reference value,
  • the second threshold value is configured to be generated by subtracting the predetermined value from the reference value.
  • the predetermined value changes in synchronization with the phase of the input voltage.
  • the first type and second type PFC converters of the present invention it is preferable to delay the turn-on of the switching element when the load is light and the reference value of the inductor current is small.
  • the next turn-on after a predetermined time has elapsed starting from the turn-on or turn-off of the switching element or zero current.
  • the predetermined time varies according to the phase of the input voltage.
  • the switching frequency can be reduced by arbitrarily setting the ripple of the inductor current according to the load. As a result, unnecessary switching loss can be improved. It can also be applied to high power applications.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of the PFC converter of the first embodiment.
  • reference signs P ⁇ b> 11 and P ⁇ b> 12 are input ends of the PFC converter 101
  • reference signs P ⁇ b> 21 and P ⁇ b> 22 are output ends of the PFC converter 101.
  • An AC input power supply Vac which is a commercial AC power supply, is input to the input terminals P11 to P12, and a load circuit 30 is connected to the output terminals P21 to P22.
  • the load circuit 30 is, for example, a DC-DC converter and a circuit of an electronic device that is supplied with power by the DC-DC converter.
  • a diode bridge B1 which is a rectifier circuit for full-wave rectifying the AC voltage of the AC input power supply Vac is provided.
  • a series circuit of an inductor L1 and a switching element Q1 is connected to the output side of the diode bridge B1.
  • the switching element Q1 is connected in series with a current detection resistor R1 for detecting the current flowing through the inductor L1.
  • a rectifying / smoothing circuit including a diode D1 and a smoothing capacitor C1 is connected in parallel to both ends of the series circuit of the switching element Q1 and the current detection resistor R1.
  • the inductor L1, the switching element Q1, the diode D1, and the smoothing capacitor C1 constitute a so-called boost chopper circuit.
  • An input voltage detection circuit 11 is provided between both ends on the output side of the diode bridge B1.
  • An output voltage detection circuit 12 is provided between the output terminals P21 and P22.
  • the switching control circuit 35 includes an addition element 13 that compares the detection signal S2 of the output voltage detection circuit 12 and the reference voltage Vref, a voltage compensator 15, and the detection signal S1 of the input voltage detection circuit 11 and the voltage compensator 15.
  • a multiplier 17 that multiplies the output, a threshold setter 19, comparators 21 and 23 that compare the detection signal of the current detection resistor R1 and the output of the threshold setter 19, and a flip-flop 25. Yes.
  • the error between the output voltage Vo and the reference voltage Vref is input to the voltage compensator 15 by the addition element 13.
  • Multiplier 17 generates a reference value for controlling the inductor current. In order to make the inductor current average value a sine wave similar to the input voltage, this reference value is generated by multiplying the detection signal S1 of the input voltage detection circuit 11 and the output of the voltage compensator 15.
  • the threshold value setter 19 adds and subtracts a predetermined value to the reference value generated by the multiplier 17 to generate a first threshold value and a second threshold value, respectively.
  • the predetermined value can be arbitrarily set, and is set so that the load loss, the inductor saturation current, the phase of the input voltage, and the like are taken into consideration, and as a result, the switching loss is improved.
  • the first and second threshold values are input to the comparators 21 and 23, respectively, and compared with the inductor current detected by the current detection resistor R1.
  • the comparator 23 detects that the inductor current value is higher than the first threshold value, a signal is input to the reset terminal of the flip-flop 25 to turn off the switching element Q1.
  • the converter 21 detects that the inductor current value is lower than the second threshold value, a signal is input to the set terminal of the flip-flop 25 to turn on the switching element Q1.
  • FIG. 2 shows a waveform diagram of the inductor current and the first and second threshold values in a half cycle of the AC input power supply according to the first embodiment. It is controlled that the switching element is turned off when the inductor current becomes the first threshold value, and that the switching element is turned on when the inductor current becomes the second threshold value. Show.
  • the predetermined value is set so that the ripple becomes large in a range where the ripple of the inductor current does not exceed the inductor saturation current. As a result, the number of times of switching can be reduced. Since the switching loss occurs when the switching element is turned on and off, the switching loss is improved by reducing the number of times of switching.
  • a predetermined value is set large so that the ripple increases near the rise and fall of the inductor current, and the switching loss is improved.
  • a predetermined value is set small so that the ripple is small, and control is performed so as not to exceed the inductor saturation current.
  • the switching loss can be improved while considering the inductor saturation current.
  • the predetermined value is set as follows.
  • the inductor average current is controlled to be small.
  • the difference between the reference value and the inductor saturation current becomes large, and the predetermined value can be set large.
  • the switching loss is also improved near the peak of the inductor current.
  • the switching frequency is not fixed, the EMI noise is also improved.
  • DSP digital signal processor
  • FIG. 3 is a circuit block diagram of the PFC converter of the second embodiment.
  • a characteristic part is an AND circuit 27 and a monostable multivibrator 29 that outputs a one-pulse signal, which is provided in the subsequent stage of the comparator 21.
  • the detection result of the turn-on output signal from the flip-flop 35 is input to the monostable multivibrator 29, and one pulse for a certain period is output from that time point.
  • This one pulse is input to the AND circuit together with the output of the comparator 21, and the next turn-on of the switching element is limited during the one pulse period.
  • the next turn-on is delayed and the next turn-on is performed after a predetermined time has elapsed, as shown in FIG.
  • the operation can be performed with a period in which the inductor current is discontinuous. As a result, for example, an increase in switching frequency at light load can be suppressed.
  • the starting point at which the monostable multivibrator 29 outputs one pulse is not limited to turning on the switching element, but may be turning off or when the current of the switching element becomes zero. Further, the predetermined time to be delayed may change according to the phase of the input voltage.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram of the PFC converter of the third embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing current paths at four timings of the PFC converter 101.
  • the PFC converter 101 shown in FIG. 5 is a diode bridgeless PFC converter including an inductor connected to an input power supply without going through a diode bridge and two switching elements.
  • reference signs P ⁇ b> 11 and P ⁇ b> 12 are input ends of the PFC converter 101
  • reference signs P ⁇ b> 21 and P ⁇ b> 22 are output ends of the PFC converter 101.
  • An AC input power supply Vac which is a commercial AC power supply, is input to the input terminals P11 to P12, and a load circuit 20 is connected to the output terminals P21 to P22.
  • the load circuit 20 is, for example, a DC-DC converter and a circuit of an electronic device that is supplied with power by the DC-DC converter.
  • An input voltage detection circuit 11 is provided at the input stage of the PFC converter 101, and an inductor L1 is connected in series to one line.
  • a bridge circuit including diodes D1 and D2 and switching elements Q1 and Q2 is connected to the subsequent stage of the inductor L1.
  • Current detection resistors R1 and R2 are connected between the sources of the switching elements Q1 and Q2 and the ground.
  • a smoothing circuit comprising a smoothing capacitor C1 is connected in parallel to the output of the bridge circuit.
  • FIG. 6A is a positive half cycle of the AC input power source, and the current path when the switching elements Q1 and Q2 are both on.
  • FIG. 6B is a positive half cycle of the AC input power source. This is a current path when both of the switching elements Q1 and Q2 are off.
  • FIG. 6C shows the negative half cycle of the AC input power supply, and the current path when the switching elements Q1 and Q2 are both on.
  • FIG. 6D shows the negative half cycle of the AC input power supply.
  • the current path is when the switching elements Q1 and Q2 are both off.
  • the current detection resistor R1 and the current detection resistor R2 are provided for detecting the current flowing through the inductor L1 in the positive half cycle of the AC input power supply or the negative half cycle of the AC input power supply.
  • the switching control circuit 13 shown in FIG. 5 controls the inductor current by the method shown in the first embodiment or the method shown in the second embodiment.
  • the inductor current is controlled by the same method as in the first embodiment, as shown in FIG. 2, the first threshold value and the second threshold value generated inside the switching control circuit 13, The inductor current is compared by the comparator, and Q1 and Q2 are turned on and off, respectively.
  • control can be facilitated by using a DSP (digital signal processor) as the switching control circuit 35.
  • DSP digital signal processor

