JP2021114866A - Drive control system for vehicle - Google Patents

Abstract

To suppress a torque deviation caused by step-up intermittent control of a converter while reducing a loss of the converter by the step-up intermittent control.SOLUTION: A drive control system for a vehicle comprises a power storage device B, an inverter 14, a converter 12, and a control device 30. The control device 30 performs switching between pulse width modulation control and rectangular wave control depending on a modulation degree to control the inverter 14. The control device 30 controls the converter 12 using a continuous control mode for making the converter 12 act continuously and an intermittent control mode for making the converter act intermittently. Control gain of the rectangular wave control in the case that the converter 12 acts in the intermittent control mode is larger than control gain in the case that the converter 12 acts in the continuous control mode.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本開示は、車両の駆動制御システムに関する。 The present disclosure relates to a vehicle drive control system.

特開２０１５−２２３０７０号公報（特許文献１）は、直流電源に接続されて直流電源電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータを備える車両の駆動制御システムを開示する。この駆動制御システムでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの損失を低減するために、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作中に所定の停止条件の成立に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータを停止する昇圧間欠制御が行なわれる（特許文献１参照）。 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2015-22307 (Patent Document 1) discloses a vehicle drive control system including a DC / DC converter connected to a DC power supply to boost a DC power supply voltage. In this drive control system, in order to reduce the loss of the DC / DC converter, intermittent boost control for stopping the DC / DC converter is performed according to the satisfaction of a predetermined stop condition during the boost operation of the DC / DC converter. (See Patent Document 1).

特開２０１５−２２３０７０号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2015-22307 特開２０１９−１４６２８１号公報JP-A-2019-146281

コンバータを間欠的に作動させる昇圧間欠制御は、コンバータの損失を低減できる点で有用であるが、コンバータの停止中の負荷変動に応じてコンバータの出力電圧（昇圧後の直流電圧であり、以下「電圧ＶＨ」と称する場合がある。）の変動は大きくなる。そのため、電圧ＶＨに対するインバータ出力電圧（モータ電圧）の比である変調度（「電圧利用率」と称される場合もある。）によりパルス幅変調制御（以下「ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御」と称する。）と矩形波制御とを切り替えてインバータを制御する場合に、昇圧間欠制御による電圧ＶＨの変動に応じて変調度が変動することにより、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わる。これにより、詳細は後述するが、ｄ軸電圧指令値が徐々に上昇し、その結果、トルク指令値に対する実トルクの追従性が低下してトルク偏差が生じる場合がある。また、トルクの追従性が低下すると、本来発生し得ないような各種偏差が生じる場合もあり、このような偏差に基づいてシステムを監視している場合に、異常と誤検出することも懸念される。 Intermittent step-up control, which operates the converter intermittently, is useful in that it can reduce the loss of the converter. (Sometimes referred to as "voltage VH"), the fluctuation becomes large. Therefore, pulse width modulation control (hereinafter referred to as "PWM (Pulse Width Modulation) control") is performed by the degree of modulation (sometimes referred to as "voltage utilization rate"), which is the ratio of the inverter output voltage (motor voltage) to the voltage VH. When the inverter is controlled by switching between (referred to as) and rectangular wave control, PWM control and rectangular wave control are frequently switched by changing the degree of modulation according to the fluctuation of the voltage VH due to the intermittent boost control. As a result, as will be described in detail later, the d-axis voltage command value may gradually increase, and as a result, the followability of the actual torque with respect to the torque command value may decrease, resulting in torque deviation. In addition, if the torque followability is reduced, various deviations that cannot occur originally may occur, and when the system is monitored based on such deviations, there is a concern that it may be erroneously detected as an abnormality. NS.

本開示は、かかる問題を解決するためになされたものであり、本開示の目的は、コンバータの昇圧間欠制御によりコンバータの損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制可能な車両の駆動制御システムを提供することである。 The present disclosure has been made to solve such a problem, and an object of the present disclosure is to suppress a decrease in torque followability due to intermittent boost control while reducing the loss of the converter by intermittent boost control of the converter. It is to provide a possible vehicle drive control system.

本開示の車両の駆動制御システムは、蓄電装置と、インバータと、コンバータと、制御装置とを備える。インバータは、走行用の電動機を駆動する。コンバータは、蓄電装置とインバータとの間に設けられ、蓄電装置からインバータに供給される直流電力の電圧を蓄電装置の電圧以上に昇圧する。制御装置は、インバータ及びコンバータを制御する。制御装置は、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを変調度により切り替えてインバータを制御する。また、制御装置は、コンバータを連続的に作動させる連続制御モードと、コンバータを間欠的に作動させる間欠制御モード（昇圧間欠制御）とのいずれかでコンバータを制御する。そして、コンバータが間欠制御モードで作動するときの矩形波制御の制御ゲインは、コンバータが連続制御モードで作動するときの矩形波制御の制御ゲインよりも大きい。 The vehicle drive control system of the present disclosure includes a power storage device, an inverter, a converter, and a control device. The inverter drives a motor for traveling. The converter is provided between the power storage device and the inverter, and boosts the voltage of the DC power supplied from the power storage device to the inverter to a voltage higher than that of the power storage device. The control device controls the inverter and the converter. The control device controls the inverter by switching between PWM control and square wave control according to the degree of modulation. Further, the control device controls the converter in either a continuous control mode in which the converter is continuously operated or an intermittent control mode (boost intermittent control) in which the converter is operated intermittently. The control gain of the rectangular wave control when the converter operates in the intermittent control mode is larger than the control gain of the rectangular wave control when the converter operates in the continuous control mode.

上述のように、間欠制御モード時は、電圧ＶＨの変動が大きくなるため、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わることによりｄ軸電圧指令値が徐々に上昇し、その結果、トルク追従性の低下が生じる場合がある。この現象について、発明者らは詳細な解析を試み、以下の知見を得た。 As described above, in the intermittent control mode, the fluctuation of the voltage VH becomes large, so that the d-axis voltage command value gradually increases due to frequent switching between PWM control and square wave control, and as a result, torque followability May occur. The inventors attempted a detailed analysis of this phenomenon and obtained the following findings.

間欠制御モード中に、コンバータの停止により指令値に対して電圧ＶＨが低下すると、ＰＷＭ制御において、ｑ軸電圧指令値に対して実際のｑ軸電圧が低下する。そうすると、ｄ軸電流が負側に増加し、ｄ軸電流偏差に応じてｄ軸電圧指令値が増加する。これにより、変調度が上昇し、インバータの制御はＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替わる。矩形波制御では、電圧位相が操作され、増加したｄ軸電圧指令値は低下していく。一方、コンバータについては、電圧ＶＨが所定レベルまで低下すると、コンバータが作動して電圧ＶＨが上昇する。電圧ＶＨが上昇すると、変調度が低下し、矩形波制御からパルス幅変調制御に切り替わる。 If the voltage VH drops with respect to the command value due to the stop of the converter during the intermittent control mode, the actual q-axis voltage drops with respect to the q-axis voltage command value in PWM control. Then, the d-axis current increases to the negative side, and the d-axis voltage command value increases according to the d-axis current deviation. As a result, the degree of modulation increases, and the control of the inverter is switched from PWM control to rectangular wave control. In the square wave control, the voltage phase is manipulated, and the increased d-axis voltage command value decreases. On the other hand, for the converter, when the voltage VH drops to a predetermined level, the converter operates and the voltage VH rises. When the voltage VH rises, the degree of modulation decreases, and the rectangular wave control is switched to the pulse width modulation control.

ところで、インバータの入力側（直流側）には、通常、平滑用のコンデンサが設けられており、装置小型化のために、コンデンサの容量を低減する場合がある。この場合、負荷変動に応じて電圧ＶＨが変動しやすくなるため、センサ誤差等の外乱によるロバスト性を考慮して、矩形波制御の制御ゲインを低めに設定する場合がある。 By the way, a smoothing capacitor is usually provided on the input side (DC side) of the inverter, and the capacity of the capacitor may be reduced in order to reduce the size of the device. In this case, since the voltage VH tends to fluctuate according to the load fluctuation, the control gain of the rectangular wave control may be set low in consideration of robustness due to disturbance such as sensor error.

