JP4800026B2

JP4800026B2 - 複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器

Info

Publication number: JP4800026B2
Application number: JP2005363175A
Authority: JP
Inventors: 隆裕佐藤; 毅杉浦
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2005-12-16
Filing date: 2005-12-16
Publication date: 2011-10-26
Anticipated expiration: 2025-12-16
Also published as: US7912152B2; JP2007166489A; KR20070064380A; KR100818279B1; US20070140328A1

Description

本発明は，高性能無線通信端末に使用する複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器にかかり，特に，高い周波数の複素係数フィルタの実現に適した弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）フィルタを用いた複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に関する。

ＲＦ信号を復調部入力に入力する周波数に周波数変換と目的の信号を選択するチャンネル選択を行う受信機のフロントエンドの構成として，ＲＦからＩＦ周波数に変換するヘテロダイン方式，ＲＦからＤＣに変換する零ＩＦ方式（ダイレクトコンバージョン），ミキサでイメージを抑圧するイメージリジェクションミキサを用いる低ＩＦ方式がある。

（ヘテロダイン方式）
ヘテロダイン方式はイメージ信号妨害を避けるために，ＩＦ周波数を高くすることで周波数変換前のＲＦで目的信号とイメージ周波数信号の差を大きくし，ＲＦフィルタでイメージ周波数信号を抑圧している。送受信が同時に動作するフルデュープレックス型の無線機においては送信周波数信号や送信と受信のローカル信号を共通化した時の送信信号のイメージを抑圧するためと，ＲＦフィルタでは抑圧しきれないような強力なシステム帯域外からの妨害を避けるためにＩＦ周波数は無線通信方式毎に異なる。このため，マルチモード無線機においてはモード毎にチャンネル帯域幅が異なることと合わせて，モード毎にＩＦ周波数が異なるＩＦフィルタを用意する必要が生じ，回路規模が非常に大きくなるという問題があった。

（零ＩＦ方式）
零ＩＦ方式はＩＦフィルタがＩＣ化できることから，小型化に適した方式である。しかし，ＤＣに変換するので，周波数変換後のＤＣオフセットの抑圧，ＩＭ２もＤＣ付近に発生するのでミキサにも非常に高いリニアリティが必要とされ，ＥＶＭの劣化など幾つかの問題がある。ＥＶＭの劣化は，ミキサとローカル信号の実部と虚部の信号とその処理が完全に直交しない処理の不完全性によって生じる。この対策のために，ローカル信号の出力Ｉ／出力Ｑ間（以下，単にＩＱ間ともいう。）の振幅誤差と位相誤差の低減，ミキサを構成するトランジスタ間の誤差の低減などの回路技術による改善技術のほか，複素ベースバンド信号をデジタル化した後にデジタル信号処理によりＩＱ間の誤差を補償する数多くの技術が開発されている。

しかし，回路技術による改善はアナログ回路の持つ不完全性のために限界があり，多値変調では符号間干渉の劣化，ＯＦＤＭにおけるキャリア間干渉の劣化が生じ，ＭＩＭＯ方式のような限られた周波数帯域で従来方式より高速な通信を行うことを目的とする通信方式においては，この誤差改善の限界が，理論限界に対する劣化として，通信速度高速化の限界を生じることになる。

（低ＩＦ方式）
低ＩＦ方式は周波数変換処理にイメージリジェクションミキサを用いることで，目的信号周波数に対してローカル信号周波数の反対側にある目的外周波数の信号を抑圧し，ＲＦフィルタとＩＦフィルタの周波数特性に依存することなくイメージ周波数信号を抑圧する。その抑圧比はイメージ抑圧比で表され，ＲＦフィルタの特性に依存しないことから，急峻な特性のＩＦフィルタが不要でＩＦ周波数を低くできる特徴がある。ＩＦ周波数の２倍の周波数が目的周波数信号とイメージ周波数信号の周波数間隔になることから，ＩＦ周波数がチャンネル間隔に等しいとき，目的チャンネルと目的チャンネルのイメージ周波数は，目的チャンネルの次隣接チャンネルとなる。

ダウンコンバータを使用する無線通信方式において，ＩＦ周波数の２倍離れたイメージ周波数信号に対するブロッキングなどの仕様がイメージ抑圧比以下であるときに，このダウンコンバータは無線方式の使用を満足する。ＩＦ周波数が低いことからＩＦフィルタはアクティブフィルタで構成することができ，ＩＣ化による小型化が容易である。また，ＩＦ周波数は無線通信方式毎に異なる周波数が要求されるわけではなく，マルチモード無線機においてＩＦ周波数を共通化することも容易である。周波数は固定できても帯域幅は固定にできないが，ｇｍＣフィルタ等ではフィルタ特性の可変が容易であるので，複数のフィルタを用意することなくマルチモードに対応できる。

