JP4843938B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置の制御方法に関する。

従来技術として燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する構成が、特開２００２−１１８９８１号公報（特許文献１を参照されたい。）に示されている。この例では、図１に示すようにバッテリーがＤＣＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続されており、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙っている。また、ＤＣＤＣコンバータを不要にした技術として、本願発明者らは先願（出願番号2004-200545号）において、ＤＣＤＣコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリーの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換器の制御方法を開発している。
特開２００２−１１８９８１号公報（段落0004-0005、図１）

しかしながら、最初に挙げた例の構成においては、ＤＣＤＣコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータを全て含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリーを充放電するためにはＤＣＤＣコンバータを通過するために損失が発生する。そこで本発明は、ＤＣＤＣコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリーの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換器の制御方法を提供することを目的とする。

また、次に挙げた先願（出願番号2004-200545号）においては、その実施例では、モータなどの負荷から電源正極への電流経路に設けられた半導体スイッチをオン・オフさせるため、負荷から電源正極への経路を共にオフさせることも可能である。このように共にオフする場合に、モータのインダクタンスと電流の微分値によって端子に電圧が発生するため、半導体スイッチはこの電圧も想定した耐圧のものを使用せざるを得なくなる。そこで、本発明は、モータから直流電源の方向へ流れる経路を半導体スイッチのオン・オフ制御によって常に確保し、端子に発生する電圧を抑え、半導体スイッチのコスト低減を図ることを目的とする。

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による電力変換装置の制御方法は、
複数の直流電源のそれぞれから多相交流モータへの導通を断接し、複数の直流電源のそれぞれの出力電圧から電圧パルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し前記多相交流モータを駆動する第１スイッチ群と、前記多相交流モータを含む負荷から前記複数の直流電源のそれぞれへの導通を断接する第２スイッチ群と、を各相ごとに有する電力変換装置の制御方法であって、
各相において常に少なくとも１つの前記第２スイッチ群が導通状態となるようにし、前記多相交流モータを含む負荷から少なくとも一つの直流電源への電流経路を各相で確保する経路確保ステップ、
を含むことを特徴とする。

また、第２の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記経路確保ステップは、各相のモータ電圧指令値、あるいは生成されたパルスの指令信号の少なくとも１つに基づいて前記第２スイッチを制御することを特徴とする。

さらにまた、第３の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記経路確保ステップは、各相のモータの電圧指令値の制限値を算出し、制限された前記各相の電圧指令値に基づいて前記第２スイッチを制御することを特徴とする。

さらにまた、第４の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記経路確保ステップは、前記第２スイッチ群の全ての駆動信号に基づいて、前記第２スイッチ群が各相毎に全てオフであった場合に、各相における前記第２スイッチ群の少なくとも１つをオンすることを特徴とする。

さらにまた、第５の発明による電力変換装置の制御方法は、
各相における前記第１スイッチ群及び第２スイッチ群に対し電位の異なる極間経路の短絡を防止したスイッチ駆動パルス指令信号を生成する短絡防止スイッチ駆動パルス生成ステップと、
各相における前記第２スイッチ群に対し同極性の極間短絡を許可したスイッチ駆動パルス指令信号を生成する短絡許可スイッチ駆動パルス生成ステップと、を有し、
前記経路確保ステップは、前記第１スイッチ群に対して前記短絡を防止したスイッチ駆動パルス指令信号を出力すると共に、前記第２スイッチ群に対して前記同極性の極間短絡を許可したスイッチ駆動パルス指令信号を選択し出力する信号出力ステップを含むことを特徴とする。

さらにまた、第６の発明による電力変換装置の制御方法は、
各相における前記第１スイッチ群及び第２スイッチ群に対し電位の異なる極間経路の短絡を防止したスイッチ駆動パルス指令信号を生成する短絡防止スイッチ駆動パルス生成ステップと、
前記第２スイッチ群に対する前記短絡を防止したスイッチ駆動パルス指令信号の全てから、前記第２スイッチ群が各相毎に全てオフであることを判断する判断ステップと、を有し、
前記経路確保ステップは、前記判断ステップで各相毎に、前記第２スイッチ群が全てオフであると判断されたときに、各相における前記第２スイッチ群のうち少なくとも１つをオンさせるスイッチ操作ステップを含む、
ことを特徴とする。

