CN1973424B

CN1973424B - 低谐波多相转换器电路

Info

Publication number: CN1973424B
Application number: CN200580020552.8A
Authority: CN
Inventors: 克里斯蒂安·斯图兹; 克里斯托夫·艾克勒; 埃里希·苏特; 阿德里安·楚克贝格; 皮德·约尔格; 托马斯·贝尔纳
Original assignee: ABB Schweiz AG
Current assignee: ABB Schweiz AG
Priority date: 2004-06-23
Filing date: 2005-02-15
Publication date: 2010-12-01
Anticipated expiration: 2025-02-15
Also published as: JP4695138B2; HK1100013A1; CA2565707C; CN1973424A; US7499297B2; EP1759450A1; BRPI0512348B1; EP1759450B1; WO2006000111A1; CA2565707A1; JP2008503994A; BRPI0512348A; RU2007102294A; RU2344535C2; US20070153555A1

Abstract

公开了一种多相转换器电路，具有p≥3相(R、S、T)以及为每相(R、S、T)所提供的部分转换器电路(1)。每个部分转换器电路(1)具有整流器单元(2)、连接到整流器单元(2)的直流电压电路(3)和连接到直流电压电路(4)的逆变器单元(4)。逆变器单元(4)的第一交流电压输出(5)形成相连接(6)，并且逆变器单元(5)的第二交流电压输出(12)以星形连接互连。为了产生的关于在输入侧连接到转换器电路的交流电压电网的电压和电流的基波的尽可能少的谐波，提供n个变压器(7)，分别具有一个初级绕组(8)并分别具有m个三相次级绕组的组(10)。每组次级绕组(10)分别由每个P变压器(7)的m个三相次级绕组形成，并且，每组次级绕组(10)借助相关的次级绕组(9)连接到相应的一个部分转换器电路(1)的整流器单元(2)。

Description

低谐波多相转换器电路

技术领域

本发明涉及电力电子设备领域。其基于多相转换器电路。

背景技术

多相转换器电路如今被用于许多电力电子设备应用。在这种情况下，对于这种转换器电路的要求首先是在AC电压电***中并且也在电负载的相上产生尽可能小的谐波，其中AC电压电***通常在输出侧连接到转换器电路，而电负载更常规地连接到转换器电路；其次是使用尽可能少的电子部件来传送进行尽可能高的功率。一种适合的多相转换器电路在EP 0913918A2中详细说明，且在图1中示出。其中，转换器电路处于18脉冲、三相转换器电路的形式，并且每相具有一个转换器电路元件，每个转换器电路元件包括18脉冲整流器单元、连接到该整流器单元的DC电压电路和连接到该DC电压电路的逆变器单元。根据EP 0913918A2或根据图1，每个逆变器单元的第一AC电压输出形成相连接。所述转换器电路的逆变器单元的第二AC电压输出也是星形连接的。另外，该转换器电路具有单个变压器，该变压器具有通常连接到AC电压电***的初级绕组。由于转换器电路的脉冲数为18，变压器具有九个三相次级绕组，九个三相次级绕组中的三个分别形成一组次级绕组，从而总共形成三组次级绕组。

GB 2330254A同样公开了一种多相转换器电路，其中为每相同样提供了一个转换器电路元件，每个转换器电路元件具有三个整流器单元。DC电压电路和连接到DC电压电路的逆变器单元然后连接到每个整流器单元。此外，GB 2330254A中的转换器电路具有三个变压器，每个变压器具有一个初级绕组和三个三相次级绕组。此外，每个次级绕组与三个转换器电路元件之一关联，在这种情况下，关联的转换器电路元件的每个整流器单元正好连接到与该转换器电路元件关联的一个次级绕组。

关于根据EP 0913918A2的多相转换器电路的一个问题是，尽管整流器单元的脉冲数为18且因此转换器电路的整体的脉冲数为18，会产生在初级绕组上且因此在AC电压电***中相关的并且关于该AC电压电***的电压和电流的基波、大于十七次谐波的谐波，然后这些谐波将相应剧烈程度的负载施加在AC电压电***上，特别是在具有高额定阻抗的弱AC电压电***的情况下。因此，谐波对转换器电路的这种效应是特别不理想的。