しかし，低ＩＦ方式のイメージ抑圧比はミニマムで３０ｄＢ程度しか保証されない（フィリップス社ＳＡ１９２０データシート，ＳＡ１９２１データシート）。そのため，イメージ周波数信号対するブロッキングなどの仕様が甘い無線通信方式においては実用化可能であるが，３０ｄＢを超える妨害耐性を要求する方式においては仕様を満足しなくなるので実用化できない。

以上示したように，零ＩＦ方式や低ＩＦ方式は，ヘテロダイン方式に比べ小型化の面で優れているが，零ＩＦ方式の場合はＥＶＭの劣化，低ＩＦ方式ではイメージ抑圧比の劣化の問題が生じている。この問題点を解決する方法の一つとして，ＲＦ複素係数トランスバーサルフィルタにより９０度の位相差を得て，ＲＦ信号を複素化し，複素化したＲＦ信号を複素ローカル信号との複素乗算により周波数変換を行うことで，イメージの抑圧およびＥＶＭの劣化歪の抑圧を行う方式が考えられる（本件出願人により出願された特願２００５−１１７４５８，特願２００５−１３３２４０参照）。

上記特願２００５−１１７４５８，特願２００５−１３３２４０に開示された方式について以下に説明する。ＲＦ信号を９０度の位相差を持たせ複素化させる複素係数フィルタは，トランスバーサル型ＳＡＷフィルタを用いて実現できる。複素係数フィルタはＳＡＷフィルタのほかにスイッチドキャパシタ回路，電荷領域素子等によっても実現できるが，高い周波数の複素係数フィルタの実現にはＳＡＷフィルタが適している。

トランスバーサル型ＳＡＷフィルタの基本原理について説明する。圧電基板上に交差幅が場所ごとに異なるすだれ状電極（Inter-digital Transducer：ＩＤＴ）にインパルス電気信号が印加されると，圧電性により機械的歪みが生じ，弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）が励振され，基板の左右双方向に伝搬する。ＳＡＷ信号のインパルス応答は各タップでの重み関数（交差幅）Ｗｉ，各タップからの距離ｘｉ，弾性表面波の位相速度ｖで決まり，その周波数伝達関数Ｈ（ω）は下記数式で与えられる。

上記数式は重み関数Ｗｉの線形結合であり，トランスバーサルフィルタの基本原理と同じである。このＳＡＷ信号は，ＳＡＷの伝搬方向に設けたもう一方のトランデューサにより，再び電気信号に変換され，所望のフィルタ特性が得られる。また，トランスバーサルフィルタはＷｉとｘｉを設計することで振幅特性と位相特性を独立に制御できる。そのため，複素係数トランスバーサルフィルタの所望の特性もトランスバーサル型ＳＡＷフィルタのＷｉとｘｉを設計することで実現できる。

具体的には，図６に示すように，同一基板上に設けられた２つの実係数トランスバーサル型ＳＡＷフィルタで構成される。各ＳＡＷフィルタの入力トランデューサには同時に実信号を入力し，一方の出力トランデューサには実部のインパルス応答に対応した重みづけが施され，他方の出力トランデューサには虚部のインパルス応答に対応した重みづけが施される。これにより，一方の出力端子からは実部のインパルス応答が出力され，他方からは虚部のインパルス応答が出力されることになる。

図７に，イメージ抑圧特性（負の周波数領域の減衰特性）を示す。ここで，ＵＳＢは正の周波数領域での特性で，ＬＳＢは負の周波数領域での特性を示し，周波数の絶対値を取って同時に示してある。図８に示したように，ＩＱの振幅差はほとんど零であり，図９に示したように，ＩＱの位相差は９０度となっており，負の周波数領域における抑圧比（イメージ抑圧比）は設計上４０ｄＢ以上の良好な特性が得られる。

しかしながら，実際に素子を作製すると，寄生効果の影響により所望のイメージ抑圧比が得られないという問題が生じる。すなわち，複素係数トランスバーサルフィルタ入出力間の直達波（Feed Through）により，複素係数トランスバーサルフィルタを用いた低ＩＦ方式と呼ばれる周波数変換器におけるイメージ抑圧比が劣化し，また，複素係数トランスバーサルフィルタを用いた零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性が劣化してしまう問題が生じている。

複素係数トランスバーサルフィルタの入出力間の電気容量は，トランスデューサ間の容量の他に引き回しによる配線パターン間やワイヤーパッド間によるもので構成されている。上記背景技術の構造（図６）では，入力側がシングル（Single）駆動で出力側がシングル（Single）駆動させたときのものである。かかる構造では，入力−Ｉチャンネル出力間容量Ｃ１による直達波Ｄ１および入力−Ｑチャンネル出力間容量Ｃ２による直達波Ｄ２がそれぞれ同相として出力される。それによって，直達波などの寄生成分を無視した複素係数トランスバーサルフィルタの特性がＩチャンネルとＱチャンネルで位相差が９０度となるように設計されていても，同相に加わる直達波成分により位相差が９０度からずれてしまい，所望の性能が得られない。

