近年、2.4GHz帯または5GHz帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、IEEE802.11g規格、IEEE802.11a規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用い、最大で54Mbpsの伝送速度を実現している。
ただし、ここでの伝送速度とは物理レイヤ上での伝送速度であり、実際にはMAC(Medium Access Control)レイヤでの伝送効率が50〜70%程度であるため、実際のスループットの上限値は30Mbps程度である。一方で、有線LANの世界ではEthernet(登録商標)の100Base−Tインタフェースをはじめ、各家庭にも光ファイバを用いたFTTH (Fiber to the home)の普及から、100Mbpsの高速回線の提供が普及しており、無線LANの世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。
そのための技術としては、MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技術が有力である。このMIMO技術とは、送信側の無線通信装置において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信側の無線通信装置において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ/受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信側の無線通信装置で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。
ここで、N本の送信アンテナを用いてN系統の信号を送信し、M本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信する無線通信装置の各アンテナ間にはM×N個の伝送のパスが存在し、第i送信アンテナから送信され第j受信アンテナで受信される場合の伝達関数をhj,iとし、これを第(j,i)成分とするM行N列の行列をHと表記する。さらに、第i送信アンテナからの送信信号をtiとし(t1,t2,t3,…tN)を成分とする列ベクトルをTx、第jアンテナでの受信信号をrjとし(r1,r2,r3,…rM)を成分とする列ベクトルをRx、第j受信アンテナの熱雑音をnjとし(n1,n2,n3,…nM)を成分とする列ベクトルをnと表記する。この場合、以下の関係式が成り立つ。
したがって、式(1)の関係式をもとに、送信のためには、受信側の無線通信装置で受信された信号Rxをもとに、送信信号Txを推定する技術が求められている。
上記のMIMO通信においては、伝搬路の情報を利用して、その伝搬路に対して最適な状況で信号を送信することにより、最も効率的に通信を行うことができる。例えば、固有モードSDM(Space Division Multiplexing)方式を用いたMIMO伝送においては、信号の伝送方向のMIMOチャネルの伝達関数行列Hを送信側の無線通信装置で取得できた場合に、この伝達関数行列Hに対応した送信信号の最適化を行う。
具体的には、伝達関数行列Hとそのエルミート共役な行列HHの積を対角化可能なユニタリ行列Uを生成し、このユニタリ行列で送信信号を変換して信号を送信する。このユニタリ変換行Uと伝達関数行列Hの間には以下の関係式が成り立つ。
式(2)において、右辺の行列Λは、対角成分のみが値を持ち、その他の成分がゼロである対角行列である。このような特徴を持つユニタリ行列Uを列ベクトルTxに作用させで信号を送信することにより、式(1)は以下のように変換される。
式(3)への変換により、送信信号はMIMOチャネル毎に直交化され、受信側での処理において簡易なZF(Zero Forcing)方式を用いた場合であっても、各送信信号をMIMOチャネル毎のSNR(Signal Noise Ratio)特性が良好になるように調整することができる。また、このユニタリ行列の各列ベクトルは、送信信号である列ベクトルTxを各送信アンテナに分配する際の各アンテナに乗算する係数、すなわち送信ウエイトベクトル(各成分を送信ウエイトと呼ぶ)を与える。
この送信ウエイトを用いることで、各MIMOチャネル毎に直交したビーム形成を行い、それぞれのビーム、すなわち固有ビームに相当するチャネルの利得がその固有ベクトルの固有値となる。したがって、全MIMOチャネルのチャネル容量Cの上限は以下の式(4)で与えられる。
式(4)において、Bは帯威福、Piは第i番のMIMOチャネルの総送信電力、σ2は雑音電力の分散値を意味する。式(4)から、どの程度の伝送レートの伝送モードを適用可能か、またさらにどの程度の数のMIMOチャネルを多重化できるかが推定できる。
ここで、伝送モードとは、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、64QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調方式と誤り訂正の符号化率の組み合わせにより規定されるモードのことである。
ちなみに、式(4)の中の送信電力Piは全てのMIMOチャネルに共通の値である必要はなく、また、MIMOチャネル毎に伝送モードを変更しても構わない。一般に、注水定理と呼ばれる手法を用いることでこのPiの値を最適化することが可能である。この中で、Pi=0となるMIMOチャネルが存在した場合、そのチャネルは実際の伝搬には用いずに、他のMIMOチャネルに電力を配分した方が効率的であることを意味している。つまり、MIMOの多重数を元々の上限値よりも少なく設定することになる。このようにして、多重化するMIMOチャネルの最適値を判断することも可能である。
いずれにしろ、ここで重要なのは、送信側でMIMOチャネルの情報、すなわち伝達関数行列Hを把握できているという点である。この情報を送信側の無線通信装置で取得することにより、信号送信時の送信ウエイトを最適化したり、伝送モードやMIMO多重数を最適化することが可能となる。この結果、通信状態を良好な状態に保ち、無用な伝送エラーおよびそれに伴う再送を避けることが可能となる。なお、OFDM変調方式を用いるシステムの場合には、サブキャリア毎に伝達関数行列が異なり、全て、あるいは一部のサブキャリアの伝達関数行列を取得する必要がある。
このように、送信側の無線通信装置においてMIMOチャネルの伝達関数行列が取得できた場合の利用方法は様々であるが、問題はその情報の取得方法である。最も単純な例として、双方向のMIMO伝送であれば、MIMO信号の受信時に推定した伝達関数行列を記憶しておき、次回の送信時にこれを利用するというものがある。しかし、一般の無線通信では基地局装置から端末としての無線通信装置へのダウンストリームでの伝送が支配的であり、その逆方向であるアップストリームにおいてMIMO伝送が利用されるケースは稀である。また、通常のトラヒックはバースト的であり、一方方向の伝送が連続的に続き、しばらく時聞か空いてから逆方向のデータが流れることが一般的で、この間に伝搬路の状況は時間と共に大きく変動することが予想される。
上記のような一般の無線通信では、上述した効率的な伝送に利用するには精度が低すぎる。またさらに、例えば、最大4多重までが可能なシステムであっても、MIMO伝送の受信信号における多重数が2多重であった場合には、3多重、または4多重を行う場合の情報を得るには不十分である。
このような問題を解決するための技術が特許文献1において提案されている。特許文献1に示される技術は、固有モードSDM方式のひとつの実現方法を提案するものであるが、その中で伝達関数行列Hの取得方法についても言及している。
図21に、従来方式における伝達関数情報の収集方法の例を示す。ここでは、上側に第1の無線通信装置、下側に第2の無線通信装置を配置し、これらの無線通信装置の間で伝達される情報について横軸を時間として示した。図21において、符号101は無線制御パケット#1、符号102は無線制御パケット#2、符号103は、無線データパケットである。
第1の無線通信装置はデータを送信するにあたり、まず無線制御パケット#1(101)を第2の無線通信装置に向けて送信する。この無線制御パケット#1(101)は、大きく2種類の選択肢を含み、MIMOチャネルの伝達関数を推定するためのMIMOプリアンブルの送信要求を含むか、あるいは、自らMIMOプリアンブルを送信すると共にチャネル推定結果としての伝達関数情報の返送要求を含むことになる。
第2の無線通信装置では、上記の2種類の選択肢の前者の場合には無線制御パケット#2(102)としてMIMOプリアンブルを含む信号を送信する。これにより、第2の無線通信装置から第1の無線通信装置方向の伝達関数行列を取得することが可能となる。
一方、後者の場合には、第2の無線通信装置はチャネル推定結果としての伝達関数情報を収容して無線制御パケット#2(102)を第1の無線通信装置に返送する。これにより、第1の無線通信装置から第2の無線通信装置方向の伝達関数行列を取得することが可能となる。このようにして取得した伝達関数に関する情報をもとに、第1の無線通信装置はユーザデータを収容した無線データパケット(103)を送信する。
ここで、第1の無線通信装置から第2の無線通信装置方向への伝達関数行列HFWと、その逆方向である第2の無線通信装置から第1の無線通信装置方向への伝達関数行列HBWとは、所定の変換処理を行うことで関係付けることができる。送信側のアンテナ端と受信側のアンテナ端の聞の伝達関数行列そのものは、行列の転置処理で対応付けることが可能であるが、実際の上記式(1)などで示される伝達関数行列Hは、送信側の無線部(送信パワーアンプや周波数変換器(アップコンバータ)等を含む)毎の増幅率及び位相の回転に相当する物理量と、受信側の無線部(ローノイズアンプや周波数変換器(ダウンコンバータ)等を含む)毎の増幅率及び位相の回転に相当する物理量に依存する。例えば第k(k=1 or 2)の無線通信装置の第iアンテナにおける無線部(送信側)及び無線部(受信側)の増幅率及び位相の回転に相当する複素数の物理量をそれぞれαk,i、βk,iとする。同様に送受信アンテナ端間の空間のみに依存した伝達関数行列をHspとする。{αk,i}を対角成分とする対角行列をAk、{βk,i}を対角成分のもつ対角行列をBkとすると、実効上の伝達関数行列は以下の式(5)及び式(6)で表される。