发明内容

因此本发明的目的是提供一种多相转换器电路，其产生相对于AC电压电***的电压和电流的基波尽可能低的谐波，该AC电压电***在输入侧连接到转换器电路，所述转换器电路也具有简单而鲁棒的设计。该目的由根据本发明的实施例来实现。

根据本发明的多相转换器电路总体上包括p≥3个输出相和为每相所提供的转换器电路元件，每个转换器电路元件具有整流器单元、连接到整流器单元的DC电压电路和连接到DC电压电路的逆变器单元。此外，每个逆变器单元的第一AC电压输出形成相连接。此外，逆变器单元的第二AC电压输出是星形连接的。根据本发明，现在总体上提供了n个变压器，每个变压器具有一个初级绕组和m个三相次级绕组，其中n≥2和m≥3。此外，总体上提供了p组次级绕组，每组次级绕组分别由每个变压器的

个三相次级绕组形成，并且具有关联次级绕组的每组次级绕组连接到相应转换器电路元件的整流器单元。因此每组次级绕组与相应的仅一个转换器电路元件或相应的仅一个转换器电路元件的整流器单元相关联，在这种情况下，该组次级绕组中的所有次级绕组连接到关联转换器电路元件的整流器单元。由于提供了n≥2个变压器且每组次级绕组分别由每个变压器的

个三相次级绕组形成，并且具有关联次级绕组的每组次级绕组连接到相应转换器电路元件的整流器单元，因而变压器的初级侧、即连接到转换器电路的AC电压电***的一侧的转换器电路的有效脉冲数大于整流器单元的脉冲数。较大的脉冲数的有利结果是，基本上只有关于在输入侧连接到转换器电路的AC电压电***的电压和电流的基波的该较大脉冲数以下的非常低的谐波。在最好的情况下，即，取决于操作状态，例如，在根据本发明具有脉冲数为18的整流器单元、p＝3相和n＝3个变压器的转换器电路的情况下，在变压器的初级侧得到关于AC电压电***的电压和电流的基波的脉冲数54，其结果是有利地基本上只产生关于AC电压电***的电压和电流的基波、低于53次谐波的非常低的谐波。因此AC电压电***，特别是具有高额定阻抗的弱AC电压电***，不负载或只在小程度上负载。

此外，由于上述所使用的部件及其接线，根据本发明的转换器电路具有简单而鲁棒的设计。

本发明的这些和其它目的、优点和特征从结合附图对本发明的优选实施例的以下详述中显而易见。

附图说明

图1示出多相18脉冲转换器电路的常规实施例，

图2示出根据本发明的多相转换器电路的第一实施例，

图3示出根据本发明的多相转换器电路的第二实施例，

图4示出如图1或图2中所示的根据本发明的多相转换器电路的转换器电路元件的第一实施例，其具有逆变器单元的第一实施例。

图5示出图4中所示的转换器电路元件的逆变器单元的第二实施例，

图6示出常规多相12脉冲转换器电路的输入侧电压的频谱，

图7示出常规多相12脉冲转换器电路的输入侧电流的频谱，

图8示出如图2中所示的根据本发明的转换器电路的输入侧电压的频谱，

图9示出如图2中所示的根据本发明的转换器电路的输入侧电流的频谱，以及

图10示出根据本发明的多相转换器电路的第三实施例。

附图中所使用的标号及其含义概括于标号列表中。原则上，附图中相同的部分给出相同的标号。所描述的实施例表示本发明的主题的实例，并不具有限制作用。

具体实施方式

图2示出根据本发明的多相转换器电路的第一实施例。图2中所示的转换器电路具有p＝3相R、Y、B，p≥3相R、Y、B通常可以想到。如图2所示，转换器电路包括提供给每一相R、Y、B的转换器电路元件1，每个转换器电路元件1具有整流器单元2、连接到整流器单元2的DC电压电路3、和连接到DC电压电路4的逆变器单元4。图2所示的整流器单元2具有x＝12的脉冲数，脉冲数x指示在输入侧连接到转换器电路的AC电压电***11的电压的一个周期内的开关脉冲数。此外，每个逆变器单元4的第一AC电压输出5形成相连接6。另外，图2所示的逆变器单元5的第二AC电压输出12呈星形连接。

根据本发明，现在总体上提供了n个变压器7，每个变压器具有一个初级绕组8和m个三相次级绕组9，其中n≥2和m≥3。如图2所示，有n＝2个变压器，每个变压器具有m＝3个三相次级绕组9。此外，总体上提供p组次级绕组10，每组次级绕组10分别由每个变压器7的