さらにまた、第７の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記経路確保ステップが、
前記複数の直流電源の電圧値の大小比較に基づいて、前記多相交流モータを含む負荷から電圧の大きい直流電源への経路に設けられた第２スイッチを導通状態にする、
ことを特徴とする。

さらにまた、第８の発明による電力変換装置の制御方法は、
二つの直流電源をそなえ、前記二つの直流電源のうちの第一の直流電源の負極と、第二の直流電源の負極を接続し、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
第一の直流電源の正極から第二の直流電源の正極へ導通する経路における、第一の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第二の直流電源の正極との間のスイッチとの組がともにオフする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオフからオンへ切り換える第一の短絡防止時間生成ステップと、
第一の直流電源の正極から第二の直流電源の正極へ導通する経路における、第一の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第二の直流電源の正極との間のスイッチとの組がともにオンする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオンからオフへ切り換える第一の経路確保時間生成ステップと、
第二の直流電源の正極から第一の直流電源の正極へ導通する経路における、第二の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子と間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第一の直流電源の正極との間のスイッチの組がともにオフする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオフからオンへ切り換える第二の短絡防止時間生成ステップと、
第二の直流電源の正極から第一の直流電源の正極へ導通する経路における、第二の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第一の直流電源の正極との間のスイッチの組がともにオンする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオンからオフへ切り換える第二の経路確保時間生成ステップと、
第一の直流電源の正極電位が第二の直流電源の正極電位よりも大きい際に、第一の短絡防止時間生成ステップと第二の経路確保ステップとによるパルス生成を選択して出力するよう制御し、第一の直流電源の正極電位が第二の直流電源の正極電位よりも小さい際に、第一の経路確保時間生成ステップと第二の短絡防止時間生成ステップによるパルス生成を選択して出力するよう制御する信号出力ステップと、
前記電力変換装置の出力端子と負極との間のスイッチのオンパルスを、第一の短絡防止時間生成ステップと第二の短絡防止時間生成ステップによるパルス生成の結果を用いて、前記電力変換装置の出力端子と前記第二の直流電源の正極との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と前記第一の直流電源の正極との間のスイッチとが共にオンのときに生成するよう制御する制御ステップと、
を含むことを特徴とする。

さらにまた、第９の発明による電力変換装置の制御方法は、
前記信号出力ステップが、
前記複数の直流電源の電圧値の大小比較を行う際に、ヒステリシス制御を行うことができる閾値を使用する、
ことを特徴とする。

さらにまた、第１０の発明による電力変換装置の制御方法は、
各相のモータ電圧指令値は、電源電圧で電圧指令値が規格化された変調率指令値であって、各スイッチの短絡防止時間と、各交流電源の電圧値と、各交流電源の電力比率とに基づき、各相のモータ電圧指令値の制限値を求める、
ことを特徴とする。

さらにまた、第１１の発明による電力変換装置の制御方法は、
いずれか一方が回生可能な二つの直流電源を備え、前記二つの直流電源のうちの第一の直流電源の負極と、第二の直流電源の負極を接続し、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータの駆動電圧を生成する電力変換装置の制御方法であって、
前記電力変換装置の出力端子から第一の正極へ導通するスイッチの駆動信号と、前記電力変換装置の出力端子から第二の正極へ導通するスイッチの駆動信号と、前記スイッチの駆動信号がともにオフする駆動信号である場合に、回生可能な電源の正極に接続されたスイッチをオンさせる駆動信号を出力することを各相毎に行うステップ、
を含むことを特徴とする。

上述したように本発明の解決手段を方法として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する装置、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現され得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
例えば、第１の発明を装置として実現させると、本発明による電力変換装置の制御装置は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御装置であって、
各相のモータ電圧指令値、あるいは生成されたパルスの指令信号の少なくとも一つを用いて、前記交流モータを含む負荷から少なくとも一つの直流電源への電流経路を各相で確保する経路確保手段（回路）、
を含むことを特徴とする。

また、第５の発明を装置として実現させると、電力変換装置の制御装置は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御装置であって、
電位の異なる極間経路の短絡を防止したパルス指令信号を生成する短絡防止パルス生成手段（回路）と、
同極性の極間短絡を許可したパルス指令信号を生成する短絡許可パルス生成手段（回路）と、
前記交流モータを含む負荷から少なくとも一つの直流電源への電流経路を各相で確保するように、前記短絡を防止したパルス指令信号と、同極性の極間短絡を許可したパルス指令信号からいずれかを選択して出力する信号出力手段（回路）と、
を含むことを特徴とする。