なお、行列tHspとは、Hspの転置行列を表す。以上の式(5)及び(6)より、次の関係式が得られる。
式(7)において、行列B1 −1・A1とは{α1,i/β1,i}を対角成分とする対角行列となる。同様に、行列B2 −1・A2とは{α2,i/β2,i}を対角成分とする対角行列となる。
通信を開始する際に、これらの情報をお互いに通知しあうことをすれば、式(7)を用いて、第2の無線通信装置から第1の無線通信装置方向への伝達関数行列に基づいて、その逆方向である第1の無線通信装置から第2の無線通信装置方向への伝達関数行列を簡易に算出することが可能である。したがって、先ほどの無線制御パケット#1(101)の利用方法としては、前者および後者のいずれの選択肢を用いても、所望の伝達関数行列HFWを取得することは可能である。
ただし、その際の効率に関しては若干異なる。例えば、前者の無線制御パケット#2(102)において、伝達関数行列に関する情報を返送する場合を考える。この場合の極端な例として第1の無線通信装置が8本のアンテナを備え、第2の無線通信装置が4本のアンテナを備える場合を考える。一般に、無線システムにおける基地局装置は端末となる無線通信装置に比べて高機能に設計され、無線システムにおける無線通信装置は、多数の無線通信装置のコストを抑えるため、そのハードウエア構成は可能な限り軽いことが望ましいため、前記のような構成は想定され得る。
このような場合、MIMOチャネルとしては8×4=32通りの伝送パスが存在する。パス毎に伝達関数の情報が規定されるだけでなく、IEEE802.11a/gのようにOFDM変調方式を用いる場合には、48のデータサブキャリアについて個別に情報を通知する必要がある。あるサブキャリアのひとつのパスの伝達関数情報を、実数部に12ビット、虚数部に12ビットを割り当てて表現する場合、全体としては、48サブキャリア×32パス×3バイト(2×12ビット)=4068バイトの情報量になる。
伝達関数情報は、制御情報であることから、ある程度信頼性の高い伝送モードを用いることが期待されるが、仮にIEEE802.11a/gにおける160QAM R=1/2の24Mbpsの伝送モードを仮定すると、1OFDMシンボルで伝送可能な容量は12バイトなので、384OFDMシンボルも要することになる。これは時間に換算して約1.5msである。この時間は、あまりに重い負荷であり、実際にはこれにプリアンブル等の各種オーバヘッドが付与されることを考えると、実際の通信では殆ど許容できない。
一方、後者の無線制御パケット#2(102)にMIMOプリアンブルを収容して伝送する場合を考える。第2の無線通信装置のアンテナ4本分のプリアンブルとしては、例えば、最も単純に1シンボル毎にアンテナを切り替えてプリアンブルを送信する場合には、4シンボルで済む。上記に比べて、1/96倍のオーバヘッドに相当する。このように、OFDM変調方式の適用や、利用するアンテナの本数が多くなるにつれて、後者の優位性は際立つものとなる。
次に、MIMOチャネルのチャネル推定の手法についての従来技術を以下に説明する。まず初めに、空間多重を行わないSISO(Single-Input Single-Output)伝送の場合の無線データパケットの構成例を図22に示す。図22において、符号111はショートトレーニング信号、符号112はロングトレーニング信号、符号113はPLCP制御情報(PLCP:Physical Layer Convergence Protocol)、符号114はデータを表す。
無線通信では、データの送信に先立ち、既知のプリアンブル信号が付与される。このプリアンブル信号の役割は、タイミング検出、AFC(Automatic Frequency Control)、AGC(Automatic Gain Control)に加えて、伝搬路の伝達関数情報の取得があげられ、この目的のために、実際のデータや制御情報の送信に先行して送信される。補足すると、この種の信号はプリアンブル信号、トレーニング信号、及びパイロット信号等の様々な名称で呼ばれることがある。また、以下の説明において、「直交パイロット信号」とは、直交関係にある複数のロングトレーニング信号、またはプリアンブル信号のことを示すものとする。また、プリアンブル信号には、ショートトレーニング信号を含むものとする。
例えば、IEEE802.11a/gなどでは、タイミング検出、AFC、AGC等の目的と、伝達関数情報の取得の目的で付与される信号があり、前者の目的で付与される信号はショートトレーニング信号111と呼ばれ、後者の目的で付与される信号はロングトレーニング信号112と呼ばれる。もちろん、上記の目的のみでなく、ロングトレーニング信号112でタイミング検出を行い、ショートトレーニング信号111で荒く調整したAFC、AGC等をより高精度で引き込むためにロングトレーニング信号112を用いることもある。このようなプリアンブル信号には、PLCP制御信号113が後続し、この情報に、PLCP制御信号113に後続するデータ114に関する制御情報が規定される。また、データの長さや、データに適用される変調モードなどもPLCP制御情報113に含まれる。
PLCP制御情報113をもとに、受信側ではデータ114の復調を行い、送信側で送信したユーザデータの再生を行う。この例ではIEEE802.11a/g等のパケットベースの無線通信を想定しているが、例えばHiperLAN/2(日本ではHisWANa:High Speed Wireless Access Systemと呼ばれる)等のTDMA(Time Division Multiple Access)方式を用いた通信の場合には、PLCP制御情報113は別途送信されたりすることもある。一般的に言えることは、伝達関数情報のチャネル推定に必要なロングトレーニング信号112のプリアンブル信号がデータ114に先行して送信される点である。
以上のSISO通信の場合に対し、MIMO通信の場合の無線データパケットの構成例を図23に示す。図23において、符号121−1と121−2はショートトレーニング信号、符号122−1と122−2はロングトレーニング信号、符号123−1と123−2はPLCP制御情報、符号124−1と124−2はMIMO用ロングトレーニング信号、符号125−1と125−2はデータを表す。基本的に、ショートトレーニング信号121−1と121−2、ロングトレーニング信号122−1と122−2は、PLCP制御情報123−1と123−2は、それぞれ同一の信号である。
まず、ショートトレーニング信号121−1と121−2、及びロングトレーニング信号122−1と122−2を用いてPLCP制御情報123−1と123−2を復調する。このPLCP制御情報123−1と123−2の中には、MIMO伝送に関わる制御情報が含まれる。
具体的には、図22にて説明したデータの長さや変調モードに加え、適用されるMIMOチャネルの多重数などの情報も規定される。この制御情報を用いて、後続する情報のフレーム構成が判定される。このPLCP制御情報123−1と123−2に後続して、MIMO用ロングトレーニング信号124−1と124−2が存在する。このMIMO用ロングトレーニング信号124−1と124−2を用いて各アンテナ間の伝達関数行列を求め、これを用いて以降のデータ125−1と125−2のチャネル分離を行い復調処理を行う。ポイントとしては、データ#1(125−1)とデータ#2(125−2)にはそれぞれ別々の信号が収容され、これらをチャネル分離するためにMIMO用ロングトレーニング信号#1(124−1)とMIMO用ロングトレーニング信号#2(124−2)にも、それぞれ別の信号が収容される点にある。
このMIMO用ロングトレーニング信号124−1と124−2の選び方としては、様々な方式が提案されている。例えば、IEEE802.11委員会のタスクグループn(TGn)の議論の中では、非特許文献1、非特許文献2、非特許文献3等に示される方法が提案されている。
ここで、非特許文献1に示される技術は、同一時刻には1つのアンテナのみからプリアンブル信号を送信しながら、時刻を変えて順番に全アンテナからプリアンブル信号を送信する方法である。このMIMO用ロングトレーニング信号の概要を図24及び図25にて説明する。図24及び図25において、符号131−1から136−1及び符号131−2から136−2は各サブキャリアのMIMO用ロングトレーニング信号である。
さらに、符号137−1及ぶ137−2は、第1の送信アンテナから出力されるMIMO用ロングトレーニング信号を、符号138−1及び138−2は第2の送信アンテナから出力されるMIMO用ロングトレーニング信号を表す。図24と図25は、それぞれ複数シンボルに渡って構成されるMIMO用プリアンブル信号の第1シンボル目と第2シンボル目のMIMO用プリアンブル信号を示している。それぞれの図の横軸はサブキャリア番号を表す。
図24及び図25から分かるように、各シンボルでは、同一のサブキャリアにおいては1つの送信アンテナより信号が送信され、残りの送信アンテナは信号なし(Null)となっている。したがって、そのシンボルの各サブキャリアのロングトレーニング信号から、該当する送受信アンテナ間の伝達関数を取得可能である。
Nullとなっているサブキャリアとアンテナの組み合わせに関しては、次のシンボルにおいて信号が送信される。したがって、各シンボルのチャネル推定結果を合成することにより、全体の伝達関数行列が取得可能である。
次に、非特許文献2に示される技術は、図23におけるMIMO用ロングトレーニング信号#1(124−1)とMIMO用ロングトレーニング信号#2(124−2)とで、1600ns相当の位相のシフト分の差を設けた方式である。この方式において、受信側では、例えばMIMO用ロングトレーニング信号#1(124−1)と同一のパターンの既知信号と、受信信号の間の相互相関とともに、MIMO用ロングトレーニング信号#2(124−2)と同一のパターンの既知信号と、受信信号の間の相互相関を取得する。ここでの1600ns相当の位相のシフトは、丁度、時間を0〜1600nsずらした範囲内での両者の相互相関をゼロとする設定となっている。すなわち、それぞれの信号を時間δだけシフトさせて、1シンボルに渡る相互相関をとった場合、δが0〜1600nsまでの時間領域においては、それぞれが直交(相関値ゼロ)した関係になっており、この結果、各アンテナ間のインパルス応答を分離して測定することが可能である。ここで測定された遅延プロファイルを逆フーリエ変換することにより、周波数ドメイン、すなわち各サブキャリアにおける伝達関数に変換することが可能である。
