JP4668080B2 - チャネル情報フィードバック方法、及び無線通信システム - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立なデータを送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列をもとに受信側の無線通信装置でデータの復調を行うことにより無線通信を実現する高速無線アクセスシステム、または無線ＬＡＮシステムにおいて、伝搬路の状況をフィードバックして効率的な伝送を行う上でのチャネル情報フィードバック方法、および無線通信装置に関する。

近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用い、最大で５４Ｍｂｐｓの伝送速度を実現している。

ただし、ここでの伝送速度とは物理レイヤ上での伝送速度であり、実際にはＭＡＣ（Medium Access Control）レイヤでの伝送効率が５０〜７０％程度であるため、実際のスループットの上限値は３０Ｍｂｐｓ程度である。一方で、有線ＬＡＮの世界ではＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）の１００Ｂａｓｅ−Ｔインタフェースをはじめ、各家庭にも光ファイバを用いたＦＴＴＨ （Fiber to the home）の普及から、１００Ｍｂｐｓの高速回線の提供が普及しており、無線ＬＡＮの世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。

そのための技術としては、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術が有力である。このＭＩＭＯ技術とは、送信側の無線通信装置において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信側の無線通信装置において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信側の無線通信装置で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。

ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信する無線通信装置の各アンテナ間にはＭ×Ｎ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_ｊ，ｉとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_ｉとし（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，…ｔ_Ｎ）を成分とする列ベクトルをＴｘ、第ｊアンテナでの受信信号をｒ_ｊとし（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，…ｒ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをＲｘ、第ｊ受信アンテナの熱雑音をｎ_ｊとし（ｎ_１，ｎ_２，ｎ_３，…ｎ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。この場合、以下の関係式が成り立つ。

したがって、式（１）の関係式をもとに、送信のためには、受信側の無線通信装置で受信された信号Ｒｘをもとに、送信信号Ｔｘを推定する技術が求められている。

上記のＭＩＭＯ通信においては、伝搬路の情報を利用して、その伝搬路に対して最適な状況で信号を送信することにより、最も効率的に通信を行うことができる。例えば、固有モードＳＤＭ（Space Division Multiplexing）方式を用いたＭＩＭＯ伝送においては、信号の伝送方向のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列Ｈを送信側の無線通信装置で取得できた場合に、この伝達関数行列Ｈに対応した送信信号の最適化を行う。

具体的には、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役な行列Ｈ^Ｈの積を対角化可能なユニタリ行列Ｕを生成し、このユニタリ行列で送信信号を変換して信号を送信する。このユニタリ変換行Ｕと伝達関数行列Ｈの間には以下の関係式が成り立つ。

式（２）において、右辺の行列Λは、対角成分のみが値を持ち、その他の成分がゼロである対角行列である。このような特徴を持つユニタリ行列Ｕを列ベクトルＴｘに作用させで信号を送信することにより、式（１）は以下のように変換される。

式（３）への変換により、送信信号はＭＩＭＯチャネル毎に直交化され、受信側での処理において簡易なＺＦ（Zero Forcing）方式を用いた場合であっても、各送信信号をＭＩＭＯチャネル毎のＳＮＲ（Signal Noise Ratio）特性が良好になるように調整することができる。また、このユニタリ行列の各列ベクトルは、送信信号である列ベクトルＴｘを各送信アンテナに分配する際の各アンテナに乗算する係数、すなわち送信ウエイトベクトル（各成分を送信ウエイトと呼ぶ）を与える。

この送信ウエイトを用いることで、各ＭＩＭＯチャネル毎に直交したビーム形成を行い、それぞれのビーム、すなわち固有ビームに相当するチャネルの利得がその固有ベクトルの固有値となる。したがって、全ＭＩＭＯチャネルのチャネル容量Ｃの上限は以下の式（４）で与えられる。

式（４）において、Ｂは帯威福、Ｐ_ｉは第ｉ番のＭＩＭＯチャネルの総送信電力、σ^２は雑音電力の分散値を意味する。式（４）から、どの程度の伝送レートの伝送モードを適用可能か、またさらにどの程度の数のＭＩＭＯチャネルを多重化できるかが推定できる。

ここで、伝送モードとは、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調方式と誤り訂正の符号化率の組み合わせにより規定されるモードのことである。