第１の発明によれば、モータ電圧指令値やパルス指令信号の制御信号を用いて、負荷から直流電源の方向へ流れる経路を確保する信号を生成し、電流経路を確保し、端子に発生する電圧を抑え、耐圧の低い回路素子を使用できるようにすることで、電力変換装置のコストを低減することが可能になる。

また、第３の発明によれば、各相のモータ電圧指令値を制限することで、各相の負荷から直流電源の方向へ流れる経路を確保できる。また、第４の発明によれば、電力変換器のスイッチの駆動信号をもとに、負荷から直流電源の方向へ流れる経路に設けられたスイッチの少なくとも一つをオンの状態にするため、電流の経路を確保することができる。

第５の発明によれば、パルスの指令信号を生成する際に、短絡防止を考慮した信号と、同極性の極間の短絡を許可した信号を生成する。同極性の極間の短絡を認める事で、負荷から直流電源の方向へ流れる経路の開通時間を増やすことができ、負荷から直流電源の方向へ流れる経路を各相で確保することが可能になる。同極性の極間短絡を防止する場合と、許可する場合を選択して出力する事で、短絡電流による回路素子の損失を防ぐとともに、電流の経路を確保することができる。

さらにまた、第６の発明によれば、パルスの指令信号を生成する際に、短絡防止と電流の経路の確保を行い、さらに、指令信号の出力結果を判断し、負荷から直流電源の方向へ流れる経路に設けられたスイッチの少なくとも一つをオンの状態にする手段を設ける事で、パルスの指令信号の生成が動作しない状態などでも、電流の経路を確保することができる。

さらにまた、第７の発明によれば、電源電圧の大小判別を行い、短絡防止を考慮した信号と、同極性の極間の短絡を許可した信号を選択して出力する事で、短絡電流による回路素子の損失を防ぐとともに、電流の経路を確保することができる。また、第７の発明によれば、電源電圧の大小判別を行い、同極性の極間の短絡を許可したときに過大な短絡電流が流れない経路の信号を選択して出力する事で、短絡電流による回路素子の損失を防ぐとともに、電流の経路を確保することができる。

さらにまた、第８の発明によれば、電力変換装置の各スイッチのパルス生成時に、同極の短絡を防止する時間を設けた信号と、同極の短絡を許可する時間を設けた信号とを生成し、電源電圧の大小比較によって、これらの信号を選択して出力する事で、短絡電流による回路素子の損失を防ぐとともに、電流の経路を確保することができる。第９の発明によれば、電圧の大小比較にヒステリシスを設ける事で、電圧センサで検出した電圧信号に重畳されるノイズによる比較判別の頻繁な切り換えを防ぐことができ、スイッチのオン・オフ切り換えの損失を低減することができる。

さらにまた、各相のモータ電圧指令値に制限を設ける事で電流の経路の確保を行い、さらに、指令信号の出力結果を判断し、負荷から直流電源の方向へ流れる経路に設けられたスイッチの少なくとも一つをオンの状態にする手段を設ける事で、電流の経路を確保することができる。

さらにまた、第１０の発明によれば、変調率指令値と、デッドタイムと電源電圧と電力の比率から制限値を求める事で、これらの値が変化するような場合でも、各相のモータ電圧指令値を制限し、電流の経路を確保することができる。第１２の発明によれば、各スイッチの駆動信号を基に、回生可能な電源への電流の経路のスイッチをオンさせる事で、不要な平滑コンデンサの電圧上昇を伴わずに、電流の経路を確保することができる。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
図２は、本発明による制御方法を適用した電力変換装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。図に示すように、複数の直流電源1は、電力変換装置2を介してモータなどを含む負荷3に接続されている。電力変換装置2は、複数の電源を含む直流電源1のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで、負荷3の１つである交流モータの駆動電圧を生成する電圧生成手段（電力変換器）2aと、交流モータを含む負荷3から各々の直流電源への電流経路上のスイッチの全ての駆動信号に基づいて、前記スイッチが各相毎に全てオフであることを判断する判断手段2bと、各相のモータ電圧指令値、あるいは生成されたパルスの指令信号の少なくとも一つを用いて、前記交流モータを含む負荷から少なくとも一つの直流電源への電流経路を各相で確保する経路確保手段2cとをそなえる。
また、電力変換装置2は、各相のモータ電圧指令値の制限値を求める制限値算出手段2dと、前記制限値に各相のモータ電圧指令値を制限する電圧制限手段2eとをそなえる。さらに、電力変換装置2は、電位の異なる極間経路の短絡を防止したパルス指令信号を生成する短絡防止パルス生成手段2fと、同極性の極間短絡を許可したパルス指令信号を生成する短絡許可パルス生成手段2gと、前記交流モータを含む負荷から少なくとも一つの直流電源への電流経路を各相で確保するように、前記短絡を防止したパルス指令信号と、同極性の極間短絡を許可したパルス指令信号からいずれかを選択して出力する信号出力手段2hとをそなえる。