このため、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値が矩形波制御により適切なレベルに戻る（低下する）前に、コンバータの作動による電圧ＶＨの上昇により矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替わる場合がある。そうすると、前回のＰＷＭ制御への切替時よりもｄ軸電圧指令値が大きい状態からＰＷＭ制御が行なわれ、ｄ軸電圧指令値がさらに増加する。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わると、ｄ軸電圧指令値が徐々に上昇していく。 Therefore, before the d-axis voltage command value increased in the PWM control returns (decreases) to an appropriate level by the square wave control, the rectangular wave control may be switched to the PWM control due to the increase in the voltage VH due to the operation of the converter. .. Then, the PWM control is performed from the state where the d-axis voltage command value is larger than that at the time of the previous switching to the PWM control, and the d-axis voltage command value is further increased. As described above, when the PWM control and the rectangular wave control are frequently switched, the d-axis voltage command value gradually increases.

そこで、本開示の駆動制御システムでは、矩形波制御の制御ゲインについて、コンバータが間欠制御モードで作動するときの制御ゲインを、コンバータが連続制御モードで作動するときの制御ゲインよりも大きくする。これにより、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値を矩形波制御において適切なレベルに戻すことが可能となる。したがって、この駆動制御システムによれば、コンバータの昇圧間欠制御によりコンバータの損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制することができる。 Therefore, in the drive control system of the present disclosure, regarding the control gain of the square wave control, the control gain when the converter operates in the intermittent control mode is made larger than the control gain when the converter operates in the continuous control mode. As a result, in the intermittent control mode, the d-axis voltage command value increased in the PWM control can be returned to an appropriate level in the rectangular wave control. Therefore, according to this drive control system, it is possible to suppress the decrease in torque followability due to the intermittent boost control while reducing the loss of the converter by the intermittent boost control of the converter.

本開示の車両の駆動制御システムによれば、コンバータの昇圧間欠制御によりコンバータの損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制することができる。 According to the vehicle drive control system of the present disclosure, it is possible to suppress the decrease in torque followability due to the intermittent boost control while reducing the loss of the converter by the intermittent boost control of the converter.

本開示の実施の形態１に従う駆動制御システムを搭載した車両の全体構成図である。FIG. 5 is an overall configuration diagram of a vehicle equipped with a drive control system according to the first embodiment of the present disclosure. 図１に示す制御装置の構成を機能的に示すブロック図である。It is a block diagram which functionally shows the structure of the control device shown in FIG. 図２に示すＰＷＭ制御部の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the PWM control unit shown in FIG. 図２に示す矩形波制御部の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the rectangular wave control part shown in FIG. 間欠制御モード中の各種パラメータの変化を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the change of various parameters in an intermittent control mode. 実施の形態１に従う制御装置により実行される矩形波制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the processing procedure of the rectangular wave control executed by the control apparatus according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態２に従う制御装置により実行されるＰＷＭ制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the processing procedure of the PWM control executed by the control device according to Embodiment 2.

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。以下では、複数の実施の形態について説明するが、各実施の形態で説明された構成を適宜組合わせることは出願当初から予定されている。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。 Hereinafter, embodiments of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings. Hereinafter, a plurality of embodiments will be described, but it is planned from the beginning of the application that the configurations described in the respective embodiments are appropriately combined. The same or corresponding parts in the drawings are designated by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated.

［実施の形態１］
＜駆動制御システムの構成＞
図１は、本開示の実施の形態１に従う駆動制御システムを搭載した車両の全体構成図である。図１を参照して、車両１００は、直流電圧発生部１０♯と、コンデンサＣ０と、インバータ１４と、電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。 [Embodiment 1]
<Configuration of drive control system>
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a vehicle equipped with a drive control system according to the first embodiment of the present disclosure. With reference to FIG. 1, the vehicle 100 includes a DC voltage generating unit 10 #, a capacitor C0, an inverter 14, an electric motor M1, and a control device 30.

直流電圧発生部１０♯は、蓄電装置Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。蓄電装置Ｂは、再充電可能に構成された電力貯蔵要素である。蓄電装置Ｂは、たとえば、リチウムイオン電池或いはニッケル水素電池等の二次電池や、電気二重層キャパシタ等の蓄電素子を含んで構成される。なお、リチウムイオン二次電池は、リチウムを電荷担体とする二次電池であり、電解質が液体の一般的なリチウムイオン二次電池のほか、固体の電解質を用いた所謂全固体電池も含み得る。 The DC voltage generation unit 10 # includes a power storage device B, system relays SR1 and SR2, a capacitor C1, and a converter 12. The power storage device B is a power storage element configured to be rechargeable. The power storage device B includes, for example, a secondary battery such as a lithium ion battery or a nickel hydrogen battery, and a power storage element such as an electric double layer capacitor. The lithium ion secondary battery is a secondary battery using lithium as a charge carrier, and may include a so-called all-solid-state battery using a solid electrolyte as well as a general lithium ion secondary battery having a liquid electrolyte.

蓄電装置Ｂの電圧Ｖｂ及び蓄電装置Ｂに対して入出力される電流Ｉｂは、それぞれ電圧センサ１０及び電流センサ１１によって検知される。システムリレーＳＲ１は、蓄電装置Ｂの正極端子と電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、蓄電装置Ｂの負極端子と電力線５との間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。 The voltage Vb of the power storage device B and the current Ib input / output to the power storage device B are detected by the voltage sensor 10 and the current sensor 11, respectively. The system relay SR1 is connected between the positive electrode terminal of the power storage device B and the power line 6, and the system relay SR2 is connected between the negative electrode terminal of the power storage device B and the power line 5. The system relays SR1 and SR2 are turned on / off by the signal SE from the control device 30.

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、電力線７と電力線５の間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に逆並列に接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続ノードと電力線６との間に接続される。コンデンサＣ０は、電力線７と電力線５との間に接続される。 The converter 12 includes a reactor L1, switching elements Q1 and Q2, and diodes D1 and D2. The switching elements Q1 and Q2 are connected in series between the power line 7 and the power line 5. The on / off of the switching elements Q1 and Q2 is controlled by the switching control signals S1 and S2 from the control device 30. The diodes D1 and D2 are connected to the switching elements Q1 and Q2 in antiparallel, respectively. The reactor L1 is connected between the connection node of the switching elements Q1 and Q2 and the power line 6. The capacitor C0 is connected between the power line 7 and the power line 5.

インバータ１４は、電力線７と電力線５との間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。各相アームは、電力線７と電力線５との間に直列接続されたスイッチング素子を含む。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８には、それぞれダイオードＤ３〜Ｄ８が逆並列に接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン／オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。 The inverter 14 includes a U-phase arm 15, a V-phase arm 16, and a W-phase arm 17, which are provided in parallel between the power line 7 and the power line 5. Each phase arm includes a switching element connected in series between the power line 7 and the power line 5. For example, the U-phase arm 15 is composed of switching elements Q3 and Q4, the V-phase arm 16 is composed of switching elements Q5 and Q6, and the W-phase arm 17 is composed of switching elements Q7 and Q8. Diodes D3 to D8 are connected in antiparallel to the switching elements Q3 to Q8, respectively. The on / off of the switching elements Q3 to Q8 is controlled by the switching control signals S3 to S8 from the control device 30.

なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。 As the switching elements Q1 to Q8, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, a power bipolar transistor, or the like can be used.

電動機Ｍ１は、図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生する。或いは、電動機Ｍ１は、図示しないエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機及び発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。電動機Ｍ１は、代表的には３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。そして、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルの他端は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点に接続される。 The motor M1 generates torque for driving a drive wheel (not shown). Alternatively, the motor M1 may be configured to have the function of a generator driven by an engine (not shown), or may be configured to have the functions of the motor and the generator at the same time. The motor M1 is typically a three-phase permanent magnet type synchronous motor, and is configured such that one end of three coils of U, V, and W phases is commonly connected to a neutral point. The other ends of the U, V, and W phase coils are connected to the intermediate points of the switching elements of the U, V, and W phase arms 15 to 17, respectively.

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が相補的かつ交互にオン／オフするように制御される。コンバータ１２は、電圧ＶＨを電圧Ｖｂ以上に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積される電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１を介して電力線７へ供給することにより行なわれる。 The converter 12 is basically controlled so that the switching elements Q1 and Q2 are complementarily and alternately turned on / off within each switching cycle. The converter 12 boosts the voltage VH to the voltage Vb or higher. This boosting operation is performed by supplying the electromagnetic energy stored in the reactor L1 during the ON period of the switching element Q2 to the power line 7 via the switching element Q1 and the diode D1.