図１０は，イメージ抑圧特性の測定結果を示す。イメージ抑圧比の測定値は３３ｄＢ程度であり，設計値と比べ１０ｄＢ程度劣化してしまう。

本発明は，上記背景技術が有する問題点に鑑みてなされたものであり，本発明の目的は，実部と虚部の複素インパルスとのたたみ込み積分を行う複素係数トランスバーサルフィルタにおいて，直達波の影響を改善し，低ＩＦ方式の周波数変換器におけるイメージ抑圧比，また，零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性の良好な，新規かつ改良された複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器を提供することである。

上記課題を解決するため，本発明の第１の観点によれば，ＲＦ信号を周波数変換する周波数変換器が提供される。本発明の周波数変換器は，入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する第１のフィルタと，入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する第２のフィルタとからなる複素係数トランスバーサルフィルタと；所定の周波数を有するローカル信号を出力する局部発振器と；前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記局部発振器とに接続され，前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素ＲＦ信号と前記局部発振器から出力される前記ローカル信号とを乗算して周波数変換する複素ミキサと；を備え，前記第１，第２のフィルタは，それぞれ，入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向と垂直方向に並べて配置し，前記入力側の駆動方式はシングルであり，前記出力側の駆動方式はバランスであることを特徴とする。

かかる周波数変換器によれば，複素係数トランスバーサルフィルタを構成する第１，第２のフィルタにおいて，入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向と垂直方向に並べて配置している。そして，駆動方式は，入力がシングル（Single）であり，出力がバランス（Balance）である。かかる構成によれば，シングル／バランス（Single/Balance）駆動させたとき，バランス（Balance）駆動側の端子に伝播する直達波を互いにキャンセルさせることができる。このようにして，低ＩＦ方式の周波数変換器におけるイメージ抑圧比，また，零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性の良好な周波数変換器が実現できる。

上記課題を解決するため，本発明の第２の観点によれば，ＲＦ信号を周波数変換する周波数変換器が提供される。本発明の周波数変換器は，入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する第１のフィルタと，入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する第２のフィルタとからなる複素係数トランスバーサルフィルタと；所定の周波数を有するローカル信号を出力する局部発振器と；前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記局部発振器とに接続され，前記複素係数トランスバーサルフィルタから出力される前記複素ＲＦ信号と前記局部発振器から出力される前記ローカル信号とを乗算して周波数変換する複素ミキサと；を備え，前記第１，第２のフィルタは，それぞれ，入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，１つのトランデューサを配置し，前記入力側の駆動方式はシングルであり，前記出力側の駆動方式はバランスであることを特徴とする。

かかる周波数変換器によれば，上記本発明の第１の観点にかかる周波数変換器と同様の効果を得ることが可能である。すなわち，出力側に１つのトランデューサを配置した場合でも，その駆動方式をバランス（Balance）とすることにより，入力端子に対して，出力端子（−）と出力端子（＋）を対称にすることができる。従って，入出力間の容量が等しくなり，直達波がキャンセルされることから，直達波が抑圧され，所望の特性を得ることができる。このようにして，上記と同様に，低ＩＦ方式の周波数変換器におけるイメージ抑圧比，また，零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性の良好な周波数変換器が実現できる。

上記課題を解決するため，本発明の第３の観点によれば，入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する第１のフィルタと，入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する第２のフィルタと，からなる複素係数トランスバーサルフィルタが提供される。本発明の複素係数フィルタにおいて，前記第１，第２のフィルタは，それぞれ，入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向と垂直方向に並べて配置し，前記入力側の駆動方式はシングルであり，前記出力側の駆動方式はバランスであることを特徴とする。

かかる複素係数トランスバーサルフィルタによれば，第１，第２のフィルタにおいて，入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向と垂直方向に並べて配置している。そして，駆動方式は，入力がシングル（Single）であり，出力がバランス（Balance）である。かかる構成によれば，シングル／バランス（Single/Balance）駆動させたとき，バランス（Balance）駆動側の端子に伝播する直達波を互いにキャンセルさせることができるため，低ＩＦ方式の周波数変換器におけるイメージ抑圧比，また，零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性を良好にすることが可能である。

上記課題を解決するため，本発明の第４の観点によれば，入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する第１のフィルタと，入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する第２のフィルタと，からなる複素係数トランスバーサルフィルタが提供される。本発明の複素係数フィルタにおいて，前記第１，第２のフィルタは，それぞれ，入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，１つのトランデューサを配置し，前記入力側の駆動方式はシングルであり，前記出力側の駆動方式はバランスであることを特徴とする。