第一の実施例を説明する。図４は、本発明における電力変換装置の回路図を示している。電源10aの負極と、電源10bの負極が共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ20の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a,108a,109aとダイオード107b,108b,109bの組が接続される。電源10aの正極母線14とモータ20の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b,102a/102b,103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源10bの正極母線16とモータ20の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b,105a/105b,106a/106bをそれぞれ接続する。電源10aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源10bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。

電力変換器30は、共通負極母線と電源10aの正極母線と電源10bの正極母線、以上の３つの電位をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。Ｕ相（30U）、Ｖ相（30V）、Ｗ相（30W）の各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。

図３を用いて、電力変換装置の制御部４0の構成を説明する。41は、外部より与えられるトルク指令とモータの回転速度とから交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*とを演算するトルク制御手段である。42は、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とｄｑ軸電流値ｉd、ｉqとから、これらを一致させるための電圧指令値ｖd*、ｖq*を演算する電流制御手段である。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段48により３相電流ｉu、ｉｖから求められる。43は、ｄｑ軸電圧指令値ｖd*、ｖq*を３相電圧指令ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換するｄｑ／３相電圧変換手段である。44は、３相電圧指令を、電源10aから供給する電力Ｐaと、電源10bから供給する電力Ｐbの分配目標値（rto_pa、rto_pb）に応じて、それぞれの電源の電圧から生成するＵ相電圧指令ｖu_a*、ｖu_b*、Ｖ相電圧指令ｖv_a*、ｖv_b*、Ｗ相電圧指令ｖw_a*、ｖw_b*を生成する電圧分配手段である（以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源10a分電圧指令、電源10bから生成する電圧の指令を電源10b分電圧指令と記す）。45は、電源10aの電圧Ｖdc_a、電源10bの電圧Ｖdc_bを入力し、ｖu_a*、ｖu_b*、ｖv_a*、ｖv_b*、ｖw_a*、ｖw_b*正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段である。46は、瞬時変調率指令にＰＷＭを行う前の処理を行い最終的な瞬時変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c *、ｍv_a_c *、ｍv_b_c *、ｍw_a_c *、ｍw_b_c *を生成する変調率補正手段である。47は、最終的な瞬時変調率指令に基づいて電力変換器30の各スイッチをオン／オフするＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段である。

図３において、電圧分配手段44、規格化電圧指令生成手段45で電力の分配を所望の値にするための電圧指令値を生成する。電圧分配手段44には、電圧指令ｖu*、ｖv*、ｖw*と分配電力指令値rto_pa（＝１-rto_pb）が入力される。これらから、以下の計算により電源10a分電圧指令、電源10b分電圧指令を求める。
ｖu_a*＝rto_pa・ｖu*
ｖu_b*＝rto_pb・ｖu*
ｖv_a*＝rto_pa・ｖv*
ｖv_b*＝rto_pb・ｖv*
ｖw_a*＝rto_pa・ｖw*
ｖw_b*＝rto_pb・ｖu*

以下、変調率演算手段45、変調率補正手段46、ＰＷＭパルス生成手段47を図５、６、７を用いて詳細に説明する。図６は、図５の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。図７は、ＰＷＭパルスの生成方法を示したものである。以下の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。
変調率演算手段45
変調率演算手段45は、図６に示す演算２を行う。Ｕ相の電源10a分電圧指令ｖu_a*、電源10b分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)

変調率補正手段46
変調率補正手段46は、図５に示す演算３を行う。この演算では、電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと分配電力目標値rto_paとrto_pbを用いて、次の式に基づいて電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu*_bの補正を行う。