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　インダクタ電流のリップルを制御することでスイッチング損失を改善し、さらに大電力用途への適用も可能なＰＦＣコンバータを提供する。　インダクタＬ１を流れるインダクタ電流が第１のしきい値に達したときにスイッチング素子Ｑ１をターンオフし、インダクタ電流が第２のしきい値に達したときにスイッチング素子Ｑ１をターンオンする。スイッチング制御回路３５は、入力電圧検出回路１１と出力電圧検出回路１２の検出結果に基づいて、インダクタ電流の基準値が設定されており、前記第１のしきい値は前記基準値に所定の値を加算して生成され、前記第２のしきい値は前記基準値から前記所定の値を減算して生成されるように構成する。

Description

ＰＦＣコンバータ
　本発明は、交流電源を入力して直流電圧を出力するＡＣ－ＤＣコンバータの一種である、力率を改善するためのＰＦＣコンバータに関するものである。
　商用交流電源を入力電源とする一般的なスイッチング電源装置は、商用交流電源を整流平滑して直流電圧に変換した後、それをＤＣ－ＤＣコンバータでスイッチングするので、入力電流は不連続となり正弦波から大きく歪む。これにより発生する高調波電流による障害を防止するために、日本や欧州などでは、電子機器の電源に対して、用途や入力電力などに応じてクラス分けされた、高調波電流規制が行われている。
　この規制に対応するため、電子機器の電源ではＰＦＣ（力率改善回路）コンバータと呼ばれる回路を付加し、高調波電流を抑える工夫がなされている。一般的なＰＦＣコンバータについて、特許文献１の第１図を用いて説明する。
　入力電源は、商用交流電源ＶｉからローパスフィルタＦＩＬを介して入力され、全波整流回路ＲＦ１により脈流電圧となる。この脈流電圧は、後段のインダクタＬ１、スイッチ素子Ｑ１、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路で構成されるチョッパ回路に入力される。チョッパ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１は、入力電流Ｉｉｒの波形が入力電圧であるＶｉの波形と相似形になるように、すなわち同位相の正弦波状になるように、ターンオン・ターンオフが制御される。
　制御回路は誤差増幅器Ａ、インダクタ電流がゼロになるのを検知する回路Ｂ、電流検出器Ｆ、電圧検出器Ｇ、乗算器Ｈ、比較器Ｅ、パルス発生器Ｃ、駆動回路Ｄから構成される。
　平滑コンデンサＣ１の両端電圧に応じた誤差増幅器Ａの出力と、電圧検出器Ｇの出力を乗算した値が、乗算器Ｈの出力となる。この乗算器Ｈの出力値を電流検出器Ｆの出力値が超えるとパルス発生器Ｃを介して駆動回路Ｄによりスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせ、インダクタＬ１を流れる電流がゼロになると検知回路Ｂにより信号を出し、再びスイッチ素子Ｑ１をターンオンさせる。この動作をくり返すことにより、電圧検出器Ｇの出力は正弦波状であることから、インダクタＬ１を流れる電流のピーク値も正弦波状となり、この電流の平均値も正弦波状となる。この結果、入力電流Ｉｉｒが正弦波状となり力率が改善され、また高調波電流が一定レベル以下に抑えられる。この制御方式は電流臨界モードとして知られている。
　制御方式としては電流臨界モードの他に、電流連続モードが広く知られている。電流連続モードでは、スイッチング周波数は固定され、インダクタに流れるインダクタ電流の平均値が基準正弦波に追従するようにターンオン・ターンオフが制御される。
　またその他の制御方式として、特許文献２においては、基準正弦波に対して微小幅の上限値と下限値を設け、その間に入るようにスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する方式が記載されている。
実開平３－７００８５ 特開平７－７５３２９
　しかし電流連続モードにおいては、ターンオン及びターンオフでスイッチング損失が発生するため、損失が大きいという課題があった。電流臨界モードにおいては、入力電流はインダクタ電流のピーク値の半分に制限されるため、大電力用途への適用が困難という課題があった。その他の制御方式としての、基準正弦波に対して微小幅の上限値と下限値を設ける制御方式においては、制御の範囲が微小幅に限定されるため、スイッチング損失の改善が困難であった。
　本発明の目的は、インダクタ電流のリップルを制御することでスイッチング損失を改善し、さらに大電力用途への適用も可能なＰＦＣコンバータを提供することにある。
　前記課題を解決するために、本発明は次のように構成する。
　第１タイプのＰＦＣコンバータは、交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の次段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、前記スイッチング素子に並列に接続された整流平滑回路と、前記整流回路から入力される入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記インダクタに流れる電流を検出するインダクタ電流検出手段と、前記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記インダクタ電流の平均値が前記入力電圧に対して相似形となるように、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段とを備え、前記インダクタ電流が第１のしきい値に達したときに前記スイッチング素子をターンオフし、前記インダクタ電流が第２のしきい値に達したときに前記スイッチング素子をターンオンするように構成され、前記スイッチング制御手段において、前記入力電圧検出手段および前記出力電圧検出手段の結果から、前記インダクタ電流の基準値が設定されており、前記第１のしきい値は前記基準値に所定の値を加算して生成され、前記第２のしきい値は前記基準値から前記所定の値を減算して生成されるように構成されたことを特徴とする。
