JP4833144B2 - マルチパス到来方向測定装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル伝送やデジタル放送で問題となるマルチパス干渉波の到来方向を測定するマルチパス到来方向測定装置に関し、特にＯＦＤＭ信号のＧＩ（ガードインターバル）を越える遅延時間差のマルチパス波の到来方向を正確に測定するマルチパス到来方向測定装置に関する。

従来の技術において、電波の到来方向を測定する方法としては、Ｎ本（Ｎは２以上の整数）のアンテナを用いたアダプティブアレーアンテナを用いて、アレー合成時の各ブランチの重み係数から電波の到来角度を測定する方法が知られている。特許文献１〜３には、この方法を用いた制御装置あるいは制御システムが開示されている。
また、指向性を持つアンテナを回転させて電波の受信電力を測定し、到来角度を測定する方法も知られている。特許文献４には、この方法を用いた装置が開示されている。
特開平１０−２９０１１２号公報 特開２００３−１２４８５６号公報 特開２００４−３５７３１５号公報 特開２０００−３０４８３９号公報

しかしながら、上記特許文献４に示されるような、指向性アンテナを回転させて電波の到来方向を測定する方法では、指向性アンテナの回転に時間を要するために、時間的に変動する電波の到来方向を正確に測定することが困難であり、また、指向性アンテナの周波数によって異なる指向特性を予め正確に知っておく必要があった。

また、上記特許文献１〜３に示されるような、アダプティブアレーアンテナを用いた到来角度測定法においては、測定可能なマルチパス波の到来角度は、希望波を含めて最大Ｎ波までであり、多数のマルチパス波の到来角度を測定する場合、測定したいパスの数だけアンテナが必要となるためシステムが大きくなってしまうという欠点があった。

さらに、従来の測定技術においては、電力の大きな希望波や干渉波を測定することが目的であるため、これらの方法において電力の低いマルチパスの到来方向を正確に測定することは困難であった。

本発明は、上記の課題認識に基づいて行なわれたものであり、指向性アンテナを回転させる必要がなく、少ない数のアンテナで多数のマルチパス波の到来方向を正確に測定することの出来るマルチパス到来方向測定装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、電力の低いマルチパス波の到来方向をも正確に測定することの出来るマルチパス到来方向測定装置を提供することを目的とする。
さらに、本発明は、ＯＦＤＭ信号におけるＧＩを越えるマルチパス波の到来方向をも測定可能なマルチパス到来方向測定装置を提供することを目的とする。

［１］上記の課題を解決するため、本発明の一態様によるマルチパス到来方向測定装置は、２系統の受信アンテナからの信号を、同期した局発を用いて、それぞれ周波数変換して出力する２つの周波数変換部と、各々の前記周波数変換部からの出力信号を、同期したサンプリングクロックを用いて、それぞれサンプリングすることによってデジタル信号に変換して出力する２つのＡＤ（アナログ／デジタル、Analog-to-Digital）変換部と、各々の前記ＡＤ変換部からの出力信号をそれぞれ直交復調して複素の等価ベースバンド信号に変換して出力する２つの直交復調部と、前記直交復調部からの出力信号のうちのいずれか１系統の信号を用いて周波数誤差の検出と前記ＡＤ変換部におけるサンプリングクロック誤差の検出とシンボルタイミングの検出を行ない、これら検出した前記周波数誤差と前記サンプリングクロック誤差と前記シンボルタイミングとに基づき、それぞれの系統についてサンプリングクロックのタイミング補正を行なう２つの同期部と、各々の前記同期部からの出力信号に基づき、それぞれ、マルチパス波の影響による周波数特性の乱れを等化するとともに等化に用いた周波数特性を出力する２つの等化部と、各々の前記等化部からの出力信号を、それぞれ、主波に対する到来時間差を示す複素の遅延プロファイルに変換して出力する２つの遅延プロファイル算出部と、各々の前記遅延プロファイル算出部からの前記複素の遅延プロファイルに基づき、それぞれ、各遅延時間における位相を算出して出力する２つの位相特性算出部と、２つの前記位相特性算出部からの出力信号に基づき各系統の位相を減算することによって、前記遅延プロファイルの各遅延タップにおける受信アンテナ間での位相差を算出して出力する位相差算出部と、前記位相差算出部から出力される位相差に基づき主波に対するマルチパス波の到来角度差を算出する到来角度差算出部とを備えることを特徴とする。

この構成では、「受信アンテナ−周波数変換部−ＡＤ変換部−直交復調部−同期部−等化部−遅延プロファイル算出部−位相特性算出部」が２系統存在する。各系統の受信アンテナは、同じ特性を有する。また、各系統の周波数変換部は同期した（つまり、同一または完全に同期した）局発を用いて周波数変換する。各系統のＡＤ変換部は、同期した（つまり、同一または完全に同期した）サンプリングクロックを用いてサンプリングを行なう。各系統の直交復調部は、同期した（つまり、同一または完全に同期した）局発を用いて直交復調する。これで得られた複素の等価ベースバンド信号に基づき、同期部によるサンプリングクロックのタイミング補正が行なわれ、さらに等化部はマルチパス波の影響によって受けた周波数特性の乱れを等化する。また、各系統の遅延プロファイル算出部は、主波に対する到来時間差を示す複素の遅延プロファイル（インパルス応答）を出力する。また、各系統の位相特性算出部は、各遅延時間における位相を算出して出力する。２系統からのこれらの出力に基づき、位相差算出部は、減算により、遅延プロファイルの各遅延タップにおける受信アンテナ間での位相差を算出する。この位相差は、各受信アンテナ間において主波とのマルチパス波の到来時間差による相違によって生じるものである。到来角度差算出部は、算出された位相差に基づき、また被測定信号の中心周波数と、２系統の受信アンテナの配置の間隔とを用いて、幾何学的な演算を行なうことにより主波との到来角度差を算出することが出来る。

