JP4700075B2 - Narrowband active noise control method and narrowband active noise control apparatus - Google Patents

Narrowband active noise control method and narrowband active noise control apparatus Download PDF

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Description

本発明は、主に周波数の推定が可能な音波から構成される騒音に対して、該音波と等しい音圧で逆位相の２次音波を発生して干渉させて、能動的に消音する狭帯域能動騒音制御方法に関し、限定するものではないが、ストランドカッターや押出機等の生産機械や工作機械の騒音の消音に適用して好適な、狭帯域能動騒音制御方法および狭帯域能動騒音制御装置に関するものである。   The present invention is a narrow band that actively silences noise generated mainly from sound waves whose frequency can be estimated by generating and interfering with secondary sound waves of opposite phase with sound pressure equal to the sound waves. Although it does not limit regarding an active noise control method, It is related with a narrow-band active noise control method and a narrow-band active noise control apparatus suitable for applying to noise reduction of production machines and machine tools, such as a strand cutter and an extruder. Is.

生産機械や工作機械には、モータ、減速機等の回転駆動部が設けられており、回転駆動部から騒音が発生する。例えば、ストランドカッターは、従来周知のように押出機、押出機の先端部に設けられているダイス、ダイスに対応して設けられているカッター装置等から構成されている。押出機から押し出される溶融樹脂は、ダイスに明けられた複数個のノズル孔からストランド状に押し出されて冷却され、回転するカッターでペレット状に切断される。このようなストランドカッターでは、主としてカッターを回転する回転駆動部から騒音が発生する。従来周知の押出機も回転駆動部が設けられている。すなわち押出機は、シリンダ、シリンダ内で回転するスクリュ、シリンダ先端に取り付けられているダイス等から構成され、シリンダ内に供給された樹脂は、シリンダ内で回転するスクリュで溶融されて押し出されるようになっている。従って、押出機にもスクリュを回転する回転駆動部が設けられており、ストランドカッター同様に騒音が発生する。このような生産機械や工作機械から発生する騒音には、回転駆動部の回転数に依存する複数の周波数の音波が多く含まれており、比較的低周波数のものが多い。   Production machines and machine tools are provided with a rotation drive unit such as a motor and a reduction gear, and noise is generated from the rotation drive unit. For example, the strand cutter is composed of an extruder, a die provided at the tip of the extruder, a cutter device provided corresponding to the die, and the like, as is conventionally known. The molten resin extruded from the extruder is extruded in a strand form from a plurality of nozzle holes opened in a die, cooled, and cut into pellets by a rotating cutter. In such a strand cutter, noise is generated mainly from a rotational drive unit that rotates the cutter. A conventionally known extruder is also provided with a rotation drive unit. That is, the extruder is composed of a cylinder, a screw that rotates in the cylinder, a die attached to the tip of the cylinder, and the like, so that the resin supplied into the cylinder is melted and pushed out by the screw that rotates in the cylinder. It has become. Accordingly, the extruder is also provided with a rotation drive unit that rotates the screw, and noise is generated as in the strand cutter. The noise generated from such production machines and machine tools includes many sound waves having a plurality of frequencies depending on the number of rotations of the rotation drive unit, and many of them have relatively low frequencies.

近年、工場の作業環境の向上のため、騒音低減に対する要求が厳しくなってきており、工場に設置される生産機械の騒音低減が強く求められている。従来周知の吸音材や遮音壁等の利用により消音する、いわゆる受動的騒音対策も実施されてはいるが、これらの受動的騒音対策は、高周波数の騒音に対しては効果があるものの、低周波数の騒音に対しては消音効果は高くない。低周波数の騒音を十分に消音するためには相当の厚さの遮音壁等が必要になり、おおよそ実用的ではない。そこで、騒音発生源の近傍に２次音源のスピーカを設けて、騒音に対して等しい音圧で逆位相の２次音波を発生させ、騒音と干渉させて消音する、いわゆる、能動騒音制御技術を採用することが有効とされている。   In recent years, in order to improve the working environment of factories, the demand for noise reduction has become strict, and there is a strong demand for noise reduction of production machines installed in factories. So-called passive noise countermeasures have been implemented to mute the sound by using known sound absorbing materials and sound insulation walls, but these passive noise countermeasures are effective against high frequency noise but low frequency. The noise reduction effect is not high for the noise. In order to sufficiently mute low-frequency noise, a sound insulation wall having a considerable thickness is required, which is not practical. Therefore, a so-called active noise control technique is provided in which a secondary sound source speaker is provided in the vicinity of the noise generation source, a secondary sound wave having an opposite phase with respect to the noise is generated, and the sound is silenced by interfering with the noise. Adoption is considered effective.

能動騒音制御には色々な方法があるが、消音対象の周波数を特定せずに多数の周波数の音波を同時に消音する、いわゆる広帯域能動騒音制御方法、消音対象の周波数を特定して消音する、いわゆる狭帯域能動騒音制御方法、等が知られている。
広帯域能動騒音制御方法は、騒音をマイクロフォン等で検出して参照信号として取り出す参照信号検出部と、騒音と干渉させる２次音波を発生する２次音源と、干渉後の音圧、すなわち残音信号を検出するエラーマイクロフォンと、制御部とから構成されている。制御部は、検出された参照信号に所定の演算を施して制御信号を求め、求められた制御信号は、Ｄ／Ａ変換器でアナログ信号に変換されて、２次音源に送られる。そうすると２次音源から２次音波が発生する。騒音は２次音波で干渉され、干渉後の騒音は、エラーマイクロフォンで残音信号として検出される。制御部は、残音信号が最小になるように前記の所定の演算に関するパラメータを適応させる。適切に適応されると、騒音が効果的に消音される。前記した参照信号に施す所定の演算は、従来周知のＦＩＲフィルタによる畳み込み演算で実施され、適応は比較的演算数が少なくて済む、Ｆｉｌｔｅｒｄ−Ｘ Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅアルゴリズム、いわゆるＦｘＬＭＳアルゴリズムで実施されることが多い。詳しくは説明しないが、ＦＩＲフィルタの次数を小さくすると、消音できる周波数の個数が少なくなり、次数を大きくすると消音できる周波数の個数は多くなる。しかしながら、次数が大きいと適応の収束特性が大きく悪化する傾向があるし、演算量が多くなり高価なコントローラを必要とする。また、消音対象の周波数を特定できないので、消音したい音波に適応されるとは限らず、消音したい音波を確実に消音できる保証は無い。 There are various methods for active noise control, so-called broadband active noise control method that simultaneously silences sound waves of multiple frequencies without specifying the frequency to be muffled, so-called muffled noise that identifies the frequency to be muffled, so-called A narrow-band active noise control method and the like are known.
The broadband active noise control method includes a reference signal detector that detects noise with a microphone or the like and extracts it as a reference signal, a secondary sound source that generates a secondary sound wave that interferes with noise, and a sound pressure after interference, that is, a residual sound signal. It is comprised from the error microphone which detects this, and the control part. The control unit performs a predetermined operation on the detected reference signal to obtain a control signal, and the obtained control signal is converted into an analog signal by a D / A converter and sent to the secondary sound source. Then, a secondary sound wave is generated from the secondary sound source. The noise is interfered by the secondary sound wave, and the noise after the interference is detected as a residual sound signal by the error microphone. The control unit adapts the parameter relating to the predetermined calculation so that the residual sound signal is minimized. When properly adapted, noise is effectively muted. The predetermined calculation performed on the reference signal is performed by a convolution calculation using a conventionally known FIR filter, and the adaptation is performed by a Filter-X Least Mean Square algorithm, so-called FxLMS algorithm, which requires a relatively small number of calculations. There are many. Although not described in detail, when the order of the FIR filter is reduced, the number of frequencies that can be silenced decreases, and when the order is increased, the number of frequencies that can be silenced increases. However, if the order is large, the convergence characteristic of adaptation tends to be greatly deteriorated, and the amount of calculation increases and an expensive controller is required. Further, since the frequency to be silenced cannot be specified, it is not always applied to the sound wave to be silenced, and there is no guarantee that the sound wave to be silenced can be reliably silenced.

一方、狭帯域能動騒音制御方法は、広帯域能動制御方法とほぼ同じように構成されているが、参照信号検出部は設けられてはいない。その代わりに、必要に応じて騒音源の振動数、回転数等を検出する同期信号検出部が設けられている。この制御方法では、予め消音対象の音波の周波数が決定される。あるいは、同期信号検出部から検出された回転数等の同期信号を元に、消音対象の音波の周波数が推定される。制御部は、決定または推定された周波数の正弦波を生成して参照信号とする。この正弦波は、消音対象の音波であると見なすことができる。そして、制御部は参照信号に対して、次数が１のＦＩＲフィルタで畳み込み演算して制御信号を求める。そうすると、求められた制御信号は、参照信号の正弦波の位相と振幅を変化させたものになる。前記したように制御信号をアナログ信号に変換して２次音波を発生すると、消音対象の音波と干渉させることができる。そして、適応が適切に行われると、２次音波の振幅は、消音対象の音波の振幅と等しくなり、２次音波の位相は、消音対象の音波と逆位相になって、消音対象の音波と２次音波は効率よく干渉される。このように、狭帯域能動騒音制御方法では、消音対象の周波数を特定して消音できるので、消音したい周波数の音波を確実に消音できる。また、ＦＩＲフィルタの次数が１であるので、適応に必要な演算量は限られており、消音対象の周波数の音波が複数個であったとしても、必要な演算量は消音対象の周波数の個数に比例して増加するだけで、安価なコントローラで実施できる。前記したように、生産機械等が発する騒音は、回転駆動部からのものが多く、騒音を構成する多くの音波の周波数は、回転数に依存している。つまり、このような音波は、回転数計、振動計等から周波数を推定することが可能である。従って、生産機械等が発する騒音に対しては、消音したい周波数の音波を特定して消音する、狭帯域能動騒音制御方法の適用が有利である。   On the other hand, the narrowband active noise control method is configured in substantially the same manner as the wideband active control method, but does not include a reference signal detection unit. Instead, a synchronization signal detector that detects the frequency, rotation speed, etc. of the noise source is provided as necessary. In this control method, the frequency of the sound wave to be silenced is determined in advance. Alternatively, the frequency of the sound wave to be silenced is estimated based on a synchronization signal such as the number of rotations detected from the synchronization signal detection unit. The control unit generates a sine wave having the determined or estimated frequency as a reference signal. This sine wave can be regarded as a sound wave to be muffled. Then, the control unit obtains a control signal by performing a convolution operation on the reference signal with an FIR filter of order 1. Then, the obtained control signal is obtained by changing the phase and amplitude of the sine wave of the reference signal. As described above, when the control signal is converted into an analog signal to generate a secondary sound wave, it can be made to interfere with the sound wave to be muffled. When the adaptation is appropriately performed, the amplitude of the secondary sound wave is equal to the amplitude of the sound wave to be silenced, and the phase of the secondary sound wave is opposite to the sound wave to be silenced, Secondary sound waves are efficiently interfered. As described above, in the narrow-band active noise control method, it is possible to mute by specifying the frequency to be muffled. Therefore, it is possible to mute the sound wave of the frequency to be muffled without fail. In addition, since the order of the FIR filter is 1, the amount of computation required for adaptation is limited, and even if there are a plurality of sound waves of the frequency to be silenced, the amount of computation required is the number of frequencies to be silenced. It can be implemented with an inexpensive controller. As described above, the noise generated by production machines and the like is mostly from the rotational drive unit, and the frequency of many sound waves constituting the noise depends on the number of rotations. That is, the frequency of such a sound wave can be estimated from a tachometer, a vibration meter, or the like. Therefore, it is advantageous to apply a narrow-band active noise control method that specifies and silences a sound wave having a frequency to be silenced against noise generated by a production machine or the like.

特開２００３−４５７２６号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2003-45726 特開２００２−１２３２６０号公報JP 2002-123260 A

特許文献１には、騒音源である変圧器を遮音壁で囲うと共にダクトを設けて一部を開口させ、ダクト内に設けられた２次音源から２次音波を発生して騒音を消音する、能動騒音制御装置が記載されている。この能動騒音制御装置によると、騒音はダクト内に誘導されてダクト内を一方向に伝播するので、すなわち１次元方向にのみ伝播するので、騒音を容易に消音することができる。   Patent Document 1 discloses an active device in which a transformer as a noise source is surrounded by a sound insulation wall and a duct is provided to open a part, and a secondary sound wave is generated from a secondary sound source provided in the duct to mute the noise. A noise control device is described. According to this active noise control device, noise is guided into the duct and propagates in one direction, that is, propagates only in the one-dimensional direction, so that the noise can be easily silenced.

特許文献１に記載の能動騒音制御装置のように生産機械にダクトを設けて、狭帯域能動騒音制御方法を適用することも考えられる。このようにすると、騒音はダクト内に誘導されて一方向に伝播するので容易に消音できるし、対象の周波数の音波を確実に消音できるので、生産機械の騒音を効率よく消音できる。しかしながら、解決すべき問題点も認められる。例えば、狭帯域能動騒音制御方法では、消音対象の音波の周波数を推定して、その周波数の音波を消音しようとするので、実際の周波数と推定された周波数との間の誤差、いわゆるＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｉｓｍａｔｃｈ（ＦＭ）が存在すると、消音効果は大きく低下する。生産機械の騒音のうち、大部分の音波の周波数は比較的推定が可能とはいえ、計測の精度、機器の経年変化や疲労、計算誤差等によりＦＭが生じる可能性があるので、十分な消音効果が得られない恐れがある。   It is also conceivable to apply a narrow-band active noise control method by providing a duct in a production machine as in the active noise control device described in Patent Document 1. In this way, the noise is guided into the duct and propagates in one direction so that it can be easily silenced, and the sound wave of the target frequency can be reliably silenced, so that the noise of the production machine can be efficiently silenced. However, problems to be solved are also recognized. For example, in the narrow-band active noise control method, the frequency of the sound wave to be silenced is estimated and the sound wave of that frequency is to be silenced. Therefore, an error between the actual frequency and the estimated frequency, so-called Frequency Mismatch ( If FM) is present, the silencing effect is greatly reduced. Of the noise of production machines, the frequency of most sound waves can be estimated relatively, but FM may occur due to measurement accuracy, equipment aging, fatigue, calculation error, etc. There is a risk that the effect will not be obtained.