ちなみに、式（４）の中の送信電力Ｐ_ｉは全てのＭＩＭＯチャネルに共通の値である必要はなく、また、ＭＩＭＯチャネル毎に伝送モードを変更しても構わない。一般に、注水定理と呼ばれる手法を用いることでこのＰ_ｉの値を最適化することが可能である。この中で、Ｐ_ｉ＝０となるＭＩＭＯチャネルが存在した場合、そのチャネルは実際の伝搬には用いずに、他のＭＩＭＯチャネルに電力を配分した方が効率的であることを意味している。つまり、ＭＩＭＯの多重数を元々の上限値よりも少なく設定することになる。このようにして、多重化するＭＩＭＯチャネルの最適値を判断することも可能である。

いずれにしろ、ここで重要なのは、送信側でＭＩＭＯチャネルの情報、すなわち伝達関数行列Ｈを把握できているという点である。この情報を送信側の無線通信装置で取得することにより、信号送信時の送信ウエイトを最適化したり、伝送モードやＭＩＭＯ多重数を最適化することが可能となる。この結果、通信状態を良好な状態に保ち、無用な伝送エラーおよびそれに伴う再送を避けることが可能となる。なお、ＯＦＤＭ変調方式を用いるシステムの場合には、サブキャリア毎に伝達関数行列が異なり、全て、あるいは一部のサブキャリアの伝達関数行列を取得する必要がある。

このように、送信側の無線通信装置においてＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列が取得できた場合の利用方法は様々であるが、問題はその情報の取得方法である。最も単純な例として、双方向のＭＩＭＯ伝送であれば、ＭＩＭＯ信号の受信時に推定した伝達関数行列を記憶しておき、次回の送信時にこれを利用するというものがある。しかし、一般の無線通信では基地局装置から端末としての無線通信装置へのダウンストリームでの伝送が支配的であり、その逆方向であるアップストリームにおいてＭＩＭＯ伝送が利用されるケースは稀である。また、通常のトラヒックはバースト的であり、一方方向の伝送が連続的に続き、しばらく時聞か空いてから逆方向のデータが流れることが一般的で、この間に伝搬路の状況は時間と共に大きく変動することが予想される。

上記のような一般の無線通信では、上述した効率的な伝送に利用するには精度が低すぎる。またさらに、例えば、最大４多重までが可能なシステムであっても、ＭＩＭＯ伝送の受信信号における多重数が２多重であった場合には、３多重、または４多重を行う場合の情報を得るには不十分である。

このような問題を解決するための技術が特許文献１において提案されている。特許文献１に示される技術は、固有モードＳＤＭ方式のひとつの実現方法を提案するものであるが、その中で伝達関数行列Ｈの取得方法についても言及している。

図２１に、従来方式における伝達関数情報の収集方法の例を示す。ここでは、上側に第１の無線通信装置、下側に第２の無線通信装置を配置し、これらの無線通信装置の間で伝達される情報について横軸を時間として示した。図２１において、符号１０１は無線制御パケット＃１、符号１０２は無線制御パケット＃２、符号１０３は、無線データパケットである。

第１の無線通信装置はデータを送信するにあたり、まず無線制御パケット＃１（１０１）を第２の無線通信装置に向けて送信する。この無線制御パケット＃1（１０１）は、大きく２種類の選択肢を含み、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数を推定するためのＭＩＭＯプリアンブルの送信要求を含むか、あるいは、自らＭＩＭＯプリアンブルを送信すると共にチャネル推定結果としての伝達関数情報の返送要求を含むことになる。

第２の無線通信装置では、上記の２種類の選択肢の前者の場合には無線制御パケット＃２（１０２）としてＭＩＭＯプリアンブルを含む信号を送信する。これにより、第２の無線通信装置から第１の無線通信装置方向の伝達関数行列を取得することが可能となる。

一方、後者の場合には、第２の無線通信装置はチャネル推定結果としての伝達関数情報を収容して無線制御パケット＃２（１０２）を第１の無線通信装置に返送する。これにより、第１の無線通信装置から第２の無線通信装置方向の伝達関数行列を取得することが可能となる。このようにして取得した伝達関数に関する情報をもとに、第１の無線通信装置はユーザデータを収容した無線データパケット（１０３）を送信する。