この昇圧動作における電圧変換比（ＶＨ及びＶｂの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオン，オフに固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。 The voltage conversion ratio (ratio of VH and Vb) in this boosting operation is controlled by the on-period ratio (duty ratio) of the switching elements Q1 and Q2 with respect to the switching cycle. If the switching elements Q1 and Q2 are fixed on and off, respectively, VH = Vb (voltage conversion ratio = 1.0) can be set.

コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、コンデンサＣ０の両端の電圧すなわち電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。 The capacitor C0 smoothes the DC voltage from the converter 12 and supplies the smoothed DC voltage to the inverter 14. The voltage sensor 13 detects the voltage across the capacitor C0, that is, the voltage VH, and outputs the detected value to the control device 30.

インバータ１４は、電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換し、正のトルクを出力するように電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換し、トルクが零になるように電動機Ｍ１を駆動する。これにより、電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零又は正のトルクを発生するように駆動される。 When the torque command value of the motor M1 is positive (Trqcom> 0), the inverter 14 converts the DC voltage into an AC voltage by the switching operation of the switching elements Q3 to Q8 in response to the switching control signals S3 to S8, and is positive. The electric motor M1 is driven so as to output the torque of. Further, when the torque command value of the motor M1 is zero (Trqcom = 0), the inverter 14 converts the DC voltage into an AC voltage by the switching operation in response to the switching control signals S3 to S8, and the torque becomes zero. The electric motor M1 is driven as described above. As a result, the motor M1 is driven so as to generate zero or positive torque specified by the torque command value Trqcom.

さらに、車両の回生制動時には、電動機Ｍ１のトルク指令値が負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンバータ１２へ供給する。なお、ここでいう回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（又は加速の中止）させることを含む。 Further, at the time of regenerative braking of the vehicle, the torque command value of the motor M1 is set to a negative value (Trqcom <0). In this case, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the electric motor M1 into a DC voltage by the switching operation in response to the switching control signals S3 to S8, and supplies the converted DC voltage to the converter 12. Regenerative braking here refers to braking that involves regenerative power generation when the driver who drives the electric vehicle operates the foot brake, or to turn off the accelerator pedal while driving, although the foot brake is not operated. Includes decelerating (or stopping acceleration) the vehicle while causing regenerative power generation.

電流センサ２４は、電動機Ｍ１に流れるモータ電流ｉを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、電流センサ２４は、２相分のモータ電流（たとえばＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。 The current sensor 24 detects the motor current i flowing through the motor M1 and outputs the detected value to the control device 30. Since the sum of the instantaneous values of the three-phase currents iu, iv, and iwa is zero, the current sensor 24 is arranged so as to detect the motor currents for two phases (for example, the V-phase current iv and the W-phase current iwa). All you need is.

回転角センサ（レゾルバ）２５は、電動機Ｍ１のロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。制御装置３０は、回転角θに基づいて、電動機Ｍ１の回転速度及び角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出することができる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって配置を省略してもよい。 The rotation angle sensor (resolver) 25 detects the rotation angle θ of the rotor of the motor M1 and outputs the detected value to the control device 30. The control device 30 can calculate the rotation speed and the angular velocity ω (rad / s) of the electric motor M1 based on the rotation angle θ. The arrangement of the rotation angle sensor 25 may be omitted by directly calculating the rotation angle θ from the motor voltage and the current by the control device 30.

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ（Electronic Control Unit））により構成され、ＣＰＵ（Central Processing Unit）と、メモリ（ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory））と、各種信号を入出力するための入出力ポートとを含んで構成される（いずれも図示せず）。制御装置３０は、各センサから受ける信号並びにメモリに記憶されたプログラム及びマップ等に基づいて、車両１００の走行状態や蓄電装置Ｂの充放電等の各種制御を実行する。なお、これらの制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で構築して処理することも可能である。 The control device 30 is composed of an electronic control unit (ECU (Electronic Control Unit)), and inputs a CPU (Central Processing Unit), a memory (ROM (Read Only Memory) and a RAM (Random Access Memory)), and various signals. It is configured to include an input / output port for output (neither is shown). The control device 30 executes various controls such as a running state of the vehicle 100 and charging / discharging of the power storage device B based on a signal received from each sensor, a program stored in a memory, a map, and the like. Note that these controls are not limited to software processing, but can also be constructed and processed by dedicated hardware (electronic circuits).

代表的な機能として、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍや、各センサによって検出される電圧Ｖｂ、電流Ｉｂ、電圧ＶＨ、モータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４の動作を制御する。 As a typical function, the control device 30 is a control method described later based on the torque command value Trqcom, the voltage Vb, the current Ib, the voltage VH, the motor current iv, iv, the rotation angle θ, etc. detected by each sensor. The operation of the inverter 14 is controlled so that the electric motor M1 outputs a torque according to the torque command value Trqcom.

また、制御装置３０は、コンバータ１２を連続制御モード及び間欠制御モードのいずれかで制御する。連続制御モードは、コンバータ１２が昇圧動作を停止することなく作動するモードである。間欠制御モードは、コンバータ１２が昇圧動作と昇圧動作の停止とを間欠的に繰り返すモードである。間欠制御モードは、コンバータの停止状態を含むため、コンバータ１２を間欠制御モードで作動させることにより、コンバータ１２の損失を低減することができる。 Further, the control device 30 controls the converter 12 in either the continuous control mode or the intermittent control mode. The continuous control mode is a mode in which the converter 12 operates without stopping the boosting operation. The intermittent control mode is a mode in which the converter 12 intermittently repeats the step-up operation and the stop of the step-up operation. Since the intermittent control mode includes the stopped state of the converter, the loss of the converter 12 can be reduced by operating the converter 12 in the intermittent control mode.

制御装置３０は、たとえば、車両１００が低負荷走行中であって電動機Ｍ１の電流消費が少ない場合に、コンバータ１２を間欠制御モードで作動させる。そして、間欠制御モードでは、制御装置３０は、電圧ＶＨの指令値ＶＨｒと電圧ＶＨとの偏差が所定値よりも小さいときは、コンバータ１２を停止し、上記偏差が所定値を超えると、コンバータ１２を作動させて電圧ＶＨを指令値ＶＨｒまで昇圧させる。なお、コンバータ１２が昇圧動作を行なうときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフが切り替えられ、コンバータ１２が停止するときは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれもオフにされる。 The control device 30 operates the converter 12 in the intermittent control mode, for example, when the vehicle 100 is traveling at a low load and the current consumption of the electric motor M1 is low. Then, in the intermittent control mode, the control device 30 stops the converter 12 when the deviation between the command value VHr of the voltage VH and the voltage VH is smaller than the predetermined value, and when the deviation exceeds the predetermined value, the converter 12 Is operated to boost the voltage VH to the command value VHr. When the converter 12 performs the boosting operation, the switching elements Q1 and Q2 are switched on / off, and when the converter 12 is stopped, both the switching elements Q1 and Q2 are turned off.

なお、連続制御モードでコンバータ１２が昇圧を行なわない場合と、間欠制御モードでコンバータ１２が停止する場合とは、以下の点で相違する。すなわち、連続制御モードでコンバータ１２が昇圧を行なわない場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がそれぞれオン，オフに固定され（デューティ比１）、電圧ＶＨは、蓄電装置Ｂの電圧となる。一方、間欠制御モードでコンバータ１２が停止する場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がいずれもオフにされ、電圧ＶＨが蓄電装置Ｂの電圧Ｖｂよりも低くならない限り、蓄電装置Ｂの電圧がコンバータ１２を通じてインバータ１４へ供給されることはない。 The case where the converter 12 does not boost the voltage in the continuous control mode and the case where the converter 12 stops in the intermittent control mode are different in the following points. That is, when the converter 12 does not boost the voltage in the continuous control mode, the switching elements Q1 and Q2 are fixed on and off (duty ratio 1), respectively, and the voltage VH becomes the voltage of the power storage device B. On the other hand, when the converter 12 is stopped in the intermittent control mode, the voltage of the power storage device B passes through the converter 12 unless both the switching elements Q1 and Q2 are turned off and the voltage VH becomes lower than the voltage Vb of the power storage device B. It is not supplied to the inverter 14.