また、本発明の一態様によるマルチパス到来方向推定装置は、前記等化部が、前記同期部からの出力信号に基づき時間領域の係数を算出し、前記時間領域の係数のポイント数を拡張するとともに前記時間領域の係数を先行波と遅行波に分割して、拡張された前記時間領域の係数に基づきフーリエ変換を行って、直交周波数多重（ＯＦＤＭ）信号のガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波等化用の周波数領域のデータを算出し、該周波数領域のデータに基づき前記マルチパス波を等化する構成としたことを特徴とする。
これにより、ガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波の到来方向をも正確に測定することができる。

［３］また、本発明の一態様によるマルチパス到来方向測定装置においては、前記等化部が、前記同期部からの出力信号に基づく周波数領域の信号を用いた複素の除算を行なう第１の複素除算部と、前記第１の複素除算部による除算結果から１シンボル分データを抽出する１シンボル抽出部と、抽出された前記１シンボル分データに基づき領域判定を行なう領域判定部と、対応する周波数毎に前記１シンボル分データを前記領域判定の結果で除す複素の除算を行なうことによって周波数特性を算出する第２の複素除算部と、算出された前記周波数特性に基づき窓誤差を補正して出力する窓誤差補正部と、前記窓誤差補正部からの出力に基づき前記第１の複素除算部における等化残差の周波数特性を算出する等化残差算出部と、前記等化残差の周波数特性を逆フーリエ変換して等化残差のインパルス応答を出力する逆フーリエ変換部と、前記等化残差のインパルス応答に基づき、当該インパルス応答の絶対値が所定の閾値より小さいか否かに応じて時間領域の係数を算出する係数算出部と、前記係数算出部によって算出された時間領域の係数をフーリエ変換して受信信号の周波数特性を出力するフーリエ変換部とを備え、前記第１の複素除算部は、前記周波数領域の信号を前記フーリエ変換部からの出力である受信信号の周波数特性で除算するものである。
この構成は、直交周波数多重（ＯＦＤＭ）信号のガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波をも等化する構成である。

［４］また、本発明の一態様によるマルチパス到来方向測定装置は、主波の遅延時間が０、振幅が１、位相が０となるように補正して遅延プロファイルを算出するとともに、複数回算出した遅延プロファイルを平均化し、算出したマルチパス波の到来角度差に含まれるノイズを抑圧して出力することを特徴とする。
この構成により、遅延プロファイルは、主波の遅延時間が０、振幅が１、位相が０となるように常に補正されて算出される。そして、複数回算出した遅延プロファイル、および、マルチパス到来方向を平均化して出力する。これにより、前記ＡＤ変換部などに用いられるクロックや前記周波数変換部の局発などの誤差により生じる遅延プロファイルの測定誤差を補正する。その結果、遅延プロファイル上のノイズだけを低減し、電力の低いマルチパスの到来方向を正確に測定することも可能となる。

本発明によれば、固定して設置される２本のアンテナだけで複数のマルチパスの到来角度を測定することが可能となる。測定のためにアンテナを回転させる機構が必要なく、また、測定の際にアンテナを回転させるための時間もかからない。
また、本発明によれば、ＯＦＤＭ信号におけるＧＩを越えるマルチパス波の影響で符号間干渉が生じて従来は測定できなかった、マルチパス波の遅延時間および到来方向をも測定可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
図１は、本実施形態によるマルチパス到来方向測定装置の機能構成を示すブロック図である。図示するように、このマルチパス到来方向測定装置は、受信アンテナ１１および２１、周波数変換部１２および２２、ＡＤ（Analog-to-Digital）変換部１３および２３、直交復調部１４および２４、同期部１５および２５、等化部１６および２６、遅延プロファイル算出部１７および２７、位相特性算出部１８および２８、位相差算出部３１、到来角度算出部３２、表示部３３、データ保存部３４を含んで構成される。

受信アンテナ１１および２１は、被測定電波を受信し、受信信号を出力する。なお、到来角度の測定で使用する複数の受信アンテナは、周波数特性や指向特性などが異なると測定データに対して特性を揃えるための較正を行う必要があるため、特性の同じアンテナを用いることが望ましい。また、２本のアンテナだけを用いて到来方向を測定する場合、その角度範囲は最大で±９０度までとなり前後の到来方向の区別がつかないため、本発明によるマルチパス到来方向測定装置で使用する受信アンテナは、アンテナ指向特性のバックローブの利得が小さくかつメインローブの半値角の広い指向性アンテナを用いることが望ましい。また、アンテナの配置は、受信アンテナ１１と受信アンテナ２１とを結んだ直線の鉛直方向が、受信アンテナのメインローブ方向となるように配置し、そのアンテナ間隔が、被測定信号の半波長からなるべく１波長以内となるように配置する。また、後に述べる等化部における処理が正確に行われるように、マルチパス到来方向の測定に際しては予め、受信アンテナのメインローブ方向が主波（最も受信電力の大きな電波）となるように方向調整する。ここで、受信アンテナ１１および２１で受信した被測定信号の中心周波数をｆ（Ｈｚ、ヘルツ）、受信アンテナ１１と受信アンテナ２１の配置の間隔をｄ（ｍ、メートル）、電波の伝搬速度である光速をｃ（≒３×１０^８ｍ／ｓ）とすると、測定可能なマルチパスの到来角度差の最大値θ_ＭＡＸは、式（１）で示される。

ここで、ａｓｉｎ（）は、アークサイン（逆正弦、arcsine）の関数であり、−π／２から＋π／２の範囲の値（単位：ラジアン）を出力する。
式（１）は、測定可能なマルチパスの到来角度差の範囲が−θ_ＭＡＸから＋θ_ＭＡＸであることを示している。また、式（１）よりｄが半波長の場合、θ_ＭＡＸがπ／２（＝９０度）となることが分かる。