ここで、第１の無線通信装置から第２の無線通信装置方向への伝達関数行列Ｈ_ＦＷと、その逆方向である第２の無線通信装置から第１の無線通信装置方向への伝達関数行列Ｈ_ＢＷとは、所定の変換処理を行うことで関係付けることができる。送信側のアンテナ端と受信側のアンテナ端の聞の伝達関数行列そのものは、行列の転置処理で対応付けることが可能であるが、実際の上記式（１）などで示される伝達関数行列Ｈは、送信側の無線部（送信パワーアンプや周波数変換器（アップコンバータ）等を含む）毎の増幅率及び位相の回転に相当する物理量と、受信側の無線部（ローノイズアンプや周波数変換器（ダウンコンバータ）等を含む）毎の増幅率及び位相の回転に相当する物理量に依存する。例えば第ｋ（ｋ＝１ ｏｒ ２）の無線通信装置の第ｉアンテナにおける無線部（送信側）及び無線部（受信側）の増幅率及び位相の回転に相当する複素数の物理量をそれぞれα_ｋ，ｉ、β_ｋ，ｉとする。同様に送受信アンテナ端間の空間のみに依存した伝達関数行列をＨ_ｓｐとする。｛α_ｋ，ｉ｝を対角成分とする対角行列をＡ_ｋ、｛β_ｋ，ｉ｝を対角成分のもつ対角行列をＢ_ｋとすると、実効上の伝達関数行列は以下の式（５）及び式（６）で表される。

なお、行列^ｔＨ_ｓｐとは、Ｈ_ｓｐの転置行列を表す。以上の式（５）及び（６）より、次の関係式が得られる。

式（７）において、行列Ｂ_１ ^−１・Ａ_１とは｛α_１，ｉ／β_１，ｉ｝を対角成分とする対角行列となる。同様に、行列Ｂ_２ ^−１・Ａ_２とは｛α_２，ｉ／β_２，ｉ｝を対角成分とする対角行列となる。

通信を開始する際に、これらの情報をお互いに通知しあうことをすれば、式（７）を用いて、第２の無線通信装置から第１の無線通信装置方向への伝達関数行列に基づいて、その逆方向である第１の無線通信装置から第２の無線通信装置方向への伝達関数行列を簡易に算出することが可能である。したがって、先ほどの無線制御パケット＃１（１０１）の利用方法としては、前者および後者のいずれの選択肢を用いても、所望の伝達関数行列Ｈ_ＦＷを取得することは可能である。

ただし、その際の効率に関しては若干異なる。例えば、前者の無線制御パケット＃２（１０２）において、伝達関数行列に関する情報を返送する場合を考える。この場合の極端な例として第１の無線通信装置が８本のアンテナを備え、第２の無線通信装置が４本のアンテナを備える場合を考える。一般に、無線システムにおける基地局装置は端末となる無線通信装置に比べて高機能に設計され、無線システムにおける無線通信装置は、多数の無線通信装置のコストを抑えるため、そのハードウエア構成は可能な限り軽いことが望ましいため、前記のような構成は想定され得る。

このような場合、ＭＩＭＯチャネルとしては８×４＝３２通りの伝送パスが存在する。パス毎に伝達関数の情報が規定されるだけでなく、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇのようにＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、４８のデータサブキャリアについて個別に情報を通知する必要がある。あるサブキャリアのひとつのパスの伝達関数情報を、実数部に１２ビット、虚数部に１２ビットを割り当てて表現する場合、全体としては、４８サブキャリア×３２パス×３バイト（２×１２ビット）＝４０６８バイトの情報量になる。

伝達関数情報は、制御情報であることから、ある程度信頼性の高い伝送モードを用いることが期待されるが、仮にＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおける１６０ＱＡＭ Ｒ＝１／２の２４Ｍｂｐｓの伝送モードを仮定すると、１ＯＦＤＭシンボルで伝送可能な容量は１２バイトなので、３８４ＯＦＤＭシンボルも要することになる。これは時間に換算して約１．５ｍｓである。この時間は、あまりに重い負荷であり、実際にはこれにプリアンブル等の各種オーバヘッドが付与されることを考えると、実際の通信では殆ど許容できない。

一方、後者の無線制御パケット＃２（１０２）にＭＩＭＯプリアンブルを収容して伝送する場合を考える。第２の無線通信装置のアンテナ４本分のプリアンブルとしては、例えば、最も単純に１シンボル毎にアンテナを切り替えてプリアンブルを送信する場合には、４シンボルで済む。上記に比べて、１／９６倍のオーバヘッドに相当する。このように、ＯＦＤＭ変調方式の適用や、利用するアンテナの本数が多くなるにつれて、後者の優位性は際立つものとなる。