このように、電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu*_bに分配電力目標値の大きさに応じた値を乗じるとともにオフセット値を減算することで、分配電力目標値の大きさが大きい電源から生成する電圧を大きくできるようにしている。

ＰＷＭパルス生成手段47
図７において、電源10a用キャリアは、電源10aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源10b用キャリアとして三角波を設ける。これら二つの三角波キャリアは、上限が＋１、下限が―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図８をもとに次のようにおく。
Ａ：電源10aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源10aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源10bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源10bの方向へ導通するスイッチの駆動信号

まず、電源10aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源10aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加する。

図９を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。
デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = ｍu_a_c* ＋ Hd
ｍu_a_c_down* = ｍu_a_c* − Hd
ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr
キャリアとｍu_a_c*,ｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down* ≧ 電源10a用キャリア ならば Ａ ＝ ＯＮ
ｍu_a_c* ≦ 電源10a用キャリア ならば Ａ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c* ≧電源10a用キャリア ならば Ｅ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c_up* ≦電源10a用キャリア ならば Ｅ ＝ ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

また、電源10bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源10aの場合と同様であり、次のｍu_b_c_up*,ｍu_b_c_down*を求め、電源10b用キャリアとの比較を行う（図１０）。
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd
ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down* ≧ 電源10b用キャリア ならば Ｄ ＝ ＯＮ
ｍu_b_c* ≦ 電源10b用キャリア ならば Ｄ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c* ≧ 電源10b用キャリア ならば Ｃ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c_up* ≦電源10b用キャリア ならば Ｃ ＝ ＯＮ
このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。駆動信号Ｂは、ＡＮＤ回路などを使って生成された駆動信号ＥとＣのＡＮＤから生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＡＮＤ回路などを使ってＢをＥとＣのＡＮＤから生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図１１に示す。

上述のようにしてデッドタイムを付加した駆動信号を生成し、変調率指令値ｍu_a_c*,ｍu_b_c*が共に0である場合には、図１３に示したように、駆動信号EとCが共にオフとなる区間101が現れる。モータから電源の方向へ電流が流れている場合、ともにオフになる際に、モータのインダクタンスと電流の微分値によって、端子に電圧が発生する。このように半導体スイッチがともにオフとなる駆動信号を与える場合には、半導体スイッチの耐圧を、この電圧も想定した値のものを使用せざるを得ない。

本発明は、モータから直流電源の方向へ流れる経路を半導体スイッチのオン・オフ制御によって常に確保し、端子に発生する電圧を抑え、半導体スイッチのコスト低減を図ることを目的とする。図１２を用いて説明する。図１２は図５の変調率補整手段46の後に、変調率リミッタ46aを追加した構成になっており、46a以外の動作・構成は前述のものと変わらない（第２の発明のリミッタ、第１１の変調率リミッタ）。変調率リミッタ46aは、変調率に上限値を設定し、制限するリミッタであり、その上限値ｍu_a_c_maxは、次の値のように求める。

この式は、オフセット値から決まる出力可能な変調率の最大値から、デッドタイム相当の値をひいたものである。

図１４は、図１３で示した変調率指令値を変調率リミッタ46aを通過させた際のパルス生成結果を示している。図１４では、変調率の最大値を-Hdにそれぞれ制限しており、この結果、駆動信号EとCが共にオンとなる区間102を確保することが可能になる。これは、第２、第１２の発明の効果に相当する。