２次経路の伝達特性の推定についての問題もある。能動騒音制御方法を行う場合、２次音源からエラーマイクロフォンまでの音波の伝達特性、すなわち２次経路の伝達特性を推定しておく必要があるが、特許文献１には２次経路の伝達特性を推定する方法については格別に提案されていない。一方、特許文献２には、騒音が発生していないとき、すなわち消音していない時を利用して、２次音源から白色雑音を発生させて、２次経路の伝達特性を推定する方法が記載されている。しかしながら、２次経路の伝達特性は室温が変化しても変化するし、ダクトを経由して樹脂材料を搬送したり、樹脂製品を搬出するときには、これらの樹脂材料や樹脂製品の流れの状態によっても変化する。従って、消音している間にも少しずつ変化してしまい、推定された伝達特性は実際の伝達特性と異なってしまう可能性が高い。常に白色雑音を２次音源に注入して、伝達特性を推定し続けることも考えられるが、特許文献２に記載の方法では、注入する白色雑音に対してその音圧を低減するような格別の考慮が全く払われていないので、白色雑音自体が新たな騒音になる恐れもある。   There are also problems with estimating the transfer characteristics of the secondary path. When the active noise control method is performed, it is necessary to estimate the transmission characteristic of the sound wave from the secondary sound source to the error microphone, that is, the transmission characteristic of the secondary path. There is no particular proposal for the estimation method. On the other hand, Patent Document 2 describes a method of estimating the transfer characteristic of the secondary path by generating white noise from the secondary sound source when no noise is generated, that is, when the sound is not muted. Has been. However, the transfer characteristics of the secondary path change even when the room temperature changes, and when transporting resin materials via ducts or unloading resin products, depending on the flow state of these resin materials and resin products Also changes. Therefore, it is likely to change little by little while the sound is muted, and the estimated transfer characteristic is likely to be different from the actual transfer characteristic. Although it is conceivable to always inject the white noise into the secondary sound source and continue to estimate the transfer characteristic, the method described in Patent Document 2 is exceptional in that the sound pressure is reduced with respect to the injected white noise. Since no consideration is given, white noise itself may become new noise.

生産機械にダクトを設ける点についても問題が認められる。例えば、ストランドカッターや押出機のような生産機械は、外部との物の出入りが無い変圧器とは異なり、外部から材料を投入したり、機械によって生産された生産物を外部へ搬出する必要がある。従って、単純に生産機械を遮音壁とダクトで囲うことはできない。   There are also problems with installing ducts on production machines. For example, production machines such as strand cutters and extruders, unlike transformers that do not allow external entry and exit, require materials to be input from the outside and the products produced by the machine to be carried outside. is there. Therefore, the production machine cannot simply be enclosed by the sound insulation wall and the duct.

本発明は、上記した問題点を解決しようとするものであり、本発明の目的は、生産機械が発する騒音のように、周波数を推定し易い音波が多く含まれている騒音を、効率よく消音することができると共に、ＦＭによって消音効果が低下する恐れもなく、安価なコントローラで実施可能な、能動騒音制御方法を提供することである。他の発明の目的は、オンラインで２次経路の伝達特性を正確に推定できると共に、新たな騒音源になることがほとんどない、白色雑音の注入方法を提供することであり、さらに他の発明の目的は、より安価なコントローラで実施できるように、必要な演算量が少ない能動消音制御方法を提供することである。また、他の発明の目的は、工作機械や生産機械が発生する騒音を効果的に消音でき、これらの機械に適用しても、外部から材料を投入したり、外部へ生産物を搬出する妨げにならず、安価に実施することができる、能動騒音制御装置を提供することである。   The present invention is intended to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to efficiently mute noise that includes many sound waves that are easy to estimate frequency, such as noise generated by a production machine. It is another object of the present invention to provide an active noise control method that can be carried out by an inexpensive controller without causing a fear that the silencing effect is reduced by FM. Another object of the present invention is to provide a method for injecting white noise that can accurately estimate the transfer characteristic of the secondary path online and hardly becomes a new noise source. The object is to provide an active mute control method that requires less computation so that it can be implemented with a less expensive controller. Another object of the present invention is to effectively mute the noise generated by machine tools and production machines, and even if applied to these machines, it is a hindrance to input materials from outside or to carry products out to the outside. An active noise control device that can be implemented at low cost is provided.

本発明は、上記の目的を達成するために、正弦波からなる参照信号を、所定の係数ｃｉ（ｎ）を有する所定の式で生成して、次数が１次のＦＩＲフィルタで参照信号を畳み込み演算して制御信号を得ると共に、係数ｃｉ（ｎ）と１次のＦＩＲフィルタを、残音信号等によって適応するように構成される。このとき、係数ｃｉ（ｎ）の適応に用いられるステップサイズパラメータと、１次のＦＩＲフィルタの適応に用いられるステップサイズパラメータ、または忘却係数は、所定の関係で与えるように構成される。また、係数ｃｉ（ｎ）から導かれる角周波数を監視して、回転数や振動数から決定される基準角周波数との間に所定のずれが生じた場合、係数ｃｉ（ｎ）を初期化するように構成される。他の発明は、２次経路の伝達特性の推定を目的として制御信号に注入される白色雑音は、強度調節パラメータが乗じられて注入され、強度調節パラメータは所定の式で与えられるように構成される。また、他の発明は、参照信号を畳み込み演算して制御信号を得る、１次のＦＩＲフィルタをＦｉｌｔｅｒｄ−Ｘ Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅアルゴリズム、いわゆるＦｘＲＬＳアルゴリズムで適応させるとき、ＦｘＲＬＳアルゴリズムで使用される２×２のゲイン行列の対角要素が等しいとして計算するように構成される。さらに、他の発明は、工作機械や生産機械に設けられる能動騒音制御装置は、材料入り口や生産物出口に設けられているダクトと、ダクト内に設けられている２次音源とエラーマイクロフォンと、コントローラとで構成され、２次音源とエラーマイクロフォンには保護金網が被せられるように構成されている。 In order to achieve the above object, the present invention generates a reference signal composed of a sine wave by a predetermined expression having a predetermined coefficient c i (n), and generates the reference signal by an FIR filter of the first order. A convolution operation is performed to obtain a control signal, and the coefficient c i (n) and the first-order FIR filter are adapted to be adapted by a residual sound signal or the like. At this time, the step size parameter used for adaptation of the coefficient c i (n) and the step size parameter used for adaptation of the primary FIR filter, or the forgetting factor are configured to be given in a predetermined relationship. Further, the angular frequency derived from the coefficient c i (n) is monitored, and when a predetermined deviation occurs from the reference angular frequency determined from the rotation speed or the vibration frequency, the coefficient c i (n) is initialized. Configured to be In another invention, the white noise injected into the control signal for the purpose of estimating the transfer characteristic of the secondary path is injected by multiplying the intensity adjustment parameter, and the intensity adjustment parameter is given by a predetermined formula. The In another invention, a control signal is obtained by convolution of a reference signal. When a primary FIR filter is adapted with a Filtered-X Recursive Last Square algorithm, so-called FxRLS algorithm, 2 × 2 used in the FxRLS algorithm. Are constructed such that the diagonal elements of the gain matrix are equal. Furthermore, in another invention, an active noise control device provided in a machine tool or a production machine includes a duct provided at a material inlet or a product outlet, a secondary sound source and an error microphone provided in the duct, The controller is configured so that the secondary sound source and the error microphone are covered with a protective wire mesh.

以上のように、本発明によると、正弦波からなる参照信号を、所定の係数ｃｉ（ｎ）を有する所定の式で生成すると共に、次数が１次のＦＩＲフィルタで参照信号を畳み込み演算して制御信号を得るように構成されているので、係数ｃｉ（ｎ）を調節すれば周波数を調節でき、１次のＦＩＲフィルタを調節すれば振幅と位相を調節できる。従って、生成される制御信号が表す正弦波は、周波数と振幅と位相が自由に調節され、制御信号によって発生する２次音波で消音対象の周波数の音波を容易に消音できる。また、ＦＭが生じたとしても、係数ｃｉ（ｎ）が適応されて、参照信号の正弦波の周波数が消音対象の音波の周波数になるように調節されるので、ＦＭを自動的に解消できる、という本発明に特有の効果も得られる。さらに、係数ｃｉ（ｎ）とＦＩＲフィルタとを適応させる、ステップサイズパラメータや忘却係数は、所定の関係で与えられるので、適応は速やかに行われて、必要な演算量が少なくて済む。また、ＦＩＲフィルタの次数は１なので、適応に必要な演算量も少なくて済み、安価なコントローラで実施できる。また、係数ｃｉ（ｎ）から導かれる角周波数を監視して、回転数や振動数から決定される基準角周波数との間に所定のずれが生じた場合、係数ｃｉ（ｎ）数を初期化するように構成されているので、係数ｃｉ（ｎ）の適応が適切になされずに消音対象の周波数に適応されなかったとしても、その後消音対象の周波数に適切に適応されることが保証される。 As described above, according to the present invention, a reference signal composed of a sine wave is generated by a predetermined expression having a predetermined coefficient c i (n), and the reference signal is convolved with a first-order FIR filter. Therefore, the frequency can be adjusted by adjusting the coefficient c i (n), and the amplitude and phase can be adjusted by adjusting the primary FIR filter. Therefore, the frequency, amplitude, and phase of the sine wave represented by the generated control signal are freely adjusted, and the sound wave having the frequency to be silenced can be easily silenced by the secondary sound wave generated by the control signal. Even if FM occurs, the coefficient c i (n) is applied and adjusted so that the frequency of the sine wave of the reference signal becomes the frequency of the sound wave to be silenced, so that FM can be automatically eliminated. The effect peculiar to the present invention is also obtained. Further, since the step size parameter and the forgetting factor for adapting the coefficient c i (n) and the FIR filter are given in a predetermined relationship, the adaptation is performed quickly, and the required amount of calculation is small. In addition, since the order of the FIR filter is 1, the amount of calculation required for adaptation is small, and an inexpensive controller can be used. Further, when the angular frequency derived from the coefficient c i (n) is monitored and a predetermined deviation occurs from the reference angular frequency determined from the rotation speed and the vibration frequency, the coefficient c i (n) number is set to Since it is configured to initialize, even if the coefficient c i (n) is not appropriately adapted to the frequency to be silenced, it may be appropriately adapted to the frequency to be silenced thereafter. Guaranteed.

他の発明は、制御信号に注入される白色雑音は、所定の式で与えられる強度調節パラメータが乗じられて注入されるように構成されているので、２次経路の伝達特性の推定は速やかに行われ、最終的に注入される白色雑音は小さく、新たな騒音になる恐れが小さいという本発明に特有の効果も得られる。そして、他の発明は、参照信号を畳み込み演算して制御信号を得る、１次のＦＩＲフィルタを、ＦｘＲＬＳアルゴリズムで適応させるとき、ＦｘＲＬＳアルゴリズムで使用される２×２のゲイン行列の対角要素が等しいとして計算するように構成されるので、従来周知のＦｘＲＬＳアルゴリズムに比べて必要な演算数が約２／３で済み、より安価なコントローラでも実施することができる。さらに、他の発明は、生産機械や工作機械に設けられる能動騒音制御装置は、材料入り口や生産物出口に設けられているダクトと、ダクト内に設けられている２次音源とエラーマイクロフォンと、コントローラとで構成され、２次音源とエラーマイクロフォンには保護金網が被せられるように構成されているので、生産機械への材料の搬入や生産機械からの生産物の搬出が妨げられる恐れもなく、２次音源やエラーマイクロフォンが、これらの材料や生産物がぶつかって破損する恐れが無い。また、能動騒音制御装置は、既存の生産機械に簡単に設けることができるので、能動騒音制御装置を安価に提供することができる。   In another aspect of the invention, the white noise injected into the control signal is configured to be injected by multiplying the intensity adjustment parameter given by a predetermined expression, so that the transfer characteristic of the secondary path can be estimated quickly. The white noise that is injected and finally injected is small, and there is also a unique effect of the present invention that there is little risk of new noise. According to another invention, when a primary FIR filter that obtains a control signal by convolving a reference signal with a FxRLS algorithm is applied, a diagonal element of a 2 × 2 gain matrix used in the FxRLS algorithm is Since it is configured to calculate as equal, the number of necessary operations is about 2/3 as compared with the conventionally known FxRLS algorithm, and a less expensive controller can be implemented. Furthermore, in another invention, an active noise control device provided in a production machine or a machine tool includes a duct provided at a material inlet or a product outlet, a secondary sound source and an error microphone provided in the duct, It is composed of a controller, and the secondary sound source and error microphone are covered with a protective wire mesh, so there is no risk that the material will be carried into the production machine or the product will be unloaded from the production machine. There is no risk that the secondary sound source or error microphone will be damaged by the collision of these materials and products. Further, since the active noise control device can be easily provided in the existing production machine, the active noise control device can be provided at a low cost.