　第２タイプのＰＦＣコンバータは、負荷に対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、負荷に対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、負荷に対して並列に接続された平滑回路と、前記交流入力電源から入力される入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記インダクタに流れる電流を検出するインダクタ電流検出手段と、前記インダクタ電流の平均値が前記入力電圧に対して相似形となるように前記第１及び第２のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段とを備え、前記インダクタ電流が第１のしきい値に達したときに前記第１及び第２のスイッチング素子をオフし、前記インダクタ電流が第２のしきい値に達したときに前記第１及び第２のスイッチング素子をオンするように構成され、前記スイッチング制御手段において、前記入力電圧検出手段および前記出力電圧検出手段の結果から、前記インダクタ電流の基準値が設定されており、前記第１のしきい値は前記基準値に所定の値を加算して生成され、前記第２のしきい値は前記基準値から前記所定の値を減算して生成されるように構成されたことを特徴とする。
　また本発明の第１タイプおよび第２タイプのＰＦＣコンバータでは、前記所定の値が、入力電圧の位相に同期して変化することが好ましい。
　また本発明の第１タイプおよび第２タイプのＰＦＣコンバータでは、軽負荷であって前記インダクタ電流の基準値が小さいときに、前記スイッチング素子のターンオンを遅延することが好ましい。
　また本発明の第１タイプおよび第２タイプのＰＦＣコンバータでは、前記スイッチング素子のターンオンまたはターンオフまたは電流ゼロを起点として、所定時間経過後に次のターンオンを実施することが好ましい。
　また本発明の第１タイプおよび第２タイプのＰＦＣコンバータでは、前記所定時間が入力電圧の位相に応じて変化することが好ましい。
　本発明によれば、インダクタ電流のリップルを負荷に応じて任意に設定することにより、スイッチング周波数を低減することができる。この結果、不要なスイッチング損失を改善することができる。また大電力用途への適用も可能とすることができる。
本発明の第１実施例におけるＰＦＣコンバータの回路ブロック図である。 本発明の第１実施例における、スイッチング素子に印加されるＰＷＭパルスの波形図と、インダクタ電流の波形図と、第１および第２のしきい値を示す図である。 本発明の第２実施例におけるＰＦＣコンバータの回路ブロック図である。 本発明の第２実施例における、スイッチング素子に印加されるＰＷＭパルスの波形図と、インダクタ電流の波形図と、第１および第２のしきい値を示す図である。 本発明の第３実施例におけるＰＦＣコンバータの回路ブロック図である。 本発明の第３実施例におけるＰＦＣコンバータの４つのタイミングでの電流経路を示す図である。
　以下、本発明に係るＰＦＣコンバータの実施例について図面を参照して説明する。
　（第１実施例）
　図１は本第１実施例のＰＦＣコンバータの回路ブロック図である。図１において符号Ｐ１１、Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０１の入力端、符号Ｐ２１、Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０１の出力端である。入力端Ｐ１１－Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力端Ｐ２１－Ｐ２２には負荷回路３０が接続される。
　負荷回路３０は例えばＤＣ－ＤＣコンバータ及びそのＤＣ－ＤＣコンバータによって電源供給を受ける電子機器の回路である。
　ＰＦＣコンバータ１０１の入力段には、交流入力電源Ｖａｃの交流電圧を全波整流する整流回路であるダイオードブリッジＢ１が設けられている。このダイオードブリッジＢ１の出力側には、インダクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１には、インダクタＬ１に流れる電流を検出するための、電流検出用抵抗Ｒ１が直列接続されている。このスイッチング素子Ｑ１と電流検出用抵抗Ｒ１の直列回路の両端には、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路が並列接続されている。このインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１によっていわゆる昇圧チョッパ回路が構成されている。
　ダイオードブリッジＢ１の出力側の両端間には入力電圧検出回路１１が設けられている。また出力端Ｐ２１－Ｐ２２間には出力電圧検出回路１２が設けられている。