第二の実施例（第４・６・７・８・９の発明に相当）を以下に説明する。第二の実施例においては、第一の実施例の変調率補正手段46まで同じ手順・構成であり、ＰＷＭパルス生成手段47以降の差異について説明する。ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加して生成する際に、Ａと同時にオンすることを認めたＥの駆動信号Ｅ1を生成する。このＥ1の生成に用いるｍu_a_c_down2*を次のように求める（同極性の極間短絡を許可したパルス電圧生成手段）。
ｍu_a_c_down2* = ｍu_a_c* − 2Hd
キャリアとｍu_a_c_down2*の比較を行って、駆動信号Ｅ1 を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down2* ≧ 電源10a用キャリア ならば Ｅ1 ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c_down* ≦ 電源10a用キャリア ならば Ｅ1 ＝ ＯＮ
このようにして生成された駆動信号Ａ、Ｅ、Ｅ1 を図１５に示す。同様にＤとＣのスイッチの駆動信号を生成する際に、Ｄと同時にオンすることを認めたＣの駆動信号Ｃ1を生成する。
ｍu_b_c_down2* = ｍu_b_c* − 2Hd
ｍu_b_c_down2* ≧電源10b用キャリア ならば Ｃ1 ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c_down* ≦電源10b用キャリア ならば Ｃ1 ＝ ＯＮ
このようにして生成された駆動信号Ｅ1・Ｃ1は、電源の正極間の短絡を生じるが、電源電圧の大小関係によっては、正極間の経路の一方を短絡させても短絡電流は流れない。例えば、Ｖdc_a ＞ Ｖdc_b であるとき、ＤとＣが同時にオンしても、この経路は半導体スイッチによって阻止されるため、短絡電流は流れず、Ｖdc_a ＜ Ｖdc_b であるときには、ＡとＥが同時オンであっても短絡電流は流れない。また、Ｖdc_a と Ｖdc_b の電位差が小さければ、ＡとＥ、ＣとＤのどちらの経路を短絡させても、大きな短絡電流は流れない。この考えに基づいて、電圧の大小関係を判定し、正極間の短絡を許可する経路を選択する。

電源10aの電圧Ｖdc_aと電源10aの電圧Ｖdc_bを検出し、電圧判別信号を生成する。電圧判別信号はＶdc_b＞Ｖdc_aでＨ信号とする。この判別の際にヒステリシス制御ができるような閾値を設けて制御を行い、電圧センサの信号に重畳されたノイズによる判別信号の切り換えによる各スイッチのチャタリングを防ぐ。閾値として使用するヒステリシス幅をＶhsとすると、電圧判定信号は次のように生成される。
Ｖdc_b＞Ｖdc_a＋Ｖhs ならば 電圧判定信号ＬをＨへ切り換え
Ｖdc_b＜Ｖdc_a−Ｖhs ならば 電圧判定信号ＨをＬへ切り換え
ヒステリシス幅Ｖhsは、電圧信号のノイズの大きさを観測して決定する（第９の発明に相当）。

このようにして生成された電圧判定信号と、前述の方法で生成された駆動信号Ｅ・Ｅ1、Ｃ・Ｃ1を図１６に示した論理回路に入力し、正極間の短絡を許可した駆動信号、許可しない駆動信号を選択する（第６・７・８の発明に相当）。
電圧判定信号がＨであるとき、ＥとＥ1の論理和ＯＲがとられ、新たな駆動信号Ｅ2が出力され、この駆動信号Ｅ2がＥの駆動信号となる。このとき、Ｅ1はＥのオンパルスよりも長く生成しているため、Ｅ2はＥ1と等しくなるため、Ｅの駆動信号としてはＥ1が選択されたことになる。また、Ｃ2はＣを出力することになる。
電圧判定信号がＬであるときには、ＥがＥ2として選択されて出力されるとともに、Ｃ2はＣ1を出力する。このようにして、生成された駆動信号Ｅ2とＣ2を駆動信号Ｅ、Ｃに置き換えて、各スイッチのオン・オフに用いる。

電圧に応じて、正極間の短絡を許可することで、電力変換器の出力端子から、いずれかの正極への電流経路が確保できるようになる。図１８は、電圧判定信号がＨ、変調率の指令値は、ｍu_b_c*=ｍu_a_c*=0であり、この時、本発明によって、105に示したようにE,Cのオン時間が確保され、正極への電流経路が確保されている。
このようにして、モータから直流電源の方向へ流れる経路を半導体スイッチのオン・オフ制御によって常に確保し、スイッチの端部に発生する電圧を抑え、半導体スイッチのコスト低減を図ることが可能になる。

第三の実施例を以下に説明する。第三の実施例では、第一の実施例、第二の実施例、或いは第一の実施例の46aを用いない構成によって生成された駆動信号Ｅ、Ｃを入力とし、モータから直流電源の方向への電流経路を確保した駆動信号Ｅ、Ｃを新たに出力する回路であり、図１７の論理回路で構成する。駆動信号Ｅと駆動信号Ｃが共にオフでありＬの信号であるとき、否定論理和ＮＯＲの出力はＨとなる。これと、元の駆動信号Ｅの論理和ＯＲをとれば、出力される新たな駆動信号ＥはＨとなる。すなわち、この回路に信号を通すことによって、ＥとＣが共にオフの信号である時に、Ｅをオンさせることで、モータから電源への電流経路を確保することが可能である。