个三相次级绕组9形成，具有关联次级绕组9的每组次级绕组10连接到相应的转换器电路元件1的整流器单元2。于是每组次级绕组包括个次级绕组9。同样如图2所示，每组次级绕组10因此与相应的仅一个转换器电路元件1或者相应的仅一个转换器电路元件1的整流器单元2相关联，在这种情况下，该组次级绕组10中的所有次级绕组9连接到关联转换器电路元件1的整流器单元2。如图2所示，在p＝3相R、Y、B的情况下，还提供p＝3组的次级绕组10，每组次级绕组10分别由每个变压器7的三相次级绕组9形成，且每组次级绕组10包括两个次级绕组9。

由于总体上有n≥2个变压器7，以及每组次级绕组10分别由每个变压器7的

个三相次级绕组9形成，并且具有全部其关联次级绕组9的每组次级绕组10连接到相应的转换器电路元件1的整流器单元2，变压器7的初级侧8、即转换器电路的输入侧的转换器电路的有效脉冲数大于整流器单元1的脉冲数。较大的脉冲数的有利结果是，基本上只有关于在输入侧连接到转换器电路的AC电压电***11的电压和电流的基波的该较大脉冲数以下的非常低的谐波。另外，整流器单元2具有x＝12的脉冲数的常规多相转换器电路的输入侧电压的频谱见于图6。这种12脉冲转换器电路的设计对应于开始所描述的如图1所示的具有x＝18的脉冲数的公知转换器电路，和图1对比，该常规12脉冲转换器电路具有12脉冲整流器单元，并且单个变压器7在这种情况下包括六个三相次级绕组9，六个三相次级绕组9中的的两个形成一组次级绕组10，从而形成总共三组次级绕组10。此外，整流器单元2具有x＝12的脉冲数的常规多相转换器电路的输入侧电流的频谱见于图7。为了更好地说明如图2所示的根据本发明的转换器电路的较大有效脉冲数的上述优点，图2所示的根据本发明的转换器电路的输入侧电压的频谱见于图8，图2所示的根据本发明的转换器电路的输入侧电流的频谱见于图9。在最好的情况下，即，取决于操作状态，例如，在根据本发明具有脉冲数为x＝12的整流器单元2、 p＝3相R、Y、B和n＝2个变压器的转换器电路的情况下，在变压器7的初级侧得到关于AC电压电***11的电压和电流的基波的脉冲数36(x·p＝36)，其结果是有利地基本上只产生关于AC电压电***11的电压和电流的基波、低于35次谐波的非常低的谐波。因此AC电压电***11，特别是具有高额定阻抗的弱AC电压电***，就有利地不负载或只在小程度上负载。

图3示出根据本发明的多相转换器电路的第二实施例。和图2所示的第一实施例对比，图3所示的相应整流器单元2具有x＝18的脉冲数。此外，和图2所示的第一实施例对比，在图3所示的第二实施例中提供n＝3个变压器，每个变压器具有m＝3个三相次级绕组9。此外如图3所示，在p＝3相R、Y、B的情况下，还提供p＝3组的次级绕组10，每组次级绕组10分别由每个变压器7的三相次级绕组9形成，并且每组次级绕组10包括三个次级绕组9。以根据图3所示的第二实施例的转换器电路，在最好的情况下，即，取决于操作状态，例如，在具有脉冲数为x＝18的整流器单元2、p＝3相R、Y、B和n＝3个变压器的变压器7的初级侧得到关于AC电压电***11的电压和电流的基波的脉冲数54(x·p＝54)，其结果是有利地基本上只产生关于AC电压电***11的电压和电流的基波、低于53次谐波的非常低的谐波。

图10示出根据本发明的多相转换器电路的第三实施例。和图2和图3所示的第一和第二实施例对比，图10所示的相应整流器单元2具有x＝24的脉冲数。此外，在图10所示的第三实施例中，提供n＝2个变压器，每个变压器具有m＝6个三相次级绕组9。此外如图10所示，在p＝3相R、Y、B的情况下，还提供p＝3组的次级绕组10，每组次级绕组10分别由每个变压器7的三相次级绕组9形成，并且每组次级绕组10包括四个次级绕组9。以根据图10所示的第三实施例的转换器电路，在最好的情况下，即，取决于操作状态，例如，在具有脉冲数为x＝24的整流器单元2、p＝3相R、Y、B和n＝2个变压器的变压器7的初级侧得到关于AC电压电***11的电压和电流的基波的脉冲数72(x·p＝72)，其结果是有利地基本上只产生关于AC电压电***11的电压和电流的基波、低于71次谐波的非常低的谐波。