周波数変換部１２および２２は、それぞれ、受信アンテナ１１および２１からの信号をＡＤ変換するのに都合の良い周波数に変換（ダウンコンバート）して出力する。なお、周波数変換部１２と２２において周波数変換に使用するローカル（局発）は同じである（同期している）必要があり、図１に示す構成においては、周波数変換部１２のローカルを分配して周波数変換部２２に入力して使用している。ローカルはこのように同一のものを用いても良いし、完全に同期していれば別系統のものを用いても良い。
ＡＤ変換部１３および２３は、それぞれ、周波数変換部１２および２２から出力される信号をＡＤ変換（アナログ／デジタル変換）してデジタル信号として出力する。ここで、ＡＤ変換に用いるサンプリングクロックは、ＡＤ変換部１３および２３でタイミングの一致した同一のクロックを使用する。図示する構成においては、ＡＤ変換部１３のクロックを分配してＡＤ変換部２３に入力して使用している。

直交復調部１４および２４は、それぞれ、ＡＤ変換部１３および２３からサンプリングされた信号を直交復調して、Ｉ（実数）およびＱ（虚数）の複素の等価ベースバンド信号に変換して出力する。さらに、必要であれば、等価ベースバンド信号の所要のサンプリングクロックにまでダウンサンプリング処理（間引き処理）を行って出力する。なお、直交復調に使用するローカルは、直交復調部１４と２４で同一のものを使用する。

同期部１５および２５は、それぞれ、直交復調部１４および２４から出力される信号に基づき、周波数同期、シンボル同期およびクロック同期を行い、入力信号に対して周波数誤差の補正やＡＤ変換部のサンプリングクロックのタイミング補正（リサンプル処理）を行って出力する。つまり、同期部１５は、直交復調部１４および２４からの出力信号のうちのいずれか１系統の信号を用いて周波数誤差の検出と前記ＡＤ変換部におけるサンプリングクロック誤差の検出とシンボルタイミングの検出を行ない、これら検出した前記周波数誤差と前記サンプリングクロック誤差と前記シンボルタイミングとに基づき、それぞれの系統についてサンプリングクロックのタイミング補正を行なう。同期部における周波数同期の情報を周波数変換部１２および２２にフィードバックしたり、また、クロック同期の情報をＡＤ変換部１３および２３のサンプリングクロックにフィードバックしたりすることも可能である。

等化部１６および２６は、それぞれ、同期部１５および２５からの信号がマルチパスの影響によって受けた周波数特性の乱れを等化するとともに、等化に用いた周波数特性の情報を出力する。なお、本実施形態では、等化部１６および２６は、直交周波数多重信号のガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波をも等化する構成としている。
以下で、図２を参照しながら、等化部の詳細について説明する。なお、等化部については、下記参考文献も参照されたい。
参考文献１ 特開２００３−１４３０９９号公報
参考文献２ 特開２００４−３４３５４６号公報
参考文献３ 今村，渋谷，「周波数領域型ガードインターバル越えマルチパス等化器の室内実験」，映情学技報，BCT2005-95，Sept.2005

図２は、等化部１６の詳細な機能構成を示すブロック図である。図２に示す構成は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing、直交周波数分割多重）信号を用いた地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）に本発明を適用した場合の形態である。
図２に示すように、等化部１６は次の各部を含んで構成される。つまり図２において、６０１は窓処理部、６０２はＦＦＴ部、６０３は複素除算部（第１の複素除算部）、６０４は１シンボル抽出部、６０５はパイロット等化部、６０６は領域判定部、６０７はＭＥＲ（Modulation Error Ratio、変調誤差比）算出部、６０８は複素除算部（第２の複素除算部）、６０９は窓誤差補正部、６１０は主波成分算出部、６１１は等化残差演算部、６１２はＩＦＦＴ部（逆フーリエ変換部）、６１３はノイズ閾値設定部、６１４は係数加算部（係数算出部）、６１５は遅延部、６１６は等化範囲設定部、６１７はＦＦＴ（フーリエ変換部）部をそれぞれ示す。

窓処理部６０１は、同期部１５からのシンボル同期の情報を用いて、復調する１シンボルが中心付近に配置されるようにして、１シンボル期間の２のｍ乗（ｍは自然数）倍となるポイント数の複素のデータを抽出してＦＦＴ部６０２へ出力する。
図３は、窓処理部６０１による窓処理の例を示す概略図であり、ＩＳＤＢ−Ｔのモード３で、ｍ＝２の場合の例であり、通常のＦＦＴポイント数が８１９２（以下８ｋと記す）、窓処理部６０１による抽出データ数が通常のＦＦＴポイント数の４（＝２^２）倍の３２７６８（以下３２ｋと記す）となっている。図示する例では、窓処理部６０１は、復調するシンボル＃ｉが中心付近に配置され、その前後の期間（シンボル＃ｉ−２の一部、シンボル＃ｉ−１の全部、シンボル＃ｉ＋１の全部、シンボル＃ｉ＋２の一部）を含んで、合計３２ｋポイントの複素データを出力する。

図２に戻り、ＦＦＴ部６０２は、前記窓処理部６０１から出力されたデータをＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数領域のデータに変換して出力する。図３に示した例のように窓処理部６０１で３２ｋポイントの複素のデータを抽出する場合は、ＦＦＴ部６０２も３２ｋポイントのＦＦＴを行い３２ｋ分の周波数領域のデータを出力する。
複素除算部６０３は、前記ＦＦＴ部６０２からの出力を分子、ＦＦＴ部６１７からの出力を分母として対応するそれぞれの周波数毎に複素の除算を行い、その結果を出力する。複素除算部６０３の演算は、ＦＦＴ部６０２からの出力をＦＦＴ部６１７からの周波数特性で等化することに相当する。ＦＦＴ部６０２からの出力をＦ_３２ｋ、ＦＦＴ部６１７からの出力をＥ_３２ｋ、複素除算部６０３の出力をＦ_ＥＱとすると、複素除算部６０３における演算は、下記の式（２）で示される。