以下、本発明の実施の形態を説明する。本発明の第１の実施の形態に係る能動騒音制御装置１は、図１の（ア）に示されているように、従来周知のストランドカッター装置２に設けられている。ストランドカッター装置２の材料入り口３には、第１のダクトＤ１が設けられ、ペレット出口４には、第２のダクトＤ２が設けられている。ダクトＤ１、Ｄ２は、ストランドカッター装置２内の回転駆動部を主な発生源とする騒音を、一方向に伝播させて消音するためのものであるが、材料入り口３への材料の供給やペレット出口４からのペレットの排出もできるようになっており、生産が妨げられることは無い。第１のダクトＤ１、第２のダクトＤ２の内部には、それぞれの所定の位置に、２次音波を発生する２次音源ＳＰ１、ＳＰ２が設けられていると共に、ダクトＤ１、Ｄ２の出口近傍に、２次音源ＳＰ１、ＳＰ２から離間して、エラーマイクロフォンＥ１、Ｅ２が設けられている。そして、２次音源ＳＰ１、ＳＰ２と、エラーマイクロフォンＥ１、Ｅ２には、材料やペレットが接触して破損しないように、保護金網６、６、…が被せられている。第１のダクトＤ１、第２のダクトＤ２内を伝播するそれぞれの騒音は、ＣＰＵ、メモリ等からなるコントローラで能動騒音制御されて消音されるようになっているが、図には、ハードウエアとしてのコントローラは示されておらず、第１の能動騒音制御部Ｓ１と第２の能動騒音制御部Ｓ２の２個の機能ブロックが示されている。第１と第２の能動騒音制御部Ｓ１、Ｓ２には、２次音源ＳＰ１、ＳＰ２が信号ラインＬ１１、Ｌ１２を介してそれぞれ接続されて、２次音波の出力のための制御信号を２次音源ＳＰ１、ＳＰ２に送信できるようになっており、エラーマイクロフォンＥ１、Ｅ２は信号ラインＬ２１、Ｌ２２を介して能動騒音制御部Ｓ１、Ｓ２にそれぞれ接続されて、騒音に２次音波を干渉させた後の音圧を、残音信号として受信できるようになっている。さらに、第１と第２の能動騒音制御部Ｓ１、Ｓ２には、ストランドカッター装置２の回転駆動部に関連して設けられている回転数計９も、信号ラインＬ３１、Ｌ３２を介してそれぞれ接続され、回転数、すなわち同期信号を受信できるようになっている。   Embodiments of the present invention will be described below. The active noise control device 1 according to the first embodiment of the present invention is provided in a conventionally known strand cutter device 2 as shown in FIG. The material inlet 3 of the strand cutter device 2 is provided with a first duct D1, and the pellet outlet 4 is provided with a second duct D2. The ducts D1 and D2 are used to mute the noise mainly generated by the rotation drive unit in the strand cutter device 2 in one direction, but supply the material to the material inlet 3 and pellets. The pellets can be discharged from the outlet 4, and production is not hindered. In the first duct D1 and the second duct D2, secondary sound sources SP1 and SP2 that generate secondary sound waves are provided at predetermined positions, respectively, and in the vicinity of the outlets of the ducts D1 and D2. Error microphones E1 and E2 are provided apart from the secondary sound sources SP1 and SP2. The secondary sound sources SP1, SP2 and the error microphones E1, E2 are covered with protective wire nets 6, 6,. Each noise propagating in the first duct D1 and the second duct D2 is muffled by active noise control by a controller comprising a CPU, a memory, etc. The controller is not shown, and two functional blocks of the first active noise control unit S1 and the second active noise control unit S2 are shown. Secondary sound sources SP1 and SP2 are connected to the first and second active noise control units S1 and S2 via signal lines L11 and L12, respectively, and a control signal for outputting a secondary sound wave is transmitted to the secondary sound source. The error microphones E1 and E2 are connected to the active noise control units S1 and S2 through the signal lines L21 and L22, respectively, and the secondary sound wave is made to interfere with the noise. Sound pressure can be received as a residual sound signal. Further, the first and second active noise control units S1 and S2 are also connected to a rotation speed meter 9 provided in association with the rotation driving unit of the strand cutter device 2 via signal lines L31 and L32, respectively. Thus, the rotational speed, that is, the synchronization signal can be received.

本発明の第２の実施の形態に係る能動騒音制御装置１１は、図１の（イ）に示されているように、従来周知の押出機１２に設けられている。押出機１２の主要部１５は、図には示されていないが、シリンダ、シリンダ内に設けられ軸方向に回転するスクリュ、シリンダの先端に取り付けられているダイス、シリンダに樹脂材料を供給するホッパ、等からなる。このような押出機１２の主要部１５のスクリュは、モータ１６、モータ１６の回転を減速する減速機１７、減速機１７の回転を伝達する回転伝達部１８、等からなる回転駆動部によって回転駆動される。能動騒音制御装置１１は、このような回転駆動部を覆う遮音筐体２１、回転伝達部１８に被せるように設けられている第１のダクトＤ３、モータ１６から発生する熱を逃がすファン２３、ファン２３の排気口に設けられている第２のダクトＤ４、等から構成されている。第１のダクトＤ３、第２のダクトＤ４の内部には、それぞれの所定の位置に、２次音波を発生する２次音源ＳＰ３、ＳＰ４が設けられていると共に、ダクトＤ３、Ｄ４の出口近傍に、２次音源ＳＰ３、ＳＰ４から離間して、エラーマイクロフォンＥ３、Ｅ４が設けられている。そして、第１、第２のダクトＤ３、Ｄ４内を伝播するそれぞれの騒音は、コントローラで能動騒音制御されて消音されるようになっているが、図には、第１の能動騒音制御部Ｓ３と第２の能動騒音制御部Ｓ４の２個の機能ブロックとして示されている。第１と第２の能動騒音制御部Ｓ３、Ｓ４には、２次音源ＳＰ３、ＳＰ４が信号ラインＬ１３、Ｌ１４を介してそれぞれ接続されて、２次音波の出力のための制御信号を２次音源ＳＰ３、ＳＰ４に送信できるようになっており、エラーマイクロフォンＥ３、Ｅ４は信号ラインＬ２３、Ｌ２４を介してそれぞれ接続されて、騒音に２次音波を干渉させた後の音圧を残音信号として受信できるようになっている。さらに、第１の能動騒音制御部Ｓ３には、モータ１６に関連して設けられている回転数計２４が信号ラインＬ３３を介して接続され、第２の能動騒音制御部Ｓ４には、ファン２３に関連して設けられている回転数計２５が信号ラインＬ３４を介して接続され、それぞれ回転数等の同期信号を受信できるようになっている。   The active noise control device 11 according to the second embodiment of the present invention is provided in a conventionally known extruder 12 as shown in FIG. The main part 15 of the extruder 12 is not shown in the figure, but is a cylinder, a screw provided in the cylinder and rotating in the axial direction, a die attached to the tip of the cylinder, and a hopper for supplying a resin material to the cylinder. , Etc. Such a screw of the main part 15 of the extruder 12 is rotationally driven by a rotary drive unit including a motor 16, a speed reducer 17 that decelerates the rotation of the motor 16, a rotation transmission unit 18 that transmits the rotation of the speed reducer 17, and the like. Is done. The active noise control device 11 includes a sound insulation casing 21 that covers such a rotation drive unit, a first duct D3 provided to cover the rotation transmission unit 18, a fan 23 that releases heat generated from the motor 16, and a fan. The second duct D4, etc. provided at the 23 exhaust ports. Inside the first duct D3 and the second duct D4, secondary sound sources SP3 and SP4 that generate secondary sound waves are provided at predetermined positions, respectively, and in the vicinity of the outlets of the ducts D3 and D4. Error microphones E3 and E4 are provided apart from the secondary sound sources SP3 and SP4. The respective noises propagating in the first and second ducts D3 and D4 are subjected to active noise control by the controller to be silenced. In the figure, the first active noise control unit S3 is illustrated. And two functional blocks of the second active noise control unit S4. Secondary sound sources SP3 and SP4 are connected to the first and second active noise control units S3 and S4 via signal lines L13 and L14, respectively, and control signals for the output of secondary sound waves are transmitted as secondary sound sources. The error microphones E3 and E4 are connected via signal lines L23 and L24, respectively, and receive the sound pressure after causing the secondary sound wave to interfere with the noise as a residual sound signal. It can be done. Furthermore, the first active noise control unit S3 is connected to a tachometer 24 provided in association with the motor 16 via a signal line L33, and the second active noise control unit S4 is connected to the fan 23. Are connected via a signal line L34, and can each receive a synchronizing signal such as the number of revolutions.

以下、本実施の形態に係る能動騒音制御方法について説明するが、最初に本明細書で使用されるいくつかの用語についてそれらの定義を明確にすると共に、一部の表記法についても説明する。
一般的に能動騒音制御方法においては、アナログ信号である音波は、短い周期でサンプリングされて、サンプル点の列、すなわち離散値の列として扱われる。そして離散値は計算機でデジタル処理される。このように離散値がデジタル処理される技術分野においては、用語「角周波数」は前回と今回のサンプル点の位相差、すなわち、サンプリング毎の位相差の意味で使用されることもある。しかしながら、本明細書においては、用語「角周波数」は本来の意味で使用されるものとし、単位時間あたりの位相差、すなわち１秒間あたりの位相差を意味する。同様に用語「周波数」も単位時間あたりの回数、すなわち１秒間あたりの回数の意味で使用される。従って、用語「サンプリング周波数」は、上記の定義にならって、１秒間あたりのサンプリング回数、すなわちサンプリング数を意味する。
本明細書においては、表記「hat_Ｘ」は、下記を意味するものとする。
Hereinafter, the active noise control method according to the present embodiment will be described. First, some terms used in this specification are clarified, and some notations are also described.
In general, in the active noise control method, a sound wave that is an analog signal is sampled in a short period and is treated as a sequence of sample points, that is, a sequence of discrete values. The discrete values are digitally processed by a computer. In the technical field in which discrete values are digitally processed in this way, the term “angular frequency” is sometimes used to mean the phase difference between the previous and current sample points, that is, the phase difference for each sampling. However, in this specification, the term “angular frequency” is used in its original meaning and means a phase difference per unit time, that is, a phase difference per second. Similarly, the term “frequency” is used to mean the number of times per unit time, that is, the number of times per second. Therefore, the term “sampling frequency” means the number of samplings per second, that is, the number of samplings according to the above definition.
In this specification, the notation “hat_X” shall mean the following.

本実施の形態に係る能動騒音制御方法は、能動騒音制御部Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４において実施される能動騒音制御方法であり、図２のブロック図で示されているように、３個の機能ブロックなどから構成されている。すなわち、音波を擬似する正弦波を参照信号として生成する、参照信号生成ブロック３０、参照信号にＦＩＲフィルタによる畳み込み演算を行って、２次音波生成のための制御信号を得る、制御信号演算ブロック４０、２次経路の伝達特性を推定する、２次経路伝達特性推定ブロック５０などから構成されている。２次経路伝達特性推定ブロック５０は１個だけ設けられているが、参照信号生成ブロック３０と制御信号演算ブロック４０は、通常は複数個設けられている。参照信号生成ブロック３０と制御信号演算ブロック４０は１組で１個の周波数の音波を消音するように構成されているので、ｑ個の異なる周波数の音波を消音する場合、参照信号生成ブロック３０と制御信号演算ブロック４０の組がｑ組設けられることになる。以下、消音対象のｑ個の異なる周波数の音波のうち、ｉ番目の周波数の音波を音波iと呼び、代表して音波ｉの消音について説明する。なお、参照信号生成ブロック３０や制御信号演算ブロック４０等はｑ個設けられているが、説明が煩雑にならないように、例えば、ｉ番目の参照信号生成ブロック３０については単に参照信号生成ブロック３０と呼ぶことにする。   The active noise control method according to the present embodiment is an active noise control method implemented in the active noise control units S1, S2, S3, and S4. As shown in the block diagram of FIG. It consists of functional blocks. That is, a reference signal generation block 30 that generates a sine wave that simulates a sound wave as a reference signal, and a control signal calculation block 40 that performs a convolution operation by a FIR filter on the reference signal to obtain a control signal for generating a secondary sound wave. This is composed of a secondary path transfer characteristic estimation block 50 for estimating the transfer characteristic of the secondary path. Only one secondary path transfer characteristic estimation block 50 is provided, but a plurality of reference signal generation blocks 30 and control signal calculation blocks 40 are usually provided. Since the reference signal generation block 30 and the control signal calculation block 40 are configured to mute sound waves of one frequency in one set, when the sound waves of q different frequencies are muffled, the reference signal generation block 30 and Q sets of control signal calculation blocks 40 are provided. Hereinafter, the sound wave of the i-th frequency among the sound waves of q different frequencies to be muffled will be referred to as a sound wave i, and the muffling of the sound wave i will be described as a representative. Note that although q reference signal generation blocks 30 and control signal calculation blocks 40 are provided, for example, the i-th reference signal generation block 30 is simply referred to as the reference signal generation block 30 so as not to complicate the description. I will call it.

