JP5320850B2 - Power conversion device and automobile system - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion apparatus and a vehicle system, capable of extending a power control range by increasing a transfer power without changing a motor driving voltage, when achieving power transfer among a plurality of power supplies. <P>SOLUTION: A drive controller 13 for controlling the drive of a power converter has a means for operating a required driving voltage of an AC motor, a power control and modulation factor computing part 30 for generating a command value of each input/output voltage, and a PWM pulse forming part 31 for generating a signal for driving the power converter based on an input/output voltage command value. To ensure that a sum of each input/output voltage becomes equal to the required driving voltage, the power control and modulation factor computing part 30 adds the addition value calculated based on a difference between a maximum output voltage of a power supply 11a and the required driving voltage command value to the required driving voltage command value, and generates a first output voltage command value which is a command value for the output voltage of the power supply 11a, and generates a second output voltage command value which is a command value for the input voltage of the power supply 11b, based on a difference between the required driving voltage command value and the first output voltage command value. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&amp;INPIT

Description

この発明は、電力変換装置及び自動車システムに関し、特に、複数の直流電圧源から出力された電力に基づき電動機を駆動する駆動電力を供給する電力変換装置、及びこの電力変換装置を備えた自動車システムに関する。   The present invention relates to a power converter and an automobile system, and more particularly, to a power converter that supplies driving power for driving an electric motor based on electric power output from a plurality of DC voltage sources, and an automobile system including the power converter. .

従来、複数電源から出力された電力に基づき電動機を駆動する駆動電力を供給する電力変換器（Ｄ−ＥＰＣ）が知られている。
このような電力変換器に関するものとして、例えば、複数電源の各電源から供給する電力を任意の値に制御可能とする「モータ駆動システムの制御装置」（特許文献１参照）があり、この「モータ駆動システムの制御装置」においては、正弦波の電圧指令値を用いて、電力変換器の駆動制御をしている。
特開２００６−１２９６４４号公報 Conventionally, a power converter (D-EPC) that supplies driving power for driving an electric motor based on electric power output from a plurality of power sources is known.
As such a power converter, for example, there is a “motor drive system control device” (see Patent Document 1) that can control power supplied from each power source of a plurality of power sources to an arbitrary value. In the “drive system control device”, drive control of the power converter is performed using a voltage command value of a sine wave.
JP 2006-129644 A

しかしながら、従来の「モータ駆動システムの制御装置」における正弦波の電圧指令値を用いた制御では、その電圧指令値（正弦波）の振幅が電源の最大出力電圧（±Ｖ／２）に達した状態が、電圧指令値の最大波形となる。これにより、複数の電源間で電力移動を行う場合、第１直流電圧源（例えば、燃料電池）から第２直流電圧源（例えば、バッテリ）への移動電力は、第１直流電圧源の電圧指令値（正弦波）の振幅が最大出力電圧（±Ｖ／２）に達した時が最大となり、交流電動機（モータ）の駆動電圧を変化させないという環境においては、これ以上、移動電力を増加することができなかった。   However, in the control using the sine wave voltage command value in the conventional “motor drive system control device”, the amplitude of the voltage command value (sine wave) has reached the maximum output voltage (± V / 2) of the power supply. The state becomes the maximum waveform of the voltage command value. Thus, when power is transferred between a plurality of power sources, the moving power from the first DC voltage source (for example, the fuel cell) to the second DC voltage source (for example, the battery) is the voltage command of the first DC voltage source. In an environment where the amplitude of the value (sine wave) reaches the maximum output voltage (± V / 2) and becomes the maximum and the drive voltage of the AC motor (motor) is not changed, the mobile power must be increased further. I could not.

この発明の目的は、複数の電源間で電力移動を行う場合に、モータ駆動電圧を変化させることなく移動電力を増大させて、電力制御範囲を拡大することができる電力変換装置を提供することである。   An object of the present invention is to provide a power conversion device capable of expanding the power control range by increasing the moving power without changing the motor drive voltage when performing power transfer between a plurality of power sources. is there.

この発明によれば、第１直流電圧源及び第２直流電圧源を有した複数の直流電圧源と接続し、前記複数の直流電圧源の各入出力電圧からそれぞれ入出力電圧パルスを生成し、複数の入出力電圧パルスを合成することによって交流電動機を駆動する電力変換器と、前記電力変換器の駆動を制御する駆動制御手段とを備える電力変換装置において、前記駆動制御手段は、前記交流電動機の要求駆動電圧を演算する手段と、前記各入出力電圧の指令値を生成する入出力電圧指令値生成手段と、前記入出力電圧指令値に基づき、前記電力変換器を駆動する信号を生成する駆動信号生成手段とを有し、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記各入出力電圧の和が前記要求駆動電圧となるように、前記第１直流電圧源の直流電圧値の半値と、前記要求駆動電圧の指令値である要求駆動電圧指令値との差に所定の係数を乗じた値を前記要求駆動電圧指令値に加算して、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値を生成し、前記要求駆動電圧指令値と前記第１出力電圧指令値との差から前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値が生成される。 According to this invention, connected to a plurality of DC voltage sources having a first DC voltage source and a second DC voltage source, and generating input / output voltage pulses respectively from the input / output voltages of the plurality of DC voltage sources, A power converter comprising: a power converter that drives an AC motor by synthesizing a plurality of input / output voltage pulses; and a drive control unit that controls driving of the power converter, wherein the drive control unit includes the AC motor. A means for calculating the required drive voltage, an input / output voltage command value generating means for generating a command value of each input / output voltage, and a signal for driving the power converter based on the input / output voltage command value Drive signal generation means, and the input / output voltage command value generation means has a half value of the direct current voltage value of the first direct current voltage source so that the sum of the input / output voltages becomes the required drive voltage, Request driven By adding the difference between the value obtained by multiplying a predetermined coefficient between the required drive voltage command value is a command value of pressure to the required driving voltage command value, which is a first command value of the output voltage of the first DC voltage source An output voltage command value is generated, and a second input voltage command value that is a command value of an input voltage of the second DC voltage source is generated from a difference between the required drive voltage command value and the first output voltage command value. .

また、この発明に係る自動車システムは、この発明に係る電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を燃料電池とバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴としている。   An automobile system according to the present invention is equipped with the power converter according to the present invention, and the first DC voltage source and the second DC voltage source are constituted by a fuel cell and a battery, and output from the power converter. The supplied power is supplied to a driving force generation source that drives the driving wheels.

この発明によれば、複数の直流電圧源と接続し、前記複数の直流電圧源の各入出力電圧からそれぞれ入出力電圧パルスを生成し、複数の入出力電圧パルスを合成することによって交流電動機を駆動する電力変換器と、前記電力変換器の駆動を制御する駆動制御手段とを備える電力変換装置において、前記駆動制御手段は、前記交流電動機の要求駆動電圧を演算する手段と、前記各入出力電圧の指令値を生成する入出力電圧指令値生成手段と、前記入出力電圧指令値に基づき、前記電力変換器を駆動する信号を生成する駆動信号生成手段とを有し、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記各入出力電圧の和が前記要求駆動電圧となるように、前記第１直流電圧源の最大出力電圧と、前記要求駆動電圧の指令値である要求駆動電圧指令値との差に基づいて算出した加算値を前記要求駆動電圧指令値に加算して、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値を生成し、前記要求駆動電圧指令値と前記第１出力電圧指令値との差から前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値が生成される。   According to the present invention, an AC motor is connected by connecting to a plurality of DC voltage sources, generating input / output voltage pulses from the input / output voltages of the plurality of DC voltage sources, and synthesizing the plurality of input / output voltage pulses. In a power converter comprising a power converter to drive and a drive control means for controlling driving of the power converter, the drive control means includes means for calculating a required drive voltage of the AC motor, and each of the input / output Input / output voltage command value generating means for generating a voltage command value; and drive signal generating means for generating a signal for driving the power converter based on the input / output voltage command value; The value generation means includes a maximum output voltage of the first DC voltage source and a required drive voltage command value that is a command value of the required drive voltage so that a sum of the input / output voltages becomes the required drive voltage. To the difference And adding the calculated calculated value to the required drive voltage command value to generate a first output voltage command value that is a command value of the output voltage of the first DC voltage source. A second input voltage command value that is a command value of the input voltage of the second DC voltage source is generated from the difference from the first output voltage command value.

これにより、複数の電源間で電力移動を行う場合に、モータ駆動電圧を変化させることなく移動電力を増大させて、電力制御範囲を拡大することができる。
また、この発明に係る電力変換装置により、上記自動車システムを実現することができる。 As a result, when power is transferred between a plurality of power sources, the power control range can be expanded by increasing the moving power without changing the motor drive voltage.
Moreover, the said motor vehicle system is realizable with the power converter device which concerns on this invention.

以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施の形態）
図１は、この発明の第１実施の形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図２は、図１の電力変換器の回路図である。
図１に示すように、電力変換装置１０は、第１直流電圧源（電源ａ）１１ａと第２直流電圧源（電源ｂ）１１ｂ、電力変換器１２、及び駆動制御装置１３を有しており、トルク指令Ｔｅ*が駆動制御装置１３に入力することにより電力変換器１２からモータ（３相交流モータ）Ｍへ、モータ供給電力Ｐｍを出力する。モータＭは、モータ供給電力Ｐｍの入力により駆動される。 The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the power conversion apparatus according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram of the power converter of FIG.
As shown in FIG. 1, the power conversion device 10 includes a first DC voltage source (power source a) 11a, a second DC voltage source (power source b) 11b, a power converter 12, and a drive control device 13. When the torque command Te * is input to the drive control device 13, the motor supply power Pm is output from the power converter 12 to the motor (three-phase AC motor) M. The motor M is driven by the input of the motor supply power Pm.

図２に示すように、電力変換器１２は、モータＭの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）毎に、複数組のスイッチ手段（半導体スイッチ）を有している。
第１直流電圧源１１ａと第２直流電圧源１１ｂは、何れも負極側が、共通負極母線１４に接続されており、共通負極母線１４とモータＭの各相端子間は、一般的なインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ１５ａ，１６ａ，１７ａとダイオード１５ｂ，１６ｂ，１７ｂのそれぞれの組を介して接続されている。 As shown in FIG. 2, the power converter 12 has a plurality of sets of switch means (semiconductor switches) for each phase (U phase, V phase, W phase) of the motor M.
The first DC voltage source 11 a and the second DC voltage source 11 b are both connected to the common negative electrode bus 14 on the negative electrode side, and the common negative electrode bus 14 and each phase terminal of the motor M are connected to a common inverter. Similarly to the arm, the semiconductor switches 15a, 16a, and 17a are connected to each other through respective sets of diodes 15b, 16b, and 17b.

第１直流電圧源１１ａの正極母線１８とモータＭの各相端子間は、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ１９ａ／１９ｂ，２０ａ／２０ｂ，２１ａ／２１ｂの組を介して接続されている。第２直流電圧源１２ｂの正極母線２２とモータＭの各相端子間も同様に、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ２３ａ／２３ｂ、２４ａ／２４ｂ、２５ａ／２５ｂの組を介して接続されている。
第１直流電圧源１２ａの正極母線１８と共通負極母線１４の間には平滑コンデンサ２６が、第２直流電圧源１２ｂの正極母線２２と共通負極母線１４の間には平滑コンデンサ２７が、それぞれ接続されている。 Between the positive electrode bus 18 of the first DC voltage source 11a and each phase terminal of the motor M, a pair of two semiconductor switches 19a / 19b, 20a / 20b, 21a / 21b capable of controlling bidirectional conduction is provided. Connected. Similarly, a pair of two semiconductor switches 23a / 23b, 24a / 24b, and 25a / 25b capable of controlling bidirectional conduction between the positive electrode bus 22 of the second DC voltage source 12b and each phase terminal of the motor M. Connected through.
A smoothing capacitor 26 is connected between the positive electrode bus 18 and the common negative electrode bus 14 of the first DC voltage source 12a, and a smoothing capacitor 27 is connected between the positive electrode bus 22 and the common negative electrode bus 14 of the second DC voltage source 12b. Has been.