＜電動機Ｍ１の制御＞
この駆動制御システムでは、電動機Ｍ１の制御について、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えて使用する。 <Control of motor M1>
In this drive control system, PWM control and rectangular wave control are switched and used for the control of the motor M1.

ＰＷＭ制御では、たとえば、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って、各相アーム素子のオン／オフが制御される（正弦波ＰＷＭ制御）。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。 In PWM control, for example, on / off of each phase arm element is controlled according to a voltage comparison between a sinusoidal voltage command and a carrier wave (typically a triangular wave) (sinusoidal PWM control). As a result, with respect to the set of the high level period corresponding to the on period of the upper arm element and the low level period corresponding to the on period of the lower arm element, the duty is set so that the fundamental wave component becomes a sine wave within a certain period. Is controlled.

なお、正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限されるため、電動機Ｍ１への印加電圧（以下、「モータ印加電圧」とも称する。）の基本波成分を電圧ＶＨの約０．６１倍程度までしか高めることができない。電圧ＶＨに対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比である変調度は、たとえば次式によって示される。 In the sinusoidal PWM control, since the amplitude of the sinusoidal voltage command is limited to the range of the carrier wave amplitude or less, the fundamental wave component of the voltage applied to the motor M1 (hereinafter, also referred to as “motor applied voltage”) is used. The voltage can only be increased to about 0.61 times the voltage VH. The degree of modulation, which is the ratio of the fundamental wave component (effective value) of the motor applied voltage (line voltage) to the voltage VH, is expressed by, for example, the following equation.

変調度＝√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）／ＶＨ …（１）
なお、ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なう過変調ＰＷＭ制御を含んでもよい。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調度を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。なお、以下では、ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御であるものとする。 Modulation degree = √ (Vd ² + Vq ² ) / VH ... (1)
The PWM control may include overmodulation PWM control that performs the same PWM control as the sine wave PWM control in a range in which the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude. In overmodulation PWM control, the fundamental wave component can be increased by distorting the voltage command from the original sinusoidal waveform (amplitude correction), and the modulation degree is 0.78 from the maximum modulation factor in the sinusoidal PWM control mode. Can be increased to a range. In the following, it is assumed that the PWM control is a sine wave PWM control.

矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分の電圧が電動機Ｍ１に印加される。これにより、矩形波制御では、変調率は０．７８まで高められる。 In the square wave control, a voltage corresponding to one pulse of a square wave having a ratio of a high level period to a low level period of 1: 1 is applied to the motor M1 within the above fixed period. As a result, in the square wave control, the modulation factor is increased to 0.78.

電動機Ｍ１においては、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるので、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。一方、電圧ＶＨには、限界値が存在する。したがって、電動機Ｍ１の動作状態に応じて、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが選択的に適用される。なお、矩形波制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるので、トルク指令値に対するトルク偏差（トルク実績値（推定値）とトルク指令値との差）に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。 In the electric motor M1, the induced voltage increases as the rotation speed and the output torque increase, so that the required drive voltage (motor required voltage) increases. The voltage VH needs to be set higher than the required voltage of the motor. On the other hand, the voltage VH has a limit value. Therefore, PWM control and square wave control are selectively applied according to the operating state of the motor M1. In the square wave control, the amplitude of the voltage applied to the motor is fixed, so the phase control of the square wave voltage pulse based on the torque deviation (difference between the actual torque value (estimated value) and the torque command value) with respect to the torque command value is used. Torque control is performed.

図２は、図１に示した制御装置３０の構成を機能的に示すブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、ＰＷＭ制御部２００と、矩形波制御部４００と、制御モード切替部５００とを含む。 FIG. 2 is a block diagram functionally showing the configuration of the control device 30 shown in FIG. With reference to FIG. 2, the control device 30 includes a PWM control unit 200, a rectangular wave control unit 400, and a control mode switching unit 500.

ＰＷＭ制御部２００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角センサ２５により検出される回転角θとを受ける。そして、ＰＷＭ制御部２００は、これらの信号に基づいて、インバータ１４に印加する電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を電流フィードバック制御により生成し、生成された電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成して制御モード切替部５００へ出力する。 The PWM control unit 200 receives the torque command value Trqcom, the motor currents iv and iwa detected by the current sensor 24, and the rotation angle θ detected by the rotation angle sensor 25. Then, the PWM control unit 200 generates voltage command values Vd # and Vq # to be applied to the inverter 14 by current feedback control based on these signals, and based on the generated voltage command values Vd # and Vq #. , The switching control signals S3 to S8 for driving the inverter 14 are generated and output to the control mode switching unit 500.

矩形波制御部４００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、モータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角θとを受ける。そして、矩形波制御部４００は、これらの信号に基づいて、インバータ１４に印加する矩形波電圧の位相をトルクフィードバック制御により設定し、その設定された電圧位相に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成して制御モード切替部５００へ出力する。 The square wave control unit 400 receives the torque command value Trqcom, the motor currents iv and iwa, and the rotation angle θ. Then, the square wave control unit 400 sets the phase of the square wave voltage applied to the inverter 14 by torque feedback control based on these signals, and drives the inverter 14 based on the set voltage phase. Switching control signals S3 to S8 are generated and output to the control mode switching unit 500.

制御モード切替部５００は、ＰＷＭ制御部２００から電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を受け、電圧センサ１３から電圧ＶＨを受ける。そして、制御モード切替部５００は、電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃とから算出される変調度に基づいて、ＰＷＭ制御と矩形波制御との切替を行なう。詳しくは、制御モード切替部５００は、変調度がＭ１まで上昇するとＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替える。また、制御モード切替部５００は、変調度がＭ２（Ｍ２＜Ｍ１）まで低下すると矩形波制御からＰＷＭ制御へ切り替える。Ｍ２＜Ｍ１としているのは、しきい値近傍での切替チャタリングを防ぐためである。 The control mode switching unit 500 receives voltage command values Vd # and Vq # from the PWM control unit 200, and receives voltage VH from the voltage sensor 13. Then, the control mode switching unit 500 switches between PWM control and square wave control based on the degree of modulation calculated from the voltage VH and the voltage command values Vd # and Vq #. Specifically, the control mode switching unit 500 switches from PWM control to rectangular wave control when the degree of modulation rises to M1. Further, the control mode switching unit 500 switches from the rectangular wave control to the PWM control when the degree of modulation drops to M2 (M2 <M1). The reason why M2 <M1 is set is to prevent switching chattering near the threshold value.

＜ＰＷＭ制御＞
図３は、図２に示したＰＷＭ制御部２００の構成例を示すブロック図である。図３を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０，２４２と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。 <PWM control>
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the PWM control unit 200 shown in FIG. With reference to FIG. 3, the PWM control unit 200 includes a current command generation unit 210, coordinate conversion units 220 and 250, PI calculation units 240 and 242, and a PWM modulation unit 260.

電流指令生成部２１０は、トルクとｄ軸電流及びｑ軸電流との関係を示す予め準備されたマップ又はテーブルを用いて、電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。座標変換部２２０は、電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相）により、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。 The current command generation unit 210 uses a map or table prepared in advance showing the relationship between the torque and the d-axis current and the q-axis current, and uses the d-axis current command values Idcom and q corresponding to the torque command value Trqcom of the motor M1. Generates the shaft current command value Iqcom. The coordinate conversion unit 220 uses the d-axis current Id and the q-axis to convert the V-phase current iv and W-phase current iwa detected by the current sensor 24 by coordinate conversion (uvw3 phase → dq2 phase) using the rotation angle θ of the motor M1. Convert to current Iq.

ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍに対するｄ軸電流偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）について、次式に従ってＰＩ（比例積分）演算を行なうことによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯を算出する。 The PI calculation unit 240 calculates the d-axis voltage command value Vd # by performing a PI (proportional integration) calculation for the d-axis current deviation ΔId (ΔId = Idcom-Id) with respect to the d-axis current command value Idcom according to the following equation. ..