参照信号生成ブロック３０の参照信号の生成方法について説明する。まず、従来周知の狭帯域能動騒音制御方法の参照信号の生成方法について説明した後で、参照信号生成ブロック３０による方法を説明する。従来周知の方法では、消音対象の音波の周波数を決定、あるいは推定するが、ここでは推定するものとする。まず、回転数計から得られる回転数等の同期信号から、音波ｉの周波数ｆｉ、すなわち角周波数ωｉ（＝２π・ｆｉ）を推定する。例えば、回転数に所定の定数を乗じて角周波数ωｉを推定することができる。そして、推定された角周波数ωｉと時間パラメータｔにより、正弦波ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）を生成する。この正弦波を所定の周期でサンプリングしたものが参照信号になる。このような参照信号は、ちょうど音波ｉを疑似した信号になっている。すなわち、固定の位置で検出される任意の時刻の音波ｉは、振幅をＡｉとすると、Ａｉ・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）で表されるが、このうち、振幅のパラメータＡｉを除いたものが前記の正弦波になっている。このような参照信号の最新のサンプリング点をｘｉ（ｎ）、１系列前のサンプリング点をｘｉ（ｎ−１）、２系列前のサンプリングをｘｉ（ｎ−２）、…と表記すると、参照信号は、系列｛ｘｉ（ｎ）、ｘｉ（ｎ−１）、ｘｉ（ｎ−２）…｝として表記することが出来る。 A reference signal generation method of the reference signal generation block 30 will be described. First, the reference signal generation method of the conventionally known narrowband active noise control method will be described, and then the method by the reference signal generation block 30 will be described. In the conventional well-known method, the frequency of the sound wave to be silenced is determined or estimated, but here it is assumed to be estimated. First, the frequency f i of the sound wave i , that is, the angular frequency ω i (= 2π · f i ) is estimated from the synchronization signal such as the rotation speed obtained from the tachometer. For example, the angular frequency ω i can be estimated by multiplying the rotational speed by a predetermined constant. Then, a sine wave sin (ω i · t) is generated from the estimated angular frequency ω i and the time parameter t. A reference signal is obtained by sampling the sine wave at a predetermined cycle. Such a reference signal is a signal imitating the sound wave i. In other words, sound waves i at an arbitrary time which is detected in a fixed position, when the amplitude and A i, is represented by A i · sin (ω i · t), these, except for the parameters A i of the amplitude The above is the sine wave. The latest sampling point of such a reference signal is expressed as x i (n), the sampling point before 1 series is expressed as x i (n−1), the sampling before 2 series is expressed as x i (n−2),. The reference signal can be expressed as a sequence {x i (n), x i (n−1), x i (n−2).

参照信号生成ブロック３０は、上記の正弦波の参照信号｛ｘｉ（ｎ）、ｘｉ（ｎ−１）、ｘｉ（ｎ−２）…｝を所定の式によって生成する。具体的には、参照信号は、下記の１式によって生成される。
１式は、任意の正弦波が２次のＡＲモデルに従うことを利用して作成された式であり、図２においては符号３１のブロックで示されている。ｘｉ（１）と、ｘｉ（２）が与えられると、１式によってｘｉ（３）が得られ、ｘｉ（２）と得られたｘｉ（３）とによってｘｉ（４）が得られ、以下同様に計算して参照信号｛ｘｉ（ｎ）、ｘｉ（ｎ−１）、ｘｉ（ｎ−２）…｝が生成される。このようにして生成される参照信号は、下記の２式を満たす角周波数ωｉ（ｎ）の正弦波のサンプリング系列になっている。
従って、任意の角周波数ωｉ（ｎ）の正弦波からなる参照信号は、２式を満たすように係数ｃｉ（ｎ）の値を調節すれば、１式によって生成できる。 The reference signal generation block 30 generates the sine wave reference signals {x i (n), x i (n−1), x i (n−2). Specifically, the reference signal is generated by the following one expression.
Formula 1 is a formula created using the fact that an arbitrary sine wave follows a second-order AR model, and is represented by a block 31 in FIG. and x i (1), the x i (2) is given, x i (3) is obtained by a formula, x i (2) and x i (3) obtained with the x i (4) Are calculated in the same manner to generate reference signals {x i (n), x i (n−1), x i (n−2). The reference signal generated in this way is a sine wave sampling sequence of angular frequency ω i (n) that satisfies the following two expressions.
Therefore, a reference signal composed of a sine wave having an arbitrary angular frequency ω i (n) can be generated by the equation (1) by adjusting the value of the coefficient c i (n) so as to satisfy the equation (2).

このように、係数ｃｉ（ｎ）の値を変えると、正弦波の角周波数ωｉ（ｎ）を変化させることができる。従って、実際の周波数と推定された周波数との間の誤差、すなわちＦＭが生じたとしても、係数ｃｉ（ｎ）を適切な値にすればＦＭを解消することができる。ＦＭに対して適切に対応できない、従来周知の狭帯域能動騒音制御方法とは異なる点である。係数ｃｉ（ｎ）を適切な値にするのは、ＬＭＳアルゴリズムに類似する適応によって行う。詳細については後述する。 As described above, when the value of the coefficient c i (n) is changed, the angular frequency ω i (n) of the sine wave can be changed. Therefore, even if an error between the actual frequency and the estimated frequency, that is, FM occurs, FM can be eliminated by setting the coefficient c i (n) to an appropriate value. This is different from the conventionally known narrow-band active noise control method that cannot appropriately deal with FM. The coefficient c i (n) is set to an appropriate value by adaptation similar to the LMS algorithm. Details will be described later.

制御信号演算ブロック４０について説明する。制御信号演算ブロック４０は、参照信号にＦＩＲフィルタによる畳み込み演算を施して、２次音波を発生するための制御信号を演算する。ＦＩＲフィルタは、フィルタ係数がｈｉ,0（ｎ）とｈｉ,1（ｎ）の２個の、次数が１のものが採用されている。正弦波を表す参照信号に１次のＦＩＲフィルタで畳み込み演算を施すと、振幅（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）と位相（ｐｈａｓｅ）が変化した制御信号が得られる。従って、前記の１次のＦＩＲフィルタは、振幅位相調整器、すなわちＭＰＡ（Magnitude/Phase Adjuster）とも呼ばれる。ＭＰＡは符号４１で示されている。参照信号生成ブロック３０の係数ｃｉ（ｎ）で周波数を調節し、ＭＰＡで振幅と位相を調節すれば、任意の正弦波を表す制御信号を得ることができる。制御信号は、参照信号から、下記の３式で得られる。
The control signal calculation block 40 will be described. The control signal calculation block 40 calculates a control signal for generating a secondary sound wave by performing a convolution calculation using a FIR filter on the reference signal. As the FIR filter, two filter coefficients h i, 0 (n) and h i, 1 (n) having a degree of 1 are employed. When a reference signal representing a sine wave is subjected to a convolution operation using a first-order FIR filter, a control signal having a changed amplitude and phase can be obtained. Therefore, the first-order FIR filter is also called an amplitude / phase adjuster, that is, an MPA (Magnitude / Phase Adjuster). MPA is indicated by reference numeral 41. If the frequency is adjusted by the coefficient c i (n) of the reference signal generation block 30 and the amplitude and phase are adjusted by the MPA, a control signal representing an arbitrary sine wave can be obtained. The control signal is obtained from the reference signal by the following three formulas.

音波１、…ｉ、…ｑに対応してそれぞれ求められた制御信号ｙ1（ｎ）、…ｙｉ（ｎ）、…ｙq（ｎ）を、加算器４２で合計して制御信号合計値ｙ（ｎ）を得る。次いで、制御信号合計値ｙ（ｎ）をＤ／Ａ変換器でアナログ変換して２次音源ＳＰ１、ＳＰ２、…から２次音波として出力する。このようにして出力される２次音波は、個々の制御信号ｙｉ（ｎ）を個々にＤ／Ａ変換器でアナログ変換して、個々に２次音源ＳＰ１、ＳＰ２、…から出力させた２次音波が合成されたもの、と考えることもできる。なお、制御信号合計値ｙ（ｎ）には、強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）も加算されているが、強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）については後で説明する。 The control signals y 1 (n),... Y i (n),... Y q (n) respectively obtained corresponding to the sound waves 1,. Obtain y (n). Subsequently, the control signal total value y (n) is converted into an analog signal by a D / A converter and output as a secondary sound wave from the secondary sound sources SP1, SP2,. The secondary sound waves output in this way are individually output from the secondary sound sources SP1, SP2,... By individually converting the individual control signals y i (n) by D / A converters. It can be considered that the next sound wave is synthesized. In addition, although the intensity-adjusted white noise d (n) is also added to the control signal total value y (n), the intensity-adjusted white noise d (n) will be described later.

出力された２次音波は、２次音源ＳＰ１、ＳＰ２、…からエラーマイクロフォンＥ１、Ｅ２、…までの音波の伝達経路、すなわち、符号４３で示されている、２次経路の伝達特性Ｓ（ｚ）に従って伝播して、エラーマイクロフォンＥ１、Ｅ２、…に到達する。到達した２次音波は信号ｙs（ｎ）として図に示されている、騒音ｐ（ｎ）と信号ｙs（ｎ）は、符号４４で示されているように加算され、すなわち干渉して、エラーマイクロフォンＥ１、Ｅ２、…において検出残音信号ｅ（ｎ）として検出される。このような検出残音信号ｅ（ｎ）は、騒音に含まれている個々の音波１、…ｑを、対応する制御信号ｙ1（ｎ）、…ｙq（ｎ）による２次音波で干渉した後の、残音の音圧である。 The output secondary sound wave is a sound wave transmission path from the secondary sound sources SP1, SP2,... To the error microphones E1, E2,. ) To reach the error microphones E1, E2,. The reached secondary sound wave is shown in the figure as a signal y s (n), and the noise p (n) and the signal y s (n) are added as shown at 44, ie interfered. , Error microphones E1, E2,... Are detected as detected residual sound signals e (n). Such a detected residual sound signal e (n) interferes with the individual sound waves 1,... Q included in the noise by secondary sound waves by the corresponding control signals y 1 (n),... Y q (n). It is the sound pressure of the residual sound after.

係数ｃｉ（ｎ）とＭＰＡが適切に調節されれば、音波ｉと効率よく干渉する２次音波を発生させることができ、騒音は効率よく消音される。係数ｃｉ（ｎ）とＭＰＡの調節は、具体的には、残音信号を用いた適応によって行われ、残音信号が最小になるように、係数ｃｉ（ｎ）とＭＰＡを適応させると、騒音は効率よく消音されることになる。このように適応には、残音信号が用いられるが、残音信号として検出残音信号ｅ（ｎ）が用いられることもあるし、白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）が用いられることもある。白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）については、後で詳しく説明するが、２次経路の伝達特性を推定する際に、検出残音信号ｅ（ｎ）に濾波白色雑音ｙd（ｎ）が加算されたものである。本明細書においては、残音信号は、検出残音信号ｅ（ｎ）と白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）の総称である。残音信号の用語が単独で使用された場合、残音信号は、白色雑音が注入されていないときには検出残音信号ｅ（ｎ）を、白色雑音が注入されているときには白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）を、それぞれ意味するものとする。 If the coefficient c i (n) and the MPA are appropriately adjusted, a secondary sound wave that efficiently interferes with the sound wave i can be generated, and the noise is effectively silenced. Specifically, the adjustment of the coefficient c i (n) and the MPA is performed by adaptation using the residual sound signal, and when the coefficient c i (n) and the MPA are adapted so that the residual sound signal is minimized. The noise will be silenced efficiently. As described above, the residual signal is used for adaptation, but the detected residual signal e (n) may be used as the residual signal, or the white noise added residual signal e 0 (n) may be used. There is also. Although the white noise addition residual sound signal e 0 (n) will be described in detail later, when the transfer characteristic of the secondary path is estimated, the filtered white noise y d (n) is added to the detected residual sound signal e (n). Is added. In the present specification, the residual sound signal is a generic name of the detected residual sound signal e (n) and the white noise added residual sound signal e 0 (n). When the term “residual sound signal” is used alone, the residual sound signal is a detected residual sound signal e (n) when white noise is not injected, and a white noise added residual sound signal when white noise is injected. Let e 0 (n) denote each.