非特許文献1に示される技術の場合には、2本の送信アンテナに関する伝達関数を取得するために2シンボル長のプリアンブルが必要であったが、非特許文献2に示される技術では1シンボルで2本のアンテナ分の伝達関数を取得することが可能である。
非特許文献3に示される技術は、非特許文献1に示される技術のうち図24の構成だけを利用し、図25の構成を省略する方法に相当する。当然、信号が送信されていないサブキャリアとアンテナの組み合わせに対応した伝達関数は直接的に取得できない。しかし、図24の例では第1送信アンテナに関しては奇数サブキャリアにおいて伝達関数が取得可能であるため、第1送信アンテナの偶数サブキャリアの伝達関数は、奇数サブキャリアの伝達関数を基にした内挿ないしは外挿処理により求めることが可能である。また、第2送信アンテナに関しても同様にして求めることが可能である。
以上の非特許文献1、2、3の説明は、送信アンテナが2本の場合の例であったが、当然ながら3本以上の場合にも拡張可能であり、非特許文献1、2、3の中においても説明がなされている。全ての方式に共通なのは、後続するデータ領域の空間多重数に対応したMIMO用プリアンブルを採用する点である。言い換えれば、空間多重の行われていないSISO信号を伝送する場合には、MIMO用プリアンブルを付与することはない。
上述した特許文献1に記載された技術は、チャネル推定を行うことを目的とした専用の無線制御パケットを定義して、直接的に伝達関数情報を収集していた。これらの無線制御パケットは、従来の各種制御信号を伝送するための無線制御パケットとは異なるものであり、さらに第1の無線通信装置から第2の無線通信装置宛の無線制御パケット#1(101)と、第2の無線通信装置から第1の無線通信装置宛の無線制御パケット#2(102)の組み合わせでフィードバックを行うのが特徴であった。
次に、従来技術の無線通信の概要について説明する。一般の無線通信においては、ユーザデータの収容された無線データパケットの送信に加え、各種制御情報を収容した無線制御パケットが頻繁に基地局装置と無線通信装置で送受信される。最も頻度の多い情報としては、データの正常受信確認のためのACK(Acknowledgement)情報であり、この情報に基づいて符号誤りの発生した無線データパケットの再送制御を行う。図26に、従来方式におけるデータ転送の流れを示す。図26において、符号141及び符号143は無線データパケット、符号142及び符号144はACK情報を含んだ無線制御パケット#3を示す。横軸は時間を表し、上側が無線データパケットの送信側である第1の無線通信装置、下側が無線データパケットの受信側である第2の無線通信装置を表す。第1の無線通信装置がユーザデータを含んだ無線データパケット141を送信すると、第2の無線通信装置はその受信状態を通知するためのACK情報を含んだ無線制御パケット#3(142)を送信する。通常、送信される無線データパケット141及び無線データパケット143には、ユーザデータの通し番号であるシーケンス番号が付与され、この番号を介して通信状況が正常であるか否かの判定が行われる。
無線制御パケット#3(142)に含まれる情報の例としては、例えば無線データパケット141を単純に正常に受信した旨を示すメッセージや、さらに、無線データパケット141に付与されていたシーケンス番号が含まれていてもよい。また、より効率的な再送制御である選択再送制御を行うため、これまでに正常受信が完了した複数のシーケンス番号を含んでも良い。第1の無線通信装置側では、この無線制御パケット#3(142)を受信し、もし無線データパケット141が送信完了していれば次のユーザデータを、無線データパケット141の符号誤りが検出された場合には無線データパケット141そのものを、無線データパケット143として送信する。
さらに、引き続き第2の無線通信装置は無線データパケット143に対する無線制御パケット#3(144)を返送する。この無線制御パケット#3(142)及び無線制御パケット#3(144)の送信タイミングは、無線データパケット141及び無線データパケット143の直後であっても、所定の時間経過した後であっても構わない。IEEE802.11a/gでは、無線データパケット141及び無線データパケット143の受信後16μsec経過したタイミングで無線制御パケット#3(142)及び無線制御パケット#3(144)を送信することが規定されているが、TDMA制御を用いるHiperLAN/2においては、基地局装置の管理の下、ある程度の時間を空けて送信することになる。
この他にも、上記のような制御情報を収容した無線制御パケットの例としては、基地局集中型のシステムにおける基地局装置が無線通信装置側に対して送信予定のデータの有無を判定するためのポーリング制御用パケットや、自立分散型のシステムにおける隠れ端末問題を回避するためのRTS/CTS(Request to Send/Clear to Send)パケットなどがあげられる。
図27には、CSMA(Career Sense Multiple Access)制御を用いたパケットベースでの通信における、RTS/CTSを用いたデータ転送の概要を示す。図27において、符号151はRTSに対応した無線制御パケット#4、符号152はCTSに対応した無線制御パケット#5、符号153及び155は無線データパケット、符号154及び156はACK情報を含む無線制御パケット#3を示す。第1の無線通信装置が通信を開始するとき、事前に無線制御パケット#4(151)を送信する。この中には、宛先装置側の識別IDの他、連続的に帯域を占有する時間をNAV(Network Allocation Vector)として設定する。この無線制御パケット#4(151)を受信した全無線通信装置は、宛先装置の識別IDから自装置宛か否かを判定し、他装置宛の場合には帯域占有時間を送信禁止時間と設定する。第2の無線通信装置はこの無線制御パケット#4(151)の宛先が自装置宛だと判定し、CTSに相当する無線制御パケット#5(152)を送信する。その際、無線制御パケット#5(152)のNAVには、残りの帯域占有時間を算出して設定する。
これにより、無線制御パケット#4(151)、または無線制御パケット#5(152)が受信可能な全無線通信装置は、この帯域占有時間内の送信を控える。無線制御パケット#5(152)を受信した第1の無線通信装置は、無線データパケット153を送信し、第2の無線通信装置は、ACK情報として無線制御パケット#3(154)を送信する。NAVの時間内であれば、その後も連続的に無線データパケット155と無線制御パケット#3(156)を順次送信しても構わない。
これらの無線制御パケットは制御情報を収容するということで、より信頼性の高い伝送モードを用いて確実に相手に通知することが求められている。またRTS/CTSでは、通信相手のみならず、同一周波数チャネルを共用する他の全てのユーザに対して確実に通知する必要があるため、選択可能な伝送モードが複数あった場合、その中でオプションとされる伝送モードではなく、全ての無線通信装置に実装が義務付けられている伝送モードを用いて伝送する。
既存のIEEE802.11a/gシステムの後継として期待される新標準IEEE802.11nは現在標準化の途中にあるが、同一の802.11フアミリシステムとして後方互換性が求められ、この標準の中でRTS/CTSが用いられる場合には、この無線制御パケットはMIMO化されずにSISOモードでの転送が規定され、これにより従来のIEEE802.11a/gシステムもこのパケットを検出することができることになる。また、ACK情報を含む無線制御パケットも、同様の理由からSISOモードで通信することが期待される。
次に、従来方式における第1の無線通信装置(送信側)及び第2の無線通信装置(受信側)における処理内容をフローチャートを用いて説明する。
図28に、従来方式である図22に示したフォーマットの信号を送信する場合における無線制御パケットの送信処理フローを示す。なお、ここでは無線制御パケットに関する例としたが、一般に空間多重を行わない場合の例に相当し、SISO伝送の無線データパケットの場合にも対応する。まず送信すべき情報、すなわち制御情報ないしはユーザデータ等が入力される(ステップS101)。まず、パケットを形成するため、ショートトレーニング信号の付与を行い(ステップS102)、ロングトレーニング信号の付与を行い(ステップS103)、PLCP制御情報の付与(ステップS104)を行う。そして、送信すべき情報を付与し(ステップS105)、無線制御パケット、あるいは無線データパケットを形成し、これを所定の変調処理を施して1本のアンテナより送信して(ステップS106)、処理を終了する(ステップS107)。
なお、複数のアンテナより送信しても構わないが、基本的には同等の処理を行う。また、PLCP制御情報が不要であるならば、ステップS104は省略してもよい。
図29に、従来方式の図23に示したフォーマットの信号を送信する場合における無線データパケットの送信処理フローを示す。ここでは、複数のデータストリームを空間多重するMIMO伝送の場合の無線データパケットの送信方法を説明する。データが入力されると(ステップS111)、入力されるデータを複数系統の信号にS/P(Serial/Parallel)変換する(ステップS112)。次に、それぞれの系統においてショートトレーニング信号の付与を行い(ステップS113−1、S113−2)、ロングトレーニング信号の付与を行い(ステップS114−1、S114−2)、PLCP制御情報の付与を行う(ステップS115−1及びS115−2)。そして、信号系統毎に異なるMIMO用ロングトレーニング信号#1及び#2の付与を行い(ステップS116−1、S116−2)、送信すべきデータを個別に付与し(ステップS117−1及びS117−2)、各信号系統の無線データパケットを形成する。これを所定の変調処理を施してそれぞれのアンテナより送信し(ステップS118−1及びS118−2)、処理を終了する(ステップS119)。
なお、PLCP制御情報が不要であるならば、ステップS115−1及びS115−2を省略してもよい。ステップS116−1及びS116−2で付与するMIMO用プリアンブルは、非特許文献1、2、3等にも紹介されているものの他、個別に伝達関数が推定できるものであれば如何なるものでも構わない。
国際公開第2005/055484号パンフレット