　スイッチング制御回路３５は、出力電圧検出回路１２の検出信号Ｓ２と基準電圧であるＶｒｅｆを比較する加算要素１３と、電圧補償器１５と、入力電圧検出回路１１の検出信号Ｓ１と電圧補償器１５の出力を乗算する乗算器１７と、しきい値設定器１９と、電流検出用抵抗Ｒ１の検出信号としきい値設定器１９の出力を比較するコンパレータ２１および２３と、フリップフロップ２５と、を備えている。
　電圧補償器１５には加算要素１３により出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差が入力されている。
　乗算器１７は、インダクタ電流を制御するための基準値を生成する。インダクタ電流平均値を入力電圧と相似形の正弦波とするために、この基準値は、入力電圧検出回路１１の検出信号Ｓ１と電圧補償器１５の出力を乗算することで生成される。
　しきい値設定器１９は、乗算器１７で生成された基準値に、所定の値を加算および減算して、それぞれ第１のしきい値および第２のしきい値を生成する。所定の値は、任意に設定することが可能であり、負荷電力、インダクタ飽和電流、入力電圧の位相などが考慮され、その結果としてスイッチング損失が改善されるように設定する。
　第１および第２のしきい値は、それぞれコンパレータ２１および２３に入力され、電流検出用抵抗Ｒ１によって検出されるインダクタ電流と比較される。第１のしきい値よりもインダクタ電流値が高いことをコンパレータ２３が検出すると、フリップフロップ２５のリセット端子に信号が入力されスイッチング素子Ｑ１をターンオフする。また第２のしきい値よりもインダクタ電流値が低いことをコンバレータ２１が検出すると、フリップフロップ２５のセット端子に信号が入力されスイッチング素子Ｑ１をターンオンする。
　図２は、本第１実施例の交流入力電源の半サイクルにおける、インダクタ電流の波形図と、第１および第２のしきい値を示している。インダクタ電流が第１のしきい値となったときに、スイッチング素子がターンオフし、またインダクタ電流が第２のしきい値となったときに、スイッチング素子がターンオンするように制御されていることを示している。
　図２の交流入力電源の半サイクルにおいて、所定の値がどのように設定されているかを、具体的に説明する。
　本発明では、インダクタ電流のリップルがインダクタ飽和電流を超えない範囲で、リップルが大きくなるように、所定の値を設定する。この結果、スイッチング回数を少なくすることができる。スイッチング損失はスイッチング素子がターンオンおよびターンオフするときに発生するため、スイッチング回数が少ないことでスイッチング損失は改善される。
　図２からわかるように、交流入力電源の半サイクルにおいて、インダクタ電流の立上り付近および立下り付近においては、リップルが大きくなるように所定の値を大きく設定しており、スイッチング損失が改善されている。インダクタ電流のピーク付近では、リップルが小さくなるように所定の値を小さく設定しており、インダクタ飽和電流を超えないように制御されている。
　このように所定の値が入力電圧の位相に同期して変化することで、インダクタ飽和電流を考慮しながらスイッチング損失を改善することができる。
　負荷電力が変動したときには、所定の値を次のように設定する。負荷電力が小さくなったときには、インダクダ平均電流が小さくなるように制御する。そのときには基準値とインダクタ飽和電流の差が大きくなり、所定の値を大きく設定することができる。インダクタ電流のピーク付近においても、スイッチング損失が改善される。
　負荷電力が大きくなったときには、インダクタ平均電流を大きくする必要があるが、リップルの大きさが負荷電力の小さいときと同じであれば、インダクタ飽和電流を超える可能性がある。このとき所定の値を小さく設定することにより、インダクタ電流のリップルがインダクタ飽和電流を超えない範囲で制御することが可能となるため、大電力用途への適用も可能となる。
　本第１実施例の動作において、スイッチング周波数は固定されていないため、ＥＭＩノイズも改善された動作となっている。
　入力電圧や負荷電力に応じて適切に所定の値を設定するためには、スイッチング制御回路３５としてはＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）を用いることが望ましい。
　（第２実施例）
　図３は本第２実施例のＰＦＣコンバータの回路ブロック図である。特徴となる部分はコンパレータ２１の後段に設けられた、ＡＮＤ回路２７とワンパルス信号を出力する単安定マルチバイブレータ２９である。
　単安定マルチバイブレータ２９にはフリップフロップ３５からの、ターンオンの出力信号の検出結果が入力され、その時点を起点として一定期間のワンパルスが出力される。このワンパルスはコンパレータ２１の出力と共にＡＮＤ回路に入力され、ワンパルス期間中はスイッチング素子の次のターンオンが制限される。これによりターンオンから次のターンオンまでの期間が所定時間未満であるときに、前記次のターンオンを遅延させて、所定時間経過後に前記次のターンオンが実施されることになり、図４に示すような、インダクタ電流に不連続となる期間を設けた動作とすることができる。この結果、例えば軽負荷時のスイッチング周波数の高周波化を抑制することができる。
　単安定マルチバイブレータ２９がワンパルスを出力する起点は、スイッチング素子のターンオンに限らず、ターンオフであってもよいし、スイッチング素子の電流ゼロとなったときであってもよい。また遅延させる所定の時間は、入力電圧の位相に応じて変化してもよい。