制御信号演算ブロック４０の適応、すなわちＭＰＡの適応について説明する。ＭＰＡの適応は、符号４７のブロックで示されている様に、従来周知のＦｘＬＭＳアルゴリズムで実施することもできるし、従来周知のＦｘＲＬＳアルゴリズムでも実施できる。また、新規なアルゴリズム、すなわち、後で説明するＦａｓｔＦｘＲＬＳ（ＦＦｘＲＬＳ）アルゴリズムでも実施できる。いずれのアルゴリズムによって適応させる場合にも、参照信号を２次経路の伝達特性Ｓでフィルタリングして得られる、いわゆる濾波参照信号を求める必要がある。実際には、２次経路の伝達特性Ｓ（ｚ）の正確な特性は分からないので、２次経路の推定された伝達特性hat_Ｓ（ｚ）をＦＩＲフィルタで表現する。そして、以下の４式のように、参照信号にＦＩＲフィルタで畳み込み演算を行って、濾波参照信号hat_ｘi,s（ｎ）を得る。以下、２次経路の推定された伝達特性hat_Ｓ（ｚ）を、単に２次経路の伝達特性hat_Ｓ（ｚ）と呼ぶ。
４式中で、ＦＩＲフィルタのｊ次の係数hat_ｓj（ｎ）を、系列を表す（ｎ）を付して表記しているのは、本実施の形態に係る能動騒音制御方法においては、２次経路の伝達特性を表すＦＩＲフィルタも適応されて更新されるからであり、（ｎ）は係数の最新の値であることを意味している。濾波参照信号hat_ｘi,s（ｎ）の計算は、符号４６のブロックで示されている。 The adaptation of the control signal calculation block 40, that is, the adaptation of MPA will be described. The MPA adaptation can be performed by a conventionally known FxLMS algorithm as indicated by a block 47, or by a conventionally known FxRLS algorithm. It can also be implemented with a new algorithm, that is, a FastFxRLS (FFxRLS) algorithm described later. In any case, it is necessary to obtain a so-called filtered reference signal obtained by filtering the reference signal with the transfer characteristic S of the secondary path. Actually, since the exact characteristic of the transfer characteristic S (z) of the secondary path is not known, the estimated transfer characteristic hat_S (z) of the secondary path is expressed by an FIR filter. Then, as shown in the following four equations, a convolution operation is performed on the reference signal with an FIR filter to obtain a filtered reference signal hat_xi , s (n). Hereinafter, the estimated transfer characteristic hat_S (z) of the secondary path is simply referred to as a secondary path transfer characteristic hat_S (z).
In Equation 4, the j-th order coefficient hat_s j (n) of the FIR filter is expressed with (n) representing the series, in the active noise control method according to the present embodiment, 2 This is because the FIR filter representing the transfer characteristic of the next path is also adapted and updated, and (n) means the latest value of the coefficient. The calculation of the filtered reference signal hat_xi , s (n) is indicated by block 46.

ＭＰＡをＦｘＬＭＳアルゴリズムで適応させる方法について説明する。ＦｘＬＭＳアルゴリズムによって、ＭＰＡの２個のフィルタ係数ｈｉ,0（ｎ）、ｈｉ,1（ｎ）は、上式で得られた濾波参照信号hat_ｘi,s（ｎ）と残音信号により、下記の５式で更新される。
５式では、適応に白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）が用いられている。しかし、後で説明する白色雑音注入による２次経路の伝達特性の推定を実施しない場合には、５式において、白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）の代わりに検出残音信号ｅ（ｎ）が用いられることになる。 A method for adapting MPA with the FxLMS algorithm will be described. According to the FxLMS algorithm, the two filter coefficients h i, 0 (n) and h i, 1 (n) of the MPA are obtained by the filtered reference signal hat_x i, s (n) and the residual sound signal obtained by the above equation. It is updated with the following 5 formulas.
In Formula 5, the white noise added residual signal e 0 (n) is used for adaptation. However, when estimation of the transfer characteristic of the secondary path by white noise injection, which will be described later, is not performed, the detected residual sound signal e (n) is substituted for the white noise addition residual sound signal e 0 (n) in Equation 5. ) Will be used.

ＭＰＡをＦｘＲＬＳアルゴリズムで適応させる方法について説明する。ＦｘＲＬＳアルゴリズムも従来周知であり、残音信号を用いて、下記の６式、７式で適応させる。なお、６式、７式中で（ｎ）が付されている変数等は、最新（ｎ番目）のものを表し、（ｎ−１）、（ｎ＋１）が付されている変数等は、それぞれ１サンプル前（ｎ−１番目）と次回（ｎ＋１番目）のものを表している。
６式でも５式と同様に、適応には白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）が用いられているが、白色雑音注入による２次経路の伝達特性の推定をしなければ、白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）の代わりに検出残音信号ｅ（ｎ）が用いられる。 A method for adapting MPA with the FxRLS algorithm will be described. The FxRLS algorithm is also well known in the art, and is adapted by the following formulas 6 and 7 using a residual sound signal. It should be noted that the variables etc. with (n) in the formulas 6 and 7 represent the latest (nth) variables, and the variables etc. with (n−1) and (n + 1) are respectively One sample before (n−1) and next (n + 1) are shown.
Similar to equation 5, equation 6 also uses white noise added residual signal e 0 (n) for adaptation. However, if the transfer characteristic of the secondary path by white noise injection is not estimated, white noise addition is performed. The detected residual sound signal e (n) is used instead of the residual sound signal e 0 (n).

ＭＰＡをＦａｓｔＦｘＲＬＳ（ＦＦｘＲＬＳ）アルゴリズムで適応させる方法について説明する。ＦａｓｔＦｘＲＬＳアルゴリズムは、本発明者がＦｘＲＬＳアルゴリズムを改良して開発したアルゴリズムであり、必要な演算数がＦｘＲＬＳアルゴリズムに比べて約２／３で済む、高速アルゴリズムである。具体的には、ＦｘＲＬＳアルゴリズムにおけるゲイン行列Ｆi（ｎ）の更新式、すなわち７式を改良したアルゴリズムになっている。ゲイン行列Ｆi（ｎ）の４個のパラメータＦ11,i（ｎ）、Ｆ12,i（ｎ）、Ｆ21,i（ｎ）、Ｆ22,i（ｎ）のうち、ＲＬＳアルゴリズム本来の性質として、
Ｆ12,i（ｎ）＝Ｆ21,i（ｎ）
は、常に成立する。従って、従来周知のＦｘＲＬＳアルゴリズムでは、３個のパラメータＦ11,i（ｎ）、Ｆ12,i（ｎ）、Ｆ22,i（ｎ）を計算することになる。本発明者は、角周波数とサンプリング周波数ｆｓとが所定の関係を有するとき、すなわち、角周波数が、
０．０５π・ｆｓ〜０．９５π・ｆｓ
の範囲にあるとき、対角要素Ｆ11,i（ｎ）とＦ22,i（ｎ）について下記関係が成立することを見いだした。
そこで、７式において、
Ｆ11,i（ｎ）＝Ｆ22,i（ｎ）
という条件を付して計算したところ、従来周知のＦｘＲＬＳアルゴリズムと比較するとわずかな収束の遅れは見られるものの、ＦｘＬＭＳアルゴリズムよりも遙かに速く収束し、効率よく適応されることが判明した。上記条件で計算するＦｘＲＬＳアルゴリズムを、ＦａｓｔＦｘＲＬＳアルゴリズムと呼ぶ。ＦａｓｔＦｘＲＬＳアルゴリズムにおいては、Ｆ11,i（ｎ）とＦ12,i（ｎ）だけを計算すればゲイン行列Ｆi（ｎ）が計算できる。具体的な計算式は下記である。
A method for adapting MPA using the FastFxRLS (FFxRLS) algorithm will be described. The FastFxRLS algorithm is an algorithm developed by the present inventor by improving the FxRLS algorithm. The FastFxRLS algorithm is a high-speed algorithm that requires about 2/3 of the number of operations compared to the FxRLS algorithm. Specifically, the update formula of the gain matrix F i (n) in the FxRLS algorithm, that is, an algorithm obtained by improving formula (7). Of the four parameters F 11, i (n), F 12, i (n), F 21, i (n), F 22, i (n) of the gain matrix F i (n), the original RLS algorithm As a property
F 12, i (n) = F 21, i (n)
Always holds. Therefore, in the conventionally known FxRLS algorithm, three parameters F 11, i (n), F 12, i (n), and F 22, i (n) are calculated. The inventor has a case where the angular frequency and the sampling frequency fs have a predetermined relationship, that is, the angular frequency is
0.05π · fs to 0.95π · fs
We found that the following relationship holds for the diagonal elements F 11, i (n) and F 22, i (n).
Therefore, in Equation 7,
F 11, i (n) = F 22, i (n)
As a result of calculation with the above condition, it was found that although a slight delay in convergence is seen as compared with the conventionally known FxRLS algorithm, it converges much faster than the FxLMS algorithm and can be efficiently applied. The FxRLS algorithm calculated under the above conditions is referred to as a FastFxRLS algorithm. In the FastFxRLS algorithm, the gain matrix F i (n) can be calculated by calculating only F 11, i (n) and F 12, i (n). A specific calculation formula is as follows.

参照信号生成ブロック３０の適応について説明する。参照信号生成ブロック３０の適応とは、すなわち係数ｃｉ（ｎ）の適応である。係数ｃｉ（ｎ）は、残音信号と、濾波参照信号と、ＭＰＡの第０次の係数と、ステップサイズパラメータとによって適応される。具体的には、下記１１式で適応される。図２においては、符号３２のブロックで示されている。
１１式では、６式や５式と同様に、適応には白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）が用いられている。しかし、白色雑音注入による２次経路の伝達特性の推定が実施されなければ、１１式において、白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）の代わりに検出残音信号ｅ（ｎ）が用いられる。 The adaptation of the reference signal generation block 30 will be described. Adaptation of the reference signal generation block 30 is adaptation of the coefficient c i (n). The coefficient c i (n) is adapted by the residual sound signal, the filtered reference signal, the 0th order coefficient of the MPA, and the step size parameter. Specifically, the following 11 formulas are applied. In FIG. 2, it is indicated by a block 32.
In Equation 11, as in Equations 6 and 5, white noise added residual signal e 0 (n) is used for adaptation. However, if the estimation of the secondary path transfer characteristic by white noise injection is not performed, the detected residual sound signal e (n) is used instead of the white noise added residual signal e 0 (n) in equation (11).

１１式からも分かるように、係数ｃｉ（ｎ）も、ＭＰＡと同様に残音信号で適応されるが、同じ残音信号によって係数ｃｉ（ｎ）とＭＰＡを適応させると、互いに影響を及ぼし合い、効率よく適応されない可能性がある。ところで、周波数と振幅と位相のうち、能動騒音制御においては周波数が最も大切な要素であると予想される。２次音波と消音対象の音波との間で、周波数のずれが生じていれば、振幅と位相を調整しても消音は難しいのに対し、周波数のずれが無ければ、振幅と位相が多少ずれていてもある程度は消音が可能であると考えられるからである。従って、係数ｃｉ（ｎ）とＭＰＡのうち、周波数を決定する係数ｃｉ（ｎ）の方を優先的に適応させると、全体として速やかに適応される様に予想できる。例えば、ＭＰＡをＦｘＬＭＳアルゴリズムで適応させる場合、係数ｃｉ（ｎ）の適応に関するステップサイズパラメータμCiを、ＭＰＡの適応に関するステップサイズパラメータμｉよりも大きな値にすることが考えられる。しかしながら、条件を変えてシミュレーション計算を繰り返した結果、ステップサイズパラメータμCiは、ステップサイズパラメータμｉの１／１０以下、好ましくは約１／１００の値にすると、係数ｃｉ（ｎ）とＭＰＡが速やかに適応されることが判明した。係数ｃｉ（ｎ）は、ＭＰＡよりもゆっくりと適応させると、全体としての適応が速い。下記１２式は、２個のステップサイズパラメータμCi、μｉの関係のうち、好ましい関係式の一例である。
１２式において、係数ｃｉ（ｎ）の適応に関するステップサイズパラメータμCiの値は、消音対象の音波の周波数が大きくなるに従って、大きくなる。これは、周波数が大きい音波の方が周波数が小さい音波よりもＦＭの影響が大きいからであり、周波数が大きい音波に対しては速やかに適応させる必要があるからである。１２式によって２個のステップサイズパラメータμCi、μｉを関係付けると、周波数の大小に拘わらず、係数ｃｉ（ｎ）とＭＰＡは速やかに適応される。 As can be seen from equation (11), the coefficient c i (n) is also adapted by the residual signal as in the case of MPA. However, if the coefficient c i (n) and MPA are adapted by the same residual signal, they will affect each other. There is a possibility that it may not be applied efficiently. By the way, of frequency, amplitude and phase, frequency is expected to be the most important element in active noise control. If there is a frequency shift between the secondary sound wave and the sound wave to be muffled, it will be difficult to mute even if the amplitude and phase are adjusted. If there is no frequency shift, the amplitude and phase will be slightly shifted. This is because the sound can be muted to some extent. Therefore, among the coefficients c i (n) and MPA, when the preferentially adapted towards the coefficients c i (n) to determine the frequency, can be expected as to be rapidly adapted as a whole. For example, when the MPA is adapted by the FxLMS algorithm, the step size parameter μ Ci relating to the adaptation of the coefficient c i (n) may be set to a larger value than the step size parameter μ i relating to the adaptation of the MPA. However, as a result of repeating the simulation calculation under different conditions, when the step size parameter μ Ci is 1/10 or less of the step size parameter μ i , preferably about 1/100, the coefficient c i (n) and the MPA Was quickly adapted. When the coefficient c i (n) is adapted more slowly than MPA, the adaptation as a whole is fast. The following 12 expressions are examples of preferable relational expressions among the relations between the two step size parameters μ Ci and μ i .
In Equation 12, the value of the step size parameter μ Ci regarding the adaptation of the coefficient c i (n) increases as the frequency of the sound wave to be silenced increases. This is because a sound wave having a high frequency is more affected by FM than a sound wave having a low frequency, and it is necessary to quickly adapt to a sound wave having a high frequency. When the two step size parameters μ Ci and μ i are related by Equation 12, the coefficient c i (n) and the MPA are quickly adapted regardless of the frequency.

同様に、ＭＰＡをＦｘＲＬＳアルゴリズム、またはＦａｓｔＦｘＲＬＳで適応させる場合も、ステップサイズパラメータμCiと、忘却係数λｉについて所定の関係を設けると速やかに適応される。すなわち、下式のようにステップサイズパラメータμCiを、１から忘却係数λｉを減じた値の、１／１０以下、好ましくは約１／１００の値にするとよい。
μCi ＜ （１−λｉ）／１０
下記１３式は、ステップサイズパラメータμCiと、忘却係数λｉの関係のうち、好ましい関係式の一例である。
Similarly, when MPA is adapted by the FxRLS algorithm or FastFxRLS, it is quickly adapted by providing a predetermined relationship between the step size parameter μ Ci and the forgetting factor λ i . That is, the step size parameter μ Ci is set to 1/10 or less, preferably about 1/100 of the value obtained by subtracting the forgetting factor λ i from 1 as shown in the following equation.
μ Ci <(1-λ i ) / 10
The following equation (13) is an example of a preferable relationship among the relationship between the step size parameter μ Ci and the forgetting factor λ i .