"Proposal for 802.11n",IEEE802.11 標準化寄書,11-04-0938-00-00n,August,2004
"WWiSE IEEE802.11n Proposal",IEEE802.11標準化寄書,11-04-0935-00-00n,August,2004
"Backwards compatibility, -How to make a MIMO-OFDM system backwards compatible and coexistence with lla/g at the link level.-',IEEE802.11 標準化寄書,11-03-0714-00-OOn, September,2003
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
(第1の実施形態)
最初に、本発明の第1の実施形態の無線通信装置の動作原理を説明する。図1は、第1の実施形態における無線制御パケットの構成例である。ここでは、例えば、第2の無線通信装置のアンテナが2本の場合について説明する。図1において、符号11−1及び11−2はショートトレーニング信号、符号12−1及び12−2はロングトレーニング信号、符号13−1a及び13−2aはPLCP制御信号、符号14−1a及び14−2aは制御情報またはデータを示す。これらの信号の使用目的は、上述した従来技術と同じである。
第1の実施形態において、転送される制御情報またはデータ14−1a及び14−2aは、MIMOによる空間多重をされておらず、収容されている情報の内容そのものは同じである。ロングトレーニング信号12−1及び12−2は、MIMOのチャネル推定が可能なプリアンブルであり、お互いが直交化されており、直交化に関する処理の内容をパターン#1とパターン#2として示している。ロングトレーニング信号12−1及び12−2、PLCP制御信号13−1a及び13−2a、制御情報またはデータ14−1a及び14−2aのそれぞれには、アンテナ毎に共通の処理が施されており、この中で少なくともロングトレーニング信号12−1及び12−2については直交関係(ないしは、ある時間領域において直交関係)にある。
図2は、第1の実施形態における無線制御パケットの他の構成例である。図2において、ショートトレーニング信号11−1及び11−2、及びロングトレーニング信号12−1及び12−2は図1の構成と共通である。図2の無線制御パケットでは、図1のPLCP制御信号13−1a及び13−2aが省略され、制御情報またはデータ14−1b及び14−2bがロングトレーニング信号12−1及び12−2に続けて配置されている。図2においても図1の場合と同様に、アンテナ毎に共通の処理が施されており、この中でロングトレーニング信号12−1及びロングトレーニング信号12−2については直交関係にある。
図1はIEEE802.11a/g等のパケットベースでの制御を想定しているのに対して、図2はTDMAを用いた集中制御を想定したものである。図1のPLCP制御信号13−1a及び13−2aには、後続する制御情報またはデータ14−1a及び14−2aの伝送モードやデータ長などが収容されるが、図2に示すTDMA制御の場合には他のパケットでこれらの情報を通知することも可能である。したがって、図1及び図2において重要となるのは、MIMOチャネルの伝達関数情報を推定することが可能なロングトレーニング信号12−1及び12−2が付与されている点と、後続する図1における制御情報またはデータ14−1aと14−2aのそれぞれには同様の処理が施され、図2においても制御情報またはデータ14−1bと14−2bのそれぞれには同様の処理が施され、制御情報またはデータ14−1aと14−2aに収容される情報は全く同一であり、制御情報またはデータ14−1bと14−2bに収容される情報も全く同一であるという点である。
図3に、第1の実施形態におけるアンテナ毎の直交化法を示す。図1においては、直交化に関する処理の内容をパターン#1及びパターン#2として示したが、図3ではその処理の具体的方法として、上記した非特許文献2においてロングトレーニング信号を直交させるための手段として用いていた、所定の時間に相当する位相のサイクリックシフトの付加を利用する。
例えば、OFDM変調方式を用いる場合、例えば、IEEE802.11a/gを仮定した場合、4μsec周期のOFDMシンボルを設定し、この中の800nsecをガードインターバルとして遅延波の除去に利用し、残りの3.2μsecの部分を切り出して情報の転送を行っていた。この場合、ロングトレーニング信号に対しこの値の半分に相当する1600nsecの遅延に相当する位相のシフトを付与した信号と元の信号は相関がゼロとなるという特徴がある。
非特許文献2におけるMIMO用ロングトレーニング信号はこの条件を利用したものであるが、非特許文献2では後続するデータは空間多重されるため、各アンテナから送信されるデータ部にはサイクリックシフトは付与されない。一方、図3に示す第1の実施形態におけるアンテナ毎の第1の直交化法においては、アンテナ#2のロングトレーニング信号22−2のみならず、PLCP制御信号23−2及び制御情報またはデータ24−2にも1600nsecのサイクリックシフトが施される。なお、このような複数の信号間のロングトレーニング信号における直交化条件を満たせば、他の如何なる手段であっても構わない。
上記のような直交化を施すためのパターンが3つ以上存在する場合、第2の無線通信装置のアンテナ数が3本以上の場合にも容易に拡張可能であり、図4に示すようにパターン#3、パターン#4の処理をアンテナ#3及びアンテナ#4に対して同様に施せば良い。
(第2の実施形態)
図5に、本発明の第2の実施形態における無線制御パケットの構成例を示す。図5において第1の実施形態に係る図4と異なる部分は、図4に記載の無線制御パケットに後続する形で、ロングトレーニング信号35−1〜35−4が付与されている点である。
このとき、ロングトレーニング信号32−1とロングトレーニング信号35−1、及びロングトレーニング信号32−2とロングトレーニング信号35−2は同一の内容の信号である。また、ロングトレーニング信号32−3とロングトレーニング信号35−3、及びロングトレーニング信号32−4とロングトレーニング信号35−4は符号が反転(すなわち位相をπだけシフト)した以外は全く同一の内容の信号である。
ロングトレーニング信号32−1〜32−4が空間で合成された信号と、ロングトレーニング信号35−1〜35−4が空間で合成された信号を加算すると、ロングトレーニング信号32−3とロングトレーニング信号35−3、及びロングトレーニング信号32−4とロングトレーニング信号35−4はそれぞれキャンセルしあい、アンテナ#1とアンテナ#2のロングトレーニング信号のみが残る。
同様に、ロングトレーニング信号32−1〜32−4が空間で合成された信号と、ロングトレーニング信号35−1〜35−4が空間で合成された信号を減算すると、ロングトレーニング信号32−1とロングトレーニング信号35−1、及びロングトレーニング信号32−2とロングトレーニング信号35−2はそれぞれキャンセルしあい、アンテナ#3とアンテナ#4のロングトレーニング信号のみが残る。
これにより、アンテナ#1からアンテナ#4までの全てのアンテナに関する伝達関数を取得することが可能となる。第1の実施形態の図4では、パターン#3及びパターン#4は、パターン#1およびパターン#2とは異なるパターンの処理としていたが、第2の実施形態においては必ずしもパターン#3及びパターン#4はパターン#1およびパターン#2と異なる必要はない。具体的には、パターン#1とパターン#3、パターン#2とパターン#4が共通の処理内容であっても、アンテナ毎のロングトレーニング信号の分離は可能である。本明細書では、この様なロングトレーニング信号領域の線形加算で分離可能な信号も、広義の「直交」と呼ぶ。したがって、良好な直交化手法が所望のアンテナ本数分選べない場合には、無線制御パケットの末尾に、このような先頭のアンテナ毎のロングトレーニング信号に直交するパターンを配置することで対応することも可能である。
以上の説明は、必ずしもOFDM変調方式を用いる必要はなく、シングルキャリアのシステムへも拡張可能な条件下での実施形態である。これに対し、OFDM変調方式を用いる場合には、他の実施形態を用いることが可能であり、その実施形態について以下に説明する。
(第3の実施形態)
図6に、本発明の第3の実施形態におけるアンテナ毎のロングトレーニング信号の直交化方法を示す。OFDM変調方式では、複数のサブキャリアを用いて信号を伝送する。図6において、横軸はサブキャリアの番号である。ここで、例えばIEEE802.11a/gに用いられるOFDM変調方式では、データを伝送するサブキャリアに加えて、既知の信号を送信するパイロットサブキャリアを用いる。
図6におけるサブキャリア番号とは、データ用のサブキャリアのみに付与した通し番号、あるいはパイロットサブキャリアを含めたサブキャリアに付与した通し番号のいずれであっても構わない。ここでは、例えば、データ用のサブキャリアのみに通し番号をつけた場合について説明する。なお、以下の説明では、第2の無線通信装置のアンテナが2本の場合を例としているが、3本以上の場合にも同様の拡張が可能である。
図6に示すように、第3の実施形態においては、あるサブキャリアに着目すると1本のアンテナのみからそのサブキャリアのロングトレーニング信号が送信され、そのアンテナがサブキャリア毎に入れ替わっている。図6では奇数サブキャリアは第1アンテナ47aの中のロングトレーニング信号41a、43a、45aを用い、偶数サブキャリアは第2アンテナ47aの中のロングトレーニング信号42a、44a、46aを用いる。
なお、送信アンテナが3本の場合には同様に3本周期で、4本の場合には4本周期とすればよい。また、完全に周期的である必要はなく、ランダムにアンテナを入れ替えることも可能である。さらに、各サブキャリアのロングトレーニング信号は、全サブキャリアで同一であっても、個別に異なったものを規定しても構わない。
このロングトレーニングに後続する信号は、図7に示すように、図6のロングトレーニング送信に用いたアンテナを各サブキャリアで選択して送信する。具体的には、奇数サブキャリアは第1アンテナ47b中のデータ#1a(41b)、#1b(43b)、#1c(45b)を用い、偶数サブキャリアは第2アンテナ48bの中のデータ#2a(42b)、データ#2b(44b)、データ#2c(46b)を用いる。なお、図7では、後続する信号をデータと記述したが、各種制御情報であっても構わないし、PLCP制御情報を含んでも構わない。