かかる複素係数トランスバーサルフィルタによれば，上記本発明の第３の観点にかかる複素係数フィルタと同様の効果を得ることが可能である。すなわち，出力側に１つのトランデューサを配置した場合でも，その駆動方式をバランス（Balance）とすることにより，入力端子に対して，出力端子（−）と出力端子（＋）を対称にすることができる。従って，入出力間の容量が等しくなり，直達波がキャンセルされることから，直達波が抑圧され，所望の特性を得ることができる。このようにして，上記と同様に，低ＩＦ方式の周波数変換器におけるイメージ抑圧比，また，零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性を良好にすることが可能である。

以上説明した本発明において，第１，第２のフィルタは，弾性表面波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）とすることが可能である。

以上のように，本発明によれば，シングル／バランス（Single/Balance）駆動させたとき，バランス（Balance）駆動側の端子に伝播する直達波を互いにキャンセルさせることができるため，低ＩＦ方式の周波数変換器におけるイメージ抑圧比，また，零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性の良好な複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器が実現できる。

以下に添付図面を参照しながら，本発明にかかる複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器の好適な実施形態について詳細に説明する。なお，本明細書および図面において，実質的に同一の機能構成を有する構成要素については，同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

（１）全複素周波数変換器（図１）
図１は，本実施形態にかかる全複素周波数変換器１００の概略構成を示す説明図である。
全複素周波数変換器１００は，図１に示したように，アンテナ１１１と，ＬＮＡ１１２と，複素係数トランスバーサルフィルタ１２０と，全複素フィルタ１３０と，ＬＰＦ１４１，１４５と，ＡＧＣ１４２，１４５と，ＡＤＣ１４３，１４６とから構成されている。なお，図１は本実施形態に必要な構成部分のみを示したものであり，その他の構成要素については図示および説明を省略する。

ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１１２は，アンテナ１１１から入力されたＲＦ信号を増幅する増幅器である。複素係数トランスバーサルフィルタ１２０は，正の周波数または負の周波数成分を抑圧するためのフィルタである。複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の詳細については，図２を参照しながらさらに後述する。

全複素ミキサ１３０は，周波数変換するためのものであり，乗算器であるミキサ１３１１３２，１３３，１３４と，加算器（または減算器）１３５，１３６とから構成される。全複素ミキサ１３０には，ローカル信号生成器１３７から実数軸ローカル信号（ｃｏｓ）が入力され，また，ローカル信号生成器１３７から虚数軸ローカル信号（−ｓｉｎ）が入力される。全複素ミキサ１３０は，ローカル信号生成器１３７から入力された複素信号に対して周波数ゼロまたはゼロ近くの周波数となる周波数変換を行い，複素信号を出力する。

ＬＰＦ１４１は複素信号の高周波成分の除去を行う。そして，高周波成分が除去された複素信号は，ＡＧＣ（Auto Gain Control）１４２およびＡＤＣ（Analog/Digital
Converter）１４３を介して，複素ベースバンド信号の実数軸成分として出力端Ｉから出力される。同様に，ＬＰＦ１４４は複素信号の高周波成分の除去を行う。そして，高周波成分が除去された複素信号は，ＡＧＣ１４５およびＡＤＣ１４６を介して，複素ベースバンド信号の虚数軸成分として出力端Ｑへ出力される。

以上，本実施形態にかかる全複素周波数変換器１００について説明した。次いで，全複素周波数変換器１００の構成要素のうち，本実施形態に特徴的な構成要素である複素係数トランスバーサルフィルタ１２０について説明する。

（２）複素係数トランスバーサルフィルタ（図２）
まず，複素係数トランスバーサルフィルタの原理について説明する。インパルス電気信号が印加された場合に弾性表面波として出力されるＳＡＷ信号のインパルス応答は，各電極指での重み関数（交差幅）Ｗｉ，各電極指からの距離ｘｉ，弾性表面波の位相速度ｖによって算出され，インパルス応答の周波数伝達関数Ｈ（ω）は，下記数式によって示される。下記数式は，重み関数Ｗｉの線形結合であり，トランスバーサルフィルタの基本原理と同じものになる。

当該周波数伝達関数Ｈ（ω）を有するトランスバーサルフィルタは，Ｗｉとｘｉを設計することで振幅特性と位相特性を独立に制御することができる。そのため，トランスバーサル型ＳＡＷフィルタのＷｉとｘｉを設計することで所望の特性の複素係数トランスバーサルフィルタを実現することができる。実数軸の成分を出力する出力端Ｉに接続されたトランデューサ１２３は，実数部のインパルス応答，すなわち偶対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため，包絡線の中心に対して偶対称となるように各電極指が設けられる。虚数軸の成分を出力する出力端Ｉに接続されたトランデューサ１２５は，虚数部のインパルス応答，すなわち奇対称インパルス応答に対応した重み付けを行うため，包絡線の中心に対して奇対称となるように各電極指が設けられる。この構成によって，実ＲＦ信号を実数部と虚数部で９０°の位相差を有する複素ＲＦ信号へ変換することが可能となる。