ところで、係数ｃｉ（ｎ）は、音波ｉを消音するための係数である。適切に適応されると、生成される参照信号の正弦波の周波数は、音波ｉの周波数に等しくなる。しかしながら、適応は必ずしも適切に行われるとは限らず、係数ｃｉ（ｎ）が他の音波ｊを消音するように適応されてしまう場合もある。つまり、生成される参照信号の正弦波の周波数が、音波ｊの周波数に等しくなる場合がある。このように、適応が適切に行われない場合には、本来消音したい音波ｉの消音ができなくなるので、対策が必要である。係数ｃｉ（ｎ）の値を監視して、本来の消音対象の音波ｉを消音するように適応されているかどうかを調べ、適切に適応されていない場合、係数ｃｉ（ｎ）をリセットすることが必要である。具体的な方法について説明する。 Incidentally, the coefficient c i (n) is a coefficient for muting the sound wave i. When properly adapted, the frequency of the sine wave of the generated reference signal is equal to the frequency of the sound wave i. However, the adaptation is not always performed properly, and the coefficient c i (n) may be adapted to mute other sound waves j. That is, the frequency of the sine wave of the generated reference signal may be equal to the frequency of the sound wave j. In this way, if adaptation is not performed appropriately, the sound wave i that is originally desired to be silenced cannot be silenced, and thus countermeasures are necessary. The value of the coefficient c i (n) is monitored to check whether or not the sound wave i to be originally silenced is adapted. If not, the coefficient c i (n) is reset. It is necessary. A specific method will be described.

まず、ストランドカッター装置２に設けられている回転数計９、または押出機１２に設けられている回転数計２４、２５から回転数を検出する。または他の騒音源に設けられている、圧力センサや位置センサ等のセンサ、すなわち振動計から振動数を検出する。このような回転数や振動数は、同期信号、すなわちＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌであり、同期信号から音波ｉの周波数または角周波数を推定することができる。同期信号から推定された音波ｉの角周波数を、基準角周波数Ωiとして決定する。２式により係数ｃｉ（ｎ）から決定される角周波数ωiと、基準角周波数Ωiとを比較して、ずれが予め定められた許容範囲内に入っているか否かをチェックする。ずれが許容範囲を超えているとき、例えば、５％以上のずれが生じているとき、適応が適切に行われていないものと判断する。この場合、下記の１４式によって、係数ｃｉ（ｎ）を初期化する。このようにすると、係数ｃｉ（ｎ）が、他の音波ｊを消音するように適応されてしまったとしても、音波ｉを消音するように、リセットすることができる。なお、このようなチェックは、毎回行っても良いし、所定の周期毎に行っても良い。
First, the rotational speed is detected from the rotational speed meter 9 provided in the strand cutter device 2 or the rotational speed meters 24 and 25 provided in the extruder 12. Alternatively, the vibration frequency is detected from a sensor such as a pressure sensor or a position sensor provided in another noise source, that is, a vibrometer. Such rotation speed and frequency are synchronization signals, that is, synchronization signals, and the frequency or angular frequency of the sound wave i can be estimated from the synchronization signals. The angular frequency of the sound wave i estimated from the synchronization signal is determined as the reference angular frequency Ω i . The angular frequency ω i determined from the coefficient c i (n) by the equation 2 is compared with the reference angular frequency Ω i to check whether the deviation is within a predetermined allowable range. When the deviation exceeds the allowable range, for example, when a deviation of 5% or more occurs, it is determined that the adaptation is not properly performed. In this case, the coefficient c i (n) is initialized by the following equation (14). In this way, even if the coefficient c i (n) has been adapted to silence other sound waves j, it can be reset to silence the sound waves i. Such a check may be performed every time or may be performed at predetermined intervals.

２次経路伝達特性推定ブロック５０について説明する。本実施の形態に係る能動騒音制御方法では、白色雑音を２次音波に注入して２次経路の伝達特性hat_Ｓ（ｚ）をオンラインで推定する。注入される白色雑音は、新たな騒音源にはなるが、騒音が小さくなるように、強度調節パラメータＶm（ｎ）が乗じられて強度が調節される。強度調節パラメータＶm（ｎ）の与え方は、従来周知の方法で与えても良いが、本発明に係る新規の方法によって与える方がさらに良い。最初に、従来周知の方法で強度調節パラメータＶm（ｎ）を与えて、白色雑音の強度を調節して注入し、２次経路の伝達特性を推定する方法について説明する。具体的には、注入される白色雑音、すなわち強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）は、１５式、１６式で与えられる。ただし、ｄ1（ｎ）は、平均ゼロで一定の分散を有する白色雑音である。式中の強度調節パラメータＶm（ｎ）は、符号５１のブロックで示されている。
The secondary path transfer characteristic estimation block 50 will be described. In the active noise control method according to the present embodiment, white noise is injected into the secondary sound wave and the transfer characteristic hat_S (z) of the secondary path is estimated online. The injected white noise becomes a new noise source, but the intensity is adjusted by the intensity adjustment parameter V m (n) so that the noise is reduced. The method of giving the intensity adjustment parameter V m (n) may be given by a conventionally well-known method, but is more preferably given by the novel method according to the present invention. First, a method for estimating the transfer characteristic of the secondary path by giving the intensity adjustment parameter V m (n) by a conventionally known method, adjusting the intensity of white noise, and injecting it will be described. Specifically, the white noise to be injected, that is, the intensity-adjusted white noise d (n) is given by Equations 15 and 16. Here, d 1 (n) is white noise having an average of zero and constant dispersion. The intensity adjustment parameter V m (n) in the equation is indicated by a block 51.

強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）は、加算器４２で制御信号ｙ1（ｎ）、…ｙq（ｎ）と共に合計されて、既に説明したように、Ｄ／Ａ変換器でアナログ変換され、２次音源ＳＰ１、ＳＰ２、…から２次音波として出力される。すなわち、強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）は、制御信号または、２次音波に注入される。既に説明したように、騒音と２次音波が干渉した残音が、エラーマイクロフォンＥ１、Ｅ２、…で検出残音信号ｅ（ｎ）として検出される。検出残音信号ｅ（ｎ）に、加算器５２で濾波白色雑音ｙd（ｎ）を加算して白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）を得る。なお、濾波白色雑音ｙd（ｎ）は、強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）に対して、２次経路の伝達特性hat_Ｓ（ｚ）を表すＦＩＲフィルタで、畳み込み演算を施したものである。畳み込み演算は、図では符号５３で示されている。これらの計算式が、１７式、１８式に示されている。
The intensity-adjusted white noise d (n) is summed together with the control signals y 1 (n),... Y q (n) by the adder 42, and analog-converted by the D / A converter as described above. Secondary sound waves are output from the secondary sound sources SP1, SP2,. That is, the intensity-adjusted white noise d (n) is injected into the control signal or the secondary sound wave. As already described, the residual sound in which the noise and the secondary sound wave interfere with each other is detected as a detected residual sound signal e (n) by the error microphones E1, E2,. The white noise added residual sound e 0 (n) is obtained by adding the filtered white noise y d (n) to the detected residual sound signal e (n) by the adder 52. The filtered white noise y d (n) is obtained by performing a convolution operation on the intensity-adjusted white noise d (n) with an FIR filter representing the transfer characteristic hat_S (z) of the secondary path. The convolution operation is indicated by reference numeral 53 in the figure. These calculation formulas are shown in Formulas 17 and 18.

符号５４で示されているように、従来周知のＬＭＳアルゴリズムによって、２次経路の伝達特性hat_Ｓ（ｚ）を表すＦＩＲフィルタが適応される。適応は、白色雑音加算残音信号ｅ0（ｎ）が最小になるように実施される。このようにして適応されたＦＩＲフィルタは、符号４６で示されている２次経路の伝達特性hat_Ｓ（ｚ）のＦＩＲフィルタにコピーされる。従って、２次経路の伝達特性hat_Ｓ（ｚ）のＦＩＲフィルタは更新される。ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を適応させる具体的な計算式は、１９式によって与えられる。
As indicated by reference numeral 54, an FIR filter representing the transfer characteristic hat_S (z) of the secondary path is applied by a conventionally known LMS algorithm. The adaptation is performed so that the white noise addition residual sound signal e 0 (n) is minimized. The FIR filter adapted in this way is copied to the FIR filter of the transfer characteristic hat_S (z) of the secondary path indicated by reference numeral 46. Therefore, the FIR filter of the transfer characteristic hat_S (z) of the secondary path is updated. A specific calculation formula for adapting the filter coefficient of the FIR filter is given by Formula 19.

従来周知のように、１６式により強度調節パラメータＶm（ｎ）を与えて、白色雑音の強度を調節して注入しても、２次経路の伝達特性を推定できるが、若干の問題もある。例えば、強度調節パラメータＶm（ｎ）は、検出残音信号ｅ（ｎ−１）の瞬時データの絶対値で与えられる。従って、検出残音信号ｅ（ｎ）が変動すると、２次経路の伝達特性を表すＦＩＲフィルタの適応に直接影響を与え、システム全体の安定度が低下する恐れがある。また、注入される強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）の強度は、徐々に小さくなっては行くが、定常状態における検出残音信号ｅ（ｎ）の大きさは、白色雑音を注入しないときよりも小さくなることはない。従って、注入される強度調節済み白色雑音は比較的弱いが、ある程度の騒音にはなってしまう。本発明に係る新規な方法によって強度調節パラメータＶm（ｎ）が与えられると、これらの問題点は大きく改善される。具体的には、強度調節パラメータＶm（ｎ）が、１６式によってではなく、２０式によって与えられる。
As is well known in the art, the transfer characteristic of the secondary path can be estimated even if the intensity adjustment parameter V m (n) is given by Equation 16 and the intensity of white noise is adjusted and injected, but there are some problems. . For example, the intensity adjustment parameter V m (n) is given as an absolute value of instantaneous data of the detected residual sound signal e (n−1). Therefore, if the detected residual sound signal e (n) fluctuates, it may directly affect the adaptation of the FIR filter that represents the transfer characteristic of the secondary path, which may reduce the stability of the entire system. Further, the intensity of the intensity-adjusted white noise d (n) to be injected gradually decreases, but the magnitude of the detected residual sound signal e (n) in the steady state is larger than that when no white noise is injected. Will not become smaller. Therefore, the intensity-adjusted white noise to be injected is relatively weak, but it becomes a certain level of noise. These problems are greatly improved when the intensity adjustment parameter V m (n) is given by the novel method according to the invention. Specifically, the intensity adjustment parameter V m (n) is given by equation 20, not by equation 16.

強度調節パラメータＶm（ｎ）は、Ｅ1（ｎ）、Ｅ2（ｎ）、Ｅ3（ｎ）のいずれが選択されても良い。Ｅ1（ｎ）が選択された場合には、システム全体は安定するが、収束は遅くなる。すなわち、２次経路の伝達特性の推定は遅れる。Ｅ2（ｎ）が選択された場合には、システムも安定するし、最終的に注入される強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）も小さくなる。すなわち、検出残音信号ｅ（ｎ）が小さくなる。Ｅ3（ｎ）が選択されると、適応の初期にはＥ3（ｎ）の値が大きすぎてＬＭＳアルゴリズムによる適応が発散する恐れがあるが、最終的に注入される強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）は非常に小さくなる。ところで、２１式、２２式、２３式は、｜ｅ0（ｎ）｜ｉ（ｉ＝１，２，３）が、いわゆるｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒで処理されたものとなっている。従って、強度調節パラメータＶm（ｎ）は、｜ｅ0（ｎ）｜ｉの変化に直接影響を受けず、緩やかに変化する。強度調節パラメータＶm（ｎ）が緩やかに変化するので、システムの収束過程も安定するし、定常状態における検出残音信号ｅ（ｎ）も低下する。このようなαは、ｌｏｗｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒの特性を規定するパラメータであり、例えば、０．９８５、０．９９５等の、１に近い値に設定するのが好ましい。 As the intensity adjustment parameter V m (n), any of E 1 (n), E 2 (n), and E 3 (n) may be selected. When E 1 (n) is selected, the entire system is stable, but convergence is slow. That is, the estimation of the transfer characteristic of the secondary path is delayed. When E 2 (n) is selected, the system is stable and the intensity-adjusted white noise d (n) that is finally injected is also reduced. That is, the detected residual sound signal e (n) becomes small. When E 3 (n) is selected, the value of E 3 (n) is too large at the beginning of adaptation, and the adaptation by the LMS algorithm may diverge, but the intensity-adjusted white noise that is finally injected d (n) is very small. By the way, in Equations 21, 22, and 23, | e 0 (n) | i (i = 1, 2, 3) is processed by a so-called lowpass filter. Therefore, the intensity adjustment parameter V m (n) is not affected directly by the change of | e 0 (n) | i and changes slowly. Since the intensity adjustment parameter V m (n) changes gradually, the convergence process of the system is stabilized, and the detected residual sound signal e (n) in the steady state also decreases. Α is a parameter that defines the characteristics of the lowpass filter, and is preferably set to a value close to 1, such as 0.985 or 0.995.