上述した非特許文献3に示される技術では、ロングトレーニング信号に関しては同一の送信方法を用いているが、後続するデータは図7に示した構成ではなく、全てのアンテナから個別の信号系列が送信されている点で異なる。
また、ロングトレーニング信号の利用目的も、非特許文献3ではMIMO通信において後続するデータ部分の信号分離を行うためにロングトレーニング信号を適用するのに対し、第3の実施形態では後続するデータは空間多重を行わない。
第3の実施形態における受信側においては、このロングトレーニング信号を2つの目的のために利用する。ひとつの利用目的は、図7に示した後続するデータ部を復調するために用いる。もうひとつの利用目的は、後続するデータの伝送には用いられなかったMIMOチャネルのチャネル推定を行うために用いる。
例えば図6及び図7の場合を例にとると、2番のサブキャリアにおいて、第1アンテナ(47a、47b)からのロングトレーニング信号の送信はない。したがって、2番のサブキャリアの第1アンテナに関する伝達関数は直接的に取得できない。しかし、第1アンテナ(47a、47b)に関しては、サブキャリアの1番と3番の伝達関数が取得可能である。この2つ、あるいはその他の近隣のサブキャリアの伝達関数を用いて内挿等の処理で伝達関数値を推定することが可能である。
同様に、サブキャリア3番については、第2アンテナ(48a、48b)に関する伝達関数は直接的に取得できないが、サブキャリアの2番と4番の伝達関数から推定可能である。この推定処理は、内挿以外にも外挿によっても可能であり、例えば、1番目のサブキャリアに関しては、2番のアンテナ(48a、48b)に関するサブキャリア2番と4番の情報から推定することも可能である。またさらに、内挿および外挿処理は、線形推定以外にスプライン補完など、如何なる推定手段を用いても構わない。
補足であるが、上述した非特許文献3においても同様の補完処理によりMIMOチャネルの伝達関数の推定を行っていたが、非特許文献3ではMIMOチャネルの信号分離のために直接、推定された伝達関数行列を用いていた。そのため、アンテナの本数が増えると、補完処理を行う際に用いる情報のサブキャリア方向の密度が低くなり、その分だけ伝達関数行列の推定誤差が大きくなっていた。したがって、非特許文献3に記載の技術では、実効上、アンテナ本数が多い領域では適応が困難であったが、第3の実施形態では推定したMIMOチャネル情報は後続するデータの信号分離に用いるのではなく、無線制御パケットまたは無線データパケットの受信後に送信する無線データパケットの送信時のビーム形成を行うために用いるので、非特許文献3に示す程度の推定誤差は十分に許容範囲内の誤差である。
(第4の実施形態)
図8は、本発明の第4の実施形態におけるアンテナ毎のロングトレーニング信号の直交化方法を示した図である。第4の実施形態は第3の実施形態と同様、OFDM変調方式を前提としている。第4の実施形態では、上記の第1の実施形態で説明したように、同一サブキャリア上で複数のアンテナから同時にロングトレーニング信号が送信されている場合、それらのロングトレーニング信号が直交関係にあり、お互いに分離することができるのであれば、同一サブキャリアで複数のアンテナから同時にロングトレーニング信号を送信しても適切に伝達関数の推定が可能であることを利用している。
図8に示すように、偶数及び奇数サブキャリアで交互に送信アンテナを換えながら、第1と第2アンテナの間及び第3と第4のアンテナ間でロングトレーニング信号が直交するようにパターンを変えている。このパターンは、例えば、図3で説明したような所定の時間のサイクリックシフトを付与するものでも良いし、その他の方法でも構わない。これらのパターンが決まったら、ロングトレーニング信号に後続するデータまたは制御情報に対しては、先のパターンと同一の処理を施す。なお、後続するデータまたは制御情報はPLCP制御情報を含んでいてもよい。
さらに、第2の実施形態で示したように、無線制御パケット、または無線データパケットの末尾に、これらのロングトレーニング信号ないしはその符号反転したものを付与することも可能である。チャネル推定を行うアンテナの本数が大きくなった場合には、このような実施形態の組み合わせにより、推定可能なMIMOチャネルの数を増やすことが可能である。
ここまで、具体的なパイロット信号を例にとり説明を行ってきたが、これらにおいてロングトレーニング信号における「直交」の意図することは微妙に異なっており、以下に生理しておく。
本発明及び実施形態においては、以下の(1)〜(4)の条件のいずれかに該当するものを直交(各ロングトレーニング信号は直交している)と記載する。
(1)例えば、OFDM変調方式を適用している場合、FFT処理を行うことでサブキャリア毎の信号は分離することが可能である。このFFT処理で、受信信号における各アンテナのチャネル推定用ロングトレーニング信号に関する振幅と位相情報(つまり伝達関数)をサブキャリア毎に分離取得可能である場合、「各ロングトレーニング信号は直交している」とする。
(2)伝達関数を取得するには、各アンテナに関するインパルス応答を取得することでも対応可能である。インパルス応答を取得するためには、シンボル長以下のある時間領域で時間をδだけシフトさせて1シンボルに渡り自己相関を取ると相関がゼロになる所定のパターンをロングトレーニング信号として用い、受信信号とロングトレーニング信号との相互相関をとることでインパルス応答を取得する。この様な特徴を有する所定のパターンは複数種類存在するが、上記の時間領域で相互相関がゼロとなるパターン同士であれば、同時に空間多重していても、それぞれのパターンの信号のインパルス応答を分離して取得可能である。この様に、インパルス応答を分離可能である場合、「各ロングトレーニング信号は直交している」とする。(上記の例として、例えばIEEE802.11a等のロングトレーニング信号などは、1600ns位相シフトした信号とシフトなしの信号は0から1600nsの領域で相関がゼロとなる。これはIEEE802.11aの信号がこの周期性を有するからであり、シンボル長が異なる他システムなどにおいては、位相シフトの時間量などは異なった値となることに注意する必要がある。)
(3)第1の直交パイロット信号と第2の直交パイロット信号を線形加算することで、第1の直交パイロット信号と第2の直交パイロット信号領域では空間多重されているあるアンテナの信号成分を除去したり、特定のアンテナに関する信号成分を抜き出すことが可能である。この様に、複数シンボルの信号の線形合成により、あるアンテナに関する伝達関数を取得可能な場合、「各ロングトレーニング信号は直交している」とする。
(4)上記の(1)〜(3)の組み合わせにより、あるアンテナに関する伝達関数を取得可能な場合にも、「各ロングトレーニング信号は直交している」とする。
次に、上述した第1から第4の実施形態の動作原理を実現した第1の無線通信装置及び第2の無線通信装置におけるMIMOチャネル情報のフィードバック方法の処理のフローチャートを示す。
(第5の実施形態)
図9は、本発明の第5の実施形態の無線制御パケットの送信処理フローを示した図である。第5の実施形態は、第1、第3および第4の実施形態で説明した動作原理に基づく無線通信システムの送信処理となる。ここでは簡単のため、2本のアンテナを用いて信号を送信する場合を示している。また、IEEE802.11a/gをベースとしたシステムを具体例とし、当該システムにてPLCP制御情報を送信信号内に含む場合を仮定した。
まず、送信すべき制御情報が入力されると(ステップS1)、制御情報はコピーされ、同一内容を2系統に出力する(ステップS2)。それぞれの系統においてショートトレーニング信号を付与する(ステップS3−1及びステップS3−2)。その後、各系統でロングトレーニング信号の付与を行う(ステップS4−1及びステップS4−2)。しかし、ここで付与するロングトレーニング信号は、それぞれ他のパターンの処理をしたものである。つまり、ステップS5−1の処理ではパターン#1を、ステップS5−2の処理ではパターン#2の処理を行う。ここで、「パターン」とは、第1、第3および第4の実施形態に対応した内容に相当し、ロングトレーニング信号をストリーム毎に直交化するための処理の内容を示したものである。
次に、第1の系統ではパターン#1の処理を施しながら、PLCP制御情報の付与を行い(ステップS5−1)、送信すべき制御情報を付与し(ステップS6−1)、無線制御パケットを形成し、形成した無線制御パケットに所定の変調処理を施してそれぞれのアンテナより送信する(ステップS7−1)。同様に、第2の系統ではパターン#2の処理を施しながら、PLCP制御情報の付与を行い(ステップS5−2)、送信すべき制御情報を付与し(ステップS6−2)、無線制御パケットを形成し、形成した無線制御パケットに所定の変調処理を施してそれぞれのアンテナより送信する(ステップS7−2)。以上の処理の後、処理を終了する(ステップS8)。
以上は、IEEE802.11a/gをベースとしたシステムを例にとっていたが、PLCP制御情報が不要であるならば、ステップS5−1及びステップS5−2は省略可能である。
(第6の実施形態)
図10は、本発明の第6の実施形態における無線制御パケットの送信フローを示した図である。第6の実施形態は、第2の実施形態の動作原理に基づく無線通信システムの送信処理となる。図10では、図9に示される処理に対応する処理には、アンテナの系列番号を付け替えたステップ番号を付している。
図9との相違点は、制御情報を付与する処理(ステップS6−1及びS6−2)の後にロングトレーニング信号を付与する処理(ステップS10−1、S10−2、S10−3、S10−4)を実施する点である。また、ここでは、例として4本のアンテナを用いて信号を送信する場合を示しているため、ステップS9では図9のステップS2の代わりに制御信号をコピーして4系統に信号を出力している。アンテナを2本とするのであれば、ステップS3−2〜ステップS7−2の系列、及びステップS3−4〜ステップS7−4の系列を省略することも可能である。また、ステップS7−3では、ステップS7−1で付与したロングトレーニング信号の符号反転を行ったものを付与する。同様に、ステップS7−4では、ステップS7−2で付与したロングトレーニング信号の符号反転を行ったものを付与する。
(第7の実施形態)