この電力変換器１１は、共通負極母線１４、第１直流電圧源１２ａの正極母線１８、及び第２直流電圧源１２ｂの正極母線２２の３つの電位、つまり、ＧＮＤ電位、第１直流電圧源１２ａの電位Ｖｄｃ_ａ、第２直流電圧源１２ｂの電位Ｖｄｃ_ｂをもとに、モータＭに印加する電圧を生成する直流（ＤＣ）−交流（ＡＣ）電力変換器である。モータＭの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に設けられた半導体スイッチが、モータＭの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、ＧＮＤ電位、電位Ｖｄｃ_ａ、Ｖｄｃ_ｂの中から択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータＭに必要な電圧を供給する。   The power converter 11 includes three potentials of the common negative electrode bus 14, the positive electrode bus 18 of the first DC voltage source 12a, and the positive electrode bus 22 of the second DC voltage source 12b, that is, the GND potential and the first DC voltage source 12a. This is a direct current (DC) -alternating current (AC) power converter that generates a voltage to be applied to the motor M based on the potential Vdc_a of the second DC voltage source 12b and the potential Vdc_b of the second DC voltage source 12b. A semiconductor switch provided in each phase (U phase, V phase, W phase) of the motor M is a switch means for generating a voltage to be output to each phase of the motor M. From among the GND potential, the potential Vdc_a, and Vdc_b Alternatively, the necessary voltage is supplied to the motor M by changing the proportion of the connection time.

次に、駆動制御装置１３の構成を説明する。
図１に示すように、駆動制御装置１３は、トルク制御部２８、電流制御部２９、電力制御・変調率演算部３０、ＰＷＭパルス生成部３１、及び３相／ｄｑ変換部３２を有している。
トルク制御部２８は、外部より与えられるトルク指令値Ｔｅ＊とモータ回転速度ωから、モータＭのｄ軸電流の指令値ｉｄ＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ＊を演算する。また、トルク制御部２８は、予め作成されたトルク指令値Ｔｅ＊とモータ回転速度ωを軸としたマップを参照し、モータＭのｄ軸電流の指令値ｉｄ＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ＊を出力する。 Next, the configuration of the drive control device 13 will be described.
As shown in FIG. 1, the drive control device 13 includes a torque control unit 28, a current control unit 29, a power control / modulation rate calculation unit 30, a PWM pulse generation unit 31, and a three-phase / dq conversion unit 32. Yes.
The torque control unit 28 calculates the command value id * of the d-axis current of the motor M and the command value iq * of the q-axis current from the torque command value Te * and the motor rotation speed ω given from the outside. Further, the torque control unit 28 refers to a previously prepared map with the torque command value Te * and the motor rotational speed ω as axes, and a d-axis current command value id * of the motor M and a q-axis current command value iq. * Is output.

図３は、図１の電流制御部の構成を示すブロック図である。図３に示すように、電流制御部２９は、電流制御処理部３３とｄｑ／３相変換処理部３４を有しており、モータＭのｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑとから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を出力する。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the current control unit of FIG. As illustrated in FIG. 3, the current control unit 29 includes a current control processing unit 33 and a dq / 3-phase conversion processing unit 34, and the d-axis current command value id * of the motor M and the q-axis current command value iq From the * , the d-axis current value id, and the q-axis current value iq, current control is performed to match these. By this control, voltage command values vu * , vv * , vw * for each phase of the three-phase AC are output.

電流制御処理部３３は、モータＭのｄ軸電流の指令値ｉｄ＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ＊、及びｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑが入力することにより、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊に、ｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑが追従するように、それぞれＰ（比例）Ｉ（積分）制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を出力する。ｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑは、３相／ｄｑ変換部３２により、電流センサ（図示しない）で検出したＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖから求められる。 The current control processing unit 33 receives the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * of the motor M, and the d-axis current value id and the q-axis current value iq, thereby inputting the d-axis current command. Feedback control by P (proportional) I (integral) control is performed so that the d-axis current value id and the q-axis current value iq follow the value id * and the q-axis current command value iq * , respectively. Command value vd * and q-axis voltage command value vq * are output. The d-axis current value id and the q-axis current value iq are obtained from the U-phase current iu and V-phase current iv detected by a current sensor (not shown) by the three-phase / dq converter 32.

ｄｑ／３相変換処理部３４は、ｄｑ軸電圧を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を入力として、Ｕ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ＊を出力する。
電力制御・変調率演算部３０は、図１に示すように、第１直流電圧源（電源ａ）１１ａと第２直流電圧源（電源ｂ）１１ｂから供給される電力目標値（Ｐａ＊，Ｐｂ＊）を用いて、電力制御を行うための瞬時変調率指令ｍｕ_ａ_ｃ＊，ｍｕ_ｂ_ｃ＊，ｍｖ_ａ_ｃ＊，ｍｖ_ｂ_ｃ＊，ｍｗ_ａ_ｃ＊，ｍｗ_ｂ_ｃ＊を求める。 The dq / 3-phase conversion processing unit 34 is dq / 3-phase voltage conversion means for converting the dq-axis voltage into a three-phase voltage command, and receives the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * as inputs. The U-phase voltage command value vu * , the V-phase voltage command value vv * , and the W-phase voltage command value vw * are output.
As shown in FIG. 1, the power control / modulation rate calculation unit 30 is a power target value (Pa * , Pb) supplied from the first DC voltage source (power source a) 11a and the second DC voltage source (power source b) 11b. * ) Is used to obtain instantaneous modulation rate commands mu_a_c * , mu_b_c * , mv_a_c * , mv_b_c * , mw_a_c * , mw_b_c * for power control.

先ず、電力制御・変調率演算部３０における電力制御について説明する。
モータＭに供給する電力をＰｍとし、電力変換器１２の効率を１００％とすれば、電力目標値（Ｐａ＊，Ｐｂ＊）とモータ供給電力Ｐｍには、以下のような関係が成立する。
Ｐａ＊＋Ｐｂ＊＝Ｐｍ …（１）
また、第１直流電圧源１１ａと第２直流電圧源１１ｂの電力比率を考え、第１直流電圧源１１ａの電力比率をｒｔｏ_ａ、第２直流電圧源１１ｂの電力比率をｒｔｏ_ｂとすると、以下のような関係が成立する。
ｒｔｏ_ｐａ＋ｒｔｏ_ｐｂ＝１ …（２） First, the power control in the power control / modulation rate calculation unit 30 will be described.
If the power supplied to the motor M is Pm and the efficiency of the power converter 12 is 100%, the following relationship is established between the power target values (Pa * , Pb * ) and the motor supply power Pm.
Pa * + Pb * = Pm (1)
Considering the power ratio between the first DC voltage source 11a and the second DC voltage source 11b, assuming that the power ratio of the first DC voltage source 11a is rto_a and the power ratio of the second DC voltage source 11b is rto_b, The relationship is established.
rto_pa + rto_pb = 1 (2)

このため、一方の電力目標値が得られれば、式（１）の関係から、もう一方の電力目標値を求めることができる。なお、図１では、電力制御・変調率演算部３０の入力として、電力目標値Ｐａ＊のみを記しており、電力制御・変調率演算部３０内部での演算により、上式に基づき電力目標値Ｐｂ＊を演算する。
次に、電力制御・変調率演算部３０について詳細に説明する。
図４は、図１の電力制御・変調率演算部の構成を示す説明図である。図４に示すように、電力制御・変調率演算部３０は、電力制御手段３５、変調率演算手段３６、変調率補正手段３７、及び加算器３８ａ，３８ｂを有している。 For this reason, if one electric power target value is obtained, the other electric power target value can be calculated | required from the relationship of Formula (1). In FIG. 1, only the power target value Pa * is shown as an input of the power control / modulation rate calculation unit 30, and the power target value is calculated based on the above formula by calculation inside the power control / modulation rate calculation unit 30. Pb * is calculated.
Next, the power control / modulation rate calculation unit 30 will be described in detail.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a configuration of the power control / modulation rate calculation unit of FIG. As shown in FIG. 4, the power control / modulation rate calculation unit 30 includes a power control unit 35, a modulation rate calculation unit 36, a modulation rate correction unit 37, and adders 38a and 38b.

ここでは、電力制御手段３５について説明し、変調率演算手段３６、変調率補正手段３７、及び加算器３８ａ，３８ｂについては、後述する。
電力制御手段３５は、減算器３９ａ，３９ｂ、乗算器４０、及び加算器４１を有している。先ず、減算器３９ａにより、第１直流電圧源１１ａ側の直流電圧値の半値Ｖｄｃ_ａ／２から、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を減算する。また、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の符号が負の場合は、−Ｖｄｃ_ａ／２とｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の差をとる。次に、乗算器４０により、減算器３９ａからの出力である、Ｖｄｃ_ａ／２とｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の差に電力係数ＫＰａを乗算する。 Here, the power control unit 35 will be described, and the modulation rate calculation unit 36, the modulation rate correction unit 37, and the adders 38a and 38b will be described later.
The power control means 35 includes subtractors 39a and 39b, a multiplier 40, and an adder 41. First, the motor voltage command values vu * , vv * , vw * are subtracted from the half value Vdc_a / 2 of the DC voltage value on the first DC voltage source 11a side by the subtractor 39a. Further, when the signs of the motor voltage command values vu * , vv * , vw * are negative, the difference between -Vdc_a / 2 and vu * , vv * , vw * is taken. Next, the multiplier 40 multiplies the difference between Vdc_a / 2 and vu * , vv * , vw * , which is an output from the subtractor 39a, by the power coefficient KPa.

次に、加算器４１により、乗算器４０から出力された乗算結果に、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を加算することで、第１直流電圧源１１ａ側が出力する電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊を求める。
ｖｕ_ａ＊＝ｖｕ＊＋ＫＰａ＊（Ｖｄｃ／２−ｖｕ＊）
ｖｖ_ａ＊＝ｖｖ＊＋ＫＰａ＊（Ｖｄｃ／２−ｖｖ＊） …（３）
ｖｗ_ａ＊＝ｖｗ＊＋ＫＰａ＊（Ｖｄｃ／２−ｖｗ＊） Next, the adder 41 adds the motor voltage command values vu * , vv * , vw * to the multiplication result output from the multiplier 40, whereby the voltage command value vu_a output from the first DC voltage source 11a side. * , Vv_a * , vw_a * are obtained.
vu_a * = vu * + KPa * (Vdc / 2−vu * )
vv_a * = vv * + KPa * (Vdc / 2−vv * ) (3)
vw_a * = vw * + KPa * (Vdc / 2−vw * )

一方、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊は、減算器３８で、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊を減算して求める。
ｖｕ_ｂ＊＝ｖｕ＊−ｖｕ_ａ＊
ｖｖ_ｂ＊＝ｖｖ＊−ｖｖ_ａ＊ …（４）
ｖｗ_ｂ＊＝ｖｗ＊−ｖｗ_ａ＊
なお、第２直流電圧源１１ｂ側が回生状態である場合は、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊の符号は負である。 On the other hand, the voltage command values vu_b * , vv_b * , vw_b * on the second DC voltage source 11b side are subtracted from the motor voltage command values vu * , vv * , vw * on the first DC voltage source 11a side. The voltage command values vu_a * , vv_a * and vw_a * are subtracted.
vu_b * = vu * -vu_a *
vv_b * = vv * −vv_a * (4)
vw_b * = vw * -vw_a *
When the second DC voltage source 11b side is in a regenerative state, the sign of the voltage command values vu_b * , vv_b * , vw_b * on the second DC voltage source 11b side is negative.

式（３）が示すように、電力係数ＫＰａを可変することによって、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊は、振幅が変化する。即ち、第２直流電圧源１１ｂ側が力行状態である場合は、
ＫＰａ→大のとき
ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊→大、ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊→小
ＫＰａ→小のとき
ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊→小、ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊→大 As shown in Expression (3), by varying the power coefficient KPa, the voltage command values vu_a * , vv_a * , vw_a * on the first DC voltage source 11a side, and the voltage command value vu_b on the second DC voltage source 11b side are changed. The amplitudes of * , vv_b * , and vw_b * change. That is, when the second DC voltage source 11b side is in a power running state,
KPa → large when vu_a *, vv_a *, vw_a * → large, vu_b *, vv_b *, vw_b * → small KPa → small when vu_a *, vv_a *, vw_a * → small, vu_b *, vv_b *, vw_b * → Large

となる。これは、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を一定にする条件の下で、第１直流電圧源１１ａ側と第２直流電圧源１１ｂ側の双方が力行状態にある場合、一方の電源、例えば第１直流電圧源１１ａ側の出力が大きくなれば、その分他方の電源の出力が小さくなることを意味する。 It becomes. This is because when both the first DC voltage source 11a side and the second DC voltage source 11b side are in a power running state under the condition that the motor voltage command values vu * , vv * , vw * are constant. If the power supply, for example, the output on the first DC voltage source 11a side increases, it means that the output of the other power supply decreases accordingly.