Ｅ2（ｎ）とＥ3（ｎ）を統合して、両者の長所を採ることもできる。すなわち、２２式と２３式を統合して、２４式によって強度調節パラメータＶm（ｎ）を与える。強度調節パラメータＶm（ｎ）を２４式で与えると、システムも安定すると共に、最終的に注入される強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）が非常に小さくなる。
E 2 (n) and E 3 (n) can be integrated to take advantage of both. That is, the formulas 22 and 23 are integrated, and the intensity adjustment parameter V m (n) is given by the formula 24. When the intensity adjustment parameter V m (n) is given by Equation 24, the system is stabilized and the intensity-adjusted white noise d (n) that is finally injected becomes very small.

ＭＰＡを適応させるアルゴリズムのうち、ＦｘＬＭＳアルゴリズムとＦｘＲＬＳアルゴリズムの性能を比較するため、以下の実験を行った。図３に示されているように、ダクトＤＴ、騒音発生スピーカＳＰＮ、２次音源ＳＰＴ、エラーマイクロフォンＥＴ、能動騒音制御部ＳＴ、等からなる実験装置Ｔを用意した。そして、事前にストランドカッター、押出機を樹脂材料を供給せずに運転して騒音を発生させて、騒音を録音し、録音された騒音を騒音発生スピーカＳＰＮから発生させた。能動騒音制御部ＳＴにおいては、オンラインで２次経路の伝達特性は推定させず、予め推定しておいた２次経路の伝達特性を用いた。ＦＭが１０％になるように、すなわち消音対象の周波数と、参照信号生成ブロック３０で生成される参照信号の正弦波の周波数とが、ちょうど１０％の誤差になるように、係数ｃｉ（ｎ）の初期値を定めた。このような条件の下で、ＭＰＡをＦｘＬＭＳアルゴリズムとＦｘＲＬＳアルゴリズムと、それぞれで適応させながら消音させた。エラーマイクロフォンＥＴで検出された残音信号の測定結果を図４のグラフに示す。なお、横軸は繰り返し回数であり、サンプリング回数、または適応計算の回数でもある。縦軸は残音信号の音圧をデシベル（ｄＢ）で表したものである。グラフから、ＦｘＲＬＳアルゴリズムの方が、ＦｘＬＭＳアルゴリズムに比べて、適応の速さが遙かに速いことが分かる。 In order to compare the performance of the FxLMS algorithm and the FxRLS algorithm among the algorithms for adapting MPA, the following experiment was performed. As shown in FIG. 3, an experimental apparatus T including a duct DT, a noise generating speaker SPN, a secondary sound source SPT, an error microphone ET, an active noise control unit ST, and the like was prepared. Then, the strand cutter and the extruder were operated in advance without supplying the resin material to generate noise, the noise was recorded, and the recorded noise was generated from the noise generating speaker SPN. The active noise control unit ST does not estimate the transfer characteristic of the secondary path online, but uses the transfer characteristic of the secondary path estimated in advance. The coefficient c i (n) so that the FM is 10%, that is, the frequency of the mute target and the frequency of the sine wave of the reference signal generated by the reference signal generation block 30 are exactly 10% errors. ) Was established. Under such conditions, the MPA was muted while adapting the FxLMS algorithm and the FxRLS algorithm, respectively. The measurement result of the residual sound signal detected by the error microphone ET is shown in the graph of FIG. The horizontal axis is the number of repetitions, and is also the number of sampling times or the number of adaptive calculations. The vertical axis represents the sound pressure of the residual signal in decibels (dB). From the graph, it can be seen that the FxRLS algorithm is much faster in adaptation than the FxLMS algorithm.

ＭＰＡの適応アルゴリズムのうち、ＦｘＲＬＳアルゴリズムとＦａｓｔＦｘＲＬＳアルゴリズムの性能を比較する実験を行った。実験では、実施例１と同様の実験装置Ｔを用い、実施例１と同様の条件で行った。測定結果を図５のグラフに示す。なお、横軸は繰り返し回数であり、縦軸は残音信号の音圧をデシベル（ｄＢ）で表したものである。グラフから、ＦｘＲＬＳアルゴリズムの方が、ＦａｓｔＦｘＲＬＳアルゴリズムに比べて、適応の速さは若干速いが、その差は小さいことが分かる。ＦａｓｔＦｘＲＬＳアルゴリズムの計算数の方が、ＦｘＲＬＳアルゴリズム計算数より１／３も少ない点を考慮すると、ＦａｓｔＦｘＲＬＳアルゴリズムの利点は大きい。   Among the MPA adaptive algorithms, experiments were conducted to compare the performance of the FxRLS algorithm and the FastFxRLS algorithm. In the experiment, the same experimental apparatus T as in Example 1 was used and the same conditions as in Example 1 were used. The measurement results are shown in the graph of FIG. The horizontal axis represents the number of repetitions, and the vertical axis represents the sound pressure of the residual sound signal in decibels (dB). From the graph, it can be seen that the FxRLS algorithm is slightly faster in adaptation than the FastFxRLS algorithm, but the difference is small. Considering the fact that the number of calculations of the FastFxRLS algorithm is 1/3 less than the number of calculations of the FxRLS algorithm, the advantages of the FastFxRLS algorithm are great.

２次経路の伝達特性の推定において、強度調節パラメータＶm（ｎ）の与え方の違いによる性能を比較するため、以下の実験を行った。実施例１と同様の実験装置Ｔを用いて、実施例１と同様に録音された騒音を騒音発生スピーカＳＰＮから発生させ、係数ｃｉ（ｎ）は、ＦＭが生じない様な初期値を与えた。そして、強度調節パラメータＶm（ｎ）を１６式、２１式、２２式、２４式のそれぞれで与えて、強度を調節した強度調節済み白色雑音ｄ（ｎ）を注入して、２次経路の伝達特性を推定させた。強度調節前の白色雑音の分散はσp ２＝０．１０８９とした。図６に、それぞれ異なる強度調節パラメータＶm（ｎ）で実験したときの、残音信号のグラフを示す。その（ア）は強度調節パラメータＶm（ｎ）を｜ｅ（ｎ−１）｜で、その（イ）は強度調節パラメータＶm（ｎ）をＥ1（ｎ）で、その（ウ）は強度調節パラメータＶm（ｎ）をＥ2（ｎ）で、その（エ）は強度調節パラメータＶm（ｎ）をｍｉｎ[Ｅ2（ｎ）、Ｅ3（ｎ）]で、それぞれ与えたときのグラフである。それぞれ横軸は繰り返し回数、縦軸は残音信号の音圧、すなわち残音エネルギーになっている。図から、強度調節パラメータＶm（ｎ）をＥ2（ｎ）や、ｍｉｎ[Ｅ2（ｎ）、Ｅ3（ｎ）]で与えると、収束が非常に速いことが分かる。表１に、十分に収束された後に計測された残音エネルギーを示す。
表において、Ｍは、２次経路の伝達特性を表すＦＩＲフィルタの次数である。表から、強度調節パラメータＶm（ｎ）をｍｉｎ[Ｅ2（ｎ）、Ｅ3（ｎ）]で与えると、最終的な残音エネルギーが最小になることが分かる。 In estimating the transfer characteristics of the secondary path, the following experiment was performed in order to compare the performance due to the difference in how the intensity adjustment parameter V m (n) was given. Using the same experimental apparatus T as in the first embodiment, the recorded noise is generated from the noise generating speaker SPN in the same manner as in the first embodiment, and the coefficient c i (n) gives an initial value such that FM does not occur. It was. Then, the intensity adjustment parameter V m (n) is given by each of Expressions 16, 21, 22, and 24, and the intensity-adjusted white noise d (n) whose intensity is adjusted is injected, and the secondary path The transfer characteristics were estimated. The dispersion of white noise before intensity adjustment was set to σ p 2 = 0.01089. FIG. 6 shows a graph of a residual sound signal when an experiment is performed with different intensity adjustment parameters V m (n). The (a) is the intensity adjustment parameter V m (n) is | e (n−1) |, the (a) is the intensity adjustment parameter V m (n) is E 1 (n), and the (c) is When the intensity adjustment parameter V m (n) is given by E 2 (n), and (D) is given the intensity adjustment parameter V m (n) by min [E 2 (n), E 3 (n)], respectively. It is a graph of. The horizontal axis represents the number of repetitions, and the vertical axis represents the sound pressure of the residual sound signal, that is, the residual sound energy. From the figure, it can be seen that when the intensity adjustment parameter V m (n) is given by E 2 (n) or min [E 2 (n), E 3 (n)], the convergence is very fast. Table 1 shows the residual sound energy measured after sufficient convergence.
In the table, M is the order of the FIR filter representing the transfer characteristic of the secondary path. From the table, it can be seen that when the intensity adjustment parameter V m (n) is given by min [E 2 (n), E 3 (n)], the final residual sound energy is minimized.

本実施の形態に係る能動消音制御方法は、上記実施の形態に限定されず、色々な変形が可能である。例えば、係数ｃｉ（ｎ）を適応させる際、同期信号から決定される基準角周波数Ωiと、係数ｃｉ（ｎ）の値から計算される角周波数ωiとが、所定の比率でずれていたときに、係数ｃｉ（ｎ）を初期化するように説明しているが、ずれは比率ではなく角周波数の差でチェックしてもよいし、他の評価式でチェックしても良い。また、２次経路の伝達特性を常時推定しているように説明したが、１０分毎等の所定の時間間隔で推定するようにしても良い。このようにすると、注入される白色雑音によって騒音が大きくなる時間は少なくて済む。さらに、本実施の形態に係る能動消音制御方法は、生産機械等の騒音源にダクトを設けて消音するように説明したが、ダクト内の消音に限定されるものではない。例えば、騒音源の近傍の１箇所に２次音源を配置させて、３次元空間に伝播する騒音を消音する、いわゆるダイポール放射による放射音響パワーの低減にも適用できるし、３次元空間に伝播する騒音を、所定のポイントで消音する、いわゆるポイントキャンセレーションにも適用できる。また、白色雑音の注入による２次経路の伝達特性の推定方法については、狭帯域能動騒音制御方法だけでなく、広帯域能動騒音制御方法にも実施可能である。また、本実施の形態に係る能動消音制御装置も、色々な変形が可能である。例えば、ダクトに２次音源を１個設けるように説明したが、２個以上設けるようにしてもよい。また、ダクトの形状にも制約は無く、円筒状にしても良く、途中で曲がる形状にしても良い。 The active silencing control method according to the present embodiment is not limited to the above embodiment, and various modifications are possible. For example, when adapting the coefficient c i (n), the reference angular frequency Ω i determined from the synchronization signal and the angular frequency ω i calculated from the value of the coefficient c i (n) are shifted by a predetermined ratio. In this case, the coefficient c i (n) is initialized, but the deviation may be checked not by the ratio but by the difference in angular frequency, or may be checked by another evaluation formula. . Moreover, although it has been described that the transfer characteristic of the secondary path is always estimated, it may be estimated at a predetermined time interval such as every 10 minutes. In this way, the time during which the noise increases due to the injected white noise can be reduced. Furthermore, although the active silencing control method according to the present embodiment has been described so as to silence by providing a duct in a noise source such as a production machine, the present invention is not limited to silencing in the duct. For example, it can be applied to the reduction of radiated acoustic power by so-called dipole radiation, in which a secondary sound source is arranged at one location in the vicinity of a noise source to mute the noise propagating to the three-dimensional space. The present invention can also be applied to so-called point cancellation in which noise is silenced at a predetermined point. The method for estimating the transfer characteristic of the secondary path by white noise injection can be implemented not only in the narrowband active noise control method but also in the wideband active noise control method. Also, the active silencer control device according to the present embodiment can be modified in various ways. For example, although it has been described that one secondary sound source is provided in the duct, two or more may be provided. Further, the shape of the duct is not limited, and may be cylindrical or bend in the middle.

本明細書においては、音波等を正弦波で説明しているが、余弦波も正弦波と位相がπ／２ずれている正弦波と見なせるので、本明細書においては正弦波の用語は、余弦波も含む概念として用いられている。   In this specification, a sound wave or the like is described as a sine wave. However, since a cosine wave can also be regarded as a sine wave whose phase is shifted by π / 2, the term sine wave is used in this specification as a cosine wave. It is used as a concept that includes waves.

本実施の形態に係る能動騒音制御方法、または能動騒音制御装置は、工作機械や生産機械だけでなく、他の騒音源の消音にも適用が可能である。   The active noise control method or the active noise control device according to the present embodiment can be applied not only to machine tools and production machines but also to mute other noise sources.

本発明の実施の形態に係る能動騒音制御装置を模式的に示す側面図であり、その（ア）は第１の実施の形態に係る能動騒音制御装置を、その（イ）は第２の実施の形態に係る能動騒音制御装置を示す側面図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is a side view which shows typically the active noise control apparatus which concerns on embodiment of this invention, The (a) is the active noise control apparatus which concerns on 1st Embodiment, The (a) is 2nd implementation It is a side view which shows the active noise control apparatus which concerns on a form. 本発明の実施の形態に係る能動騒音制御方法を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining the active noise control method which concerns on embodiment of this invention. 実験装置を模式的に説明する側面図である。It is a side view which illustrates an experimental apparatus typically. ＦｘＬＭＳアルゴリズムとＦｘＲＬＳアルゴリズムの性能を比較する実験結果のグラフである。It is a graph of the experimental result which compares the performance of a FxLMS algorithm and a FxRLS algorithm. ＦａｓｔＦｘＲＬＳアルゴリズムとＦｘＲＬＳアルゴリズムの性能を比較する実験結果のグラフである。It is a graph of the experimental result which compares the performance of FastFxRLS algorithm and FxRLS algorithm. 強度調節パラメータＶm（ｎ）の与え方の違いによる、残音エネルギーの変化の経過を示すグラフである。It is a graph which shows the progress of the change of the residual sound energy by the difference in how to give intensity adjustment parameter Vm (n).