なお、Ｅ_３２ｋの初期値は全ての周波数において１であり、複素除算部６０３の動作１回目は入力されたＦ_３２ｋがそのまま出力される。
１シンボル抽出部６０４は、複素除算部６０３の出力をフィルタ処理して、前記の復調する１シンボル分だけの周波数領域データを抽出して出力する。１シンボル抽出部６０４におけるフィルタ処理は、複素除算部６０３の出力を一旦ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）し、窓処理部６０１において図３に示したように中心付近に配置された復調する１シンボルだけを抽出し、その１シンボルをＦＦＴして通常のＦＦＴポイント数のデータにして出力するように構成する。ここで、１シンボル抽出部６０４の出力をＦ_８ｋとする。
または、１シンボル抽出部６０４は、フィルタ処理に時間領域において復調する１シンボル部分だけを抽出するような矩形窓の特性となる周波数領域のＦＩＲ（Finite Impulse Response、有限インパルス応答）フィルタを用い、そのＦＩＲフィルタの出力を２のｍ乗分の１にダウンサンプリング処理するような構成にしてもよい。

パイロット等化部６０５は、１シンボル抽出部６０４の出力に含まれているパイロット信号などのトレーニング信号を用い、１シンボル抽出部６０４の出力を等化して出力する。ＩＳＤＢ−Ｔの場合、パイロット信号として送信信号が既知のＳＰ（スキャッタードパイロット）が周波数方向に１２キャリア毎に挿入されており、受信したＳＰを送信信号で複素の除算を行うことでＳＰのキャリア位置における周波数特性を算出することができる。
図４は、ＳＰの配置例を示す概略図である。図４において、縦軸は時間（シンボル）であり、横軸は周波数である。図示する配置例では、あるシンボルにおいて、ＳＰが周波数方向に１２キャリア毎に挿入されており、それ以外のキャリアにはデータが割り当てられている。また、シンボルごとに、ＳＰが挿入されるキャリアは適宜変更されている。
図２に戻り、パイロット等化部６０５は、このＳＰから算出した周波数特性を内挿補間した周波数特性で１シンボル抽出部６０４からの信号を等化（複素除算）して出力する。ＳＰから算出した周波数特性を内挿補間した周波数特性をＦ_ＳＰ、パイロット等化部６０５の出力をＲとすると、パイロット等化部６０５における演算は下記の式（３）で示される。

領域判定部６０６は、パイロット等化部６０５の出力を各キャリアの変調方式に従って領域判定（硬判定）し、その判定値を送信信号の推定値として出力する。各キャリアの変調方式は、ＩＳＤＢ−Ｔの場合、ＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）と呼ばれる制御情報を伝送するためのキャリアを参照することで知ることが出来る。ここで、領域判定部６０６の出力をＲ_Ｄとする。
ＭＥＲ算出部６０７は、パイロット等化部６０５の出力と領域判定部６０６の出力から、ＭＥＲ（変調誤差比）を算出して出力する。このＭＥＲの値はパイロット等化部６０５の出力の信号品質の目安となる。ＭＥＲ算出部６０７においては、下記の式（４）によりＭＥＲが算出される。

複素除算部６０８は、シンボル抽出部６０４の出力を分子、領域判定部６０６の出力を分母として対応するそれぞれの周波数毎に複素の除算を行い、その結果を出力する。この演算は、領域判定部６０６の出力を送信信号の推定値とした全キャリアにおける周波数特性の算出であり、複素除算部６０８の出力をＦ_ＲＥＳとすると、式（５）で示される。

窓誤差補正部６０９は、複素除算部６０８の出力の周波数特性において、１シンボル抽出部６０４における時間領域の１ＯＦＤＭシンボル分のデータの抽出位置が有効シンボル期間からずれることによって生じる周波数位相特性の誤差分を補正して出力する。１ＯＦＤＭシンボル分のデータの抽出位置と有効シンボル期間のずれ量（窓誤差）は、複素除算部６０８の出力を周波数位相特性に変換し、その周波数位相特性の一次傾斜（傾き）の成分を最小二乗法などによる直線近似で算出する。なお、この一次傾斜の算出は、パイロット等化部６０５においてＳＰから算出した周波数特性Ｆ_ＳＰからも算出することができる。Ｆ_ＳＰから一次傾斜を算出することの利点は、ＳＰがＧＩ（ガードインターバル）を越えるマルチパスの干渉によって領域判定部６０６で生じる判定誤りを回避できることと、ＳＰだけのデータで算出できるため演算量を減らすことが出来ることである。窓誤差補正部６０９は、算出した一次傾斜を打ち消す（傾きをなくす）ように複素除算部６０８の出力の周波数特性を補正して出力する。ここで、窓誤差補正部６０９の出力をＦ_Ｃとする。窓誤差補正部６０９における処理の詳細については、特許第３８５１０１７号公報も参照されたい。

主波成分算出部６１０は、窓誤差補正部６０９の出力の平均値を算出してその値を主波（最も受信電力の大きな電波）の成分として出力する。窓誤差補正部６０９の出力の平均値が主波成分となるのは、窓誤差補正部６０９において周波数位相特性の一次傾斜を除去するように処理を行うことで、主波成分を遅延プロファイル上の遅延０の位置となるように正確に補正したためであり、このため主波成分を周波数特性の直流成分である平均値で算出することが可能となる。主波成分算出部６１０の出力は、演算に用いたキャリア数をＫ、主波成分をＤとすると、式（６）で示される。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔのモード３の場合、Ｋ＝５６１７となる。