Ｖｄ♯＝Ｋｄｐ×ΔＩｄ＋Ｋｄｉ×ΣΔＩｄ …（２）
ＰＩ演算部２４２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍに対するｑ軸電流偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）について、次式に従ってＰＩ演算を行なうことによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を算出する。 Vd # = Kdp × ΔId + Kdi × ΣΔId… (2)
The PI calculation unit 242 calculates the q-axis voltage command value Vq # by performing the PI calculation according to the following equation for the q-axis current deviation ΔIq (ΔIq = Iqcom-Iq) with respect to the q-axis current command value Iqcom.

Ｖｑ♯＝Ｋｄｑ×ΔＩｑ＋Ｋｑｉ×ΣΔＩｑ …（３）
なお、式（２），（３）において、Ｋｄｐ，Ｋｄｑは比例ゲインであり、Ｋｄｉ，Ｋｑｉは積分ゲインである。 Vq # = Kdq × ΔIq + Kqi × ΣΔIq… (3)
In the equations (2) and (3), Kdp and Kdq are proportional gains, and Kdi and Kqi are integral gains.

座標変換部２５０は、電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（ｄｑ２相→ｕｖｗ３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。ＰＷＭ変調部２６０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと搬送波との比較に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８（ＰＷＭ信号）を生成する。なお、搬送波は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。 The coordinate conversion unit 250 converts the d-axis voltage command value Vd # and the q-axis voltage command value Vq # into U-phase, V-phase, and W-phase by coordinate conversion (dq2 phase → uvw3 phase) using the rotation angle θ of the motor M1. Each phase voltage command value of Vu, Vv, Vw is converted. The PWM modulation unit 260 generates switching control signals S3 to S8 (PWM signals) for driving the inverter 14 based on the comparison between each phase voltage command value Vu, Vv, Vw and the carrier wave. The carrier wave is composed of a triangular wave or a sawtooth wave having a predetermined frequency.

＜矩形波制御＞
図４は、図２に示した矩形波制御部４００の構成例を示すブロック図である。図４を参照して、矩形波制御部４００は、座標変換部４１０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、スイッチング指令演算部４４０とを含む。 <Square wave control>
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the rectangular wave control unit 400 shown in FIG. With reference to FIG. 4, the square wave control unit 400 includes a coordinate conversion unit 410, a torque estimation unit 420, a PI calculation unit 430, and a switching command calculation unit 440.

座標変換部４１０は、電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相）により、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。トルク推定部４２０は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とトルクとの関係を示す予め準備されたマップ又はテーブルを用いて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから電動機Ｍ１のトルク推定値Ｔｒｑを算出する。 The coordinate conversion unit 410 uses the d-axis current Id and the q-axis to convert the V-phase current iv and W-phase current iwa detected by the current sensor 24 by coordinate conversion (uvw3 phase → dq2 phase) using the rotation angle θ of the motor M1. Convert to current Iq. The torque estimation unit 420 calculates the torque estimation value Trq of the motor M1 from the d-axis current Id and the q-axis current Iq using a map or table prepared in advance showing the relationship between the d-axis current and the q-axis current and the torque. do.

ＰＩ演算部４３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）について、次式に従ってＰＩ演算を行なうことにより矩形波電圧の位相φｖを算出する。 The PI calculation unit 430 calculates the phase φv of the square wave voltage by performing the PI calculation according to the following equation for the torque deviation ΔTrq (ΔTrq = Trqcom−Trq) with respect to the torque command value Trqcom.

φｖ＝Ｋｐ×ΔＴｒｑ＋Ｋｉ×ΣΔＴｒｑ …（４）
Ｋｐ，Ｋｉは、それぞれ比例ゲイン及び積分ゲインであり、いずれも正値である。このようなトルクフィードバック（Ｆ／Ｂ）制御により、正トルク発生時（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）には、トルク不足時（ΔＴｒｑ＞０）には電圧位相を進める（φｖ＞０）一方で、トルク過剰時（ΔＴｒｑ＜０）には電圧位相を遅らせる（φｖ＜０）とともに、負トルク発生時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。 φv = Kp × ΔTrq + Ki × ΣΔTrq… (4)
Kp and Ki are proportional gain and integral gain, respectively, and both are positive values. By such torque feedback (F / B) control, when positive torque is generated (Trqcom> 0), the voltage phase is advanced when torque is insufficient (ΔTrq> 0) (φv> 0), while when torque is excessive. At (ΔTrq <0), the voltage phase is delayed (φv <0), and when negative torque is generated, the voltage phase is delayed when the torque is insufficient, while the voltage phase is advanced when the torque is excessive.

スイッチング指令演算部４４０は、電圧位相φｖに従って各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。そして、インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが電動機Ｍ１の各相電圧として印加される。 The switching command calculation unit 440 generates each phase voltage command value (square wave pulse) Vu, Vv, Vw according to the voltage phase φv, and outputs switching control signals S3 to S8 based on each phase voltage command value Vu, Vv, Vw. Generate. Then, the inverter 14 performs a switching operation according to the switching control signals S3 to S8, so that a square wave pulse according to the voltage phase φv is applied as each phase voltage of the motor M1.

なお、座標変換部４１０及びトルク推定部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいてトルク偏差ΔＴｒｑを求めてもよい。 By arranging a torque sensor instead of the coordinate conversion unit 410 and the torque estimation unit 420, the torque deviation ΔTrq may be obtained based on the detection value of the torque sensor.

＜間欠制御モードにおけるトルク偏差の発生＞
コンバータ１２の間欠制御モード中は、コンバータ１２の停止中の負荷変動に応じて電圧ＶＨの変動が大きくなる。そのため、電圧ＶＨの変動に応じて変調度が変動し、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わる。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯が徐々に上昇し、その結果、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する実トルクの追従性が低下してトルク偏差が生じる場合がある。以下、このトルク偏差発生のメカニズムについて説明する。 <Occurrence of torque deviation in intermittent control mode>
During the intermittent control mode of the converter 12, the fluctuation of the voltage VH becomes large according to the load fluctuation while the converter 12 is stopped. Therefore, the degree of modulation fluctuates according to the fluctuation of the voltage VH, and the PWM control and the rectangular wave control are frequently switched. As a result, the d-axis voltage command value Vd # gradually increases, and as a result, the followability of the actual torque with respect to the torque command value Trqcom may decrease, resulting in torque deviation. Hereinafter, the mechanism of generating this torque deviation will be described.

図５は、間欠制御モード中の各種パラメータの変化を示すタイミングチャートである。この図５では、電圧ＶＨ、コンバータ１２の作動状態（禁止／作動）、インバータ１４の制御（矩形波制御／ＰＷＭ制御）、ｄ軸電流Ｉｄ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃、変調度、電動機Ｍ１の実トルク（トルク推定値Ｔｒｑ）の時系列変化が示されている。 FIG. 5 is a timing chart showing changes in various parameters during the intermittent control mode. In FIG. 5, the voltage VH, the operating state (prohibited / activated) of the converter 12, the control of the inverter 14 (square wave control / PWM control), the d-axis current Id, the d-axis voltage command value Vd #, the degree of modulation, and the motor M1 The time-series change of the actual torque (torque estimated value Trq) of is shown.

図５を参照して、時刻ｔ１において、電圧ＶＨが指令値ＶＨｒに達したために、コンバータ１２の駆動が禁止され、コンバータ１２が停止する。時刻ｔ２では、変調度がＭ２を下回ったため、インバータ制御が矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替わる。 With reference to FIG. 5, at time t1, the voltage VH reaches the command value VHr, so that the converter 12 is prohibited from being driven and the converter 12 is stopped. At time t2, the degree of modulation was lower than M2, so the inverter control was switched from the rectangular wave control to the PWM control.

時刻ｔ１以降は、コンバータ１２が停止しているため、電圧ＶＨが低下する。指令値ＶＨｒに対して電圧ＶＨが低下すると、ＰＷＭ制御において、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃に対して実際のｑ軸電圧Ｖｑが低下する。ｑ軸電圧Ｖｑが低下すると、ｄ軸電流Ｉｄが負側に増加する。そうすると、ＰＷＭ制御において、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が増加する。 After time t1, since the converter 12 is stopped, the voltage VH drops. When the voltage VH decreases with respect to the command value VHr, the actual q-axis voltage Vq decreases with respect to the q-axis voltage command value Vq # in the PWM control. When the q-axis voltage Vq decreases, the d-axis current Id increases to the negative side. Then, in the PWM control, the d-axis voltage command value Vd # increases based on the d-axis current deviation ΔId (ΔId = Idcom-Id).

ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が増加すると、変調度が増加する。そして、時刻ｔ３において、変調度がＭ１に達すると、インバータ制御がＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替わる。矩形波制御においては、モータ印加電圧の位相が操作され、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が低下傾向となる。 As the d-axis voltage command value Vd # increases, the degree of modulation increases. Then, at time t3, when the degree of modulation reaches M1, the inverter control is switched from the PWM control to the rectangular wave control. In the square wave control, the phase of the motor applied voltage is manipulated, and the d-axis voltage command value Vd # increased in the PWM control tends to decrease.

一方、コンバータ１２については、時刻ｔ４において、指令値ＶＨｒに対して電圧ＶＨが所定値以上低下したため、コンバータ１２の駆動禁止が解除され、コンバータ１２が作動して電圧ＶＨが上昇する。電圧ＶＨが上昇すると、変調度は低下する。 On the other hand, with respect to the converter 12, at time t4, the voltage VH drops by a predetermined value or more with respect to the command value VHr, so that the drive prohibition of the converter 12 is released, the converter 12 operates, and the voltage VH rises. As the voltage VH increases, the degree of modulation decreases.

そして、時刻ｔ５において、電圧ＶＨが指令値ＶＨｒに達したことにより、コンバータ１２の駆動が禁止され、コンバータ１２が停止する。時刻ｔ６では、変調度がＭ２を下回ったため、インバータ制御が矩形波制御からＰＷＭ制御に再び切り替わる。 Then, at time t5, when the voltage VH reaches the command value VHr, the driving of the converter 12 is prohibited, and the converter 12 is stopped. At time t6, since the degree of modulation was lower than M2, the inverter control was switched from the rectangular wave control to the PWM control again.

ところで、矩形波制御においては、制御安定化の観点から制御ゲインが低めに設定される場合がある。特に、装置小型化のために平滑用のコンデンサＣ０の容量を小さくする場合には、負荷変動に応じて電圧ＶＨが変動しやすくなるため、センサ誤差等の外乱によるロバスト性を考慮して、矩形波制御の制御ゲインを低めに設定することが行なわれる。 By the way, in the rectangular wave control, the control gain may be set lower from the viewpoint of control stabilization. In particular, when the capacitance of the smoothing capacitor C0 is reduced in order to reduce the size of the device, the voltage VH tends to fluctuate according to the load fluctuation. The control gain of the wave control is set low.

この場合、時刻ｔ２〜ｔ３のＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が、時刻ｔ３〜ｔ６の矩形波制御により適切なレベルに戻る（低下する）前に、時刻ｔ６において、コンバータ１２の作動による電圧ＶＨの上昇により矩形波制御からＰＷＭ制御に再び切り替わる。そうすると、前回の時刻ｔ２におけるＰＷＭ制御への切替時よりもｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が大きい状態からＰＷＭ制御が行なわれ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃がさらに増加する。 In this case, before the d-axis voltage command value Vd # increased in the PWM control at times t2 to t3 returns (decreases) to an appropriate level by the rectangular wave control at times t3 to t6, the converter 12 at time t6 The square wave control is switched to the PWM control again due to the increase in the voltage VH due to the operation. Then, the PWM control is performed from the state where the d-axis voltage command value Vd # is larger than that at the time of switching to the PWM control at the previous time t2, and the d-axis voltage command value Vd # is further increased.

そして、時刻ｔ６〜ｔ１０においても、時刻ｔ２〜ｔ６と同様に、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が全体として上昇する。このように、ＰＷＭ制御と矩形波制御とが頻繁に切り替わると、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃が徐々に上昇し、その結果、トルク偏差Ｔｒｑが増加していく。 Then, at times t6 to t10, the d-axis voltage command value Vd # rises as a whole, as at times t2 to t6. As described above, when the PWM control and the rectangular wave control are frequently switched, the d-axis voltage command value Vd # gradually increases, and as a result, the torque deviation Trq increases.

そこで、本実施の形態１に従う駆動制御システムでは、コンバータ１２の間欠制御モード中は、矩形波制御の制御ゲインを連続制御モード時の制御ゲインよりも大きくする。これにより、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を矩形波制御において適切なレベルに戻すことが可能となる。したがって、この駆動制御システムによれば、コンバータ１２の昇圧間欠制御によりコンバータ１２の損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク偏差を抑制することができる。 Therefore, in the drive control system according to the first embodiment, the control gain of the square wave control is made larger than the control gain in the continuous control mode during the intermittent control mode of the converter 12. As a result, in the intermittent control mode, the d-axis voltage command value Vd # increased in the PWM control can be returned to an appropriate level in the rectangular wave control. Therefore, according to this drive control system, it is possible to suppress the torque deviation caused by the intermittent boost control while reducing the loss of the converter 12 by the intermittent boost control of the converter 12.

なお、間欠制御モードにおいて連続制御モード時よりも大きくする矩形波制御の制御ゲインは、積分ゲインＫｉと比例ゲインＫｐとの双方であってもよいし、積分ゲインＫｉのみであってもよい。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃の上昇は、矩形波制御部４００におけるＰＩ演算部４３０の積分項の増加によるものであるため、積分ゲインＫｉを大きくすることが効果的であるが、十分な制御応答性が得られれば比例ゲインＫｐのみを大きくしてもよい。 The control gain of the square wave control to be larger in the intermittent control mode than in the continuous control mode may be both the integrated gain Ki and the proportional gain Kp, or may be only the integrated gain Ki. Since the increase in the d-axis voltage command value Vd # is due to the increase in the integration term of the PI calculation unit 430 in the square wave control unit 400, it is effective to increase the integration gain Ki, but a sufficient control response If the property is obtained, only the proportional gain Kp may be increased.

図６は、実施の形態１に従う制御装置３０により実行される矩形波制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。このフローチャートに示される一連の処理は、所定の期間毎に繰り返し実行される。 FIG. 6 is a flowchart showing an example of a processing procedure of rectangular wave control executed by the control device 30 according to the first embodiment. The series of processes shown in this flowchart are repeatedly executed at predetermined intervals.

図６を参照して、制御装置３０は、回転角センサ２５から電動機Ｍ１の回転角θの検出値を取得し、電流センサ２４から電動機Ｍ１の電流ｉｖ，ｉｗを取得する（ステップＳ１０）。次いで、制御装置３０は、ステップＳ２０において、取得した回転角θを用いて、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相変換）。 With reference to FIG. 6, the control device 30 acquires the detected value of the rotation angle θ of the electric motor M1 from the rotation angle sensor 25, and acquires the currents iv and iv of the electric motor M1 from the current sensor 24 (step S10). Next, the control device 30 converts the V-phase current iv and the W-phase current iwa detected by the current sensor 24 into the d-axis current Id and the q-axis current Iq using the acquired rotation angle θ in step S20 (. uvw3 phase → dq2 phase conversion).

次いで、制御装置３０は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とトルクとの関係を示す予め準備されたマップ又はテーブルを用いて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから、電動機Ｍ１の実トルクの推定値であるトルク推定値Ｔｒｑを算出する（ステップＳ３０）。 Next, the control device 30 estimates the actual torque of the motor M1 from the d-axis current Id and the q-axis current Iq using a map or table prepared in advance showing the relationship between the d-axis current and the q-axis current and the torque. The torque estimated value Trq, which is a value, is calculated (step S30).

続いて、制御装置３０は、コンバータ１２が間欠制御モード中であるか否かを判定する（ステップＳ４０）。たとえば、制御装置３０は、車両１００が低負荷走行中であって電動機Ｍ１の電流消費が所定値よりも少ない場合に、コンバータ１２を間欠制御モードで作動させる。 Subsequently, the control device 30 determines whether or not the converter 12 is in the intermittent control mode (step S40). For example, the control device 30 operates the converter 12 in the intermittent control mode when the vehicle 100 is traveling at a low load and the current consumption of the electric motor M1 is less than a predetermined value.