本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０は，図２に示したように，圧電基板１２１と，圧電基板１２１上に設けられた交差幅が場所ごとに異なるトランデューサ（ＩＤＴ：Inter-digital Transducer，またはすだれ状電極とも言われる。）１２２〜１２５によって構成されている。以下では説明の便宜上，入力端に接続されるトランデューサ１２２，１２３を入力側トランデューサといい，出力端に接続されるトランデューサ１２４，１２５を出力側トランデューサという。

入力側トランデューサ１２２と出力側トランデューサ１２４は，入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する。本発明では，入力側トランデューサ１２２と出力側トランデューサ１２４とからなる部分を第１のフィルタと称する。また，入力側トランデューサ１２３と出力側トランデューサ１２５は，入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する。本発明では，入力側トランデューサ１２３と出力側トランデューサ１２５とからなる部分を第２のフィルタと称する。以下，各トランデューサ１２２〜１２５の構成について説明する。

入力端子Ｉ−１に接続される入力側トランデューサ１２２は，２つのトランデューサ１２２ａ，１２２ｂによって構成されていることを特徴とする。２つのトランデューサ１２２ａ，１２２ｂは，信号伝達方向に対して線対称に並べて接続されている。トランデューサ１２２ａ，１２２ｂは接地端子（グランド）Ｉ−２，Ｉ−３に接続されている。入力側トランデューサ１２２にインパルス電気信号が印加されると，圧電性により機械的歪みを生じ，２つのトランデューサ１２２ａ，１２２ｂに弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）１２６ａ，１２６ｂが励振され，圧電基板１２１の左右方向に伝搬する。

同様に，入力端子Ｑ−１に接続される入力側トランデューサ１２３は，２つのトランデューサ１２３ａ，１２３ｂによって構成されていることを特徴とする。２つのトランデューサ１２３ａ，１２３ｂは，信号伝達方向に対して線対称に並べて接続されている。トランデューサ１２３ａ，１２３ｂは接地端子Ｑ−２，Ｑ−３に接続されている。入力側トランデューサ１２３にインパルス電気信号が印加されると，圧電性により機械的歪みを生じ，２つのトランデューサ１２３ａ，１２３ｂに弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）１２６ｃ，１２６ｄが励振され，圧電基板１２１の左右方向に伝搬する。

出力側トランデューサ１２４は，２つのトランデューサ１２４ａ，１２４ｂによって構成されていることを特徴とする。２つのトランデューサ１２４ａ，１２４ｂは，同一構造であり，信号伝達方向と垂直方向に並べて接続されている。２つのトランデューサ１２４ａ，１２４ｂは，実数軸の成分を出力する出力（＋）端子Ｉ−４，出力（−）端子Ｉ−５に接続され，入力側トランデューサ１２２からの弾性表面波１２６ａ，１２６ｂを受信できる位置に設けられる。すなわち，出力側トランデューサ１２４からの出力信号は，出力（＋）端子Ｉ−４，出力（−）端子Ｉ−５からバランス（Balance）出力される。

出力側トランデューサ１２４の上記構造は，入力端子Ｉ−１から見て，出力（＋）端子Ｉ−４および出力（−）端子Ｉ−５への対称性がよい。したがって，入力−出力（＋）端子間容量Ｃ１＋と，入力−出力（−）端子間容量Ｃ１−の値はほぼ等しくなり，Ｃ１＋とＣ１−による直達波はキャンセルされることになる。

同様に，出力側トランデューサ１２５は，２つのトランデューサ１２５ａ，１２５ｂによって構成されていることを特徴とする。２つのトランデューサ１２５ａ，１２５ｂは，同一構造であり，信号伝達方向と垂直方向に並べて接続されている。２つのトランデューサ１２５ａ，１２５ｂは，虚数軸の成分を出力する出力（＋）端子Ｑ−４，出力（−）端子Ｑ−５に接続され，入力側トランデューサ１２３からの弾性表面波１２６ｃ，１２６ｄを受信できる位置に設けられる。すなわち，出力側トランデューサ１２５からの出力信号は，出力（＋）端子Ｑ−４，出力（−）端子Ｑ−５からバランス（Balance）出力される。

出力側トランデューサ１２５の上記構造は，入力端子Ｑ−１から見て，出力（＋）端子Ｑ−４および出力（−）端子Ｑ−５への対称性がよい。したがって，入力−出力（＋）端子間容量Ｃ２＋と，入力−出力（−）端子間容量Ｃ２−の値はほぼ等しくなり，Ｃ２＋とＣ２−による直達波はキャンセルされることになる。