一般而言，且在图2和图3所示的根据本发明的转换器电路的实施例中，三相次级绕组9优选地关于一组次级绕组10相对于彼此而具有相移。分别关于一组次级绕组10中的两个次级绕组9的优选相移是度的整数倍。在图2所示的根据本发明的转换器电路的第一实施例中，因而产生分别关于一组次级绕组10中的两个次级绕组9的30度的整数倍的相移。此外，在图3所示的根据本发明的转换器电路的第二实施例中，因而产生分别关于一组次级绕组10中的两个次级绕组9的20度的整数倍的相移。此外，在图10所示的根据本发明的转换器电路的第三实施例中，因而产生分别关于一组次级绕组10中的两个次级绕组9的15度的整数倍的相移。在最好的情况下，即，取决于操作状态，这些相移在变压器7的初级侧导致有利的脉冲数，其已就图2、图3和图10在以上加以说明。

此外，一般而言，且在图2、图3和图10所示的根据本发明的转换器电路的实施例中，三相次级绕组9关于变压器7相对于彼此而具有相移。分别关于变压器7的两个次级绕组9的优选相移是

度或

度的整数倍，其中x是整流器单元2的上述脉冲数。分别关于变压器7的两个次级绕组9的相移的上述式子是等价的。在图2所示的根据本发明的转换器电路的第一实施例中，因而产生分别关于变压器7的两个次级绕组9的10度的整数倍的相移。此外，在图3所示的根据本发明的转换器电路的第二实施例中，产生分别关于变压器7的两个次级绕组9的

度的整数倍的相移。此外，在图10所示的根据本发明的转换器电路的第三实施例中，产生分别关于变压器7的两个次级绕组9的5度的整数倍的相移。此相移有利地导致关于在输入侧连接到转换器电路的AC电压电***的电压和电流的基波的谐波的次级侧消除。

此外，一般而言，且在图2、图3和图10所示的根据本发明的转换器电路的实施例中，变压器的初级绕组8相对于彼此而具有相移。分别关于两个初级绕组的优选相移是60/n度的整数倍。在图2所示的根据本发明的转换器电路的第一实施例和图10所示的第三实施例中，因而产生分别关于两个初级绕组8的30度的整数倍的相移。此外，在图3所示的根据本发明的转换器电路的第二实施例中，产生分别关于两个初级绕组8的20度的整数倍的相移。分别关于两个变压器7的初级绕组8的这个上述相移得到用于变压器7的次级绕组9的相同设置设计，其结果是生产得到简化，此外，因此而节省了成本。

图4说明图1或图2所示的根据本发明的多相转换器电路的转换器电路元件1的第一实施例，其具有逆变器单元4的第一实施例。转换器电路元件1包括上述DC电压电路3，其由两个串联连接的电容器形成，并具有第一主连接14、第二主连接15和由所述两个相互连接的相邻电容所形成的连接元件16。如图4所示，逆变器单元4具有两对支路13，用于连接三个开关电压电平，各对的支路13具有第一、第二、第三和第四可驱动、双向电力半导体开关S1、S2、S3、S4以及第五和第六电力半导体开关S5、S6。特别地，每个可驱动、双向电力半导体开关S1、S2、S3、S4由硬开关栅关断晶闸管(hard-switched gate turn-off thyristor)或由绝缘栅双极晶体管(IGBT)以及由与栅关断晶闸管或双极晶体管背对背并联连接的二级管形成。然而，也可以设想，上述可驱动、双向电力半导体开关处于例如具有亦背对背并联连接的二级管的电力MOSFET的形式。如图4所示，第五和第六电力半导体开关S5、S6是非驱动、单向电力半导体开关，均由二级管形成。在这种情况下，第五和第六电力半导体开关形成无源箝位开关组。如图4所示，在每对支路13的情况下，第一、第二、第三和第四电力半导体开关S1、S2、S3、S4串联连接，且第一电力半导体开关S1连接到第一主连接14，第四电力半导体开关S4连接到第二主连接15。此外，第五和第六电力半导体开关S5、S6串联连接，第五电力半导体开关S5和第六电力半导体开关S6之间的连接点连接到连接元件16，第五电力半导体开关S6连接到第一电力半导体开关S1和第二电力半导体开关S2之间的连接点，且第六电力半导体开关S6连接到第三电力半导体开关S3和第四电力半导体开关S4之间的连接点。图5示出图4所示的转换器电路元件1的逆变器单元4的第二实施例。与图4所示的逆变器单元4的第一实施例相比，在图5所示的逆变器单元4的第二实施例中，第五和第六电力半导体开关S5、S6同样是可驱动、双向电力半导体开关。特别地，每个可驱动、双向电力半导体开关S5、S6由硬开关栅关断晶闸管或由绝缘栅双极晶体管(IGBT)以及由与栅关断晶闸管或双极晶体管背对背并联连接的二级管形成。然而，同样可以设想上述可驱动、双向电力半导体开关处于例如具有亦背对背并联连接的二级管的电力MOSFET的形式。如图5所示，第五和第六电力半导体开关S5、S6于是形成有源箝位开关组。