間欠制御モード中ではない、すなわち連続制御モード中であると判定されると（ステップＳ４０においてＮＯ）、制御装置３０は、矩形波制御の制御ゲインとして、連続制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ１（比例ゲインＫｐ１及び積分ゲインＫｉ１）を設定する（ステップＳ５０）。 When it is determined that the mode is not in the intermittent control mode, that is, in the continuous control mode (NO in step S40), the control device 30 determines the F / B control gain K1 for the continuous control mode as the control gain for the square wave control. (Proportional gain Kp1 and integral gain Ki1) are set (step S50).

一方、ステップＳ４０において間欠制御モード中であると判定されると（ステップＳ４０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、矩形波制御の制御ゲインとして、間欠制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ２（比例ゲインＫｐ２及び積分ゲインＫｉ２）を設定する（ステップＳ５０）。 On the other hand, if it is determined in step S40 that the intermittent control mode is in progress (YES in step S40), the control device 30 determines the F / B control gain K2 (proportional gain) for the intermittent control mode as the control gain for the square wave control. Kp2 and integrated gain Ki2) are set (step S50).

ここで、間欠制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ２は、連続制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ１よりも大きい。本実施の形態１では、比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉのいずれについても、間欠制御モード用のゲインは連続制御モード用のゲインよりも大きく、すなわち、Ｋｐ２＞Ｋｐ１、Ｋｉ２＞Ｋｉ１である。なお、各ゲインＫｐ１，Ｋｉ１，Ｋｐ２，Ｋｉ２は、制御装置３０のメモリ（ＲＯＭ）に記憶されている。 Here, the F / B control gain K2 for the intermittent control mode is larger than the F / B control gain K1 for the continuous control mode. In the first embodiment, the gain for the intermittent control mode is larger than the gain for the continuous control mode for both the proportional gain Kp and the integral gain Ki, that is, Kp2> Kp1 and Ki2> Ki1. The gains Kp1, Ki1, Kp2, and Ki2 are stored in the memory (ROM) of the control device 30.

次いで、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとトルク推定値Ｔｒｑとの偏差ΔＴｒｑを算出し、その算出されたトルク偏差ΔＴｒｑに基づくＰＩ制御（トルクＦ／Ｂ制御）を実行する（ステップＳ７０）。具体的には、制御装置３０は、トルク偏差ΔＴｒｑについてＰＩ演算を行なうことにより制御偏差を算出し、その制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。 Next, the control device 30 calculates the deviation ΔTrq between the torque command value Trqcom and the torque estimated value Trq, and executes PI control (torque F / B control) based on the calculated torque deviation ΔTrq (step S70). Specifically, the control device 30 calculates the control deviation by performing a PI operation on the torque deviation ΔTrq, and sets the phase φv of the square wave voltage according to the control deviation.

そして、制御装置３０は、設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する（ステップＳ８０）。そして、インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスがモータの各相電圧として印加される。 Then, the control device 30 generates each phase voltage command value (square wave pulse) Vu, Vv, Vw according to the set voltage phase φv, and the switching control signal is based on each phase voltage command value Vu, Vv, Vw. S3 to S8 are generated (step S80). Then, the inverter 14 performs a switching operation according to the switching control signals S3 to S8, so that a square wave pulse according to the voltage phase φv is applied as each phase voltage of the motor.

以上のように、この実施の形態１においては、矩形波制御の制御ゲインについて、コンバータ１２が間欠制御モードで作動するときの制御ゲインＫ２が、コンバータ１２が連続制御モードで作動するときの制御ゲインＫ１よりも大きい。これにより、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を矩形波制御において適切なレベルに戻すことができる。したがって、この実施の形態１によれば、コンバータ１２の昇圧間欠制御によりコンバータ１２の損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制することができる。 As described above, in the first embodiment, regarding the control gain of the rectangular wave control, the control gain K2 when the converter 12 operates in the intermittent control mode and the control gain when the converter 12 operates in the continuous control mode Larger than K1. As a result, in the intermittent control mode, the d-axis voltage command value Vd # increased in the PWM control can be returned to an appropriate level in the rectangular wave control. Therefore, according to the first embodiment, it is possible to suppress the decrease in torque followability due to the intermittent boost control while reducing the loss of the converter 12 by the intermittent boost control of the converter 12.

［実施の形態２］
実施の形態１では、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御において増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を矩形波制御において適切なレベルに戻すために、矩形波制御の制御ゲインを連続制御モード時のＦ／Ｂ制御ゲインよりも大きくするものとした。本実施の形態２では、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃の増加を抑制するために、ＰＷＭ制御の制御ゲインを連続制御モード時の制御ゲインよりも小さくする。 [Embodiment 2]
In the first embodiment, in the intermittent control mode, in order to return the d-axis voltage command value Vd # increased in the PWM control to an appropriate level in the square wave control, the control gain of the square wave control is set to F / in the continuous control mode. It was assumed to be larger than the B control gain. In the second embodiment, in the intermittent control mode, the control gain of the PWM control is made smaller than the control gain in the continuous control mode in order to suppress the increase of the d-axis voltage command value Vd # in the PWM control.

実施の形態２における車両１００及びそれに搭載される駆動制御システムの全体構成は、図１から図４に示した構成と同じである。 The overall configuration of the vehicle 100 and the drive control system mounted on the vehicle 100 in the second embodiment is the same as the configuration shown in FIGS. 1 to 4.

図７は、実施の形態２に従う制御装置３０により実行されるＰＷＭ制御の処理手順の一例を示すフローチャートである。このフローチャートに示される一連の処理は、所定の期間毎に繰り返し実行される。 FIG. 7 is a flowchart showing an example of a PWM control processing procedure executed by the control device 30 according to the second embodiment. The series of processes shown in this flowchart are repeatedly executed at predetermined intervals.

図７を参照して、制御装置３０は、回転角センサ２５から電動機Ｍ１の回転角θの検出値を取得し、電流センサ２４から電動機Ｍ１の電流ｉｖ，ｉｗを取得する（ステップＳ１１０）。次いで、制御装置３０は、ステップＳ１２０において、取得した回転角θを用いて、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相変換）。 With reference to FIG. 7, the control device 30 acquires the detected value of the rotation angle θ of the electric motor M1 from the rotation angle sensor 25, and acquires the currents iv and iv of the electric motor M1 from the current sensor 24 (step S110). Next, the control device 30 converts the V-phase current iv and the W-phase current iwa detected by the current sensor 24 into the d-axis current Id and the q-axis current Iq using the acquired rotation angle θ in step S120 (. uvw3 phase → dq2 phase conversion).

次いで、制御装置３０は、電動機Ｍ１のトルクとｄ軸電流及びｑ軸電流との関係を示す予め準備されたマップ又はテーブルを用いて、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍからｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを算出する（ステップＳ１３０）。 Next, the control device 30 uses a map or table prepared in advance showing the relationship between the torque of the motor M1 and the d-axis current and the q-axis current, from the torque command value Trqcom to the d-axis current command value Idcom and the q-axis current. The command value Iqcom is calculated (step S130).

続いて、制御装置３０は、コンバータ１２の制御モードが間欠制御モード中であるか否かを判定する（ステップＳ１４０）。たとえば、制御装置３０は、車両１００が低負荷走行中であって電動機Ｍ１の電流消費が所定値よりも少ない場合に、コンバータ１２を間欠制御モードで作動させる。 Subsequently, the control device 30 determines whether or not the control mode of the converter 12 is in the intermittent control mode (step S140). For example, the control device 30 operates the converter 12 in the intermittent control mode when the vehicle 100 is traveling at a low load and the current consumption of the electric motor M1 is less than a predetermined value.

間欠制御モード中ではない、すなわち連続制御モード中であると判定されると（ステップＳ１４０においてＮＯ）、制御装置３０は、ＰＷＭ制御の制御ゲインとして、連続制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ３（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃算出用の比例ゲインＫｄｐ３及び積分ゲインＫｄｉ３、並びにｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃算出用の比例ゲインＫｑｐ３及び積分ゲインＫｑｉ３）を設定する（ステップＳ１５０）。 When it is determined that the mode is not in the intermittent control mode, that is, in the continuous control mode (NO in step S140), the control device 30 uses the F / B control gain K3 (NO) for the continuous control mode as the control gain for the PWM control. The proportional gain Kdp3 and the integrated gain Kdi3 for calculating the d-axis voltage command value Vd #, and the proportional gain Kqp3 and the integrated gain Kqi3 for calculating the q-axis voltage command value Vq #) are set (step S150).