符号の説明Explanation of symbols

１ 能動騒音消音装置 ２ ストランドカッター
３ 材料入り口 ４ ペレット出口
６ 保護金網
９、２４ 回転数計
１６ モータ １７ 減速機
１８ 回転伝達部 ２１ 遮音筐体
２３ ファン
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダクト
ＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３、ＳＰ４ ２次音源
Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４ エラーマイクロフォン
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４ 能動騒音制御部 1 Active noise silencer 2 Strand cutter 3 Material inlet 4 Pellet outlet 6 Protective wire mesh
9, 24 Speedometer 16 Motor 17 Reducer 18 Rotation transmission part 21 Sound insulation case 23 Fan D1, D2, D3, D4 Duct SP1, SP2, SP3, SP4 Secondary sound source E1, E2, E3, E4 Error microphone S1, S2, S3, S4 Active noise controller

Claims (7)

参照信号を（１）式
によって生成し、該参照信号から（３）式
によって制御信号を得、得られた前記制御信号によって２次音波を発生させて騒音と干渉させ、そして前記フィルタ係数ｈ ｉ、０ （ｎ）、ｈ ｉ、１ （ｎ）と前記係数ｃ ｉ （ｎ）とを適応させる能動騒音制御方法であって、
前記フィルタ係数ｈ ｉ、０ （ｎ）、ｈ ｉ、１ （ｎ）は、干渉後に検出される検出残音信号と、（４）式
によって得られる濾波参照信号と、第１のステップサイズパラメータ（μｉ）とから（５’）式
によって適応させ、
前記係数ｃ ｉ （ｎ）は、（１１’）式
によって適応させ、
このとき前記第２のステップサイズパラメータ（μCi）の値を、前記第１のステップサイズパラメータ（μｉ）の値の１／１０以下とすることを特徴とする、能動騒音制御方法。 Reference signal (1) formula
(3) from the reference signal
Give the control signal by to generate a second sound waves by the resultant said control signal causes interference with the noise, and the filter coefficient h i, 0 (n), h i, 1 (n) and the coefficient c i ( n) and an active noise control method,
The filter coefficients h i, 0 (n), h i, 1 (n) are detected residual sound signals detected after interference , and (4)
And filtering the reference signal obtained by, from the first step size parameter (μ i) (5 ') formula
And adapted by
The coefficient c i (n) is expressed by equation (11 ′).
And adapted by
In this case, the active noise control method is characterized in that the value of the second step size parameter (μ Ci ) is 1/10 or less of the value of the first step size parameter (μ i ). 参照信号を（１）式
によって生成し、該参照信号から（３）式
によって制御信号を得、得られた前記制御信号によって２次音波を発生させて騒音と干渉させるとき、２次経路の伝達特性を推定すると共に、前記フィルタ係数ｈ ｉ、０ （ｎ）、ｈ ｉ、１ （ｎ）と前記係数ｃ ｉ （ｎ）とを適応させる能動騒音制御方法であって、
前記２次経路の伝達特性の推定は、平均ゼロで所定の分散を有する白色雑音（ｄ1（ｎ））に所定の強度調節パラメータ（Ｖm（ｎ））を乗じて強度を調節された、強度調節済み白色雑音（ｄ（ｎ））を前記制御信号に注入し、干渉後に検出される検出残音信号（ｅ（ｎ））と前記強度調節済み白色雑音（ｄ（ｎ））とから（１７）式
によって白色雑音加算残音信号（ｅ ０ （ｎ））を得て、該白色雑音加算残音信号（ｅ ０ （ｎ））と前記強度調節済み白色雑音（ｄ（ｎ））と、第３のステップパラメータ（μ s ）とから（１９）式
によって適用させ、このとき前記強度調節パラメータ（Ｖm（ｎ））は（２０’）式
で与えるように実施し、
前記フィルタ係数ｈ ｉ、０ （ｎ）、ｈ ｉ、１ （ｎ）は、前記白色雑音加算残音信号（ｅ ０ （ｎ））と、（４）式
によって得られる濾波参照信号と、第１のステップサイズパラメータ（μｉ）とから（５）式
によって適応させ、
前記係数ｃ ｉ （ｎ）は、（１１）式
によって適応させ、
このとき前記第２のステップサイズパラメータ（μCi）の値を、前記第１のステップサイズパラメータ（μｉ）の値の１／１０以下とすることを特徴とする、能動騒音制御方法。 Reference signal (1) formula
(3) from the reference signal
Give the control signal by to generate a second sound waves by the resultant said control signal causes interference noise and Rutoki, with estimates the transfer characteristic of the secondary path, the filter coefficient h i, 0 (n), h An active noise control method for adapting i, 1 (n) and the coefficient c i (n),
The estimation of the transfer characteristic of the secondary path is adjusted in intensity by multiplying white noise (d 1 (n)) having a predetermined variance with an average of zero by a predetermined intensity adjustment parameter (V m (n)). Intensity-adjusted white noise (d (n)) is injected into the control signal. From the detected residual sound signal (e (n)) detected after interference and the intensity-adjusted white noise (d (n)) ( 17) Formula
To obtain a white noise added residual sound signal (e 0 (n)) , the white noise added residual sound signal (e 0 (n)), the intensity-adjusted white noise (d (n)), and a third From step parameter (μ s ), equation (19)
At this time, the intensity adjustment parameter (V m (n)) is expressed by equation (20 ′).
Conducted as given in
The filter coefficients h i, 0 (n), h i, 1 (n) are the white noise added residual signal (e 0 (n)) and the equation (4).
And filtering the reference signal obtained by, from the first step size parameter (μ i) (5) Formula
And adapted by
The coefficient c i (n) is expressed by equation (11).
And adapted by
In this case, the active noise control method is characterized in that the value of the second step size parameter (μ Ci ) is 1/10 or less of the value of the first step size parameter (μ i ). 参照信号を（１）式
によって生成し、該参照信号から（３）式
によって制御信号を得、得られた前記制御信号によって２次音波を発生させて騒音と干渉させ、そして前記フィルタ係数ｈ ｉ、０ （ｎ）、ｈ ｉ、１ （ｎ）と前記係数ｃ ｉ （ｎ）とを適応させる能動騒音制御方法であって、
前記フィルタ係数ｈ ｉ、０ （ｎ）、ｈ ｉ、１ （ｎ）は、干渉後に検出される検出残音信号と、（４）式
によって得られる濾波参照信号と、忘却係数（λｉ）とから（６’）式
によって適応させ、
前記係数ｃ ｉ （ｎ）は、（１１’）式
によって適応させ、
このとき前記第２のステップサイズパラメータ（μCi）の値は、１から前記忘却係数（λｉ）を減じた値の、１／１０以下とすることを特徴とする、能動騒音制御方法。 Reference signal (1) formula
(3) from the reference signal
Give the control signal by to generate a second sound waves by the resultant said control signal causes interference with the noise, and the filter coefficient h i, 0 (n), h i, 1 (n) and the coefficient c i ( n) and an active noise control method,
The filter coefficients h i, 0 (n), h i, 1 (n) are detected residual sound signals detected after interference , and (4)
And filtering the reference signal obtained by, from the forgetting factor (λ i) (6 ') formula
And adapted by
The coefficient c i (n) is expressed by equation (11 ′).
And adapted by
At this time, the value of the second step size parameter (μ Ci ) is 1/10 or less of the value obtained by subtracting the forgetting factor (λ i ) from 1; 参照信号を（１）式
によって生成し、該参照信号から（３）式
によって制御信号を得、得られた前記制御信号によって２次音波を発生させて騒音と干渉させるとき、２次経路の伝達特性を推定すると共に、前記フィルタ係数ｈ ｉ、０ （ｎ）、ｈ ｉ、１ （ｎ）と前記係数ｃ ｉ （ｎ）とを適応させる能動騒音制御方法であって、
前記２次経路の伝達特性の推定は、平均ゼロで所定の分散を有する白色雑音（ｄ1（ｎ））に所定の強度調節パラメータ（Ｖm（ｎ））を乗じて強度を調節された、強度調節済み白色雑音（ｄ（ｎ））を前記制御信号に注入し、干渉後に検出される検出残音信号（ｅ（ｎ））と前記強度調節済み白色雑音（ｄ（ｎ））とから（１７）式
によって白色雑音加算残音信号（ｅ ０ （ｎ））を得て、該白色雑音加算残音信号（ｅ ０ （ｎ））と前記強度調節済み白色雑音（ｄ（ｎ））と、第３のステップパラメータ（μ s ）とから（１９）式
によって適用させ、このとき前記強度調節パラメータ（Ｖm（ｎ））は（２０’）式
で与えるように実施し、
前記フィルタ係数ｈ ｉ、０ （ｎ）、ｈ ｉ、１ （ｎ）は、前記白色雑音加算残音信号（ｅ ０ （ｎ））と、（４）式
によって得られる濾波参照信号と、忘却係数（λｉ）とから（６）式
によって適応させ、
前記係数ｃ ｉ （ｎ）は、（１１）式
によって適応させ、
このとき前記第２のステップサイズパラメータ（μCi）の値は、１から前記忘却係数（λｉ）を減じた値の、１／１０以下とすることを特徴とする、能動騒音制御方法。 Reference signal (1) formula
(3) from the reference signal
Give the control signal by to generate a second sound waves by the resultant said control signal causes interference noise and Rutoki, with estimates the transfer characteristic of the secondary path, the filter coefficient h i, 0 (n), h An active noise control method for adapting i, 1 (n) and the coefficient c i (n),
The estimation of the transfer characteristic of the secondary path is adjusted in intensity by multiplying white noise (d 1 (n)) having a predetermined variance with an average of zero by a predetermined intensity adjustment parameter (V m (n)). intensity-adjusted white noise to (d (n)) was injected into the control signal, from said the detection Zan'on signal detected after interference (e (n)) intensity-adjusted white noise (d (n)) ( 17) Formula
To obtain a white noise added residual sound signal (e 0 (n)) , the white noise added residual sound signal (e 0 (n)), the intensity-adjusted white noise (d (n)), and a third From step parameter (μ s ), equation (19)
At this time, the intensity adjustment parameter (V m (n)) is expressed by equation (20 ′).
Conducted as given in
The filter coefficients h i, 0 (n), h i, 1 (n) are the white noise added residual signal (e 0 (n)) and the equation (4).
And filtering the reference signal obtained by, from the forgetting factor (λ i) (6) formula
Adapted by,
The coefficient c i (n) is expressed by equation (11).
And adapted by
At this time, the value of the second step size parameter (μ Ci ) is 1/10 or less of the value obtained by subtracting the forgetting factor (λ i ) from 1; 請求項３または４に記載の能動騒音制御方法において、前記ゲイン行列（Ｆｉ（ｎ））の対角要素であるＦ11,i（ｎ）とＦ22,i（ｎ）とが等しいとして計算することを特徴とする、能動騒音制御方法。 5. The active noise control method according to claim 3 , wherein F 11, i (n) and F 22, i (n) which are diagonal elements of the gain matrix (F i (n)) are equal to each other. An active noise control method comprising: 請求項１〜５のいずれかの項に記載の能動騒音制御方法において、
回転数計で計測される回転数、または振動センサーから検出される振動数から、基準角周波数（Ωｉ）を決定して、
（２）式
によって前記係数ｃｉ（ｎ）から決定される角周波数（ωｉ（ｎ））と、前記基準角周波数（Ωｉ）とに、所定のずれが生じたとき、
前記係数ｃｉ（ｎ）を、（１４）式
で初期化することを特徴とする、能動騒音制御方法。 In the active noise control method according to any one of claims 1 to 5 ,
The reference angular frequency (Ω i ) is determined from the number of rotations measured by the tachometer or the number of vibrations detected by the vibration sensor,
(2) Formula
When a predetermined deviation occurs between the angular frequency (ω i (n)) determined from the coefficient c i (n) and the reference angular frequency (Ω i ),
The coefficient c i (n) is expressed by equation (14)
An active noise control method, characterized by being initialized by 請求項１〜６のいずれかの項に記載の能動騒音制御方法が実施される能動騒音制御装置であって、
前記装置は、ダクトと、前記制御信号が出力される２次音源と、前記検出残音信号が検出されるエラーマイクロフォンと、前記能動騒音制御方法が処理されるコントローラとからなり、
前記２次音源と前記エラーマイクロフォンは、互いに離間して前記ダクト内に設けられ、
前記コントローラには、騒音源に関連して設けられている回転数計または振動計が接続されて、消音対象の音波の周波数が推定されるようになっていることを特徴とする能動騒音制御装置。 An active noise control device in which the active noise control method according to any one of claims 1 to 6 is implemented,
The apparatus comprises a duct, a secondary sound source from which the control signal is output , an error microphone from which the detected residual sound signal is detected , and a controller in which the active noise control method is processed ,
The secondary sound source and the error microphone are provided in the duct apart from each other ,
The said controller, is connected to the rotation speed meter or vibrometer is provided in connection with the noise source, an active noise control apparatus characterized by frequency of the sound wave silencing target is adapted to be estimated .
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