图4所示的DC电压电路3优选地具有谐振电路17，其被调谐到谐波频率。谐振电路17包括电感和与该电感串联连接的电容，谐振电路17与在DC电压电路3中的两个串联连接的电容器并联连接。由于谐振电路17，DC电压电路3的DC电压中产生的例如关于AC电压电***11的电压的基波的较低次谐波，如二次谐波，有利地可以由对应的调谐滤出。

此外，平滑电感18连接在整流器单元2和DC电压电路3之间，如图4所示。该平滑电感18有利地用于平滑DC电压中间电路3中的直流。

此外，如图4所示，电流上升限制电路(current rise limit circuit)19有利地连接在DC电压电路3和逆变器单元4之间，特别地，所述电流上升限制电路19连接到DC电压电路3的第一主连接14、第二主连接15和连接元件16，在这种情况下，所述两对支路13连接到电流上升限制电路19，如图4所示。通过电流上升限制电路19，有利地可以限制在电力半导体开关S1、S2、S3、S4、S5、S6的开关过程中产生并且高于电力半导体开关S1、S2、S3、S4、S5、S6的最大允许值的电流上升率。

不言而喻，图4所示的具有上述部件17、18、19的转换器电路元件1也可以使用图5所示的逆变器单元4的第二实施例配置。

与图4所示的转换器电路元件1相比，也可以设想DC电压电路3仅由一个电容器形成，在这种情况下，DC电压电路3仅具有第一和第二主连接14、15而没有连接元件16。在这种情况下，逆变器单元4具有用于连接两个开关电压电平的两对支路，这两对支路连接到第一和第二主连接14、15。不言而喻，这样的转换器电路元件1也可以设有已经描述且在图4中所示的部件17、18、19。

在图3所示的根据本发明的转换器电路中，每个逆变器单元4具有相关的本地控制器单元20，逆变器单元4的可驱动电力半导体开关S1、S2、S3、S4、S5、S6连接到该相关的本地控制器单元20。此外，提供了高级控制器单元21，其被连接到每个本地控制器单元20。优选地在输入侧向图3所示的高级控制器单元21馈送每个相连接6的每个相连接电流实际值I_R，act.、I_Y，act.、I_B，act.，可连接到相连接5的旋转电机的转矩实际值M_act.和磁通量实际值Ф_act.。转矩实际值M_act.和磁通量实际值Ф_act.由单独的观测器(observer)根据相连接电流实际值I_R，act.、I_Y，act.、I_B，act.和相连接电压实际值观测到，其中为了清晰起见未在图3中示出观测器。此外，电压基准值U_ref存在于高级控制器单元21的输出处并且在输入侧馈送到每个本地控制器单元20。高级控制器单元21有利地观测诸如转矩实际值M_act.和磁通量实际值Ф_act.的电机变量。高级控制器单元21用于调节转矩并用于整个转换器电路的***控制。本地控制器单元20有利地用于调节相应转换器电路元件的DC电压电路3的中央点的电位。然后，为了驱动相关逆变器单元4的可驱动电力半导体开关S1、S2、S3、S4、S5、S6，根据电压基准值U_ref产生对应的开关信号，从而使存在于相应相连接6 的相电压对应于处于所调节的状态的相关电压基准值U_ref。本地控制器单元20和高级控制器单元21的这种分布式结构减少了整个转换器电路内部所需要的连接数量，并使与相相关的控制任务可以在可驱动电力半导体开关S1、S2、S3、S4、S5、S6上本地执行。