また、電源10bを充電可能な二次電池とし、電源10aを充電不可能な電源、例えば直流発電機とすると、図１７の回路の入力である駆動信号Ｅ、Ｃがともにオフし続けると、出力のＥはオンし続ける。このとき、電源からモータの方向のスイッチもオフし続ける場合には、モータの誘起電圧によって、電源10bが充電される。
逆に、電源10bが充電不可能な電源の場合に、前述のような各スイッチの状態が続くと、平滑コンデンサのみが充電され、この電圧が上昇するため、電圧の上昇から回路素子を保護するための手段を設ける必要が生じる。このように、モータから回生可能な電源への電流経路が確保できるように、論理回路での信号を選択すれば、平滑コンデンサの不要な電圧上昇を生じることなく、それに伴う保護などの制御装置を簡素化することができる（第１１の発明に相当）。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。

従来のモータ制御システムの構成を示す図である。 本発明による電力変換装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。 本発明による電力変換装置の制御方法の使用に適したモータ制御システムの一例を示す構成図である。 本発明の一部である電力変換器の一例を示す構成図である。 図３一部を抜き出した構成図である。 図５の各ブロックの演算を示すフローチャートである。 第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段での演算を示す図である。 図４からU相のみを抜き出した構成図である。 三角波比較によるＡとＥのパルス生成を示す図である。 三角波比較によるＤとＣのパルス生成を示す図である。 デッドタイムが付加されたパルス生成の例を示す図である。 図５に変調率リミッタを付加した制御システムの構成図である。 図５の制御システムによるパルス生成の一例を示す図である。 図１２の制御システムによるパルス生成の一例を示す図である。 同極性の短絡を許可した三角波比較によるＡとＥのパルス生成を示す図である。 駆動信号の選択を行う回路図である。 第三の実施例における駆動信号処理の回路図である。 第二の実施例におけるパルス生成の一例を示す図である。

符号の説明

1 複数の直流電源
2 電力変換装置
2a 電圧生成手段
2b 判断手段
2c 経路確保手段
2d 制限値算出手段
2e 電圧制限手段
2f 短絡防止パルス生成手段
2g 短絡許可パルス生成手段
2h 信号出力手段
3 モータなどを含む負荷
10a,10b 電源
12,13 平滑コンデンサ
14 電源10aの正極母線
15 共通負極母線
16 電源10bの正極母線
20 モータ
101a/101b,102a/102b,103a/103b 半導体スイッチ
104a/104b,105a/105b,106a/106b 半導体スイッチ
107a,108a,109a 半導体スイッチ
107b,108b,109b ダイオード
30 電力変換器
30U Ｕ相のスイッチ群
30V Ｖ相のスイッチ群
30W Ｗ相のスイッチ群
40 制御装置
41 トルク制御手段
42 電流制御手段
43 ｄｑ／３相電圧変換手段
44 電圧分配手段
45 変調率演算手段
46 変調率補正手段
47 ＰＷＭパルス生成手段
48 ３相／ｄｑ電圧変換手段
46a 変調率リミッタ

Claims (10)