また、第２直流電圧源１１ｂ側が回生状態である場合は、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊の符号は負であるので、
ＫＰａ→大のとき
ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊→大、−ｖｕ_ｂ＊，−ｖｖ_ｂ＊，−ｖｗ_ｂ＊→大
ＫＰａ→小のとき
ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊→小、−ｖｕ_ｂ＊，−ｖｖ_ｂ＊，−ｖｗ_ｂ＊→小
となる。 When the second DC voltage source 11b side is in a regenerative state, the sign of the voltage command values vu_b * , vv_b * , vw_b * on the second DC voltage source 11b side is negative.
When KPa → large vu_a * , vv_a * , vw_a * → large, −vu_b * , −vv_b * , −vw_b * → large When KPa → small, vu_a * , vv_a * , vw_a * → small, −vu_b * , − vv_b * , −vw_b * → small.

これは、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を一定にする条件の下で、第１直流電圧源１１ａ側が力行状態にあり、第２直流電圧源１１ｂ側が回生状態にある場合、力行側である第１直流電圧源１１ａ側の出力が大きくなれば、その分回生側である他方の電源の回生量が大きくなることを意味する。
このようにして、第１直流電圧源１１ａ及び第２直流電圧源１１ｂから出力される電圧を変化させることができる。これにより、第１直流電圧源１１ａ及び第２直流電圧源１１ｂから出力される電力を制御する。 This is because when the motor voltage command values vu * , vv * , and vw * are constant, the first DC voltage source 11a side is in a power running state and the second DC voltage source 11b side is in a regenerative state. If the output on the first DC voltage source 11a side, which is the side, increases, it means that the amount of regeneration of the other power source on the regeneration side increases accordingly.
In this way, the voltages output from the first DC voltage source 11a and the second DC voltage source 11b can be changed. Thereby, the electric power output from the 1st DC voltage source 11a and the 2nd DC voltage source 11b is controlled.

上述した構成を有することにより、第１直流電圧源１１ａが出力できる瞬時最大電圧範囲を有効に使って電力を制御することができる。
図５は、図１の電力変換装置における電源が出力可能な出力電圧ベクトル範囲の説明図である。図５に示すように、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値が正弦波であることを前提とした場合、第１直流電圧源１１ａ側が出力可能な電圧ベクトルの範囲は、図中の円内となるが、上記構成を有する電力変換装置１０により電力係数ＫＰａを可変とすることで、出力可能な電圧ベクトルの範囲を、図中の正６角形内にまで拡大することができる。 By having the above-described configuration, it is possible to control electric power by effectively using the instantaneous maximum voltage range that can be output from the first DC voltage source 11a.
FIG. 5 is an explanatory diagram of an output voltage vector range that can be output by the power supply in the power conversion apparatus of FIG. 1. As shown in FIG. 5, when it is assumed that the voltage command value on the first DC voltage source 11a side is a sine wave, the range of voltage vectors that can be output on the first DC voltage source 11a side is the circle in the figure. However, by making the power coefficient KPa variable by the power conversion device 10 having the above configuration, the range of voltage vectors that can be output can be expanded to a regular hexagon in the figure.

従って、電力制御範囲を拡大することができ、或いは同一の電力制御システムを設計した場合でも直流の電圧をより低く設定することができるため、電力変換器の効率を向上させることができる。また、燃料電池とバッテリー等を用いた直流電圧が可変するシステムに対応した場合においても、バッテリーに回生する電力量を多くすることができるため、バッテリーの充電量（Ｓｔａｔｅ ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ：ＳＯＣ）を柔軟に制御することができ、安定性を高めることができる。
また、電力指令値に応じて電圧指令値を生成することで、電力指令値が急峻に変化する場合であっても安定して電力を制御することができる。 Therefore, the power control range can be expanded, or even when the same power control system is designed, the DC voltage can be set lower, so that the efficiency of the power converter can be improved. In addition, even when a system using a fuel cell, a battery, or the like that varies the DC voltage is used, the amount of power regenerated in the battery can be increased, so that the amount of charge (SOC) of the battery is flexible. The stability can be increased.
Further, by generating the voltage command value according to the power command value, it is possible to control the power stably even when the power command value changes sharply.

また、電力係数ＫＰａは、複数の二次元マップを参照することにより求める。
図６は、電力係数ＫＰａを生成するための複数の二次元マップを示す説明図である。図６に示す、モータ力率ｃｏｓφ、モータ電流振幅Ｉ、電力指令値Ｐａ＊をパラメータとする複数の二次元マップを参照することによって、電力係数ＫＰａを求める。 Further, the power coefficient KPa is obtained by referring to a plurality of two-dimensional maps.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing a plurality of two-dimensional maps for generating the power coefficient KPa. The power coefficient KPa is obtained by referring to a plurality of two-dimensional maps having the motor power factor cosφ, the motor current amplitude I, and the power command value Pa * as parameters shown in FIG.

上述の通り、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を一定にする条件の下で、第１直流電圧源１１ａ側が力行状態にあり、第２直流電圧源１１ｂ側が回生状態にある場合、ＫＰaを大きくすると、力行側である第１直流電圧源１１ａ側の出力が大きくなり、その分回生側である他方の電源の回生量も大きくなるが、第１直流電圧源の出力電圧と第２直流電圧源の入力電圧とに大小がある場合、第１直流電圧源が出力する電力量から交流電動機が消費する電力量を引いた移動電力量と、第２直流電圧源に入力される電力量とが同量となる範囲内で、電力係数ＫＰaを大きくする。また、第１直流電圧源の出力電圧と第２直流電圧源の入力電圧とに大小が無い場合、電力係数ＫＰａは１／２を超えない値の範囲に設定される。 As described above, when the motor voltage command values vu * , vv * , and vw * are constant, the first DC voltage source 11a side is in a power running state and the second DC voltage source 11b side is in a regenerative state. Increasing KPa increases the output of the first DC voltage source 11a on the power running side and increases the amount of regeneration of the other power source on the regeneration side, but the output voltage of the first DC voltage source and the second When the input voltage of the DC voltage source is large or small, the amount of power that is obtained by subtracting the amount of power that is consumed by the AC motor from the amount of power that is output from the first DC voltage source, and the amount of power that is input to the second DC voltage source Is increased within a range where the same amount is obtained. In addition, when the output voltage of the first DC voltage source and the input voltage of the second DC voltage source are not large, the power coefficient KPa is set to a range not exceeding 1/2.

一般に電力は、電圧と電流と通電時間の積から算出される。なお、この通電時間とは、後述する図１３に示すような１キャリア周期中での各電圧源のＯＮ時間に相当する。つまり、上記電力係数を変化させると、このＯＮ時間が変化することになる。
ここでＯＮ時間と電力係数の関係を示すと、１キャリア周期中での第１直流電圧源のＯＮ時間は、モータ電力印加分時間と移動電力用時間（電力係数ＫＰa）との和となり、第２直流電圧源源のＯＮ時間は、移動電力用時間（電力係数ＫＰa）となる。 In general, power is calculated from the product of voltage, current, and energization time. The energization time corresponds to the ON time of each voltage source in one carrier cycle as shown in FIG. That is, when the power coefficient is changed, the ON time changes.
Here, when the relationship between the ON time and the power coefficient is shown, the ON time of the first DC voltage source in one carrier cycle is the sum of the motor power application time and the moving power time (power coefficient KPa). 2 The ON time of the DC voltage source is the mobile power time (power coefficient KPa).

つまり、各電圧源のＯＮ時間の和が、１キャリア周期となるときがＯＮ時間の増大上限、すなわち電力係数ＫＰaの上限となる。この関係を考慮し、本願では、モータへの印加電圧分を引いた第１直流電圧源からの出力電圧と、第１直流電圧源に通電する電流と、そのＯＮ時間との積から得られる移動電力量と、第２直流電圧源の入力電圧と、第２直流電圧源に通電する電流と、そのＯＮ時間との積から得られる入力電力量とが、同量となるようにしつつ、電力係数ＫＰaを増大操作（＝ＯＮ時間を増大操作）することでモータへのトルク変動を生じさせずに、電力移動量を増大させることを可能とする。
このように構成することで、モータの運転状態に応じて係数をきめ細かく可変することにより、電源間の電力移動がモータの運転に及ぼす影響を抑制し、モータの運転を安定化させることができる。 That is, when the sum of the ON times of the voltage sources is one carrier cycle, the upper limit of the ON time increase, that is, the upper limit of the power coefficient KPa. In consideration of this relationship, in the present application, the movement obtained from the product of the output voltage from the first DC voltage source obtained by subtracting the voltage applied to the motor, the current passed through the first DC voltage source, and the ON time thereof. The power coefficient is obtained so that the input power amount obtained from the product of the power amount, the input voltage of the second DC voltage source, the current passed through the second DC voltage source, and the ON time thereof is the same amount. By increasing KPa (= increasing ON time), the amount of power transfer can be increased without causing torque fluctuations to the motor.
With this configuration, the coefficient can be finely varied according to the operating state of the motor, thereby suppressing the influence of the power transfer between the power supplies on the motor operation and stabilizing the motor operation.

また、上記マップにより係数を求めることによって計算量を減らすことができるため、駆動制御装置を安価に構成することができる。更に、係数にリミットをかけることによって、簡単な計算で出力電圧のオーバーフロー等によるフェールを防止することができる。加えて、係数を徐々に可変することにより、急激な電力変化によるトルクショック等を抑制することができる。
次に、電力変換装置１０の動作例について説明する。 Further, since the amount of calculation can be reduced by obtaining the coefficient from the map, the drive control device can be configured at low cost. Furthermore, by limiting the coefficient, it is possible to prevent a failure due to an overflow of the output voltage by a simple calculation. In addition, by gradually changing the coefficient, it is possible to suppress a torque shock or the like due to a sudden power change.
Next, an operation example of the power conversion device 10 will be described.

図７は、図１の電力変換装置における、第１直流電圧源側電圧指令値、第２直流電圧源側電圧指令値及びモータ電圧指令値と、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の電力の関係（その１）をグラフで示し、（ａ）はＫＰａ＝１／２の場合の各電圧指令値の説明図、（ｂ）は各電源の出力電力の説明図である。図８は、図１の電力変換装置における、第１直流電圧源側電圧指令値、第２直流電圧源側電圧指令値及びモータ電圧指令値と、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の電力の関係（その２）をグラフで示し、（ａ）はモータ電圧指令値が電圧リミットに張り付いている場合の各電圧指令値の説明図、（ｂ）は各電源の回生電力の説明図である。   7 shows the first DC voltage source side voltage command value, the second DC voltage source side voltage command value, the motor voltage command value, the first DC voltage source, and the second DC voltage source in the power conversion device of FIG. The relationship (part 1) of the power is shown by a graph, (a) is an explanatory diagram of each voltage command value when KPa = 1/2, and (b) is an explanatory diagram of the output power of each power source. 8 shows the first DC voltage source side voltage command value, the second DC voltage source side voltage command value, the motor voltage command value, the first DC voltage source, and the second DC voltage source in the power conversion device of FIG. The power relationship (part 2) is shown in a graph, (a) is an explanatory diagram of each voltage command value when the motor voltage command value is stuck to the voltage limit, and (b) is an explanatory diagram of regenerative power of each power source. It is.

なお、図７及び図８において、（ａ）は横軸が時間（Ｔｉｍｅ［ｍｓｅｃ］）、縦軸が指令電圧［Ｖ］、（ｂ）は横軸が時間（Ｔｉｍｅ［ｍｓｅｃ］）、縦軸がＶ１，Ｖ２電力［Ｗ］である。   7 and 8, (a) is time (Time [msec]) on the horizontal axis, command voltage [V] is on the vertical axis, and (b) is time (Time [msec]) on the horizontal axis. Is V1, V2 power [W].