　（第３実施例）
　図５は本第３実施例のＰＦＣコンバータの回路ブロック図である。また図６はＰＦＣコンバータ１０１の４つのタイミングでの電流経路を示す図である。
　図５に示すＰＦＣコンバータ１０１は、ダイオードブリッジを介さずに入力電源に接続されたインダクタと、２つのスイッチング素子とを備えたダイオードブリッジレスＰＦＣコンバータである。
　図５において、符号Ｐ１１，Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０１の入力端、符号Ｐ２１，Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０１の出力端である。入力端Ｐ１１－Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力端Ｐ２１－Ｐ２２には負荷回路２０が接続される。
　負荷回路２０は例えばＤＣ－ＤＣコンバータ及びそのＤＣ－ＤＣコンバータによって電源供給を受ける電子機器の回路である。
　ＰＦＣコンバータ１０１の入力段には、入力電圧検出回路１１を設け、一方のラインにインダクタＬ１を直列に接続している。インダクタＬ１の後段には、ダイオードＤ１、Ｄ２及びスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２によるブリッジ回路を接続している。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のソースとグランドとの間には電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２を接続している。ブリッジ回路の出力には平滑コンデンサＣ１からなる平滑回路を並列接続している。
　図６（Ａ）は、交流入力電源の正の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオン状態であるときの電流経路、図６（Ｂ）は、交流入力電源の正の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオフ状態であるときの電流経路である。
　また、図６（Ｃ）は、交流入力電源の負の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオン状態であるときの電流経路、図６（Ｄ）は、交流入力電源の負の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオフ状態であるときの電流経路である。
　交流入力電源の正の半サイクルで、Ｑ１、Ｑ２がオン状態であるとき、図６（Ａ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積され、Ｑ１、Ｑ２がオフ状態であるとき、図６（Ｂ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１から励磁エネルギーが放出される。このとき、Ｑ２の寄生ダイオードを介して電流が流れる。同様に、交流入力電源の負の半サイクルで、Ｑ１、Ｑ２がオン状態であるとき、図６（Ｃ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積され、Ｑ１、Ｑ２がオフ状態であるとき、図６（Ｄ）に示すタイミングで、インダクタＬ１から励磁エネルギーが放出される。このとき、Ｑ１の寄生ダイオードを介して電流が流れる。
　電流検出用抵抗Ｒ１および電流検出用抵抗Ｒ２は、交流入力電源の正の半サイクルまたは交流入力電源の負の半サイクルで、インダクタＬ１に流れる電流を検出するために設けている。図５に示したスイッチング制御回路１３は、第１実施例で示した方法または第２実施例で示した方法でインダクタ電流を制御する。
　第１実施例と同様の方法によりインダクタ電流が制御される場合は、図２に示したとおり、スイッチング制御回路１３の内部で生成された第１のしきい値および第２のしきい値と、インダクタ電流がコンパレータで比較され、Ｑ１およびＱ２がそれぞれターンオン・ターンオフされる。
　第２実施例と同様の方法によりインダクタ電流が制御される場合は、図４に示したとおり、ターンオンの出力信号の検出結果から、次のターンオンまでの期間が所定時間未満であるときに、前記次のターンオンを遅延させて、所定時間経過後に前記次のターンオンが実施される。
　以上に示した第２実施例および第３実施例においても、スイッチング制御回路３５としてはＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）を用いることで、制御を容易とすることができる。
　　Ｂ１　ダイオードブリッジ
　　Ｃ１　平滑コンデンサ
　　Ｄ１、Ｄ２　ダイオード
　　Ｉａｃ　入力電流
　　ＩＬ　インダクタ電流
　　Ｌ１　インダクタ
　　Ｐ１１、Ｐ１２　入力端
　　Ｐ２１、Ｐ２２　出力端
　　Ｑ１、Ｑ２　スイッチング素子
　　Ｒ１、Ｒ２　電流検出用抵抗
　　Ｖａｃ　交流入力電源
　　Ｖｏ　出力電圧
　　Ｖｒｅｆ　出力電圧目標値
　　１１　入力電圧検出回路
　　１２　出力電圧検出回路
　　１３　加算要素
　　１５　電圧補償器
　　１７　乗算器
　　１９　しきい値設定器
　　２１、２３　コンパレータ
　　２５　フリップフロップ
　　２７　ＡＮＤ回路
　　２９　単安定マルチバイブレータ
　　３０　負荷回路
　　３５　スイッチング制御回路
　　１０１　ＰＦＣコンバータ