図11は、本発明の第7の実施形態における無線制御パケットの送信フローを示した図である。第7の実施形態は、第3の実施形態の動作原理に基づく無線通信システムの送信処理となる。
図9との主な相違点は、OFDM変調方式に対応させるため、図9のステップS3−1〜ステップS7−1、及びステップS3−2〜ステップS7−2に対応する処理をそれぞれサブキャリア毎に実施している点である。したがって、ステップS13−1及びステップS13−2では、制御情報をサブキャリア毎に振り分けるためのS/P変換を行い、それぞれにステップS14−1〜ステップS17−1(これを全体としてステップS20−1として示す)の処理と、ステップS14−2〜ステップS17−2(これを全体としてステップS20−2とする)の処理を実施し、その結果をもとにステップS18−1及びステップS18−2を行う。このステップS18−1及びステップS18−2の処理は、図9のステップS7−1およびステップS7−2の処理に対応するが、異なる点はOFDM変調方式におけるIFFT(Inverse Fast Fourier Transfer)処理を含めて実施する点である。
なお、図10に示した第6の実施形態に対してもOFDM変調方式を適用することは可能であり、図10におけるステップS3−1〜S10−1、ステップS3−2〜S10−2、ステップS3−3〜S10−3、ステップS3−4〜S10−4の処理に対して、図11におけるステップS20−1及びS20−2の処理のようにOFDM変調方式に対応させた処理を適用させればよい。
上述した第5から第7の実施形態は、無線制御パケットを送信する側の処理であったが、次に、第1の無線受信装置における受信処理を示した第8から第10の実施形態について説明する。
(第8の実施形態)
図12は、本発明の第8の実施形態である第1の無線通信装置における無線制御パケットの受信処理フローを示した図である。図12では、第1の無線通信装置が備える複数のアンテナ及びそのアンテナに接続された受信系における処理を、それぞれステップS30−1、ステップS30−2,…,ステップS30−3として示している。
各受信系で信号を受信すると(ステップS22−1〜S22−3)、既知のパターンとの相関を用いて、それぞれタイミング検出処理を行う(ステップS23−1〜S23−3)。検出したタイミングをもとに、各系列でチャネル推定用の直交パイロット信号を抽出し(ステップS24−1〜S24−3)、それぞれ個別にチャネル推定を行う(ステップS25−1〜S25−3)。直交パイロット信号に後続する制御情報の受信に際しては、それらが空間多重されていないことを前提としたチャネル推定結果をもとに復調処理を行う(ステップS26)。その後、ステップS25−1〜S25−3の処理にて得られたチャネル推定結果、及び直交パイロット信号の直交性に応じて、MIMOチャネルを前提としたチャネル推定結果に換算して伝達関数行列を生成する(ステップS27)。
その後、アップリンクとダウンリンク(またはフォワードリンクとリターンリンク)の伝達関数間の差分に応じて、伝達関数行列の補正処理を行い、第2の無線通信装置から第1の無線通信装置方向の無線制御パケットでチャネル推定した結果の伝達関数行列から、その逆方向である第1の無線通信装置から第2の無線通信装置方向のMIMOチャネルの伝達関数行列を算出し(ステップS28)、処理を終了する(ステップS29)。
ここで、ステップS23−1〜S23−3のタイミング検出処理は、各受信系統で個別に行っても良いし、各受信系統で検出した受信タイミングを合成してタイミングを抽出しても構わない。また、ステップS26の復調処理は、各受信系統で受信した信号を最大比合成するなど、適宜合成して受信品質を高めても良いし、個別に処理を行っても構わない。第8の実施形態の特徴は、ステップS25−1〜S25−3のチャネル推定結果を、制御情報の復調ステップS26でも利用する一方、ステップS27のMIMOチャネルの伝達関数行列の生成にも利用する点である。
さらに、上述した第2および第6の実施形態では、制御情報に後続する形で更なる直交パイロット信号を付与して送信しているが、ステップS24−1〜S24−3においてこれらの直交パイロット信号も合わせて抽出したと理解すれば、第2および第6の実施形態に対応した実施形態へ拡張することができる。ただし、このときには、ステップS26で制御情報を復調する際に用いるチャネル推定情報は、制御情報よりも先行して送信される直交パイロット信号から取得されることになる。
(第9の実施形態)
図13には、本発明の第9の実施形態として、OFDM変調方式を用いた無線制御パケットの第1の無線通信装置の受信側での処理フローを示す。第9の実施形態に係るシステムは、第8の実施形態にOFDM変調方式を適用して拡張したシステムに相当する。
各受信系で信号を受信すると(ステップS32−1〜S32−3)、既知のパターンとの相関を用いて、それぞれタイミング検出処理を行う(ステップS33−1〜S33−3)。ここで検出されたタイミングをもとに、各系列でチャネル推定用の直交パイロット信号を抽出し(ステップS34−1〜S34−3)、それぞれ個別にFFT(Fast Fourier Transfer)処理を実施する(ステップS35−1〜S35−3)。FFT処理した結果より、各サブキャリアにおけるチャネル推定を行う(ステップS36−1〜S36−3)。直交パイロット信号に後続する制御情報の受信に際しては、それらが空間多重されていないことを前提としたチャネル推定結果をもとに復調処理を行う(ステップS37)。その後、ステップS36−1〜S36−3のチャネル推定結果、及び直交パイロット信号の直交性に応じて、MIMOチャネルを前提としたチャネル推定結果に換算してサブキャリア毎の伝達関数行列を生成する(ステップS38)。その後、アップリンクとダウンリンク(あるいはフォワードリンクとリターンリンク)の伝達関数間の差分に応じて、伝達関数行列の補正処理を行い、第2の無線通信装置から第1の無線通信装置方向の無線制御パケットでチャネル推定した結果の伝達関数行列から、その逆方向である第1の無線通信装置から第2の無線通信装置方向のMIMOチャネルの伝達関数行列を算出し(ステップS39)、処理を終了する(ステップS40)。
ここで、ステップS41−1〜S41−3の処理は、各受信アンテナに接続された受信系統毎に行われる処理を示している。また、ステップS42で囲んだ領域に関する処理は、OFDM変調方式を用いたシステムの受信系においてサブキャリア毎の処理が行われている領域を示している。OFDM 変調方式の受信処理においては、通常、シンボル単位で信号を切り出し、ガードインターバル(GI)を除去した後でFFT処理される。また、当然ながらFFT処理を行うため、受信信号に対してA/D変換を施すのであるが、これらの処理はステップS35−1〜S35−3のFFT処理としてまとめて記述している。さらに、FFT処理は直交パイロット信号に対してのみ行われるのではなく、制御情報も含めた受信信号全体に施され、ステップS35−1〜S35−3として代表して表記している。つまり、図13に示すフローチャートはOFDMシンボル単位の処理を示したものと言うよりは、各シンボルの全体的な流れを示したフローチャートとなっている。
(第10の実施形態)
図14には、本発明の第10の実施形態として、OFDM変調方式を用いた無線制御パケットの第1の無線通信装置の受信側での処理フローを示す。これは、第9の実施形態を、第3および第4の実施形態で示した直交パイロット信号、すなわちロングトレーニング信号を用いた場合に拡張したものに対応する。図14では、図13に示される処理に対応する処理には、アンテナの系列番号を付け替えたステップ番号を付している。
図13との差分は、MIMOチャネルの伝達関数行列を算出するにあたり、図7に示したような構成のロングトレーニング信号から直接求められる伝達関数行列の所定の成分をステップS43−1〜S43−3で直接伝達関数取得処理として実施し、ここで求められなかった残りの成分をステップS46において伝達関数行列補完取得処理として求める。ここでの伝達関数行列補完取得処理としては、上述したように内挿、外挿演算などによる処理が適用される。
(第11の実施形態)
図15は、本発明の第11の実施形態における第1の無線通信装置のキャリブレーション処理フローを示す。上述した第8から第10の実施形態では、伝達関数行列補正処理(ステップS28、S39、S47)において、式(7)に示した演算を実施する。しかし、式(7)における行列B1 −1・A1が単位行列の定数倍で与えられる行列であるならば、このような処理を省略することも可能である。
つまり、第1の無線通信装置の第iアンテナにおける無線部(送信側及び受信側)の増幅率及び位相の回転に相当する複素数の物理量をそれぞれα1,i、β1,iとすると、全てのアンテナで{α1,i/β1,i}が定数となるようにすればよい。
したがって、所定の周期でキャリブレーション処理が起動すると(ステップS51)、各受信アンテナ毎にキャリブレーション係数として、α1,i/β1,iを求める(ステップS52−1〜S52−3)。
この値が全アンテナで共通の定数となるように、無線部を操作し、位相及び振幅を調整してキャリブレーション処理を行い(ステップS53−1〜S53−3)、処理を終了する(ステップS54)。これまでの記述と同様、ステップS55−1〜S55−3の点線で囲んだ領域は、受信系統毎に行うことを表している。ただし、ステップS53−1〜S54−3における定数とは、常に固定的な定数であっても構わないし、例えば複数のアンテナ系統のひとつの値を用いて行うように適宜変わる値を用いても構わない。重要なのは、全てのアンテナ系統でこの定数が共通の値であることである。
(第12の実施形態)
図16は、本発明の第12の実施形態における第1の無線通信装置の無線データパケット送信時の処理フローである。ここでは、既に空間多重する多重数N、及び各信号系列を複数のアンテナに拡散して送信する際の送信ウエイト行列は既知であるものとして説明を進める。これらの情報は、上述したMIMOチャネルの伝達関数情報をもとに求めることが可能である。
第1の無線通信装置の送信側にまずデータが入力されると(ステップS61)、S/P変換してN系列に信号を分割する(ステップS62)。この各系列の信号には既知のプリアンブル信号が付与される。このプリアンブル信号には、ショートトレーニング信号や、直交パイロット信号としてロングトレーニング信号などが含まれている。このプリアンブル信号に後続して、各系列の信号の変調処理を行い(ステップS64)、各系列の変調信号を成分とする送信信号ベクトルをTxとして求める(ステップS65)。事前に求めておいた送信ウエイト行列をUと表すと、この行列Uと送信信号ベクトルTxとを乗算し(ステップS66)、その結果を各系列の無線部よりアンテナ経由で送信する(ステップS67)。以上のステップS64〜S67はシンボル単位で送信データが終了するまで繰り返される(ステップS68)。