図７に示すように、上記構成を有する電力変換装置１０により、電力係数ＫＰａ＝１／２の場合、第１直流電圧源１１ａから出力される電圧指令値ｖｕ_ａ＊と第２直流電圧源１１ｂから出力される電圧指令値ｖｕ_ｂ＊の和が、モータ電圧指令値ｖｕ＊に等しく、第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値ｖｕ_ａ＊はモータ電圧指令値ｖｕ＊より大きく、第２直流電圧源１１ｂ側電圧指令値ｖｕ_ｂ＊は負の電圧指令が生成される（（ａ）参照）。これに対応する第１直流電圧源１１ａ側の電力及び第２直流電圧源１１ｂ側の電力が、それぞれ出力される（（ｂ）参照）。 As shown in FIG. 7, when the power coefficient KPa = 1/2, the power conversion device 10 having the above configuration generates a voltage command value vu_a * output from the first DC voltage source 11a and a second DC voltage source 11b. The sum of the output voltage command values vu_b * is equal to the motor voltage command value vu * , the first DC voltage source 11a side voltage command value vu_a * is greater than the motor voltage command value vu * , and the second DC voltage source 11b side A negative voltage command is generated for the voltage command value vu_b * (see (a)). Corresponding power on the first DC voltage source 11a side and power on the second DC voltage source 11b side are respectively output (see (b)).

また、図８に示すように、上記構成を有する電力変換装置１０により、モータ電圧指令値が電圧リミットに張り付いている場合であっても、充電電力を発生させるための第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値ｖｕ_ａ＊が生成される（（ａ）参照）。このように第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値ｖｕ_ａ＊を生成した場合、それに対応する第１直流電圧源１１ａ側の回生電力及び第２直流電圧源１１ｂ側の回生電力が出力される（（ｂ）参照）。 Further, as shown in FIG. 8, the first DC voltage source 11a for generating charging power even when the motor voltage command value is stuck to the voltage limit by the power conversion device 10 having the above configuration. A side voltage command value vu_a * is generated (see (a)). When the first DC voltage source 11a side voltage command value vu_a * is generated in this way, the corresponding regenerative power on the first DC voltage source 11a side and regenerative power on the second DC voltage source 11b side are output (( b)).

図９は、図５の出力電圧ベクトル範囲の部分拡大図である。図５に示すように、第１直流電圧源１１ａが出力する電圧ベクトルをｖ_ａ、第２直流電圧源１１ｂが出力する電圧ベクトルをｖ_ｂ、モータＭへの電圧ベクトルをｖとすれば、ｖ_ａとｖ_ｂの和はｖに等しくなる。また、ｖ_ａはｖと同方向でｖ_ｂの分長いベクトルとなる。ｖ_ｂはｖの反対方向のベクトルを持つベクトルとなる。なお、図中、領域Ａは、出力可能な電圧ベクトルの範囲が円内から正６角形内にまで拡大されたことによる拡大部分である（図５参照）。   FIG. 9 is a partially enlarged view of the output voltage vector range of FIG. As shown in FIG. 5, if the voltage vector output from the first DC voltage source 11a is v_a, the voltage vector output from the second DC voltage source 11b is v_b, and the voltage vector to the motor M is v, then v_a and v_b Is equal to v. Also, v_a is a vector that is longer than v_b in the same direction as v. v_b is a vector having a vector in the opposite direction of v. In the figure, a region A is an enlarged portion obtained by expanding the range of output voltage vectors from a circle to a regular hexagon (see FIG. 5).

次に、変調率演算とＰＷＭパルス生成について説明する。この説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。
変調率演算に際し、先ず、変調率を演算する。図４に示すように、変調率演算手段３６は、乗算器４２ａ，４２ｂを有しており、乗算器４２ａに第１直流電圧源１１ａの電圧Ｖｄｃ_ａ、乗算器４２ｂに第２直流電圧源１１ｂの電圧Ｖｄｃ_ｂがそれぞれ入力することにより変調率を演算し、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令値ｍｕ_ａ＊，ｍｕ_ｂ＊，ｍｖ_ａ＊，ｍｖ_ｂ＊，ｍｗ_ａ＊，ｍｗ_ｂ＊を生成する。 Next, modulation rate calculation and PWM pulse generation will be described. Although this description is given only for the U phase, the same operation is performed for the V phase and the W phase.
In calculating the modulation rate, first, the modulation rate is calculated. As shown in FIG. 4, the modulation factor calculating means 36 has multipliers 42a and 42b, the multiplier 42a has the voltage Vdc_a of the first DC voltage source 11a, and the multiplier 42b has the second DC voltage source 11b. When the voltage Vdc_b is input, the modulation rate is calculated, and the instantaneous modulation rate command values mu_a * , mu_b * , mv_a * , mv_b * , mw_a * , which are the normalized voltage commands of the U, V, and W phases. mw_b * is generated.

ここでは、Ｕ相の第１直流電圧源１１ａ分電圧指令ｖｕ_ａ＊と第２直流電圧源１１ｂ分電圧指令ｖｕ_ｂ＊を、それぞれの直流電圧の半分の値（Ｖｄｃ_ａ／２，Ｖｄｃ_ｂ／２）で正規化することにより、第１直流電圧源１１ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ_ａ＊と第２直流電圧源１１ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ_ｂ＊を求める。
ｍｕ_ａ＊＝ｖｕ_ａ＊／（Ｖｄｃ_ａ／２）
ｍｕ_ｂ＊＝ｖｕ_ｂ＊／（Ｖｄｃ_ｂ／２）…（５） Here, the U-phase first DC voltage source 11a divided voltage command vu_a * and the second DC voltage source 11b divided voltage command vu_b * are normalized at half the value of each DC voltage (Vdc_a / 2, Vdc_b / 2). Thus, the instantaneous modulation factor command value mu_a * for the first DC voltage source 11a and the instantaneous modulation factor command value mu_b * for the second DC voltage source 11b are obtained.
mu_a * = vu_a * / (Vdc_a / 2)
mu_b * = vu_b * / (Vdc_b / 2) (5)

次に、変調率を補正する。図４に示すように、変調率補正手段３７は、変調率オフセット演算器３７ａを有しており、得られた変調率を出力するために、ＰＷＭ周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。
変調率オフセット演算器３７ａで、第１直流電圧源１１ａ電源電圧Ｖｄｃ_ａ及び第２直流電圧源１１ｂ電源電圧Ｖｄｃ_ｂと、電力比率の関係値ｒｔｏ_ｐａ，ｒｔｏ_ｐｂから、次の変調率オフセット値ｍａ_offset0，ｍｂ_offset0を演算する。ここで、ｒｔｏ_ｐｂは、前述の式（２）に基づき演算する。
ｒｔｏ_ｐｂ＝１−ｒｔｏ_ｐａ…（６） Next, the modulation rate is corrected. As shown in FIG. 4, the modulation rate correction means 37 has a modulation rate offset calculator 37a, which distributes the time width of the PWM period to output the obtained modulation rate, and performs final modulation. The rate command value is calculated.
The modulation factor offset calculator 37a calculates the next modulation factor offset values ma_offset0 and mb_offset0 from the first DC voltage source 11a power supply voltage Vdc_a and the second DC voltage source 11b power supply voltage Vdc_b and the relationship values rto_pa and rto_pb of the power ratio. To do. Here, rto_pb is calculated based on the aforementioned equation (2).
rto_pb = 1-rto_pa (6)

Figure 0005320850
Figure 0005320850

得られた変調率オフセット値ｍａ_offset0，ｍｂ_offset0は、加算器３８ａと加算器３８ｂ（図４参照）で、それぞれ第１直流電圧源１１ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ_ａ＊、第２直流電圧源１１ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ_ｂ＊と加算する。
ｍｕ_ａ_ｃ＊＝ｍｕ_ａ＊＋ｍａ_offset＊−１
ｍｕ_ｂ_ｃ＊＝ｍｕ_ｂ＊＋ｍｂ_offset＊−１
ＰＷＭパルス生成に際し、第１直流電圧源１１ａ用キャリア及び第２直流電圧源１１ｂ用キャリアとして三角波を設ける。 The resulting modulation rate offset value Ma_offset0, mb_offset0 is the adder 38a and an adder 38b (see FIG. 4), each of the first DC voltage source 11a fraction instantaneous modulation rate instruction value mu_a *, the second DC voltage source 11b fraction instantaneous It is added to the modulation factor command value mu_b * .
mu_a_c * = mu_a * + ma_offset * −1
mu_b_c * = mu_b * + mb_offset * -1
In generating the PWM pulse, a triangular wave is provided as a carrier for the first DC voltage source 11a and a carrier for the second DC voltage source 11b.

図１０は、ＰＷＭパルス生成に際し用いる三角波の説明図である。図１０に示すように、第１直流電圧源１１ａ用キャリア（電源ａ用キャリア）は、第１直流電圧源１１ａの電圧Ｖｄｃ_ａから電圧パルスを出力するため、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアである。第２直流電圧源１１ｂ用キャリア（電源ｂ用キャリア）は、第２直流電圧源１１ｂの電圧Ｖｄｃ_ｂから電圧パルスを出力するため、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアである。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限−１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。   FIG. 10 is an explanatory diagram of a triangular wave used for generating a PWM pulse. As shown in FIG. 10, the carrier for the first DC voltage source 11a (carrier for the power source a) generates a PWM pulse for driving each switch in order to output a voltage pulse from the voltage Vdc_a of the first DC voltage source 11a. For a triangular wave carrier. The carrier for the second DC voltage source 11b (carrier for the power source b) is a triangular wave carrier for generating a PWM pulse for driving each switch in order to output a voltage pulse from the voltage Vdc_b of the second DC voltage source 11b. These two triangular wave carriers have an upper limit value +1 and a lower limit value -1, and have a phase difference of 180 degrees.

次に、Ｕ相の各スイッチ手段（半導体スイッチ）の駆動について説明する。
図１１は、図２のＵ相についての回路図である。図１１に示す、Ｕ相の各スイッチ手段を駆動する信号Ａ〜Ｅを、次のようにする。
Ａ：第１直流電圧源１１ａから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段の駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチ手段の駆動信号
Ｃ：出力端子から第１直流電圧源１１ａの方向へ導通するスイッチ手段の駆動信号
Ｄ：第２直流電圧源１１ｂから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段の駆動信号
Ｅ：出力端子から第２直流電圧源１１ｂの方向へ導通するスイッチ手段を駆動信号 Next, driving of each U-phase switch means (semiconductor switch) will be described.
FIG. 11 is a circuit diagram for the U phase of FIG. Signals A to E for driving the U-phase switch means shown in FIG. 11 are as follows.
A: Drive signal of switch means conducting in the direction from the first DC voltage source 11a to the output terminal B: Drive signal C of switch means conducting in the direction from the output terminal to the negative electrode C: Direction from the output terminal to the first DC voltage source 11a Drive signal D of the switch means conducting to the output signal: Drive signal E of the switch means conducting in the direction from the second DC voltage source 11b to the output terminal: Drive signal for the switch means conducting from the output terminal to the second DC voltage source 11b

先ず、第１直流電圧源１１ａから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。第１直流電圧源１１ａからＰＷＭパルスを出力する際に、駆動信号Ａをオン（ＯＮ）状態にする必要がある。第１直流電圧源１１ａの正極と第２直流電圧源１１ｂの正極の間に電位差があり、第１直流電圧源１１ａの電源電圧Ｖｄｃ_ａが第２直流電圧源１１ｂの電源電圧Ｖｄｃ_ｂより大きい（Ｖｄｃ_ａ＞Ｖｄｃ_ｂ）とき、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオン状態になると、両正極間を短絡する電流が流れることになる。   First, a pulse generation method when outputting a voltage pulse from the first DC voltage source 11a will be described. When the PWM pulse is output from the first DC voltage source 11a, the drive signal A needs to be turned on. There is a potential difference between the positive electrode of the first DC voltage source 11a and the positive electrode of the second DC voltage source 11b, and the power supply voltage Vdc_a of the first DC voltage source 11a is larger than the power supply voltage Vdc_b of the second DC voltage source 11b (Vdc_a>). Vdc_b), when both the drive signal A and the drive signal E are turned on, a current that short-circuits between both positive electrodes flows.

例えば、同時に駆動信号Ａをオン状態からオフ（ＯＦＦ）状態へ、駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えた場合、駆動信号Ａが完全にオフ状態になる迄に時間を要するため、駆動信号Ｅのオン状態時と重なり、共にオン状態になる時間が生じて、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。
このような発熱の増加を予防するために、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオフ状態になる時間を経過した後に、駆動信号Ａと駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）を付加したパルス生成を行う。 For example, when the drive signal A is simultaneously switched from the on state to the off state (OFF) and the drive signal E is switched from the off state to the on state, it takes time until the drive signal A is completely turned off. Overlap with the ON state of E, a time for both to be ON occurs, a short-circuit current flows, and the amount of heat generated by the semiconductor switch installed in this path increases.
In order to prevent such an increase in heat generation, the drive signal A and the drive signal E are switched from the off state to the on state after a time when both the drive signal A and the drive signal E are off. In this way, pulse generation is performed by adding a short-circuit prevention time (dead time) to the drive signal.

この駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加するのと同様に、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃにデッドタイムを付加し、更に、正極と負極の短絡防止のためには、駆動信号Ａと駆動信号Ｂ、駆動信号Ｅと駆動信号Ｂにデッドタイムを付加する。
次に、駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加する方法を説明する。 Similarly to adding a dead time to the drive signal A and the drive signal E, a dead time is added to the drive signal E and the drive signal C, and in order to prevent a short circuit between the positive electrode and the negative electrode, A dead time is added to the drive signal B, the drive signal E, and the drive signal B.
Next, a method for adding a dead time to the drive signal A and the drive signal E will be described.

図１２は、三角波比較による駆動信号生成の一例（その１）を示す説明図である。図１２に示すように、デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、変調率指令値ｍｕ_ａ_ｃ＊からデッドタイム分オフセットした変調率指令値ｍｕ_ａ_ｃ_up＊，ｍｕ_ａ_ｃ_down＊を、次のように求める。
ｍｕ_ａ_ｃ_up＊＝ｍｕ_ａ_ｃ＊＋Ｈｄ
ｍｕ_ａ_ｃ_down＊＝ｍｕ_ａ_ｃ＊−Ｈｄ
ここで、デッドタイム相当分Ｈｄは、三角波の振幅（底辺から頂点まで）Ｈtrと三角波周期Ｔｔｒ、デッドタイムＴｄから次のように求める。
Ｈｄ＝２Ｔｄ・Ｈｔｒ／Ｔｔｒ FIG. 12 is an explanatory diagram showing an example (part 1) of drive signal generation by triangular wave comparison. As shown in FIG. 12, for performing drive signal generation obtained by adding a dead time, modulation rate instruction values mu_a_c * from the dead time offset modulation rate instruction value Mu_a_c_up *, the Mu_a_c_down *, obtained as follows.
mu_a_c_up * = mu_a_c * + Hd
mu_a_c_down * = mu_a_c * -Hd
Here, the dead time equivalent Hd is obtained from the amplitude of the triangular wave (from the base to the apex) Htr, the triangular wave period Ttr, and the dead time Td as follows.
Hd = 2Td · Htr / Ttr

三角波キャリアと変調率指令値ｍｕ_ａ_ｃ＊，ｍｕ_ａ_ｃ_up＊，ｍｕ_ａ_ｃ_down＊の比較を行って、半導体スイッチの駆動信号Ａと駆動信号Ｅを、次のルールに従って求める。
ｍｕ_ａ_ｃ_down＊≧第１直流電圧源１１ａ用キャリア ならば、駆動信号Ａ＝ＯＮ
ｍｕ_ａ_ｃ＊≦第１直流電圧源１１ａ用キャリア ならば、駆動信号Ａ＝ＯＦＦ
ｍｕ_ａ_ｃ＊≧第１直流電圧源１１ａ用キャリア ならば、駆動信号Ｅ＝ＯＦＦ
ｍｕ_ａ_ｃ_up＊≦第１直流電圧源１１ａ用キャリア ならば、駆動信号Ｅ＝ＯＮ The triangular wave carrier and the modulation factor command values mu_a_c * , mu_a_c_up * , and mu_a_c_down * are compared, and the drive signal A and the drive signal E of the semiconductor switch are obtained according to the following rules.
If mu_a_c_down * ≧ carrier for first DC voltage source 11a, drive signal A = ON
If mu_a_c * ≦ carrier for first DC voltage source 11a, drive signal A = OFF
If mu_a_c * ≧ carrier for first DC voltage source 11a, drive signal E = OFF
If mu_a_c_up * ≦ carrier for first DC voltage source 11a, drive signal E = ON

このように、駆動信号を生成することで、駆動信号Ａと駆動信号Ｅの間にはデッドタイムＴｄを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
図１３は、三角波比較による駆動信号生成の一例（その２）を示す説明図である。図１３に示すように、第２直流電圧源１１ｂから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、第１直流電圧源１１ａの場合と同様であり、変調率指令値ｍｕ_ｂ_ｃ＊からデッドタイム分オフセットした変調率指令値ｍｕ_ｂ_ｃ_up＊，ｍｕ_ｂ_ｃ_down＊を求める。
ｍｕ_ｂ_ｃ_up＊＝ｍｕ_ｂ_ｃ＊＋Ｈｄ
ｍｕ_ｂ_ｃ_down＊＝ｍｕ_ｂ_ｃ＊−Ｈｄ Thus, by generating the drive signal, a dead time Td can be provided between the drive signal A and the drive signal E, and a short circuit between the positive electrodes can be prevented.
FIG. 13 is an explanatory diagram showing an example (part 2) of the drive signal generation by the triangular wave comparison. As shown in FIG. 13, the pulse generation method when outputting the voltage pulse from the second DC voltage source 11b is the same as that in the case of the first DC voltage source 11a, and is offset from the modulation factor command value mu_b_c * by the dead time. The modulated modulation rate command values mu_b_c_up * and mu_b_c_down * are obtained.
mu_b_c_up * = mu_b_c * + Hd
mu_b_c_down * = mu_b_c * -Hd

更に、第２直流電圧源１１ｂ用キャリアとの比較を行った後、半導体スイッチの駆動信号Ｄと駆動信号Ｃを、次のルールに従って求める。
ｍｕ_ｂ_ｃ_down＊≧第２直流電圧源１１ｂ用キャリア ならば、駆動信号Ｄ＝ＯＮ
ｍｕ_ｂ_ｃ＊≦第２直流電圧源１１ｂ用キャリア ならば、駆動信号Ｄ＝ＯＦＦ
ｍｕ_ｂ_ｃ＊≧第２直流電圧源１１ｂ用キャリア ならば、駆動信号Ｃ＝ＯＦＦ
ｍｕ_ｂ_ｃ_up＊≦第２直流電圧源１１ｂ用キャリア ならば、駆動信号Ｃ＝ＯＮ
このようにして、駆動信号Ｄと駆動信号Ｃの間にもデッドタイムＴｄを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。 Further, after comparison with the carrier for the second DC voltage source 11b, the drive signal D and the drive signal C of the semiconductor switch are obtained according to the following rules.
If mu_b_c_down * ≧ carrier for second DC voltage source 11b, drive signal D = ON
If mu_b_c * ≦ the carrier for the second DC voltage source 11b, the drive signal D = OFF
If mu_b_c * ≧ carrier for second DC voltage source 11b, drive signal C = OFF
If mu_b_c_up * ≦ carrier for second DC voltage source 11b, drive signal C = ON
In this way, the dead time Td can also be provided between the drive signal D and the drive signal C, and a short circuit between the positive electrodes can be prevented.

また、駆動信号Ｂは、生成された駆動信号Ｅと駆動信号Ｃの論理積（ＡＮＤ）から生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
駆動信号Ｅは、駆動信号Ａとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、駆動信号Ｃは駆動信号Ｄとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、駆動信号Ｂを駆動信号Ｅと駆動信号Ｃの論理積（ＡＮＤ）から生成することで、駆動信号Ｂと駆動信号Ａ、駆動信号Ｂと駆動信号Ｅにも、デッドタイムを生成することができる。 The drive signal B is generated from the logical product (AND) of the generated drive signal E and drive signal C.
B = E ・ C
The drive signal E is a drive signal with a dead time added to the drive signal A, and the drive signal C is a drive signal with a dead time added to the drive signal D. For this reason, by generating the drive signal B from the logical product (AND) of the drive signal E and the drive signal C, dead time is also generated in the drive signal B and the drive signal A, and also in the drive signal B and the drive signal E. Can do.

図１４は、三角波比較による駆動信号生成においてデッドタイムが付加されたパルス生成の一例を示す説明図である。
このようにして生成されたＰＷＭパルスに基づき、電力変換器１２の各スイッチ手段をＯＮ・ＯＦＦ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、第１直流電圧源１１ａの電圧Ｖｄｃ_ａから生成された電圧パルスと、第２直流電圧源１１ｂの電圧Ｖｄｃ_ｂから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の３相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を実現する電圧パルスが生成されていることになる。
（第２実施の形態） FIG. 14 is an explanatory diagram showing an example of pulse generation to which a dead time is added in drive signal generation by triangular wave comparison.
Based on the PWM pulse generated in this way, each switch means of the power converter 12 is driven ON / OFF to generate an output voltage pulse. When the average of the voltage pulse generated from the voltage Vdc_a of the first DC voltage source 11a and the voltage pulse generated from the voltage Vdc_b of the second DC voltage source 11b is taken for each period, the original three-phase voltage command value is obtained. This means that voltage pulses that realize vu * , vv * , and vw * are generated.
(Second Embodiment)

図１５は、この発明の第２実施の形態に係る電力制御・変調率演算部の構成を概略して示す説明図である。図１５に示すように、電力制御・変調率演算部４３は、電力制御・変調率演算部３０に電圧指令生成ブロック４４と切替手段４５を加えた構成を有しており、切替手段４５により、電力制御手段３５と電圧指令生成ブロック４４を切り換えて使用する他は、電力変換器３０と同様の構成及び作用を有している。以下の説明においては、第１実施の形態に係る電力制御・変調率演算部３０との差異についてのみ説明する。   FIG. 15 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the power control / modulation rate calculation unit according to the second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 15, the power control / modulation rate calculation unit 43 has a configuration in which a voltage command generation block 44 and a switching unit 45 are added to the power control / modulation rate calculation unit 30. The power control unit 35 and the voltage command generation block 44 are switched and used, and have the same configuration and operation as the power converter 30. In the following description, only differences from the power control / modulation rate calculation unit 30 according to the first embodiment will be described.

電圧指令生成ブロック４４は、乗算器４６及び減算器４７を有しており、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊に電力分配比率ｒｔｏ_ｐａを乗じることで、電力配分を行うための第１直流電圧源１１ａ側電圧指令、第２直流電圧源１１ｂ側電圧指令を生成する。 The voltage command generation block 44 includes a multiplier 46 and a subtractor 47. The voltage command generation block 44 multiplies the voltage command values vu_a * , vv_a * , vw_a * on the first DC voltage source 11a side by the power distribution ratio rto_pa. A first DC voltage source 11a side voltage command and a second DC voltage source 11b side voltage command for distribution are generated.

乗算器４６は、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に、それぞれ電力分配比率ｒｔｏ_ｐａを乗じて、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊を演算する。
ｖｕ_ａ＊＝ｖｕ＊・ｒｔｏ_ｐａ
ｖｖ_ａ＊＝ｖｖ＊・ｒｔｏ_ｐａ
ｖｗ_ａ＊＝ｖｗ＊・ｒｔｏ_ｐａ The multiplier 46 multiplies the motor voltage command values vu * , vv * , and vw * by the power distribution ratio rto_pa, respectively, to calculate the voltage command values vu_a * , vv_a * , and vw_a * on the first DC voltage source 11a side. .
vu_a * = vu * .rto_pa
vv_a * = vv * .rto_pa
vw_a * = vw *・ rto_pa

一方、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値（モータ電圧指令値）ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊を減算器４７で減算して求める。
ｖｕ_ｂ＊＝ｖｕ＊−ｖｕ_ａ＊
ｖｖ_ｂ＊＝ｖｖ＊−ｖｖ_ａ＊
ｖｗ_ｂ＊＝ｖｗ＊−ｖｗ_ａ＊ On the other hand, the voltage command values vu_b * , vv_b * , vw_b * on the second DC voltage source 11b side are voltage command values (motor voltage command values) vu * , vv * , vw * obtained from the control voltage for motor current control . The voltage command values vu_a * , vv_a * , vw_a * on the first DC voltage source 11a side are subtracted by the subtractor 47.
vu_b * = vu * -vu_a *
vv_b * = vv * -vv_a *
vw_b * = vw * -vw_a *

そして、第２実施の形態に係る電力制御・変調率演算部４３においては、切替手段４５の切り換え操作により、電力制御手段３５と電圧指令生成ブロック４４を切り換えることで、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊と第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊の生成方法を切り換えている。
このように構成することによって、電力の分配比率から第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値を生成する手段（電圧指令生成ブロック４４）と、第１直流電圧源１１ａ側の直流電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた電圧指令値を生成する手段（電力制御手段３５）とを切り替えることができる。 In the power control / modulation factor calculation unit 43 according to the second embodiment, the power control unit 35 and the voltage command generation block 44 are switched by the switching operation of the switching unit 45, so that the first DC voltage source 11a side. voltage command value vu_a * of, vv_a *, vw_a * and the voltage command value of the second DC voltage source 11b side vu_b *, vv_b *, and switches the generation method of vw_b *.
With this configuration, the means (voltage command generation block 44) for generating the voltage command value on the first DC voltage source 11a side from the power distribution ratio, the DC voltage value on the first DC voltage source 11a side, and the motor A means (power control means 35) for generating a voltage command value corresponding to the difference from the voltage command value can be switched.