Claims (6)

  1. 　交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
    　前記整流回路の次段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
    　前記スイッチング素子に並列に接続された整流平滑回路と、
    　前記整流回路から入力される入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、
    　前記インダクタに流れる電流を検出するインダクタ電流検出手段と、
    　前記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
    　前記インダクタ電流の平均値が前記入力電圧に対して相似形となるように、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段とを備え、
    　前記インダクタ電流が第１のしきい値に達したときに前記スイッチング素子をターンオフし、前記インダクタ電流が第２のしきい値に達したときに前記スイッチング素子をターンオンするように構成され、
    　前記スイッチング制御手段において、前記入力電圧検出手段および前記出力電圧検出手段の結果から、前記インダクタ電流の基準値が設定されており、
    　前記第１のしきい値は前記基準値に所定の値を加算して生成され、前記第２のしきい値は前記基準値から前記所定の値を減算して生成されるように構成されたことを特徴とするＰＦＣコンバータ。
  2. 　負荷に対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
    　前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
    　負荷に対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
    　負荷に対して並列に接続された平滑回路と、
    　前記交流入力電源から入力される入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、
    　前記平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
    　前記インダクタに流れる電流を検出するインダクタ電流検出手段と、
    　前記インダクタ電流の平均値が前記入力電圧に対して相似形となるように前記第１及び第２のスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段とを備え、
    　前記インダクタ電流が第１のしきい値に達したときに前記第１及び第２のスイッチング素子をオフし、前記インダクタ電流が第２のしきい値に達したときに前記第１及び第２のスイッチング素子をオンするように構成され、
    　前記スイッチング制御手段において、前記入力電圧検出手段および前記出力電圧検出手段の結果から、前記インダクタ電流の基準値が設定されており、
    　前記第１のしきい値は前記基準値に所定の値を加算して生成され、前記第２のしきい値は前記基準値から前記所定の値を減算して生成されるように構成されたことを特徴とするＰＦＣコンバータ。
  3. 　前記所定の値が、入力電圧の位相に同期して変化することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＰＦＣコンバータ。
  4. 　軽負荷であって前記インダクタ電流の基準値が小さいときに、前記スイッチング素子のターンオンを遅延することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のＰＦＣコンバータ。
  5. 　前記スイッチング素子のターンオンまたはターンオフまたは電流ゼロを起点として、所定時間経過後に次のターンオンを実施することを特徴とする請求項４に記載のＰＦＣコンバータ。
  6. 　前記所定時間が入力電圧の位相に応じて変化することを特徴とする請求項５に記載のＰＦＣコンバータ。
PCT/JP2010/063294 2009-09-11 2010-08-05 Ｐｆｃコンバータ WO2011030640A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201080040207.1A CN102484425B (zh) 2009-09-11 2010-08-05 Pfc转换器
JP2011530784A JP5316823B2 (ja) 2009-09-11 2010-08-05 Ｐｆｃコンバータ
US13/406,602 US8508195B2 (en) 2009-09-11 2012-02-28 PFC converter using a predetermined value that varies in synchronization with a phase of the input voltage

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009210721 2009-09-11
JP2009-210721 2009-09-11

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/406,602 Continuation US8508195B2 (en) 2009-09-11 2012-02-28 PFC converter using a predetermined value that varies in synchronization with a phase of the input voltage

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011030640A1 true WO2011030640A1 (ja) 2011-03-17