以上の構成を採用することにより，ＩチャンネルとＱチャンネルにおける直達波（同相信号成分）はそれぞれキャンセルされるので，ＩチャンネルとＱチャンネルで位相差が９０度からずれずに，所望の特性が得られることとなる。

次に，複素係数トランスバーサルフィルタ１２０の動作について説明する。最初に，入力端に実ＲＦ信号が入力されると，入力側トランデューサ１２２と入力側トランデューサ１２３において弾性表面波が励振され，弾性表面波の基づくＳＡＷ信号が伝搬される。入力側トランデューサ１２２と入力側トランデューサ１２３とから伝搬されるＳＡＷ信号は，それぞれの弾性表面波の伝搬方向に設けられた出力側トランデューサ１２４と出力側トランデューサ１２５によって受信され，それぞれに対応するインパルス応答に基づくたたみ込み積分が行われつつ再び電気信号に変換される。

このとき，出力側トランデューサ１２４では，ＲＦ信号の実数成分が出力端Ｉ−４，Ｉ−５から出力され，出力側トランデューサ１２５では，ＲＦ信号の虚数成分が出力端Ｑ−４，Ｑ−５から出力される。これにより，負の周波数を抑圧しつつ，目的信号が存在する周波数側において目的信号の周波数帯域外を高い抑圧比で抑圧するフィルタが得られる。

（３）複素係数トランスバーサルフィルタのイメージ抑圧特性（図３）
図３は，本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ１２０のイメージ抑圧特性（負の周波数領域の減衰特性）を示す。ここで，ＵＳＢは正の周波数領域での特性で，ＬＳＢは負の周波数領域での特性を示し，周波数の絶対値を取って同時に示してある。図３より明らかなように，負の周波数領域における抑圧比（イメージ抑圧比）は設計上４０ｄＢ以上の良好な特性が得られた。本実施形態の構造を用いることで，直達波が抑圧され，所望の特性を得ることができる。

（第１の実施形態の効果）
複素係数トランスバーサルフィルタの入出力間の電気容量は，トランスデューサ間の容量の他に引き回しによる配線パターン間やワイヤーパッド間によるもので構成されている。上記背景技術の構造（図６）では，入力側がシングル（Single）駆動で出力側がシングル（Single）駆動させたときのものである。かかる構造では，入力−Ｉチャンネル出力間容量Ｃ１による直達波Ｄ１および入力−Ｑチャンネル出力間容量Ｃ２による直達波Ｄ２がそれぞれ同相として出力される。それによって，直達波などの寄生成分を無視した複素係数トランスバーサルフィルタの特性がＩチャンネルとＱチャンネルで位相差が９０度となるように設計されていても，同相に加わる直達波成分により位相差が９０度からずれてしまい，所望の性能が得られない。

この点，本実施形態の複素係数トランスバーサルフィルタ１２０は，図２に示したように，同一構造の２つのトランスバーサル型ＳＡＷフィルタを，線対称となるように上下に配置し，入力側は並列接続され，出力側は直列接続されている。駆動方式は，入力がシングル（Single）で出力がバランス（Balance）である。かかる構成によれば，シングル／バランス（Single/Balance）駆動させたとき，バランス（Balance）駆動側の端子に伝播する直達波を互いにキャンセルさせることができるため，低ＩＦ方式の周波数変換器におけるイメージ抑圧比，また，零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性の良好な複素係数フィルタおよびこれを用いた周波数変換器が実現できる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態について説明する。
上記第１の実施形態では，出力側トランスデューサ１２３を２分割し，２つのトランデューサ１２３ａ，１２３ｂを直列接続させた構成（出力側トランスデューサ１２４も同様）について説明した。本実施形態では，上記第１の実施形態の変形例として，出力側トランスデューサを２分割しない構成について説明する。

図４は，本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。複素係数トランスバーサルフィルタ２２０は，図４に示したように，圧電基板２２１と，圧電基板２２１上に設けられた交差幅が場所ごとに異なるトランデューサ（ＩＤＴ：Inter-digital Transducer，またはすだれ状電極とも言われる。）２２２〜２２５によって構成されている。以下では説明の便宜上，入力端に接続されるトランデューサ２２２，２２３を入力側トランデューサといい，出力端に接続されるトランデューサ２２４，２２５を出力側トランデューサという。

入力側トランデューサ２２２は，２つのトランデューサ２２２ａ，２２２ｂによって構成されており，上記第１の実施形態にかかる入力側トランデューサ１２２と実質的に同様の構造である。同様に，入力側トランデューサ２２３，２つのトランデューサ２２３ａ，２２３ｂによって構成されており，上記第１の実施形態にかかる入力側トランデューサ１２３と実質的に同様の構造である。