等化残差演算部６１１は、窓誤差補正部６０９の出力と主波成分算出部６１０の出力から複素除算部６０３における等化の誤差成分である等化残差の周波数特性を算出して出力する。等化残差の周波数特性をＥとすると、等化残差演算部６１１の出力は式（７）で示される。

ＩＦＦＴ部６１２は、等化残差演算部６１１から出力される等化残差の周波数特性ＥをＩＦＦＴし、等化残差のインパルス応答に変換して出力する。ＩＦＦＴを示す関数をＩＦＦＴ［］、サンプリングクロックで決まるインパルス応答の時間を示すタップ値をt（ＩＳＤＢ−Ｔモード３の場合、０≦t≦８１９１）、等化残差のインパルス応答をｅｒｒ（ｔ）とすると、ＩＦＦＴ部６１２の出力は式（８）で示される。

ＩＦＦＴ出力のインパルス応答（遅延プロファイル）は、よく知られているように、ｔ＝０以降に遅延波が、ｔが最大値（ＩＳＤＢ−Ｔモード３の場合８１９１）より前に折り返って先行波が出力される。
ノイズ閾値設定部６１３は、ＩＦＦＴ部６１２の出力の等化残差のインパルス応答に含まれるノイズ成分を除去するために、そのノイズの閾値を算出して出力する。ノイズ閾値の算出法は、ＭＥＲから求める方法と、直接等化残差のインパルス応答から求める方法の２通りがあり、どちらか一方を使用する。
ＭＥＲから算出される等化残差のインパルス応答のノイズレベルｎ_ＭＥＲは、主波のレベルを１とし、領域判定部６０６における判定誤りがない理想的な状態においては、式（９）で示される。

しかし、実際には領域判定部６０６において雑音による判定誤りが生じるため、ｎ_ＭＥＲは、式（９）で求められる値よりも若干（数ｄＢ（デシベル））大きな値となるように補正する。
ＩＦＦＴ部６１２の出力の等化残差のインパルス応答から直接ノイズレベルを算出する場合、インパルス応答のレベルの最も低くなる部分を抽出して、その部分の平均値を等化残差のインパルス応答のノイズレベルとする。通常、先行波側の遅延時間差の最も大きくなる付近にはマルチパスが存在しないため、ＧＩを越えるマルチパス波のインパルス応答は、この付近のレベルが最も低くなる。従って、先行波側の遅延時間差の最も大きくなる付近の百から千ポイントのインパルス応答の平均値を等化残差のインパルス応答のノイズレベルとすればよい。ＩＳＤＢ−Ｔのモード３の場合、主波からの遅延時間が−４００μ秒から−３００μ秒（ここでマイナスは先行波を示す）付近のデータを用いればよい。ノイズレベルを算出する先頭のデータのポイントをＴ、平均するポイント数をＪとすると、等化残差のインパルス応答から算出したノイズレベルｎ_ｅｒｒは式（１０）で示される。

式（９）および（１０）から求めたノイズレベルはいずれもノイズの平均レベルを示しており、実際のノイズはこの値より電力で５から１０ｄＢ程度大きな値のピークが存在する。このノイズのピークも除去するために、ノイズ閾値設定部６１３で設定するノイズの閾値は、式（９）および（１０）によって求めた値よりも、電力で５ｄＢから１０ｄＢ大きな値を設定する。すなわちノイズ閾値設定部６１３の出力ｎ_ｔｈは、式（１１）または（１２）式で示される。

式（１１）および（１２）において、ｏｆｓはノイズのピークマージンのｄＢ値を示し、先程述べた５（ｄＢ）から１０（ｄＢ）に相当する程度の値を設定するのがよい。
なお、ＭＥＲの値が０．０１（２０ｄＢ）程度よりも大きくなると、式（９）での算出値と等化残差のインパルス応答のノイズレベルの誤差が大きくなる場合があるため、測定における受信電界が低いような場合では、式（１０）をインパルス応答のノイズレベルとして採用した方がよい。
係数加算部６１４は、複素除算部６０３で用いたＦＦＴ部６１７からの周波数特性の元となる時間領域の係数にＩＦＦＴ部６１２からの出力の等化残差のインパルス応答を加算して出力する。この際、ノイズ閾値設定部６１３で設定したノイズの閾値ｎ_ｔｈに従って新たな係数の算出を行う。遅延部６１５から出力される加算前の係数をｗ’（ｔ）、係数加算の重み付け係数をμ（０＜μ≦１）、ノイズ抑圧のための係数をα（０≦α≦１）とすると、係数加算部６１４から出力される新たな係数ｗ（ｔ）は、各タップ毎に式（１３）で算出する。

遅延部６１５は、係数加算部６１４から出力された係数ｗ（ｔ）を、１回の係数演算に要する時間だけ遅延させて、係数加算部６１４へｗ’（ｔ）として出力する。
等化範囲設定部６１６は、係数加算部６１４から出力された通常のＦＦＴポイント数分の係数を複素除算部６０３で使用するために２のｍ乗倍のポイント数に拡張して出力する。この際、通常のＦＦＴポイント数分の係数を先行波と遅延波に分割して設定する。
図５は、等化範囲設定部６１６による先行波と遅延波の分割の一例を示す概略図である。図５に示す例では、ＩＳＤＢ−Ｔのモード３において通常のＦＦＴポイント数である８ｋポイントの４倍の３２ｋポイントに拡張する際に、先行波と遅延波の割合を３対５に設定している。なお、８ｋポイントを３２ｋポイントに拡張する際に残る２４ｋ（２４ｋは、２４５７６）分のポイントのデータは「０」を挿入する。これにより主波よりも先行するマルチパス波は−３７８μ秒まで等化され、主波よりも遅延するマルチパス波は６３０μ秒まで等化されるように設定される。