Family

ID=43732314

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2010/063294 WO2011030640A1 (ja) 2009-09-11 2010-08-05 Ｐｆｃコンバータ

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8508195B2 (ja)
JP (1) JP5316823B2 (ja)
CN (1) CN102484425B (ja)
WO (1) WO2011030640A1 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104303410A (zh) * 2012-04-27 2015-01-21 雷诺股份公司 控制蓄电池充电的方法
JP2015035891A (ja) * 2013-08-08 2015-02-19 東芝テック株式会社 電力変換装置
US9929637B2 (en) 2014-09-26 2018-03-27 Mitsubishi Electric Corporation Power converting device
WO2018123115A1 (ja) * 2016-12-28 2018-07-05 三菱電機株式会社 点灯装置及び照明器具
WO2021028972A1 (ja) * 2019-08-09 2021-02-18 オムロン株式会社 電力変換装置の制御回路

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010106701A1 (ja) * 2009-03-18 2010-09-23 株式会社村田製作所 Ｐｆｃコンバータ
CN102308462B (zh) * 2009-03-24 2014-07-02 株式会社村田制作所 开关电源装置
US9673697B2 (en) * 2010-07-22 2017-06-06 Earl W McCune, Jr. AC/DC power conversion methods and apparatus
WO2012116263A1 (en) 2011-02-24 2012-08-30 Crane Electronics, Inc. Ac/dc power conversion system and method of manufacture of same
JP6067591B2 (ja) * 2011-03-09 2017-01-25 フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ 調整可能なフライバック又はバックブーストコンバータ
US9065330B1 (en) 2011-11-15 2015-06-23 Marvell International Ltd. Method and apparatus for controlling TRIAC dimmable device
WO2013138634A1 (en) * 2012-03-14 2013-09-19 Marvell World Trade Ltd Method and apparatus for starting up
EP2648323B1 (en) * 2012-04-03 2018-09-05 Nxp B.V. Switched-Mode Power Supply with Feedforward Control based on Load Setpoint
DE102012215155A1 (de) * 2012-08-27 2014-02-27 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Regeln der Stromstärke des durch einen induktiven Verbraucher fließenden elektrischen Stroms sowie entsprechende Schaltungsanordnung
JP2014239620A (ja) * 2013-06-10 2014-12-18 ソニー株式会社 スイッチング電源装置、スイッチング電源制御方法および電子機器
JP6279080B2 (ja) 2014-07-08 2018-02-14 三菱電機株式会社 電力変換装置
US9831768B2 (en) 2014-07-17 2017-11-28 Crane Electronics, Inc. Dynamic maneuvering configuration for multiple control modes in a unified servo system
JP6400103B2 (ja) 2014-08-05 2018-10-03 三菱電機株式会社 電力変換装置
US9230726B1 (en) 2015-02-20 2016-01-05 Crane Electronics, Inc. Transformer-based power converters with 3D printed microchannel heat sink
US9160228B1 (en) * 2015-02-26 2015-10-13 Crane Electronics, Inc. Integrated tri-state electromagnetic interference filter and line conditioning module
US9293999B1 (en) 2015-07-17 2016-03-22 Crane Electronics, Inc. Automatic enhanced self-driven synchronous rectification for power converters
CN105911416B (zh) * 2016-05-27 2019-05-31 广东美的制冷设备有限公司 功率因数校正pfc电路的故障诊断方法和装置
US9780635B1 (en) 2016-06-10 2017-10-03 Crane Electronics, Inc. Dynamic sharing average current mode control for active-reset and self-driven synchronous rectification for power converters
US9735566B1 (en) 2016-12-12 2017-08-15 Crane Electronics, Inc. Proactively operational over-voltage protection circuit
US9742183B1 (en) 2016-12-09 2017-08-22 Crane Electronics, Inc. Proactively operational over-voltage protection circuit
CN109309447B (zh) * 2017-07-28 2021-02-12 南京理工大学 恒定开关频率控制的crm降压pfc变换器
CN107333363B (zh) * 2017-08-28 2019-05-31 北京小米移动软件有限公司 降低电磁干扰的***及灯具
US9979285B1 (en) 2017-10-17 2018-05-22 Crane Electronics, Inc. Radiation tolerant, analog latch peak current mode control for power converters
WO2020066032A1 (ja) * 2018-09-28 2020-04-02 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機
US10425080B1 (en) 2018-11-06 2019-09-24 Crane Electronics, Inc. Magnetic peak current mode control for radiation tolerant active driven synchronous power converters
US10788523B1 (en) * 2019-06-14 2020-09-29 Infineon Technologies Ag Inductor value determination for power converter