(第13の実施形態)
図17は、本発明の第13の実施形態における第1の無線通信装置の送信ウエイト行列生成の処理フローの例を示す。ここでは、上記したMIMOチャネル情報フィードバック方法を、式(2)及び式(3)に示した固有モードSDM伝送に適用した場合を例として示す。伝達関数行列Hが取得されると(ステップS71)、この行列とエルミート共役な行列を用いて正方行列HH・Hを生成し(ステップS72)、この行列の固有ベクトルを求め(ステップS73)、各固有ベクトルを組み合わせてユニタリ行列Uを生成する(ステップS74)。ユニタリ行列Uを一旦記憶しておき(ステップS75)、図16のように無線データパケットを送信する際に、この行列を読み出して送信ウエイト行列として用いる。ここでは例として固有モードSDMを適用する場合を例に示したが、より簡易な他の方法で送信ウエイト行列を求めてもよい。
(第14の実施形態)
図18は、本発明の第14の実施形態における第1の無線通信装置のMIMO空間多重伝送の多重数および変調方式・符号化率の組み合わせである伝送モード選択の処理フローの例を示す。
伝送モードの決定は、伝達関数情報のようなPHYレイヤ上での情報、過去の通信の成功/失敗の履歴に関するMACレイヤ上での情報、及びその両方を利用するなど、様々な方法がある。その中で、上記したMIMOチャネル情報フィードバック方法を用いて取得した伝達関数行列Hは、最適な伝送モードを選択する上での有益な情報を与える。
例えば、Hの固有値ないしはこの行列とそのエルミート行列の積であるHH・Hの固有値等を算出すると、その固有値はMIMO伝送における各サブチャネルの信号対雑音比SNRに相当する物理量になる。実際、式(4)で示したとおり、これらの固有値から伝送容量の上限を把握することができる。または、ある変調モード、誤り訂正の符号化率を仮定すると、固有値が所定の闇値以上でないサブチャネルは利用しない方がリスクを小さくすることができる。場合によっては、そのサブストリーム用に割り当てられていた送信電力を、その他のサブストリームに割り当てることも可能である。
このような目的から、伝達関数行列が取得されると(ステップS81)、HH・Hを計算し(ステップS82)、その固有値を求める(ステップS83)。その固有値の分布から、MIMO空間多重伝送の多重数および変調方式・符号化率の組み合わせである伝送モード毎の伝送品質を推定し(ステップS84)、最適な伝送モードを選択し記憶する(ステップS85)。ここで記憶した最適伝送モードは、その次の無線データパケットの伝送において用いられる。
第14の実施形態の処理において、固有値演算としてステップS82およびS83の処理ではHH・Hを用いたが、伝達関数行列Hそのものを用いても構わない。この場合には、ステップS82が省略され、ステップS83においてHの固有値を求めることになる。また、ステップS84とS85の処理においては、何らかのテーブルや演算式により、固有値の分布と最適伝送モードを直接関連付けて一括した処理を行うことも可能である。また、各サブストリームに割当てられる送信電力や空間多重する信号系統数の決定は注水定理を用いて行うことも可能である。
上述した説明においては、MIMO空間多重伝送を行う際に、送信側及び受信側の無線通信装置がそれぞれひとつである1対1の通信を前提としていた。しかし、MIMO空間多重伝送の拡張として、複数の無線通信装置とひとつの無線通信装置を同時に通信させるマルチユーザMIMO通信も可能である。このマルチユーザMIMO通信システムは、ひとつの基地局装置と複数の移動局、すなわち無線通信装置により構成され、基地局装置と複数の移動局が同時に通信を行う。その場合には、各移動局と基地局装置の間のMIMOチャネル情報(伝達関数行列の情報)を基地局装置が検出し、基地局装置が(または、基地局装置と移動局が協調して)送受信ウエイト制御を行い無線伝送を行う。
(第15の実施形態)
図19は、本発明の第15の実施形態における第1の無線通信装置の送受信ウエイト行列生成の処理フローを示す。マルチユーザMIMO通信システムにおける基地局装置は、上述した実施形態における第1の無線通信装置の機能を備える。
通信を行う際(ステップS91)、まず基地局装置において、上述した本実施形態のMIMOチャネル情報フィードバック方法を用いて事前に収集しておいた伝達関数行列の情報をもとに、同時に空間多重を行う移動局、すなわち無線通信装置を選択する(ステップS92)。選択された移動局に対する伝達関数行列を読み出し(ステップS93)、各移動局への送受信ウエイト行列を算出する(ステップS94)。送受信ウエイト行列の算出においては、単に図17で説明したような固有ベクトルではなく、各移動局の信号がお互いに干渉とならないように、アンテナの指向性制御において所定の方向にヌルを向けるなどのウエイトを形成する。算出された送受信ウエイト行列は一旦記憶され(ステップS95)、その後の無線データパケットの送信の際に用いられる。
(装置構成)
以上の方式に関する説明に加え、以下に装置構成について説明する。図20は、上述した実施形態における送信側と受信側の両方の機能を備えた無線通信装置の構成例である。図20において、符号401はデータ分割回路、符号402−1〜402−4はプリアンブル付与回路、符号403−1〜403−4は変調回路、符号404は送信信号変換回路、符号405−1〜405−4は無線部、符号406−1〜406−4はアンテナ、符号407はチャネル推定回路、符号408は伝達関数行列管理回路、符号409は信号検出回路、符号410はユニタリ行列生成回路、符号411は伝達関数行列補正回路、符号412はデータ合成回路、符号413は誤り検出回路、符号414は制御情報分離回路、符号415はMAC制御回路、符号416はMACフレーム生成回路、符号417は変調部、符号418は復調部である。
装置構成については、従来技術と本発明は同様の構成をとるが、内部の各機能ブロックにおける処理内容は若干ことなる。まず、従来技術における信号の流れを説明する。データが入力されると、MACフレーム生成回路416にてMACフレームを構成し、データ分割回路401に入力される。データ分割回路401では、MIMO通信として空間多重を行う場合には複数系統に信号を分割し、プリアンブル付与回路402−1〜402−4に入力する。空間多重を行わない場合には、1系統を選択(例えば、固定的にプリアンブル付与回路402−1を選択)し、入力する。プリアンブル付与回路402−1〜402−4では、入力された信号にプリアンブル信号を付与する。それぞれの信号系統においては、付与されるプリアンブル信号は異なる。
また、必要に応じてPHYレイヤ関連の制御情報、例えばIEEE802.11系の無線LANであれば、上記したPLCP制御情報なども付与される。その後、変調回路403−1〜403−4に入力され、変調処理が成される。ここでは、例えば、BPSK(Binary Phase Shift Keying)や64QAM等の変調方式や、必要に応じて変調処理の前後で誤り訂正符号化等も行われる。これらの信号は送信信号変換回路404に入力され、必要に応じて上記の式(3)に示すような所定の線形変換が行われる。なお、空間多重を行わない場合には、変換は行われない。このようにして変換された信号は、無線部405−1〜405−4に入力され、周波数変換及び増幅処理が行われ、アンテナ406−1〜406−4を介して送信される。
一方、アンテナ406−1〜406−4を介して信号を受信した際には、信号は無線部405−1〜405−4に入力され、周波数変換及び増幅処理が行われ、チャネル推定回路407に入力される。チャネル推定回路407では、受信信号の先頭に付与されたプリアンブル信号を抽出し、チャネル推定を行う。プリアンブル信号以降の信号は、信号検出回路409にそのまま入力される。チャネル推定回路407で推定することにより取得される伝達関数行列は、伝達関数行列管理回路408に入力され、一続きのデータパケットを受信し終えるまで、信号検出処理においてこの情報を利用する。信号検出回路409では、伝達関数行列管理回路408からの伝達関数行列とチャネル推定回路407からの受信信号を受け、信号検出処理を行う。なお、空間多重されている場合には、ZF方式やその他いかなる方式を用いて信号検出処理を行っても構わない。また、空間多重が行われていない場合には、各アンテナ406−1〜406−4で受信した信号を適宜合成し、ダイバーシチ利得を得るように信号検出処理を行う。なお、信号検出回路409では、必要に応じて、誤り訂正処理を行うことも可能である。
このようにして受信された信号は、データ合成回路412に入力され、空間多重が行われている場合には分割された信号系列の合成を行う。合成されたデータは誤り検出回路413に入力され、符号誤りの有無が判定される。誤りが検出されない場合、その信号を制御情報分離回路414に入力する。また、誤り判定の結果はMAC制御回路415にも入力される。制御情報分離回路414では、受信信号のMACヘッダ等を参照し、まず自局宛ての信号か否かを判定する。自局宛ての場合には、その旨をMAC制御回路415に入力するとともに、更に制御情報であれば、MAC制御回路415にデータを出力し、通常データであればMACヘッダ等を終端し、データを出力する。
MAC制御回路415では、制御情報分離回路414で分離した制御情報を解析するとともに、誤り検出回路413からの結果及び制御情報分離回路414からの報告(自局宛てか否か)を取得し、必要な制御情報を生成する。例えば、IEEE802.11系の無線システムであれば、自装置あての受信信号を符号誤りなしに検出した場合、ACK信号を返送するため、MACフレーム生成回路416に制御情報を出力する。何らかの制御情報の返送を要求するものであれば、該当する制御情報をMACフレーム生成回路416に出力する。また、制御情報として伝達関数行列情報を読み出し、伝達関数行列管理回路408に入力する場合もある。仮にフォワードリンクの伝達関数の情報をリターンリンクの伝達関数行列から算出する場合には、上記の式(7)に示す補正処理を行う必要がある。この場合には、伝達関数行列補正回路411にてこの処理を行う。したがって、直接、フォワードリンクの伝達関数行列情報を制御情報に収容してフィードバックする場合には、この伝達関数行列補正回路411は不要となる。