ＦＦＴ部６１７は、等化範囲設定部６１６から出力された通常のＦＦＴポイント数の２のｍ乗倍のポイント数に拡張された係数を、通常のＦＦＴポイント数の２のｍ乗倍のポイント数のＦＦＴを行って出力する。ＦＦＴ部６１７の入力が図５の例となる場合は、ＦＦＴ部６１７から３２ｋポイント分のＧＩ越えマルチパス等化用の周波数領域のデータとして複素除算部６０３へ出力される。

以上、一連の動作をまとめると次の通りである。複素除算部６０３（第１の複素除算部）は、同期部１５からの出力信号に基づく周波数領域の信号を用いた複素の除算を行なう。１シンボル抽出部６０４は、複素除算部６０３による除算結果から１シンボル分データを抽出する。領域判定部６０６は、抽出された前記１シンボル分データに基づき領域判定を行なう。複素除算部６０８（第２の複素除算部）は、対応する周波数毎に前記１シンボル分データを前記領域判定の結果で除す複素の除算を行なうことによって周波数特性を算出する。窓誤差補正部６０９は、算出された周波数特性に基づき窓誤差を補正して出力する。等化残差算出部６１１は、窓誤差補正部６０９からの出力に基づき複素除算部６０３における等化残差の周波数特性を算出する。ＩＦＦＴ部６１２（逆フーリエ変換部）は、等化残差の周波数特性を逆フーリエ変換して等化残差のインパルス応答を出力する。係数加算部６１４（係数算出部）は、等化残差のインパルス応答に基づき、当該インパルス応答の絶対値が所定の閾値より小さいか否かに応じて（式（１３））時間領域の係数を算出する。ＦＦＴ部６１７（フーリエ変換部）は、係数加算部６１４によって算出された時間領域の係数をフーリエ変換して受信信号の周波数特性を出力する。そして、前記の複素除算部６０３は、ＦＦＴ部６１７からの出力である周波数領域の信号（受信信号の周波数特性）で、前記の同期部１５からの出力信号に基づく周波数領域の信号を除算する。

以上、等化部１６の詳細構成及び動作について、図２を参照しながら説明した。
なお、等化部２６についても等化部１６と同様の動作でよく、その詳細な説明は省略するが、本実施形態によるマルチパスの到来方向をさらに精度よく測定するためには、等化部１６の窓誤差補正部６０９で算出したＯＦＤＭシンボル１個分のデータの抽出位置と有効シンボル期間のずれ量（窓誤差）の算出値を等化部２６の窓誤差補正部へ出力し、等化部２６の窓誤差補正部では、等化部１６で算出した窓誤差の値を用いて窓誤差による一次傾斜を打ち消すように補正して出力するように構成する。

図１に戻って、遅延プロファイル算出部１７および２７は、それぞれ、等化部１６および２６で算出したＧＩ越えマルチパスを等化するための係数から、受信信号の遅延プロファイルを算出して出力する。図２に示した構成の場合、等化部（１６および２６）の等化範囲設定部６１６の出力が遅延プロファイル算出部（それぞれ、１７および２７）へ出力されており、図５に示した分割例のように等化範囲設定部６１６で設定したマルチパスの先行波および遅延波に従って、遅延プロファイルの先行波および遅延波の範囲を設定して遅延プロファイル算出部（１７および２７）からの出力が行なわれる。なお、図２の構成の場合、等化範囲設定部６１６の出力が遅延プロファイル算出部に入力されているが、等化範囲設定部６１６におけるマルチパスの先行波および遅延波の設定範囲が遅延プロファイル算出部でも既知であれば、遅延プロファイル算出部への入力は、係数加算部６１４からの出力であってもよい。遅延プロファイル算出部１７および２７の出力は、基本的には式（１３）で算出したｗ（ｔ）と同じであり、マルチパスの先行波と遅延波の範囲が明確にされているに過ぎない。
つまり、遅延プロファイル算出部１７および２７は、それぞれ、等化部１６および２６からの出力信号を、主波に対する到来時間差を示す複素の遅延プロファイルに変換して出力する。

位相特性算出部１８および２８は、それぞれ、遅延プロファイル算出部１７および２８から出力される複素の遅延プロファイルの各遅延タップ（各遅延時間）における位相を算出して出力する。
遅延プロファイル算出部１７の出力をｗ_１（ｔ）、遅延プロファイル算出部２７の出力をｗ_２（ｔ）、位相特性算出部１８の出力をｐ_１（ｔ）、位相特性算出部２８の出力をｐ_２（ｔ）とすると、位相特性算出部１８および２８の出力は式（１４）で示される。

式（１４）において、Ｒｅ［］およびＩｍ［］は、それぞれ複素数の実部および虚部を抽出する関数である。また、ａｔａｎ２［］はアークタンジェント（逆正接、arctangent）を算出する関数であり、−πから＋πの範囲のラジアン単位の値を出力する。

位相差算出部３１は、位相特性算出部１８および２８から出力された遅延プロファイルの各遅延タップにおける位相差を算出して出力する。ここで算出する位相差は、主波との到来角度差の相違による受信アンテナ１１および２１への電波の到来時間差によるものである。位相特性算出部１８の出力をｐ_１（ｔ）、位相特性算出部２８の出力をｐ_２（ｔ）、各遅延タップにおける位相差をδ_０（ｔ）とすると、各遅延タップにおける位相差は、式（１５）で示される。

式（１５）の演算において、δ_０（ｔ）が±πの範囲を越える場合は、δ_０（ｔ）が±πの範囲となるように、適宜２πを加減算するよう補正して出力する。この補正後の位相差算出部３１の出力δ_０（ｔ）は、式（１６）で示される。

つまり、位相差算出部３１は、位相特性算出部１８および２８からの出力信号に基づき各系統の位相を減算することによって、遅延プロファイルの各遅延タップにおける受信アンテナ間での位相差を算出する。