一方，出力側トランデューサ２２４，２２５は，本実施形態では，２つのトランデューサに分割せずに，１つのトランデューサによって構成されていることを特徴とする。

出力側トランデューサ２２４は，実数軸の成分を出力する出力（＋）端子Ｉ−４，出力（−）端子Ｉ−５に接続され，入力側トランデューサ２２２からの弾性表面波２２６ａ，２２６ｂを受信できる位置に設けられる。すなわち，出力側トランデューサ２２４からの出力信号は，出力（＋）端子Ｉ−４，出力（−）端子Ｉ−５からバランス（Balance）出力される。

同様に，出力側トランデューサ２２５は，２つのトランデューサ２２５ａ，２２５ｂによって構成されていることを特徴とする。２つのトランデューサ２２５ａ，２２５ｂは，虚数軸の成分を出力する出力（＋）端子Ｑ−４，出力（−）端子Ｑ−５に接続され，入力側トランデューサ２２３からの弾性表面波２２６ｃ，２２６ｄを受信できる位置に設けられる。すなわち，出力側トランデューサ２２５からの出力信号は，出力（＋）端子Ｑ−４，出力（−）端子Ｑ−５からバランス（Balance）出力される。

本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ２２０によれば，第１の実施形態と同様の効果を得ることが可能である。なぜならば，入力端子に対して，出力端子（−）と出力端子（＋）が対称にあれば，入出力間の容量が等しいため，第１の実施形態と同様に，直達波がキャンセルされるからである。図５は，本実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタ２２０のイメージ抑圧特性（負の周波数領域の減衰特性）を示す。ここで，ＵＳＢは正の周波数領域での特性で，ＬＳＢは負の周波数領域での特性を示し，周波数の絶対値を取って同時に示してある。図５より明らかなように，負の周波数領域における抑圧比（イメージ抑圧比）は設計上４０ｄＢ以上の良好な特性が得られた。本実施形態の構造を用いることで，直達波が抑圧され，所望の特性を得ることができる。

（第２の実施形態の効果）
以上のように，本実施形態によれば，第１の実施形態と同様に，直達波が抑圧され，所望の特性を得ることができる。すなわち，本実施形態の複素係数トランスバーサルフィルタ２２０は，図４に示したように，入力側は並列接続され，出力側は直列接続されている。駆動方式は，入力がシングル（Single）で出力がバランス（Balance）である。かかる構成によれば，シングル／バランス（Single/Balance）駆動させたとき，バランス（Balance）駆動側の端子に伝播する直達波を互いにキャンセルさせることができるため，低ＩＦ方式の周波数変換器におけるイメージ抑圧比，また，零ＩＦ方式の周波数変換器におけるＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性の良好な複素係数フィルタおよびこれを用いた周波数変換器が実現できる。このように，本実施形態によれば，第１の実施形態と同様に，直達波が抑圧され，所望の特性を得ることができる（図５）。

また，第１の実施形態では，従来設計に対して出力インピーダンスが変化するため，ミキサ側の入力インピーダンスを合わせないと，インピーダンス不整合が生じる。このため，出力インピーダンスを適切に変更しないと，挿入損失が増加するおそれがある。この点，本実施形態によれば，従来設計と同じインピーダンスにすることができる。

ただし，入力側トランスデューサの中央に配線パターンが必要になり，その箇所では弾性表面波は励振されない。本実施形態では，出力側トランスデューサにおいては，弾性表面波が伝搬しない中央部分は負荷となってしまうため，受波効率が低下するおそれがある。したがって，システムの仕様・目的などに応じて，第１，第２の実施形態の構成を使い分けることが好ましい。

以上，添付図面を参照しながら本発明にかかる複素係数トランスバーサルフィルタおよび周波数変換器の好適な実施形態について説明したが，本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば，特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり，それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば，上記実施形態では，図２，図４の紙面左側のトランスデューサを入力側トランスデューサとし，図２，図４の紙面右側のトランデューサを出力側トランジスタとして説明したが，本発明はこれに限定されない。反対に，図２，図４の紙面右側のトランスデューサを入力側トランスデューサとし，図２，図４の紙面左側のトランデューサを出力側トランジスタとしてもよく，上記と同様の効果が得られる。

本発明は，高性能無線通信端末に使用する複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に利用可能であり，特に，高い周波数の複素係数フィルタの実現に適した弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）フィルタを用いた複素係数トランスバーサルフィルタおよびこれを用いた周波数変換器に利用可能である。