このようにして取得されたフォワードリンクの伝達関数行列は、データの送信時においてユニタリ行列生成回路410に入力される。データ分割回路401、またはMAC制御回路415から空間多重する信号系統数が指示され、指示される系統数に対応したユニタリ行列を生成する。例えば、ひとつの基地局装置と複数の無線通信装置により構成されるシステムの場合、各無線通信装置の通信相手は基本的に基地局装置のみとなる。この場合には、伝達関数行列管理回路408では、基地局装置との間の伝達関数行列のみを管理すればよい。一方、基地局装置の場合には配下の無線通信装置の伝達関数行列を管理し、必要に応じてそれらを読み出し、ユニタリ行列生成回路410にてユニタリ行列を生成する。
次に、MAC制御回路415にてACK信号等の制御情報を生成し、MACフレーム生成回路416を介して送信する場合をさらに詳しく説明する。先ほども説明したが、ACK信号等は通常、空間多重を行わずに信号を送信する。したがって、データ分割回路401に入力されたACK信号は分割されることなく、プリアンブル付与回路402−1に入力され、所定の変調処理が変調回路403−1で行われ、送信信号変換回路404は、処理を行わず通過させて、無線部405−1を介してアンテナ406−1から信号が送信される。
また、ACK信号を受信した場合、アンテナ406−1〜406−4のそれぞれで受信された信号は無線部405−1〜405−4を経由して受信され、チャネル推定回路407にて各系統の受信信号の伝達関数行列を取得する。ここでは、空間多重は行われていないため、伝達関数情報は行列形式ではなくベクトル形式となる。この情報は伝達関数行列管理回路408に記録され、この情報を元に後続するデータの信号検出を信号検出回路409にて行う。この信号検出においては、チャネル推定回路407で取得した伝達関数情報を元に、各系統の受信信号の位相が同位相になるように調整し、それらを合成して信号検出を行うのが一般的である。これにより、受信ダイバーシチ利得が得られ、特定のアンテナでの受信特性が悪くても、他のアンテナの受信特性がよければ良好な通信が可能となり、受信品質の変動を抑え、通信を安定化させることが出来る。
上述した装置構成は、従来技術と同じ装置構成であるが、本発明の実施形態では無線制御パケット(ないしは、無線データパケットでもよい)を複数信号系列として空間多重することなく伝送する場合の処理において、信号の流れが異なる。
例えば、ACK等の制御情報の返信において上述した第1の実施形態を適用した場合を説明する。例えば、4本のアンテナ406−1〜406−4を備えている場合には、データ分割回路401では4系等分のデータをコピーしてプリアンブル付与回路402−1〜402−4に入力する。ここでは、互いに直交関係があるようなプリアンブルを形成する。例えば、OFDM変調方式を仮定した場合、図6に示したようなプリアンブルを用いる場合を想定すると、プリアンブル付与回路402−1ではサブキャリア#1、#5、#9…のみを、プリアンブル付与回路402−2はサブキャリア#2、#6、#10…のみを、プリアンブル付与回路402−3ではサブキャリア#3、#7、#11…のみを、プリアンブル付与回路402−4では、サブキャリア#4、#8、#12…のみを有効な信号とみなし、それ以外の信号は廃棄して変調回路403−1〜403−4以降の処理を行う(図6のロングトレーニング信号の送信処理に対応する図7のデータ信号の送信処理に対応)。プリアンブル信号、及び後続するデータ(PLCP制御信号等も含む)はすべて図6に示すように処理を行う。
以上の処理は図6に示したプリアンブル信号を仮定していたものであったが、一般的には、これらの信号処理は、例えば、図11に示す処理を4系統に拡張した処理にも対応させることができる。
一方、受信信号の信号検出処理は従来技術と同じく処理することが可能であるが、伝達関数行列管理回路408では従来技術とは処理が異なる。MAC制御回路415では、データ送信後にACK信号(ないしは、応答のための無線制御パケット)を受信することを把握しているため、伝達関数行列管理回路408に対してACK信号等から伝達関数行列を取得する指示を行う。この指示が入力された場合、信号検出回路409での処理とは別に、例えば、図14におけるステップS43−1〜43−3で示した直接的な伝達関数情報取得に加え、S46の処理に示した不足した伝達関数行列情報の補完処理を行う。
同様の処理は、一般的には、図4に示す無線パケットの構成に対応可能であり、具体的には図6に加えて、図8のように構成しても構わないし、アンテナが2本の場合には図3のように対応することも可能である。例えば、図3の場合には、IEEE802.11系の信号に対し、プリアンブル付与回路402−1の信号を基準にすれば、プリアンブル付与回路402−2では1600nsの遅延に相当する位相の回転を付与している。同様に、変調回路403−2においてもプリアンブル信号に後続する信号に1600nsの遅延に相当する位相の回転が付与される。
このとき、伝達関数行列管理回路408は、図6及び図7を適用した例と異なり、チャネル推定回路407で直接的に伝達関数行列を取得可能である。また、信号検出回路409の処理のために、チャネル推定回路407は、受信した信号が空間多重を行っていない信号だと判定して、通常のチャネル推定を行った結果を用いる。しかし、伝達関数行列情報のフィードバックに関しては、図6及び図7を提供した例と異なり送信信号が図3に示したような構成であるとみなして処理を行う。これは、あたかも受信信号が空間多重を行っていた場合に、信号系列ごとの信号検出に必要な伝達関数を取得する処理に相当する。このように、2種類のチャネル推定処理を個別に行い、一方を信号検出回路409で用い、もう一方を伝達関数行列管理回路408で管理する伝達関数行列の取得のために用いる。
このようにして、例えば、既存のACK信号等を空間多重せず用いながら、送受信の各アンテナ間のMIMOチャネルの伝達関数情報を取得することが可能となる。なお、図20の説明では、OFDM変調方式を意図した図にはなっていないが、例えば、データ分割回路401から送信信号変換回路404の処理をサブキャリアごとに実施し、送信信号変換回路404の後段にIFFT回路を挿入すれば、OFDM変調方式対応の送信部に拡張できる。
また、受信系においても、チャネル推定回路407内にFFT回路を備え、伝達関数行列管理回路408、信号検出回路409をサブキャリアごとに個別に処理を行い、データ合成回路で全サブキャリアの信号を合成すれば、OFDM変調方式に対応可能である。また、図5に示す無線制御パケットの構成の場合には、データに後続される形でプリアンブル付与回路402−1〜402−4でロングトレーニング信号35−1〜35−4を付与し、受信時にはチャネル推定回路407にてこの部分を読み出し、ロングトレーニング信号32−1〜32−4およびロングトレーニング信号35−1〜35−4によりチャネル推定することで伝達関数行列情報を取得することも可能である。また、これらの組み合わせとして図8の構成を用いても構わない。
上記の実施形態によれば、MIMOチャネルの情報を送信側の無線通信装置で取得するためのフィードバックにおいて、新たなオーバヘッドを追加することなく、また追加を最小限に抑えて、かつ全てのアンテナに関する情報を収集可能という効果を得ることができる。また、このようにして求めたMIMOチャネル情報をもとに、最適な伝送モードを選択したり、適切な送受信ウエイト行列を算出し、これを用いて効率的なMIMO伝送を実現するという効果も期待できる。
なお、上述した実施形態においては、ユーザ情報を収容して伝送する無線上でのパケットを「無線データパケット」と、各種の制御情報を収容して伝送するパケットを「無線制御パケット」と呼び、前者はMIMO伝送を前提とし、後者はSISO伝送(MIMO空間多重伝送を行わないと言う意味であり、送受信に複数のアンテナは用いている)を前提としていた。
しかし、上述した実施形態にて意図するところは、MIMO空間多重伝送を行わないパケットを伝送する際に用いるSISO用のチャネル推定パイロット信号(プリアンブル信号、トレーニング信号)において、所定の直交関係を保持しながら複数のアンテナから異なるパターンを送信することで、複数の送受信アンテナ間のMIMOチャネル情報を推定することにある。したがって、無線データパケットをMIMO空間多重伝送せずにSISO伝送する際には、同様の手法でMIMOチャネルの伝達関数推定が可能である。
また、さらに、無線制御パケットとは、ACK信号やRTS/CTS信号を送信するためのパケットに加え、例えば移動局がエリア内に継続的に存在していることを確認するためのヘルスチェック用の制御情報や、ポーリングへの応答など広く一般的な制御情報を含むものである。
また、上述したMIMOチャネル情報フィードバック方法の実施形態の幾つかは、既存の無線システムの中で利用可能なものであり、それらと共に共存可能である。つまり、これらの実施形態を実装した装置と既存の装置は特に意識することなく通信が可能であり、通信を行う双方の無線通信装置が同時にこれらの実施形態を実装した際に、本発明の技術を利用することができる。
近年の無線通信システムでは、無線コネクション確立を行う通信の最初に、認証等の帰属処理を行う。さらにこの中で、各無線通信装置の機能をネゴシェーションする。この機能項目の一つとして、本発明のMIMOチャネル情報フィードバック方法の実装の有無、各種バリエーションがあるフィードバック方法のいずれに対応するか等の情報を含めることで、その後の通信において本発明が利用できる。
以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。したがって、本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。
なお、本発明の直交パイロット信号付与手段、第1の直交パイロット信号付与手段、第2の直交パイロット信号付与手段は、プリアンブル付与回路402−1〜402−4に対応し、信号直交化手段は、変調回路403−1〜403−4に内在するものである。また、信号送信手段は、無線部405−1〜405−4に対応する。また、本発明の直交パイロット抽出手段と、チャネル推定手段は、チャネル推定回路407に対応し、伝達関数行列算出手段は、伝達関数管理回路408及び伝達関数行列補正回路411に対応する。