到来角度算出部３２は、位相差算出部３１で算出した遅延プロファイルの各遅延タップにおける位相の位相差を、主波との到来角度差（主波に対するマルチパス波の到来角度差）に変換して出力する。
図６は、マルチパス波到来方向の測定原理を示す概略平面図である。図６において、１１と２１は受信アンテナであり、受信アンテナ１１と２１はｄの間隔を置いて配置されている。φは受信アンテナ方向と主波の到来方向との角度差、θはマルチパス波と主波との到来角度差を示している。主波の到来方向との角度差は、受信アンテナ１１の位置と受信アンテナ２１の位置とを結んだ直線と垂直の方向（図６における上方向）を０度とし、その右側を正、左側を負と定義している。遅延プロファイルの各遅延タップにおける位相間の位相差から主波との到来角度差への変換は、各遅延タップにおける位相間の位相差が受信アンテナ１１および２１の到来時間差となるｄ・ｓｉｎ（φ）およびｄ・ｓｉｎ（φ＋θ）となる角度を求めることで行っている。なお、等化部において主波成分の較正を行っているため、マルチパス波の到来方向θは主波の到来方向φと独立して算出することができる。
タップ番号tのマルチパス波と主波との到来角度差をθ（ｔ）とすると、到来角度算出部３２の出力θ（ｔ）は、式（１７）で示される。

図６に示す主波の到来方向φは、等化部１６および等化部２６の主波成分算出部で算出された主波の値から求めることが出来る。具体的には、等化部１６の主波成分算出部から出力される主波成分をＤ_１、等化部２６の主波成分算出部から出力される主波成分をＤ_２とし、θ（ｔ）を算出したのと同様に、Ｄ_１とＤ_２を基に式（１４）から（１７）と同様の処理手順によって、主波の到来方向φを算出する。

式（１８）で算出した主波の到来方向φは、受信アンテナ１１および２１の方向調整の誤差の補正にも用いることが出来る。受信アンテナ１１および２１の方向をφだけ方向調整することで、受信アンテナのメインローブ方向が主波となるように補正できる。

図１に戻って、表示部３３は、到来角度算出部３２で算出した遅延プロファイルの各遅延タップにおける位相の位相差θ（ｔ）と主波との到来角度差φを可視化してモニター等に表示する。この際、遅延プロファイル算出部１７および２７から出力された遅延プロファイルの各遅延時間タップにおける電力値に応じて到来角度差の表示のプロットの大きさや色を変更するなどの重み付けをすることで、各遅延タップにおけるマルチパスの電力と到来角度差の情報を３次元的に表示でき、視認性を向上できる。
データ保存部３４は、到来角度算出部３２で算出した遅延プロファイルの各遅延タップにおける位相の位相差θ（ｔ）と主波との到来角度差φを、例えば磁気ハードディスクや光ディスクやフラッシュメモリなどといった記録メディア等に保存する。

以上、本発明の最良実施形態によるマルチパス到来方向測定装置について説明した。本発明は、ＧＩを越えるマルチパスを等化するアルゴリズムを導入することにより、通常の測定法では正確に測定できないＧＩを越えるマルチパス波の到来方向を正確に測定することができる。

なお、上記の実施形態では、等化部において受信信号が連続して等化部に入力されるように説明したが、等化部の複素除算部６０３において、ＦＦＴ部６０２から出力された１回分のデータに対して複数回の係数算出を行って算出した遅延プロファイルを収束させることで、マルチパス到来方向の測定精度を向上させることができる。

さらに、ＦＦＴ部６０２から出力された別のデータに対しても複数回の係数算出を行って遅延プロファイルを算出し、それら複数のデータに対する遅延プロファイルを平均化することで遅延プロファイル上のノイズだけを低減し、電力の低いマルチパスの到来方向を正確に測定することが可能となる。この平均化を通常の遅延プロファイル測定の結果で行うと、ＡＤ変換部などに用いられるクロックや周波数変換部の局発などの誤差により遅延プロファイルに誤差が生じるため、正しく平均化できないという問題がある。しかし、本発明によるマルチパス到来方向測定装置では、等化部の窓誤差補正部６０９や主波成分算出部ならびに等化残差演算部にてそれらの誤差を補正して遅延プロファイルを算出しているため、精度よく平均化ができるという利点がある。
つまり、主波の遅延時間が０、振幅が１、位相が０となるように補正して遅延プロファイルを算出している。そして、複数回算出した遅延プロファイルを平均化し、算出したマルチパス波の到来角度差に含まれるノイズを抑圧して出力する。これにより、ＡＤ変換部などに用いられるクロックや前記周波数変換部の局発などの誤差により生じる遅延プロファイルの測定誤差を補正できる。そして、遅延プロファイル上のノイズだけを低減し、電力の低いマルチパスの到来方向を正確に測定すること算出することが可能となる。

なお、ＳＦＮ（単一周波数ネットワーク）においては、各ＳＦＮ局間の送信周波数に誤差があることがあるため、この平均化はＳＦＮ局間の送信周波数誤差の逆数となる周期よりも十分短い時間における平均化とする必要がある。

また、測定系のケーブル長などは各系統で同じであることが理想的であるが、実際は異なることが多い。よって、測定系のケーブル長などの相違による測定誤差を較正するために、本来受信アンテナが接続されている端子から同じ信号を分配して入力してマルチパス到来方向測定装置で算出した主波の到来方向φを、測定系の較正値として保存しておき、その後受信アンテナで測定した主波の到来方向の測定値から差し引くように構成する。ここで、主波成分によって較正されているため、マルチパス波の到来方向については測定系の較正は特に必要ない。

なお、上述した実施形態におけるマルチパス到来方向測定装置の一部、例えば、受信信号をデジタル的に処理する部分の機能をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