编号列表

1转换器电路元件

2整流器单元

3DC电压电路

4逆变器单元

5第一AC电压输出

6相连接

7变压器

8初级绕组

9次级绕组

10次级绕组的组

11AC电压电***

12第二AC电压输出

13支路对

14DC电压电路的第一主连接

15DC电压电路的第二主连接

16DC电压电路的连接元件

17谐振电路

18平滑电感

19电流上升限制电路

20本地控制器单元

21高级控制器单元。

Claims

1.一种多相转换器电路，具有p≥3相(R、Y、B)以及为每相(R、Y、B)所提供的转换器电路元件(1)，每个转换器电路元件(1)具有单个整流器单元(2)、连接到整流器单元(2)的DC电压电路(3)和连接到DC电压电路的逆变器单元(4)；

并且每个逆变器单元(4)的第一AC电压输出(5)形成相连接(6)，并且逆变器单元(4)的第二AC电压输出(12)呈星形连接，

其特征在于：提供n个变压器(7)，每个变压器具有一个初级绕组(8)和m个三相次级绕组(9)，其中n≥2和m≥3；

提供p组次级绕组(10)，每组次级绕组(10)分别由每个变压器(7)的

个三相次级绕组(9)形成，其中m取使为整数的值；并且

组成所述每组次级绕组(10)的三相次级绕组中的所有三相次级绕组(9)连接到相应转换器电路元件(1)的单个整流器单元(2)。

2.根据权利要求1所述的转换器电路，其特征在于：在一组次级绕组(10)中的所述三相次级绕组(9)对于所述一组次级绕组(10)而言相对于彼此而具有相移。

3.根据权利要求2所述的转换器电路，其特征在于：一组次级绕组(10)中的每两个次级绕组(9)的相移是

度的整数倍。

4.根据权利要求1到3之一所述的转换器电路，其特征在于：在变压器(7)中的所述三相次级绕组(9)对于所述变压器(7)而言相对于彼此而具有相移。

5.根据权利要求4所述的转换器电路，其特征在于：变压器(7)的每两个次级绕组(9)的相移是

度的整数倍，其中x是整流器单元(2)的脉冲数。

6.根据权利要求4所述的转换器电路，其特征在于：变压器(7)的每两个次级绕组(9)的相移是度的整数倍。

7.根据权利要求1到3之一所述的转换器电路，其特征在于：所述变压器(7)的初级绕组(8)相对于彼此而具有相移。

8.根据权利要求7所述的转换器电路，其特征在于：分别关于两个初级绕组(8)的相移是60/n度的整数倍。

9.根据权利要求1到3之一所述的转换器电路，其特征在于：所述DC电压电路(3)具有调谐到谐波频率的谐振电路(17)。

10.根据权利要求1到3之一所述的转换器电路，其特征在于：平滑电感(18)连接在所述整流器单元(2)和所述DC电压电路(3)之间。

11.根据权利要求1到3之一所述的转换器电路，其特征在于：电流上升限制电路(19)连接在所述DC电压电路(3)和所述逆变器单元(4)之间。

12.根据权利要求1到3之一所述的转换器电路，其特征在于：每个逆变器单元(4)具有相关的本地控制器单元(20)、逆变器单元(4)的连接到该相关的本地控制器单元(20)的可驱动电力半导体开关(S1、S2、S3、S4、S5、S6)；并且

提供连接到每个本地控制器单元(20)的高级控制器单元(21)。

13.根据权利要求12所述的转换器电路，其特征在于：在输入侧向所述高级控制器单元(21)馈送每个相连接(6)的每个相连接电流实际值(I_R，act.、I_Y，act.、I_B，act.)、可连接到相连接(6)的旋转电机的转矩实际值(M_act.)和磁通量实际值(Φ_act.)；并且

基准电压(U_ref)存在于所述高级控制器单元(21)的输出处并且在每个本地控制器单元(20)的输入侧馈送到所述每个本地控制器单元(20)。