しかしながら、第１直流電圧源１１ａ側の直流電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた電圧指令値を生成する手段（電力制御手段３５）では、前述のように電力制御範囲を拡大することができるが、出力電力が若干脈動することがある（図７参照）。
そこで、第１電圧指令値を生成する際に、電力制御手段３５或いは電圧指令生成ブロック４４のいずれかに切り替えることができるようにし、必要な場合にだけ、電圧指令生成ブロック４４により第一電圧指令値を生成することで、電力制御範囲を拡大させつつ安定的に電力制御を行うことができる。
（第３実施の形態） However, in the means (power control means 35) for generating the voltage command value corresponding to the difference between the DC voltage value on the first DC voltage source 11a side and the motor voltage command value, the power control range is expanded as described above. However, the output power may pulsate slightly (see FIG. 7).
Therefore, when generating the first voltage command value, it is possible to switch to either the power control means 35 or the voltage command generation block 44, and the first voltage command is generated by the voltage command generation block 44 only when necessary. By generating the value, it is possible to stably control the power while expanding the power control range.
(Third embodiment)

図１６は、この発明の第３実施の形態に係る電力変換装置の構成を概略して示す説明図である。図１６に示すように、電力変換装置５０は、第１直流電圧源１１ａとしてバッテリが、第２直流電圧源１１ｂとして燃料電池が、それぞれ用いられている他は、電力変換装置１０と同様の構成及び作用を有している。以下の説明においては、第１実施の形態に係る電力変換装置１０との差異についてのみ説明する。   FIG. 16 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the power converter according to the third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 16, the power converter 50 has the same configuration as that of the power converter 10 except that a battery is used as the first DC voltage source 11a and a fuel cell is used as the second DC voltage source 11b. And has an action. In the following description, only differences from the power conversion device 10 according to the first embodiment will be described.

図１７は、図１６の電力変換装置を適用した燃料電池自動車の一例を示す概略構成説明図である。図１７に示すように、燃料電池自動車５１には、第１直流電圧源１１ａをバッテリとし、第２直流電圧源１１ｂを燃料電池とする電源構成と共に、電力変換器１２、駆動制御装置１３を有する電力変換装置５０（図１６参照）が適用されている。
そして、トルク指令Ｔｅ*及び電力目標値Ｐａ＊が駆動制御装置１３に入力することにより、バッテリからの電力Ｐａと燃料電池からの電力Ｐｂが入力する電力変換器１２から、車輪駆動用のモータＭへ、モータ供給電力Ｐｍが出力される。モータ供給電力Ｐｍが入力しモータＭが駆動されることにより、モータＭの駆動力が駆動軸（ドライブシャフト）を介して左右後輪５２ａ，５２ｂに伝達される。 FIG. 17 is a schematic configuration explanatory view showing an example of a fuel cell vehicle to which the power conversion device of FIG. 16 is applied. As shown in FIG. 17, the fuel cell vehicle 51 includes a power converter 12 and a drive control device 13 together with a power source configuration in which the first DC voltage source 11 a is a battery and the second DC voltage source 11 b is a fuel cell. A power conversion device 50 (see FIG. 16) is applied.
Then, when the torque command Te * and the power target value Pa * are input to the drive control device 13, the wheel driving motor M is input from the power converter 12 to which the power Pa from the battery and the power Pb from the fuel cell are input. The motor supply power Pm is output. When the motor supply power Pm is input and the motor M is driven, the driving force of the motor M is transmitted to the left and right rear wheels 52a and 52b via the drive shaft (drive shaft).

このような電力変換装置の電源構成を燃料電池とバッテリとするシステムでは、常にバッテリのＳＯＣ（充電量）を一定に保つ制御が要求されるが、モータの駆動電圧指令値ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*が大きい場合、バッテリの充電量を保つための充電電力を確保できない場合がある。このため、電源電圧を高める等の対策を行う必要があり、コスト高になってしまう。
しかしながら、電力変換器１２が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値を生成することによって、充電電力を十分に確保することができるので、上記システムを安価に構成することができる。
（第４実施の形態） In such a system in which the power source configuration of the power converter is a fuel cell and a battery, control is always required to keep the SOC (charge amount) of the battery constant, but the motor drive voltage command values vu *, vv *, When vw * is large, there may be a case where charging power for maintaining the amount of charge of the battery cannot be secured. For this reason, it is necessary to take measures such as increasing the power supply voltage, which increases the cost.
However, by generating the first DC voltage source 11a side voltage command value according to the difference between the instantaneous maximum voltage value that can be output by the power converter 12 and the motor voltage command value, sufficient charging power can be secured. Therefore, the system can be configured at a low cost.
(Fourth embodiment)

図１８は、この発明の第４実施の形態に係る電力変換装置の構成を概略して示す説明図である。図１８に示すように、電力変換装置５５は、第１直流電圧源１１ａとして４２Ｖバッテリが、第２直流電圧源１１ｂとして１４Ｖバッテリが、それぞれ用いられており、４２Ｖバッテリからなる第１直流電圧源１１ａには、発電機５６が接続されている。この４２Ｖバッテリは、発電機５６で発電された電力により充電される。その他の構成及び作用は、電力変換装置１０と同様である。   FIG. 18 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the power converter according to the fourth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 18, the power converter 55 uses a 42V battery as the first DC voltage source 11a and a 14V battery as the second DC voltage source 11b. A generator 56 is connected to 11a. This 42V battery is charged by the electric power generated by the generator 56. Other configurations and operations are the same as those of the power conversion device 10.

以下の説明においては、第１実施の形態に係る電力変換装置１０との差異についてのみ説明する。
図１９は、図１８の電力変換装置を適用した自動車の一例を示す概略構成説明図である。図１９に示すように、自動車５７には、第１直流電圧源１１ａを４２Ｖバッテリとし、第２直流電圧源１１ｂを１４Ｖバッテリとする電源構成と共に、電力変換器１２、駆動制御装置１３を有する電力変換装置５５（図１８参照）が適用されている。 In the following description, only differences from the power conversion device 10 according to the first embodiment will be described.
FIG. 19 is a schematic configuration explanatory diagram showing an example of an automobile to which the power conversion device of FIG. 18 is applied. As shown in FIG. 19, the automobile 57 includes a power supply configuration in which the first DC voltage source 11a is a 42V battery and the second DC voltage source 11b is a 14V battery, and also includes a power converter 12 and a drive control device 13. A conversion device 55 (see FIG. 18) is applied.

この自動車５７は、電力変換装置５５に加え、左右前輪５８ａ，５８ｂを駆動するエンジン５９、オルタネータ６０、後輪駆動用のモータＭ、及びワイパーやエアコン等の電装系６１を有している。
そして、トルク指令Ｔｅ*及び電力目標値Ｐａ＊が駆動制御装置１３に入力することにより、４２Ｖバッテリからの電力Ｐａと１４Ｖバッテリからの電力Ｐｂが入力する電力変換器１２からモータＭへ、モータ供給電力Ｐｍが出力される。モータ供給電力Ｐｍが入力しモータＭが駆動されることにより、モータＭの駆動力が駆動軸（ドライブシャフト）を介して左右後輪６２ａ，６２ｂに伝達される。 In addition to the power converter 55, the automobile 57 includes an engine 59 that drives the left and right front wheels 58a and 58b, an alternator 60, a motor M for driving the rear wheels, and an electrical system 61 such as a wiper and an air conditioner.
When the torque command Te * and the power target value Pa * are input to the drive control device 13, the motor M is supplied from the power converter 12 to which the power Pa from the 42V battery and the power Pb from the 14V battery are input. Electric power Pm is output. When the motor supply power Pm is input and the motor M is driven, the driving force of the motor M is transmitted to the left and right rear wheels 62a and 62b via the drive shaft (drive shaft).

このような電力変換装置の電源構成を燃料電池とバッテリとするシステムでは、第２直流電圧源１１ｂである１４Ｖバッテリは、電装系６１に電力を供給するが、モータＭの駆動電圧が大きい場合、電力を賄うために更に追加のオルタネータ等を配置する必要がある。このため、オルタネータのレイアウトの分、車室が狭くなってしまう。
しかしながら、電力変換器１２が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値を生成することによって、充電電力を十分に確保することができ、オルタネータ無しで上記システムを構成することができる。 In a system in which the power source configuration of such a power converter is a fuel cell and a battery, the 14V battery that is the second DC voltage source 11b supplies power to the electrical system 61, but when the drive voltage of the motor M is large, It is necessary to arrange an additional alternator or the like to cover the electric power. For this reason, the cabin is narrowed by the layout of the alternator.
However, by generating the first DC voltage source 11a side voltage command value according to the difference between the instantaneous maximum voltage value that can be output by the power converter 12 and the motor voltage command value, sufficient charging power can be secured. The above system can be configured without an alternator.

上述したように、この発明に係る電力変換装置は、複数の直流電圧源（第１直流電圧源１１ａと第２直流電圧源１１ｂ）と接続し、前記複数の直流電圧源の各入出力電圧からそれぞれ入出力電圧パルスを生成し、複数の入出力電圧パルスを合成することによって交流電動機を駆動する電力変換器（電力変換器１２）と、前記電力変換器の駆動を制御する駆動制御手段（駆動制御装置１３）とを備える電力変換装置において、前記駆動制御手段は、前記各入出力電圧の指令値（電圧指令値ｖｕ_ａ＊と電圧指令値ｖｕ_ｂ＊、図７，８参照）を生成する入出力電圧指令値生成手段（電力制御・変調率演算部３０）と、前記入出力電圧指令値に基づき、前記電力変換器を駆動する信号を生成する駆動信号生成手段（ＰＷＭパルス生成部３１）とを有し、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記複数の直流電圧源の内の第１直流電圧源から、電力を充放電可能な第２直流電圧源へ電力移動させる場合に、前記第１直流電圧源の出力電圧と前記第２直流電圧源の入力電圧との和である前記交流電動機の駆動電圧（モータ電圧指令値ｖｕ＊、図７，８参照）を変化させることなく、前記第１直流電圧源からの出力を増大させるように、前記第１直流電圧源の最大出力電圧（Ｖｄｃ／２、図７，８参照）と前記交流電動機の駆動電圧との差に応じて、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値（電圧指令値ｖｕ_ａ＊、図７，８参照）と、前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値（電圧指令値ｖｕ_ｂ＊、図７，８参照）を生成することを特徴としている。 As described above, the power conversion device according to the present invention is connected to a plurality of DC voltage sources (the first DC voltage source 11a and the second DC voltage source 11b), and from each input / output voltage of the plurality of DC voltage sources. A power converter (power converter 12) for driving the AC motor by generating input / output voltage pulses and combining a plurality of input / output voltage pulses, and a drive control means (drive) for controlling the driving of the power converter In the power conversion device comprising the control device 13), the drive control means generates an input / output for generating command values of the input / output voltages (voltage command value vu_a * and voltage command value vu_b * , see FIGS. 7 and 8). Voltage command value generation means (power control / modulation rate calculation unit 30) and drive signal generation means (PWM pulse generation unit 31) for generating a signal for driving the power converter based on the input / output voltage command value When the input / output voltage command value generating means moves power from the first DC voltage source of the plurality of DC voltage sources to the second DC voltage source capable of charging and discharging, the first DC voltage source is generated. Without changing the drive voltage (motor voltage command value vu * , see FIGS. 7 and 8) of the AC motor, which is the sum of the output voltage of the voltage source and the input voltage of the second DC voltage source, the first DC Depending on the difference between the maximum output voltage of the first DC voltage source (Vdc / 2, see FIGS. 7 and 8) and the drive voltage of the AC motor so as to increase the output from the voltage source, the first DC A first output voltage command value (voltage command value vu_a * , see FIGS. 7 and 8) which is a command value of the output voltage of the voltage source and a second input voltage command which is a command value of the input voltage of the second DC voltage source. value generating means generates the (voltage command value vu_b *, see FIGS. 7 and 8) It is.