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0340752A (ja) * 1989-03-07 1991-02-21 Thorn Emi Plc スイッチド・モード型レギュレータ回路
JPH07115774A (ja) * 1993-10-18 1995-05-02 Nec Corp 電源装置
JPH1080135A (ja) * 1996-09-03 1998-03-24 Nippon Motorola Ltd 交流−直流変換装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0756636Y2 (ja) 1989-11-02 1995-12-25 新電元工業株式会社 スイッチング電源
JPH0775329A (ja) 1993-08-31 1995-03-17 Origin Electric Co Ltd アクティブフィルタ
JPH09140145A (ja) * 1995-11-15 1997-05-27 Samsung Electron Co Ltd 力率補償回路を備えた昇圧型コンバータ
KR100206143B1 (ko) 1996-08-28 1999-07-01 윤종용 고역률 보상회로
KR100303450B1 (ko) 1998-05-29 2001-11-30 김덕중 역률보정제어기
US6657417B1 (en) * 2002-05-31 2003-12-02 Champion Microelectronic Corp. Power factor correction with carrier control and input voltage sensing
US6946819B2 (en) * 2002-08-01 2005-09-20 Stmicroelectronics S.R.L. Device for the correction of the power factor in power supply units with forced switching operating in transition mode
DE602004013717D1 (de) * 2004-03-22 2008-06-26 St Microelectronics Srl Übergangsmodus-Leistungsfaktorkorrekturvorrichtung in Schaltnetzteilen
JP4678215B2 (ja) * 2005-03-15 2011-04-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4899547B2 (ja) 2005-10-21 2012-03-21 富士電機株式会社 スイッチング電源
JP4774987B2 (ja) * 2005-12-28 2011-09-21 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4971750B2 (ja) * 2006-10-31 2012-07-11 株式会社日立製作所 電源回路、及びこれに用いる制御回路
JP5368979B2 (ja) * 2007-06-04 2013-12-18 パナソニック株式会社 電源制御装置およびその電源制御装置を有するヒートポンプ装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0340752A (ja) * 1989-03-07 1991-02-21 Thorn Emi Plc スイッチド・モード型レギュレータ回路
JPH07115774A (ja) * 1993-10-18 1995-05-02 Nec Corp 電源装置
JPH1080135A (ja) * 1996-09-03 1998-03-24 Nippon Motorola Ltd 交流−直流変換装置

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104303410A (zh) * 2012-04-27 2015-01-21 雷诺股份公司 控制蓄电池充电的方法
JP2015035891A (ja) * 2013-08-08 2015-02-19 東芝テック株式会社 電力変換装置
US9929637B2 (en) 2014-09-26 2018-03-27 Mitsubishi Electric Corporation Power converting device
WO2018123115A1 (ja) * 2016-12-28 2018-07-05 三菱電機株式会社 点灯装置及び照明器具
WO2018123056A1 (ja) * 2016-12-28 2018-07-05 三菱電機株式会社 点灯装置及び照明器具
JPWO2018123115A1 (ja) * 2016-12-28 2019-03-28 三菱電機株式会社 点灯装置及び照明器具
WO2021028972A1 (ja) * 2019-08-09 2021-02-18 オムロン株式会社 電力変換装置の制御回路
JPWO2021028972A1 (ja) * 2019-08-09 2021-02-18
JP7160208B2 (ja) 2019-08-09 2022-10-25 オムロン株式会社 電力変換装置の制御回路
US12021448B2 (en) 2019-08-09 2024-06-25 Omron Corporation Control circuit for power converter apparatus provided with PFC circuit operating in current critical mode

Also Published As

Publication number Publication date
CN102484425B (zh) 2014-12-10
CN102484425A (zh) 2012-05-30
JPWO2011030640A1 (ja) 2013-02-04
JP5316823B2 (ja) 2013-10-16
US8508195B2 (en) 2013-08-13
US20120155132A1 (en) 2012-06-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5316823B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
JP5182375B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
JP5104947B2 (ja) スイッチング電源装置
JP5170096B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
JP5104946B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
US9621028B2 (en) Digitally controlled PFC converter with multiple discontinuous modes
JP5141774B2 (ja) Ｐｆｃコンバータ
CN110741543B (zh) 在没有电流传感器的情况下对开关式边界模式功率转换器进行数字控制
KR100796890B1 (ko) 스위칭 전원장치
WO2010061654A1 (ja) Ｐｆｃコンバータ
WO2015049716A1 (ja) 力率改善回路
JP6217340B2 (ja) 電源装置
JP2011152017A (ja) スイッチング電源装置
WO2019032501A1 (en) DIGITAL CONTROL OF POWER CONVERTER INTERLACED IN SWITCHED LIMIT MODE WITH REDUCED CROSS DISTORTION
JP2010068688A (ja) スイッチング電源装置
US11095206B2 (en) AC-DC converter with boost front end having flat current and active blanking control
TWI551024B (zh) 交流－直流電力轉換裝置及其控制方法
JP2013070586A (ja) スイッチングコンバータ
KR101804773B1 (ko) 리플 제거 기능을 구비한 교류-직류 컨버터 회로
KR101782497B1 (ko) 부스트 pfc의 dcm 영역 입력 전압 확장 제어 장치 및 제어 방법
JPWO2012164981A1 (ja) スイッチング電源装置
JP4702497B1 (ja) 多出力スイッチング電源装置
Fiorentino et al. Improving the light load efficiency and THD of PFC converters using a Line Cycle Skipping method
Yoshimura et al. Performance characteristics of digital boundary current control sensor-less PFC converter
JPH09289771A (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201080040207.1

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10815237

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011530784

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 10815237

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1