1. 複数の直流電源のそれぞれから多相交流モータへの導通を断接し、複数の直流電源のそれぞれの出力電圧から電圧パルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し前記多相交流モータを駆動する第１スイッチ群と、
   前記多相交流モータを含む負荷から前記複数の直流電源のそれぞれへの導通を断接する第２スイッチ群と、
   を各相ごとに有する電力変換装置の制御方法であって、
   各相において常に少なくとも１つの前記第２スイッチ群が導通状態となるようにし、前記多相交流モータを含む負荷から少なくとも一つの直流電源への電流経路を各相で確保する経路確保ステップ、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記経路確保ステップは、各相のモータ電圧指令値、あるいは生成されたパルスの指令信号の少なくとも１つに基づいて前記第２スイッチを制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
3. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記経路確保ステップは、各相のモータの電圧指令値の制限値を算出し、制限された前記各相の電圧指令値に基づいて前記第２スイッチを制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
4. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記経路確保ステップは、前記第２スイッチ群の全ての駆動信号に基づいて、前記第２スイッチ群が各相毎に全てオフであった場合に、各相における前記第２スイッチ群の少なくとも１つをオンすることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
5. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   各相における前記第１スイッチ群及び第２スイッチ群に対し電位の異なる極間経路の短絡を防止したスイッチ駆動パルス指令信号を生成する短絡防止スイッチ駆動パルス生成ステップと、
   各相における前記第２スイッチ群に対し同極性の極間短絡を許可したスイッチ駆動パルス指令信号を生成する短絡許可スイッチ駆動パルス生成ステップと、を有し、
   前記経路確保ステップは、前記第１スイッチ群に対して前記短絡を防止したスイッチ駆動パルス指令信号を出力すると共に、前記第２スイッチ群に対して前記同極性の極間短絡を許可したスイッチ駆動パルス指令信号を選択し出力する信号出力ステップを含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
6. 請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
   各相における前記第１スイッチ群及び第２スイッチ群に対し電位の異なる極間経路の短絡を防止したスイッチ駆動パルス指令信号を生成する短絡防止スイッチ駆動パルス生成ステップと、
   前記第２スイッチ群に対する前記短絡を防止したスイッチ駆動パルス指令信号の全てから、前記第２スイッチ群が各相毎に全てオフであることを判断する判断ステップと、を有し、
   前記経路確保ステップは、前記判断ステップで各相毎に、前記第２スイッチ群が全てオフであると判断されたときに、各相における前記第２スイッチ群のうち少なくとも１つをオンさせるスイッチ操作ステップを含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
7. 請求項５または６に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記経路確保ステップは、前記複数の直流電源の電圧値の大小比較に基づいて、前記多相交流モータを含む負荷から電圧の大きい直流電源への経路に設けられた第２スイッチを導通状態にすることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
8. 二つの直流電源をそなえ、前記二つの直流電源のうちの第一の直流電源の負極と、第二の直流電源の負極を接続し、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで駆動電圧を生成し交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
   第一の直流電源の正極から第二の直流電源の正極へ導通する経路における、第一の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第二の直流電源の正極との間のスイッチとの組がともにオフする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオフからオンへ切り換える第一の短絡防止時間生成ステップと、
   第一の直流電源の正極から第二の直流電源の正極へ導通する経路における、第一の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第二の直流電源の正極との間のスイッチとの組がともにオンする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオンからオフへ切り換える第一の経路確保時間生成ステップと、
   第二の直流電源の正極から第一の直流電源の正極へ導通する経路における、第二の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子と間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第一の直流電源の正極との間のスイッチの組がともにオフする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオフからオンへ切り換える第二の短絡防止時間生成ステップと、
   第二の直流電源の正極から第一の直流電源の正極へ導通する経路における、第二の直流電源の正極と前記電力変換装置の出力端子との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と第一の直流電源の正極との間のスイッチの組がともにオンする所定の時間を経過した後に、前記スイッチの組のいずれかをオンからオフへ切り換える第二の経路確保時間生成ステップと、
   第一の直流電源の正極電位が第二の直流電源の正極電位よりも大きい際に、第一の短絡防止時間生成ステップと第二の経路確保ステップとによるパルス生成を選択して出力するよう制御し、第一の直流電源の正極電位が第二の直流電源の正極電位よりも小さい際に、第一の経路確保時間生成ステップと第二の短絡防止時間生成ステップによるパルス生成を選択して出力するよう制御する信号出力ステップと、
   前記電力変換装置の出力端子と負極との間のスイッチのオンパルスを、第一の短絡防止時間生成ステップと第二の短絡防止時間生成ステップによるパルス生成の結果を用いて、前記電力変換装置の出力端子と前記第二の直流電源の正極との間のスイッチと、前記電力変換装置の出力端子と前記第一の直流電源の正極との間のスイッチとが共にオンのときに生成するよう制御する制御ステップと、
   を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
9. 請求項７又は８に記載の電力変換装置の制御方法において、
   前記複数の直流電源の電圧値の大小比較を行う際に、ヒステリシス制御を行うことができる閾値を使用する、
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
10. 請求項３に記載の電力変換装置の制御方法において、
    各相のモータ電圧指令値は、電源電圧で電圧指令値が規格化された変調率指令値であって、各スイッチの短絡防止時間と、各交流電源の電圧値と、各交流電源の電力比率とに基づき、各相のモータ電圧指令値の制限値を求める、
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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