一方、ステップＳ１４０において間欠制御モード中であると判定されると（ステップＳ１４０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、ＰＷＭ制御の制御ゲインとして、間欠制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ４（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃算出用の比例ゲインＫｄｐ４及び積分ゲインＫｄｉ４、並びにｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃算出用の比例ゲインＫｑｐ４及び積分ゲインＫｑｉ４）を設定する（ステップＳ１６０）。 On the other hand, if it is determined in step S140 that the intermittent control mode is in progress (YES in step S140), the control device 30 uses the F / B control gain K4 (d-axis voltage) for the intermittent control mode as the control gain for PWM control. The proportional gain Kdp4 and the integrated gain Kdi4 for calculating the command value Vd #, and the proportional gain Kqp4 and the integrated gain Kqi4 for calculating the q-axis voltage command value Vq #) are set (step S160).

ここで、間欠制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ４は、連続制御モード用のＦ／Ｂ制御ゲインＫ３よりも小さい。本実施の形態１では、比例ゲインＫｄｐ，Ｋｑｐ及び積分ゲインＫｄｉ，Ｋｑｉのいずれについても、間欠制御モード用のゲインは連続制御モード用のゲインよりも小さく、すなわち、Ｋｄｐ４＜Ｋｄｐ３、Ｋｄｉ４＜Ｋｄｉ３、Ｋｑｐ４＜Ｋｑｐ３、Ｋｑｉ４＜Ｋｑｉ３である。 Here, the F / B control gain K4 for the intermittent control mode is smaller than the F / B control gain K3 for the continuous control mode. In the first embodiment, the gain for the intermittent control mode is smaller than the gain for the continuous control mode for any of the proportional gains Kdp and Kqp and the integrated gains Kdi and Kqi, that is, Kdp4 <Kdp3, Kdi4 <Kdi3, Kqp4 <Kqp3 and Kqi4 <Kqi3.

次いで、制御装置３０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍとｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ、及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍとｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出し、その算出された偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくＰＩ制御（電流Ｆ／Ｂ制御）を実行する（ステップＳ１７０）。具体的には、制御装置３０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄについてＰＩ演算を行なうことにより制御偏差を算出し、その制御偏差に応じてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を設定する。また、制御装置３０は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑについてＰＩ演算を行なうことにより制御偏差を算出し、その制御偏差に応じてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃を設定する。 Next, the control device 30 calculates the deviation ΔId between the d-axis current command value Idcom and the d-axis current Id, and the deviation ΔIq between the q-axis current command value Iqcom and the q-axis current Iq, and the calculated deviation ΔId, PI control (current F / B control) based on ΔIq is executed (step S170). Specifically, the control device 30 calculates the control deviation by performing a PI operation on the d-axis current deviation ΔId, and sets the d-axis voltage command value Vd # according to the control deviation. Further, the control device 30 calculates the control deviation by performing a PI operation on the q-axis current deviation ΔIq, and sets the q-axis voltage command value Vq # according to the control deviation.

次いで、制御装置３０は、ステップＳ１８０において、ステップＳ１１０にて取得した回転角θを用いて、設定されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する（ｄｑ２相→ｕｖｗ３相変換）。 Next, in step S180, the control device 30 uses the rotation angle θ acquired in step S110 to set the d-axis voltage command value Vd # and the q-axis voltage command value Vq # in the U phase, V phase, and W. Each phase is converted into voltage commands Vu, Vv, Vw (dq2 phase → uvw3 phase conversion).

そして、制御装置３０は、生成された各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと搬送波との比較に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する（ステップＳ１９０）。そして、インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったＰＷＭスイッチング動作を行なうことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＃に従った電圧がモータの各相電圧として印加される。 Then, the control device 30 generates switching control signals S3 to S8 for driving the inverter 14 based on the comparison between the generated phase voltage commands Vu, Vv, Vw and the carrier wave (step S190). Then, the inverter 14 performs the PWM switching operation according to the switching control signals S3 to S8, so that the voltage according to the d-axis voltage command value Vd # and the q-axis voltage command value Vq # is applied as each phase voltage of the motor. NS.

以上のように、この実施の形態２においては、ＰＷＭ制御の制御ゲインについて、コンバータ１２が間欠制御モードで作動するときの制御ゲインＫ４が、コンバータ１２が連続制御モードで作動するときの制御ゲインＫ３よりも小さい。これにより、間欠制御モードにおいて、ＰＷＭ制御におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃の増加を抑制することができ、増加したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＃を矩形波制御において適切なレベルに戻すことができる。したがって、この実施の形態２によっても、コンバータ１２の昇圧間欠制御によりコンバータ１２の損失低減を図りつつ、昇圧間欠制御に起因するトルク追従性の低下を抑制することができる。 As described above, in the second embodiment, regarding the control gain of PWM control, the control gain K4 when the converter 12 operates in the intermittent control mode and the control gain K3 when the converter 12 operates in the continuous control mode Smaller than Thereby, in the intermittent control mode, the increase of the d-axis voltage command value Vd # in the PWM control can be suppressed, and the increased d-axis voltage command value Vd # can be returned to an appropriate level in the rectangular wave control. Therefore, also in the second embodiment, it is possible to suppress the decrease in torque followability due to the intermittent boost control while reducing the loss of the converter 12 by the intermittent boost control of the converter 12.

今回開示された各実施の形態は、技術的に矛盾しない範囲で適宜組合わせて実施することも予定されている。そして、今回開示された実施の形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。 It is also planned that the embodiments disclosed this time will be appropriately combined and implemented within a technically consistent range. And it should be considered that the embodiments disclosed this time are exemplary in all respects and not restrictive. The scope of the present invention is shown by the scope of claims rather than the description of the embodiment described above, and is intended to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims.

５，６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０＃ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ 車両、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０，４１０ 座標変換部、２４０，２４２，４３０ ＰＩ演算部、２６０ ＰＷＭ変調部、４００ 矩形波制御部、４２０ トルク推定部、４４０ スイッチング指令演算部、５００ 制御モード切替部、Ｃ０，Ｃ１ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 電動機、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子。 5,6,7 Power line, 10,13 Voltage sensor, 10 # DC voltage generator, 11,24 current sensor, 12 converter, 14 inverter, 15 U-phase arm, 16 V-phase arm, 17 W-phase arm, 25 rotation angle Sensor, 30 control device, 100 vehicle, 200 PWM control unit, 210 current command generation unit, 220, 250, 410 coordinate conversion unit, 240, 242,430 PI calculation unit, 260 PWM modulation unit, 400 rectangular wave control unit, 420 Torque estimation unit, 440 switching command calculation unit, 500 control mode switching unit, C0, C1 capacitors, D1 to D8 diodes, L1 inverter, M1 motor, Q1 to Q8 switching elements.

Claims (1)

蓄電装置と、
走行用の電動機を駆動するインバータと、
前記蓄電装置と前記インバータとの間に設けられ、前記蓄電装置から前記インバータに供給される直流電力の電圧を前記蓄電装置の電圧以上に昇圧するコンバータと、
前記インバータ及び前記コンバータを制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
パルス幅変調制御と矩形波制御とを変調度により切り替えて前記インバータを制御し、
前記コンバータを連続的に作動させる連続制御モードと、前記コンバータを間欠的に作動させる間欠制御モードとのいずれかで前記コンバータを制御し、
前記コンバータが前記間欠制御モードで作動するときの前記矩形波制御の制御ゲインは、前記コンバータが前記連続制御モードで作動するときの前記制御ゲインよりも大きい、車両の駆動制御システム。
Power storage device and
Inverters that drive motors for driving and
A converter provided between the power storage device and the inverter and boosting the voltage of DC power supplied from the power storage device to the inverter to a voltage higher than that of the power storage device.
A control device for controlling the inverter and the converter is provided.
The control device is
The inverter is controlled by switching between pulse width modulation control and square wave control according to the degree of modulation.
The converter is controlled by either a continuous control mode in which the converter is continuously operated or an intermittent control mode in which the converter is operated intermittently.
A vehicle drive control system in which the control gain of the square wave control when the converter operates in the intermittent control mode is larger than the control gain when the converter operates in the continuous control mode.

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