上記構成を有することにより、電力制御範囲を拡大することができる。
複数の駆動電圧を合成して生成された電圧である最終駆動電圧とは異なる電圧波形を生成することによって、複数の電源それぞれから供給される各電力を大きくすることができる。従って、各電源からはモータの駆動電圧とは異なる電圧が出力されるため、各電源から出力される電力を調整でき、電力の絶対値を大きくすることができる。これにより、電力制御範囲を拡大することができるため、多様な制御システムで効率が良い。また、この制御システムを、簡単な構成で安価に実現することができる。 By having the above configuration, the power control range can be expanded.
By generating a voltage waveform different from the final drive voltage, which is a voltage generated by combining a plurality of drive voltages, each power supplied from each of the plurality of power supplies can be increased. Therefore, since a voltage different from the motor drive voltage is output from each power source, the power output from each power source can be adjusted, and the absolute value of the power can be increased. Thereby, since the power control range can be expanded, the efficiency is high in various control systems. In addition, this control system can be realized with a simple configuration at low cost.

また、電力指令の変化が大きくても制御することができる。つまり、第１、第２電圧指令値を第１、第２電力指令値から求めるため、電力指令値に応じて電圧指令値を生成することで、電力指令値が急峻に変化する場合であっても安定して電力を制御することができる。   Further, control can be performed even when the change in the power command is large. That is, in order to obtain the first and second voltage command values from the first and second power command values, the voltage command value is generated according to the power command value, so that the power command value changes sharply. Can control power stably.

また、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１の電圧指令値を生成することにより、第１の電源が出力できる瞬時最大電圧範囲を有効に使って電力を制御することができる。即ち、第１、第２電圧指令値が正弦波であることを前提とした場合、第１、第２電圧指令値が出力可能な電圧ベクトルは、正六角形の内接円となるが、この発明により、出力電圧のベクトル範囲を正六角形の範囲（領域Ａ、図９参照）まで拡大することができる。   Also, by generating a first voltage command value corresponding to the difference between the instantaneous maximum voltage value that can be output by the power converter and the motor voltage command value, the instantaneous maximum voltage range that can be output by the first power source is made effective. Can be used to control the power. That is, when it is assumed that the first and second voltage command values are sine waves, the voltage vector from which the first and second voltage command values can be output is a regular hexagonal inscribed circle. Thus, the vector range of the output voltage can be expanded to a regular hexagonal range (region A, see FIG. 9).

従って、電力制御範囲を拡大することができ、或いは同一の電力制御システムを設計した場合でも、直流の電圧をより低く設定することができるため、電力変換器の効率を高くすることができる。また、燃料電池とバッテリー等を用いた直流電圧が可変するシステムに対応した場合においても、バッテリーに回生する電力量を多くすることができるため、バッテリーのＳＯＣを柔軟に制御することができ、安定性を高めることができる。   Therefore, the power control range can be expanded, or even when the same power control system is designed, the DC voltage can be set lower, so that the efficiency of the power converter can be increased. In addition, even when the system uses a fuel cell and battery, etc., where the DC voltage is variable, the amount of power regenerated in the battery can be increased, so the battery SOC can be flexibly controlled and stable. Can increase the sex.

また、この発明において、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記第１直流電圧源の最大出力電圧（Ｖｄｃ／２、図７，８参照）と前記交流電動機の駆動電圧（モータ電圧指令値ｖｕ＊、図７，８参照）との差に、所定の係数（ＫＰａ）を乗じた値を、前記交流電動機の駆動電圧に加算して前記第１出力電圧指令値を生成し、前記交流電動機の駆動電圧から前記第１出力電圧指令値を減算し前記第２入力電圧指令値を生成することが好ましい。 In the present invention, the input / output voltage command value generating means includes the maximum output voltage (Vdc / 2, see FIGS. 7 and 8) of the first DC voltage source and the drive voltage (motor voltage command value vu) of the AC motor. * , A value obtained by multiplying a difference from a difference with the predetermined coefficient (KPa) by a predetermined coefficient (KPa) is added to the drive voltage of the AC motor to generate the first output voltage command value. It is preferable that the first output voltage command value is subtracted from the drive voltage to generate the second input voltage command value.

なお、上記生成方法に限定されることは無く、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記第１直流電圧源の最大出力電圧（Ｖｄｃ／２、図７，８参照）と前記交流電動機の駆動電圧（モータ電圧指令値ｖｕ＊、図７，８参照）との差に基づき、交流電動機の要求駆動電圧を変動させない範囲で加算値を算出し、その加算値を前記交流電動機の駆動電圧に加算して前記第１出力電圧指令値を生成し、前記交流電動機の駆動電圧から前記第１出力電圧指令値を減算し前記第２入力電圧指令値を生成するものであれば、本発明の効果を得ることができる。 The generation method is not limited to the above generation method, and the input / output voltage command value generation means is configured to drive the maximum output voltage (Vdc / 2, see FIGS. 7 and 8) of the first DC voltage source and the AC motor. Based on the difference from the voltage (motor voltage command value vu * , see FIGS. 7 and 8), an added value is calculated within a range in which the required drive voltage of the AC motor is not changed, and the added value is added to the drive voltage of the AC motor. If the first output voltage command value is generated and the first output voltage command value is generated by subtracting the first output voltage command value from the drive voltage of the AC motor, the effect of the present invention is achieved. Can be obtained.

上記構成を有することにより、トルクショックを抑制することができる。つまり、第１電圧指令は、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に係数を乗じたものから求める。従って、係数を可変させるだけで第１直流電圧源、第２直流電圧源電源の電力を制御することができるため、制御系を安価に構成することができる。また、所定の係数を徐々に可変することにより、急激な電力変化によるトルクショック等を抑制することができる。
また、この発明において、前記出力電圧指令値生成手段は、前記第１直流電圧源からの出力増大要求が大きいほど前記所定の係数を大きくすることが好ましい。 By having the said structure, a torque shock can be suppressed. That is, the first voltage command is obtained from the difference between the instantaneous maximum voltage value that can be output by the power converter and the motor voltage command value multiplied by the coefficient. Therefore, since the electric power of the first DC voltage source and the second DC voltage source power source can be controlled only by changing the coefficient, the control system can be configured at low cost. In addition, by gradually changing the predetermined coefficient, it is possible to suppress a torque shock or the like due to a sudden change in electric power.
Moreover, in this invention, it is preferable that the said output voltage command value production | generation means enlarges the said predetermined coefficient, so that the output increase request | requirement from a said 1st DC voltage source is large.

また、この発明において、前記所定の係数の上限値を１／２とすることが好ましい。
上記構成を有することにより、フェールを防止することができる。所定の係数は、１／２を超えない範囲で設定される、即ち、１／２を出力可能な最大値としてリミットをかけることにより、簡単な計算で出力電圧のオーバーフロー等によるフェールを防止することができる。 In the present invention, it is preferable that the upper limit value of the predetermined coefficient is ½.
By having the above configuration, a failure can be prevented. The predetermined coefficient is set in a range not exceeding 1/2, that is, by setting a limit as the maximum value that can be output by 1/2, a failure due to an overflow of the output voltage or the like can be prevented with a simple calculation. Can do.

また、この発明において、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との電力分配比率から、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第３出力電圧指令値と前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第４入力電圧指令値とを生成し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態に応じて、前記第１出力電圧指令値と前記第２入力電圧指令値とにより前記電力変換器を駆動する信号を生成する場合と、前記第３出力電圧指令値と前記第４入力電圧指令値とにより前記電力変換器を駆動する信号を生成する場合とを切り替える切替手段を有することが好ましい。   Further, in the present invention, a third output voltage command value that is a command value of an output voltage of the first DC voltage source and the second DC voltage source are calculated from a power distribution ratio between the first DC voltage source and the second DC voltage source. A fourth input voltage command value, which is a command value of an input voltage of the DC voltage source, is generated, and the first output voltage command value is determined according to usage states of the first DC voltage source and the second DC voltage source. And a signal for driving the power converter according to the third output voltage command value and the fourth input voltage command value. It is preferable to have switching means for switching between the case of generation and the case of generation.

上記構成を有することにより、電力制御範囲を拡大させつつ安定的に電力制御することができる。つまり、切替手段は、電力の分配比率から第１電圧指令値を生成する手段と、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１の電圧指令値を生成する手段と、を切り替える。電力の分配比率から第１電圧指令値を生成する手段は、第１、第２電圧指令値が正弦波であることを前提とした制御方法であるため、出力電力が脈動せず一定となる。また、計算が簡単である。   By having the said structure, electric power control can be stably performed, expanding the electric power control range. That is, the switching means generates the first voltage command value from the power distribution ratio, and the first voltage command value according to the difference between the instantaneous maximum voltage value that can be output by the power converter and the motor voltage command value. And a means for generating. The means for generating the first voltage command value from the power distribution ratio is a control method based on the premise that the first and second voltage command values are sine waves, so that the output power is constant without pulsation. Moreover, calculation is easy.

また、この発明において、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態が力行−回生時は、前記第１出力電圧指令値と前記第２入力電圧指令値とによって前記電力変換器を駆動する信号を生成し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態が力行−力行時は、前記第３出力電圧指令値と前記第４入力電圧指令値とによって前記電力変換器を駆動する信号を生成することが好ましい。   In the present invention, when the use state of the first DC voltage source and the second DC voltage source is power running-regeneration, the power conversion is performed according to the first output voltage command value and the second input voltage command value. A signal for driving the device, and when the first DC voltage source and the second DC voltage source are in the powering-powering state, the third output voltage command value and the fourth input voltage command value It is preferable to generate a signal for driving the power converter.

また、この発明に係る自動車システムは、この発明に係る電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を燃料電池とバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴としている。   An automobile system according to the present invention is equipped with the power converter according to the present invention, and the first DC voltage source and the second DC voltage source are constituted by a fuel cell and a battery, and output from the power converter. The supplied power is supplied to a driving force generation source that drives the driving wheels.

上記構成を有することにより、燃料電池自動車（Ｆｕｅｌ Ｃｅｌｌ Ｖｅｈｉｃｌｅ：ＦＣＶ）システムにおいてコストを低くすることができる。つまり、燃料電池とバッテリのシステムでは、常にバッテリのＳＯＣ（充電量）を一定に保つ制御が要求されるが、モータの駆動電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊が大きい場合、バッテリの充電量を保つための充電電力を確保できない場合があるため、電源電圧を高める等の対策を行う必要があり、コスト高となる。しかしながら、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１の電圧指令値を生成することによって、充電電力を十分に確保することができ、システムを安価に構成することができる。 By having the said structure, cost can be lowered | hung in a fuel cell vehicle (Fuel Cell Vehicle: FCV) system. That is, in the fuel cell and battery system, control is always required to keep the SOC (charge amount) of the battery constant. However, if the motor drive voltage command values vu * , vv * , and vw * are large, the battery is charged. Since charging power for maintaining the amount may not be secured, it is necessary to take measures such as increasing the power supply voltage, resulting in high costs. However, by generating the first voltage command value corresponding to the difference between the instantaneous maximum voltage value that can be output by the power converter and the motor voltage command value, sufficient charging power can be secured, and the system is inexpensive. Can be configured.

また、この発明に係る自動車システムは、この発明に係る電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を４２Ｖバッテリと１４Ｖバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴としている。   Further, an automobile system according to the present invention is equipped with the power converter according to the present invention, wherein the first DC voltage source and the second DC voltage source are constituted by a 42V battery and a 14V battery, and the power converter The output supply power is supplied to a driving force generation source for driving the driving wheels.

上記構成を有することにより、二電源系自動車システムにおいてコストを低くすることができる。つまり、第１の電源と第２の電源は４２Ｖバッテリと１４Ｖバッテリであり、１４Ｖバッテリは電装系に電力を供給するが、モータの駆動電圧が大きい場合、電力を賄うために更に追加のオルタネータ等を配置する必要があり、オルタネータのレイアウトの分、車室が狭くなる。しかしながら、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１の電圧指令値を生成することによって、充電電力を十分に確保することができ、オルタネータを必要としないでシステムを構成することができる。   By having the said structure, cost can be lowered | hung in a dual power supply type vehicle system. That is, the first power source and the second power source are a 42V battery and a 14V battery, and the 14V battery supplies power to the electrical system. However, when the motor drive voltage is large, an additional alternator or the like is provided to cover the power. It is necessary to arrange the vehicle, and the cabin is narrowed by the amount of the alternator layout. However, by generating the first voltage command value corresponding to the difference between the instantaneous maximum voltage value that can be output by the power converter and the motor voltage command value, sufficient charging power can be secured and an alternator is required. The system can be configured without.