全複素周波数変換器の説明図である。第１の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタを示す説明図である。第１の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタのイメージ抑圧特性を示す説明図である。第２の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタを示す説明図である。第２の実施形態にかかる複素係数トランスバーサルフィルタのイメージ抑圧特性を示す説明図である。従来の複素係数トランスバーサルフィルタの構成を示す説明図である。従来のイメージ抑圧特性を示す説明図である。出力Ｉ／出力Ｑの振幅差を示す説明図である。出力Ｉ／出力Ｑの位相差を示す説明図である。従来のイメージ抑圧特性の測定結果を示す説明図である。

符号の説明

１００全複素周波数変換器
１２０複素係数トランスバーサルフィルタ
１２１圧電基板
１２２入力側トランデューサ（Ｉチャンネル）
１２２ａ，１２２ｂトランデューサ
１２３入力トランデューサ（Ｑチャンネル）
１２３ａ，１２３ｂトランデューサ
１２４出力側トランデューサ（Ｉチャンネル）
１２４ａ，１２４ｂトランデューサ
１２５出力側トランデューサ（Ｑチャンネル）
１２５ａ，１２５ｂトランデューサ
１２６ａ，１２６ｂ，１２６ｃ，１２６ｄ弾性表面波
１３０全複素ミキサ

Claims

ＲＦ信号を周波数変換する周波数変換器であって，
入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する第１の弾性表面波フィルタと，入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する第２の弾性表面波フィルタとからなる複素係数トランスバーサルフィルタと；
所定の周波数を有するローカル信号を出力する局部発振器と；
前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記局部発振器とに接続され，
前記局部発振器から出力される実数軸ローカル信号を前第１の弾性表面波フィルタにより生成された複素ＲＦ信号の実数部に乗算し、前記局部発振器から出力される虚数軸ローカル信号を前第２の弾性表面波フィルタにより生成された複素ＲＦ信号の虚数部に乗算し、両乗算の結果を加算して第１の出力信号を生成し、
前記局部発振器から出力される実数軸ローカル信号を前第２の弾性表面波フィルタにより生成された複素ＲＦ信号の虚数部に乗算し、前記局部発振器から出力される虚数軸ローカル信号を前第１の弾性表面波フィルタにより生成された複素ＲＦ信号の実数部に乗算し、両乗算の結果を加算して第２の出力信号を生成することにより、周波数変換する複素ミキサと；
を備え，
前記第１，第２の弾性表面波フィルタは，それぞれ，
入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向と垂直方向に並べて配置し，
前記入力側の駆動方式はシングルであり，前記出力側の駆動方式はバランスであることを特徴とする，周波数変換器。
ＲＦ信号を周波数変換する周波数変換器であって，
入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する第１の弾性表面波フィルタと，入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する第２の弾性表面波フィルタとからなる複素係数トランスバーサルフィルタと；
所定の周波数を有するローカル信号を出力する局部発振器と；
前記複素係数トランスバーサルフィルタと前記局部発振器とに接続され，
前記局部発振器から出力される実数軸ローカル信号を前第１の弾性表面波フィルタにより生成された複素ＲＦ信号の実数部に乗算し、前記局部発振器から出力される虚数軸ローカル信号を前第２の弾性表面波フィルタにより生成された複素ＲＦ信号の虚数部に乗算し、両乗算の結果を加算して第１の出力信号を生成し、
前記局部発振器から出力される実数軸ローカル信号を前第２の弾性表面波フィルタにより生成された複素ＲＦ信号の虚数部に乗算し、前記局部発振器から出力される虚数軸ローカル信号を前第１の弾性表面波フィルタにより生成された複素ＲＦ信号の実数部に乗算し、両乗算の結果を加算して第２の出力信号を生成することにより、周波数変換する複素ミキサと；
を備え，
前記第１，第２の弾性表面波フィルタは，それぞれ，
入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，１つのトランデューサを配置し，
前記入力側の駆動方式はシングルであり，前記出力側の駆動方式はバランスであることを特徴とする，周波数変換器。
入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する第１の弾性表面波フィルタと，
入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する第２の弾性表面波フィルタと，
からなり，
前記第１，第２の弾性表面波フィルタは，それぞれ，
入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向と垂直方向に並べて配置し，
前記入力側の駆動方式はシングルであり，前記出力側の駆動方式はバランスであることを特徴とする，複素係数トランスバーサルフィルタ。
入力されるＲＦ信号に対し偶関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の実数部を生成する第１の弾性表面波フィルタと，
入力されるＲＦ信号に対し奇関数に基づいて生成されるインパルス応答によりたたみ込み積分を行い複素ＲＦ信号の虚数部を生成する第２の弾性表面波フィルタと，
からなり，
前記第１，第２の弾性表面波フィルタは，それぞれ，
入力側に，同一構造の２つのトランデューサを信号伝達方向に対して線対称に並べて配置し，出力側に，１つのトランデューサを配置し，
前記入力側の駆動方式はシングルであり，前記出力側の駆動方式はバランスであることを特徴とする，複素係数トランスバーサルフィルタ。