本発明の実施形態によるマルチパス到来方向測定装置の機能構成を示すブロック図である。 同実施形態による等化部（１６）の詳細な機能構成を示すブロック図である。 同実施形態による窓処理の例を示す概略図である。 ＩＳＤＢ−Ｔの場合のＳＰ（スキャッタードパイロット）配置例を示す概略図である。 同実施形態における等化範囲設定部（６１６）による先行波と遅延波の分割の一例を示す概略図である。 同実施形態によるマルチパス波到来方向の測定原理を示す概略平面図である。

符号の説明

１１，２１ 受信アンテナ
１２，２２ 周波数変換部
１３，２３ ＡＤ変換部
１４，２４ 直交変換部
１５，２５ 同期部
１６，２６ 等化部
１７，２７ 遅延プロファイル算出部
１８，２８ 位相特性算出部
３１ 位相差算出部
３２ 到来角度算出部
３３ 表示部
３４ データ保存部
６０１ 窓処理部
６０２ ＦＦＴ部
６０３ 複素除算部（第１の複素除算部）
６０４ １シンボル抽出部
６０５ パイロット等化部
６０６ 領域判定部
６０７ ＭＥＲ算出部
６０８ 複素除算部（第２の複素除算部）
６０９ 窓誤差補正部
６１０ 主波成分算出部
６１１ 等化誤差演算部
６１２ ＩＦＦＴ部（逆フーリエ変換部）
６１３ ノイズ閾値設定部
６１４ 係数加算部（係数算出部）
６１５ 遅延部
６１６ 等化範囲設定部
６１７ ＦＦＴ部（フーリエ変換部）

Claims (4)

1. ２系統の受信アンテナからの信号を、同期した局発を用いて、それぞれ周波数変換して出力する２つの周波数変換部と、
   各々の前記周波数変換部からの出力信号を、同期したサンプリングクロックを用いて、それぞれサンプリングすることによってデジタル信号に変換して出力する２つのＡＤ変換部と、
   各々の前記ＡＤ変換部からの出力信号をそれぞれ直交復調して複素の等価ベースバンド信号に変換して出力する２つの直交復調部と、
   前記直交復調部からの出力信号のうちのいずれか１系統の信号を用いて周波数誤差の検出と前記ＡＤ変換部におけるサンプリングクロック誤差の検出とシンボルタイミングの検出を行ない、これら検出した前記周波数誤差と前記サンプリングクロック誤差と前記シンボルタイミングとに基づき、それぞれの系統についてサンプリングクロックのタイミング補正を行なう２つの同期部と、
   各々の前記同期部からの出力信号に基づき、それぞれ、マルチパス波の影響による周波数特性の乱れを等化するとともに等化に用いた周波数特性を出力する２つの等化部と、
   各々の前記等化部からの出力信号を、それぞれ、主波に対する到来時間差を示す複素の遅延プロファイルに変換して出力する２つの遅延プロファイル算出部と、
   各々の前記遅延プロファイル算出部からの前記複素の遅延プロファイルに基づき、それぞれ、各遅延時間における位相を算出して出力する２つの位相特性算出部と、
   ２つの前記位相特性算出部からの出力信号に基づき各系統の位相を減算することによって、前記遅延プロファイルの各遅延タップにおける受信アンテナ間での位相差を算出して出力する位相差算出部と、
   前記位相差算出部から出力される位相差に基づき主波に対するマルチパス波の到来角度差を算出する到来角度差算出部と、
   を備えることを特徴とするマルチパス到来方向測定装置。
2. 請求項１に記載のマルチパス到来方向測定装置において、
   前記等化部は、前記同期部からの出力信号に基づき時間領域の係数を算出し、前記時間領域の係数のポイント数を拡張するとともに前記時間領域の係数を先行波と遅行波に分割して、拡張された前記時間領域の係数に基づきフーリエ変換を行って、直交周波数多重信号のガードインターバルを越える遅延時間差のマルチパス波等化用の周波数領域のデータを算出し、該周波数領域のデータに基づき前記マルチパス波を等化する構成としたことを特徴とするマルチパス到来方向測定装置。
3. 請求項２に記載のマルチパス到来方向測定装置において、
   前記等化部は、
   前記同期部からの出力信号に基づく周波数領域の信号を用いた複素の除算を行なう第１の複素除算部と、
   前記第１の複素除算部による除算結果から１シンボル分データを抽出する１シンボル抽出部と、
   抽出された前記１シンボル分データに基づき領域判定を行なう領域判定部と、
   対応する周波数毎に前記１シンボル分データを前記領域判定の結果で除す複素の除算を行なうことによって周波数特性を算出する第２の複素除算部と、
   算出された前記周波数特性に基づき窓誤差を補正して出力する窓誤差補正部と、
   前記窓誤差補正部からの出力に基づき前記第１の複素除算部における等化残差の周波数特性を算出する等化残差算出部と、
   前記等化残差の周波数特性を逆フーリエ変換して等化残差のインパルス応答を出力する逆フーリエ変換部と、
   前記等化残差のインパルス応答に基づき、当該インパルス応答の絶対値が所定の閾値より小さいか否かに応じて前記時間領域の係数を算出する係数算出部と、
   前記係数算出部によって算出された時間領域の係数をフーリエ変換して受信信号の周波数特性を出力するフーリエ変換部と、
   を備え、
   前記第１の複素除算部は、前記周波数領域の信号を前記フーリエ変換部からの出力である受信信号の周波数特性で除算するものである
   ことを特徴とするマルチパス到来方向測定装置。
4. 請求項１から３までのいずれかに記載のマルチパス到来方向測定装置において、
   主波の遅延時間が０、振幅が１、位相が０となるように補正して遅延プロファイルを算出するとともに、複数回算出した遅延プロファイルを平均化し、算出したマルチパス波の到来角度に含まれるノイズを抑圧して出力することを特徴とするマルチパス到来方向測定装置。

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