この発明の第１実施の形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the power converter device which concerns on 1st Embodiment of this invention. 図１の電力変換器の回路図である。It is a circuit diagram of the power converter of FIG. 図１の電流制御部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electric current control part of FIG. 図１の電力制御・変調率演算部の構成を示す説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a configuration of a power control / modulation rate calculation unit in FIG. 1. 図１の電力変換装置における電源が出力可能な出力電圧ベクトル範囲の説明図である。It is explanatory drawing of the output voltage vector range which the power supply in the power converter device of FIG. 1 can output. 電力係数ＫＰａを生成するための複数の二次元マップを示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the some two-dimensional map for producing | generating electric power coefficient KPa. 図１の電力変換装置における、第１直流電圧源側電圧指令値、第２直流電圧源側電圧指令値及びモータ電圧指令値と、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の電力の関係（その１）をグラフで示し、（ａ）はＫＰａ＝１／２の場合の各電圧指令値の説明図、（ｂ）は各電源の出力電力の説明図である。In the power conversion device of FIG. 1, the relationship between the first DC voltage source side voltage command value, the second DC voltage source side voltage command value, the motor voltage command value, and the power of the first DC voltage source and the second DC voltage source ( (1) is a graph, (a) is an explanatory diagram of each voltage command value when KPa = 1/2, and (b) is an explanatory diagram of output power of each power source. 図１の電力変換装置における、第１直流電圧源側電圧指令値、第２直流電圧源側電圧指令値及びモータ電圧指令値と、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の電力の関係（その２）をグラフで示し、（ａ）はモータ電圧指令値が電圧リミットに張り付いている場合の各電圧指令値の説明図、（ｂ）は各電源の回生電力の説明図である。In the power conversion device of FIG. 1, the relationship between the first DC voltage source side voltage command value, the second DC voltage source side voltage command value, the motor voltage command value, and the power of the first DC voltage source and the second DC voltage source ( 2) is a graph, (a) is an explanatory diagram of each voltage command value when the motor voltage command value is stuck to the voltage limit, and (b) is an explanatory diagram of regenerative power of each power source. 図５の出力電圧ベクトル範囲の部分拡大図である。FIG. 6 is a partially enlarged view of the output voltage vector range of FIG. 5. ＰＷＭパルス生成に際し用いる三角波の説明図である。It is explanatory drawing of the triangular wave used in the case of a PWM pulse production | generation. 図２のＵ相についての回路図である。It is a circuit diagram about the U phase of FIG. 三角波比較による駆動信号生成の一例（その１）を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example (the 1) of the drive signal production | generation by a triangular wave comparison. 三角波比較による駆動信号生成の一例（その２）を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example (the 2) of the drive signal production | generation by a triangular wave comparison. 三角波比較による駆動信号生成においてデッドタイムが付加されたパルス生成の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the pulse generation to which the dead time was added in the drive signal generation by triangular wave comparison. この発明の第２実施の形態に係る電力制御・変調率演算部の構成を概略して示す説明図である。It is explanatory drawing which shows schematically the structure of the electric power control and modulation factor calculating part which concerns on 2nd Embodiment of this invention. この発明の第３実施の形態に係る電力変換装置の構成を概略して示す説明図である。It is explanatory drawing which shows schematically the structure of the power converter device which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 図１６の電力変換装置を適用した燃料電池自動車の一例を示す概略構成説明図である。It is schematic structure explanatory drawing which shows an example of the fuel cell vehicle to which the power converter device of FIG. 16 is applied. この発明の第４実施の形態に係る電力変換装置の構成を概略して示す説明図である。It is explanatory drawing which shows schematically the structure of the power converter device which concerns on 4th Embodiment of this invention. 図１８の電力変換装置を適用した自動車の一例を示す概略構成説明図である。It is schematic structure explanatory drawing which shows an example of the motor vehicle to which the power converter device of FIG. 18 is applied.

符号の説明Explanation of symbols

１０，５０，５５ 電力変換装置
１１ａ 第１直流電圧源
１１ｂ 第２直流電圧源
１２ 電力変換器
１３ 駆動制御装置
１４ 共通負極母線
１５ａ，１６ａ，１７ａ，１９ａ，１９ｂ，２０ａ，２０ｂ，２１ａ，２１ｂ，２３ａ，２３ｂ，２４ａ，２４ｂ，２５ａ，２５ｂ 半導体スイッチ
１５ｂ，１６ｂ，１７ｂ ダイオード
１８，２２ 正極母線
２６，２７ 平滑コンデンサ
２８ トルク制御部
２９ 電流制御部
３０，４３ 電力制御・変調率演算部
３１ ＰＷＭパルス生成部
３２ ３相／ｄｑ変換部
３３ 電流制御処理部
３４ ｄｑ／３相変換処理部
３５ 電力制御手段
３６ 変調率演算手段
３７ 変調率補正手段
３７ａ 変調率オフセット演算器
３８ａ，３８ｂ，４１ 加算器
３９ａ，３９ｂ 減算器
４０，４２ａ，４２ｂ 乗算器
４４ 電圧指令生成ブロック
４５ 切替手段
５１ 燃料電池自動車
５２ａ，５２ｂ 左右後輪
５６ 発電機
５７ 自動車
５８ａ，５８ｂ 左右前輪
５９ エンジン
６０ オルタネータ
６１ 電装系
Ｍ モータ 10, 50, 55 Power converter 11a First DC voltage source 11b Second DC voltage source 12 Power converter 13 Drive controller 14 Common negative electrode bus 15a, 16a, 17a, 19a, 19b, 20a, 20b, 21a, 21b, 23a, 23b, 24a, 24b, 25a, 25b Semiconductor switch 15b, 16b, 17b Diode 18, 22 Positive bus 26, 27 Smoothing capacitor 28 Torque control unit 29 Current control unit 30, 43 Power control / modulation rate calculation unit 31 PWM pulse Generation unit 32 3 phase / dq conversion unit 33 Current control processing unit 34 dq / 3 phase conversion processing unit 35 Power control unit 36 Modulation rate calculation unit 37 Modulation rate correction unit 37a Modulation rate offset calculation unit 38a, 38b, 41 Adder 39a 39b Subtractor 40, 42a, 42b Multiplier 44 Voltage command generation Block 45 Switching means 51 Fuel cell vehicle 52a, 52b Left and right rear wheels 56 Generator 57 Vehicle 58a, 58b Left and right front wheels 59 Engine 60 Alternator 61 Electrical system M Motor

Claims (8)

第１直流電圧源及び第２直流電圧源を有した複数の直流電圧源と接続し、前記複数の直流電圧源の各入出力電圧からそれぞれ入出力電圧パルスを生成し、複数の入出力電圧パルスを合成することによって交流電動機を駆動する電力変換器と、前記電力変換器の駆動を制御する駆動制御手段とを備える電力変換装置において、
前記駆動制御手段は、
前記交流電動機の要求駆動電圧を演算する手段と、
前記各入出力電圧の指令値を生成する入出力電圧指令値生成手段と、
前記入出力電圧指令値に基づき、前記電力変換器を駆動する信号を生成する駆動信号生成手段とを有し、
前記入出力電圧指令値生成手段は、
前記各入出力電圧の和が前記要求駆動電圧となるように、
前記第１直流電圧源の直流電圧値の半値と、前記要求駆動電圧の指令値である要求駆動電圧指令値との差に、所定の係数を乗じた値を、前記要求駆動電圧指令値に加算して、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値を生成し、
前記要求駆動電圧指令値と前記第１出力電圧指令値との差から前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値を生成する
ことを特徴とする電力変換装置。 A plurality of DC voltage sources having a first DC voltage source and a second DC voltage source are connected to generate input / output voltage pulses from the input / output voltages of the plurality of DC voltage sources. In a power converter comprising: a power converter that drives an AC motor by synthesizing, and a drive control unit that controls driving of the power converter;
The drive control means includes
Means for calculating a required drive voltage of the AC motor;
Input / output voltage command value generating means for generating command values of the respective input / output voltages;
Drive signal generating means for generating a signal for driving the power converter based on the input / output voltage command value;
The input / output voltage command value generating means includes
The sum of the input / output voltages is the required drive voltage.
A value obtained by multiplying the difference between the half value of the DC voltage value of the first DC voltage source and the required drive voltage command value which is the command value of the required drive voltage by a predetermined coefficient is added to the required drive voltage command value. And generating a first output voltage command value that is a command value of the output voltage of the first DC voltage source,
A power conversion device that generates a second input voltage command value that is a command value of an input voltage of the second DC voltage source from a difference between the required drive voltage command value and the first output voltage command value. 前記出力電圧指令値生成手段は、
前記第１直流電圧源からの出力増大要求が大きいほど前記所定の係数を大きくすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The output voltage command value generating means is
The power conversion device according to claim 1 , wherein the predetermined coefficient is increased as the output increase request from the first DC voltage source is larger. 前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源の電圧に大小がある場合に、
前記第１直流電圧源が出力する電力量から前記交流電動機が消費する電力量を引いた移動電力量と、前記第２直流電圧源に入力される電力量とが同量となる範囲内で、前記所定の係数を大きくすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。 When the voltages of the first DC voltage source and the second DC voltage source are large and small,
Within a range where the amount of power that is obtained by subtracting the amount of power consumed by the AC motor from the amount of power that is output by the first DC voltage source and the amount of power that is input to the second DC voltage source are the same amount, The power converter according to claim 2 , wherein the predetermined coefficient is increased. 前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源の電圧が等しい場合、前記所定の係数の上限値を１／２とすることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 3 , wherein when the voltages of the first DC voltage source and the second DC voltage source are equal, the upper limit value of the predetermined coefficient is halved. 前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との電力分配比率から、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第３出力電圧指令値と前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第４入力電圧指令値とを生成し、
前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態に応じて、前記第１出力電圧指令値と前記第２入力電圧指令値とにより前記電力変換器を駆動する信号を生成する場合と、前記第３出力電圧指令値と前記第４入力電圧指令値とにより前記電力変換器を駆動する信号を生成する場合とを切り替える切替手段を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。 From the power distribution ratio between the first DC voltage source and the second DC voltage source, a third output voltage command value that is a command value of the output voltage of the first DC voltage source and the input voltage of the second DC voltage source. A fourth input voltage command value that is a command value of
When a signal for driving the power converter is generated by the first output voltage command value and the second input voltage command value according to usage states of the first DC voltage source and the second DC voltage source when any of the claims 1-4, characterized in that it comprises a switching means for switching between the case of generating a signal for driving the power converter and the third output voltage command value and the said fourth input voltage command value The power conversion device according to claim 1. 前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態が力行−回生時は、前記第１出力電圧指令値と前記第２入力電圧指令値とによって前記電力変換器を駆動する信号を生成し、
前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態が力行−力行時は、前記第３出力電圧指令値と前記第４入力電圧指令値とによって前記電力変換器を駆動する信号を生成することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。 When the operating state of the first DC voltage source and the second DC voltage source is power running-regeneration, a signal for driving the power converter is generated by the first output voltage command value and the second input voltage command value. Generate and
When the use state of the first DC voltage source and the second DC voltage source is power running-power running, a signal for driving the power converter is generated by the third output voltage command value and the fourth input voltage command value. The power converter according to claim 5 , wherein the power converter is generated. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を燃料電池とバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴とする自動車システム。 The power converter according to any one of claims 1 to 6 is mounted, the first DC voltage source and the second DC voltage source are constituted by a fuel cell and a battery, and output from the power converter. An automotive system characterized in that the supplied power is supplied to a driving force generation source that drives the driving wheels. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を４２Ｖバッテリと１４Ｖバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴とする自動車システム。 The power converter according to any one of claims 1 to 6 is mounted, the first DC voltage source and the second DC voltage source are constituted by a 42V battery and a 14V battery, and output from the power converter. An automotive system characterized in that the supplied power is supplied to a driving force generation source for driving the driving wheels.
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