次に、ＭＩＭＯチャネルのチャネル推定の手法についての従来技術を以下に説明する。まず初めに、空間多重を行わないＳＩＳＯ（Single-Input Single-Output）伝送の場合の無線データパケットの構成例を図２２に示す。図２２において、符号１１１はショートトレーニング信号、符号１１２はロングトレーニング信号、符号１１３はＰＬＣＰ制御情報（ＰＬＣＰ:Physical Layer Convergence Protocol）、符号１１４はデータを表す。

無線通信では、データの送信に先立ち、既知のプリアンブル信号が付与される。このプリアンブル信号の役割は、タイミング検出、ＡＦＣ（Automatic Frequency Control）、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）に加えて、伝搬路の伝達関数情報の取得があげられ、この目的のために、実際のデータや制御情報の送信に先行して送信される。補足すると、この種の信号はプリアンブル信号、トレーニング信号、及びパイロット信号等の様々な名称で呼ばれることがある。また、以下の説明において、「直交パイロット信号」とは、直交関係にある複数のロングトレーニング信号、またはプリアンブル信号のことを示すものとする。また、プリアンブル信号には、ショートトレーニング信号を含むものとする。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇなどでは、タイミング検出、ＡＦＣ、ＡＧＣ等の目的と、伝達関数情報の取得の目的で付与される信号があり、前者の目的で付与される信号はショートトレーニング信号１１１と呼ばれ、後者の目的で付与される信号はロングトレーニング信号１１２と呼ばれる。もちろん、上記の目的のみでなく、ロングトレーニング信号１１２でタイミング検出を行い、ショートトレーニング信号１１１で荒く調整したＡＦＣ、ＡＧＣ等をより高精度で引き込むためにロングトレーニング信号１１２を用いることもある。このようなプリアンブル信号には、ＰＬＣＰ制御信号１１３が後続し、この情報に、ＰＬＣＰ制御信号１１３に後続するデータ１１４に関する制御情報が規定される。また、データの長さや、データに適用される変調モードなどもＰＬＣＰ制御情報１１３に含まれる。

ＰＬＣＰ制御情報１１３をもとに、受信側ではデータ１１４の復調を行い、送信側で送信したユーザデータの再生を行う。この例ではＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ等のパケットベースの無線通信を想定しているが、例えばＨｉｐｅｒＬＡＮ／２（日本ではＨｉｓＷＡＮａ：High Speed Wireless Access Systemと呼ばれる）等のＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式を用いた通信の場合には、ＰＬＣＰ制御情報１１３は別途送信されたりすることもある。一般的に言えることは、伝達関数情報のチャネル推定に必要なロングトレーニング信号１１２のプリアンブル信号がデータ１１４に先行して送信される点である。

以上のＳＩＳＯ通信の場合に対し、ＭＩＭＯ通信の場合の無線データパケットの構成例を図２３に示す。図２３において、符号１２１−１と１２１−２はショートトレーニング信号、符号１２２−１と１２２−２はロングトレーニング信号、符号１２３−１と１２３−２はＰＬＣＰ制御情報、符号１２４−１と１２４−２はＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号、符号１２５−１と１２５−２はデータを表す。基本的に、ショートトレーニング信号１２１−１と１２１−２、ロングトレーニング信号１２２−１と１２２−２は、ＰＬＣＰ制御情報１２３−１と１２３−２は、それぞれ同一の信号である。

まず、ショートトレーニング信号１２１−１と１２１−２、及びロングトレーニング信号１２２−１と１２２−２を用いてＰＬＣＰ制御情報１２３−１と１２３−２を復調する。このＰＬＣＰ制御情報１２３−１と１２３−２の中には、ＭＩＭＯ伝送に関わる制御情報が含まれる。

具体的には、図２２にて説明したデータの長さや変調モードに加え、適用されるＭＩＭＯチャネルの多重数などの情報も規定される。この制御情報を用いて、後続する情報のフレーム構成が判定される。このＰＬＣＰ制御情報１２３−１と１２３−２に後続して、ＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号１２４−１と１２４−２が存在する。このＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号１２４−１と１２４−２を用いて各アンテナ間の伝達関数行列を求め、これを用いて以降のデータ１２５−１と１２５−２のチャネル分離を行い復調処理を行う。ポイントとしては、データ＃１（１２５−１）とデータ＃２（１２５−２）にはそれぞれ別々の信号が収容され、これらをチャネル分離するためにＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号＃１（１２４−１）とＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号＃２（１２４−２）にも、それぞれ別の信号が収容される点にある。

このＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号１２４−１と１２４−２の選び方としては、様々な方式が提案されている。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１委員会のタスクグループｎ（ＴＧｎ）の議論の中では、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３等に示される方法が提案されている。

ここで、非特許文献１に示される技術は、同一時刻には１つのアンテナのみからプリアンブル信号を送信しながら、時刻を変えて順番に全アンテナからプリアンブル信号を送信する方法である。このＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号の概要を図２４及び図２５にて説明する。図２４及び図２５において、符号１３１−１から１３６−１及び符号１３１−２から１３６−２は各サブキャリアのＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号である。

さらに、符号１３７−１及ぶ１３７−２は、第１の送信アンテナから出力されるＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号を、符号１３８−１及び１３８−２は第２の送信アンテナから出力されるＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号を表す。図２４と図２５は、それぞれ複数シンボルに渡って構成されるＭＩＭＯ用プリアンブル信号の第１シンボル目と第２シンボル目のＭＩＭＯ用プリアンブル信号を示している。それぞれの図の横軸はサブキャリア番号を表す。

図２４及び図２５から分かるように、各シンボルでは、同一のサブキャリアにおいては１つの送信アンテナより信号が送信され、残りの送信アンテナは信号なし（Ｎｕｌｌ）となっている。したがって、そのシンボルの各サブキャリアのロングトレーニング信号から、該当する送受信アンテナ間の伝達関数を取得可能である。

Ｎｕｌｌとなっているサブキャリアとアンテナの組み合わせに関しては、次のシンボルにおいて信号が送信される。したがって、各シンボルのチャネル推定結果を合成することにより、全体の伝達関数行列が取得可能である。

次に、非特許文献２に示される技術は、図２３におけるＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号＃１（１２４−１）とＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号＃２（１２４−２）とで、１６００ｎｓ相当の位相のシフト分の差を設けた方式である。この方式において、受信側では、例えばＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号＃１（１２４−１）と同一のパターンの既知信号と、受信信号の間の相互相関とともに、ＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号＃２（１２４−２）と同一のパターンの既知信号と、受信信号の間の相互相関を取得する。ここでの１６００ｎｓ相当の位相のシフトは、丁度、時間を０〜１６００ｎｓずらした範囲内での両者の相互相関をゼロとする設定となっている。すなわち、それぞれの信号を時間δだけシフトさせて、１シンボルに渡る相互相関をとった場合、δが０〜１６００ｎｓまでの時間領域においては、それぞれが直交（相関値ゼロ）した関係になっており、この結果、各アンテナ間のインパルス応答を分離して測定することが可能である。ここで測定された遅延プロファイルを逆フーリエ変換することにより、周波数ドメイン、すなわち各サブキャリアにおける伝達関数に変換することが可能である。

非特許文献１に示される技術の場合には、２本の送信アンテナに関する伝達関数を取得するために２シンボル長のプリアンブルが必要であったが、非特許文献２に示される技術では１シンボルで２本のアンテナ分の伝達関数を取得することが可能である。

非特許文献３に示される技術は、非特許文献１に示される技術のうち図２４の構成だけを利用し、図２５の構成を省略する方法に相当する。当然、信号が送信されていないサブキャリアとアンテナの組み合わせに対応した伝達関数は直接的に取得できない。しかし、図２４の例では第１送信アンテナに関しては奇数サブキャリアにおいて伝達関数が取得可能であるため、第１送信アンテナの偶数サブキャリアの伝達関数は、奇数サブキャリアの伝達関数を基にした内挿ないしは外挿処理により求めることが可能である。また、第２送信アンテナに関しても同様にして求めることが可能である。

以上の非特許文献１、２、３の説明は、送信アンテナが２本の場合の例であったが、当然ながら３本以上の場合にも拡張可能であり、非特許文献１、２、３の中においても説明がなされている。全ての方式に共通なのは、後続するデータ領域の空間多重数に対応したＭＩＭＯ用プリアンブルを採用する点である。言い換えれば、空間多重の行われていないＳＩＳＯ信号を伝送する場合には、ＭＩＭＯ用プリアンブルを付与することはない。

上述した特許文献１に記載された技術は、チャネル推定を行うことを目的とした専用の無線制御パケットを定義して、直接的に伝達関数情報を収集していた。これらの無線制御パケットは、従来の各種制御信号を伝送するための無線制御パケットとは異なるものであり、さらに第１の無線通信装置から第２の無線通信装置宛の無線制御パケット＃１（１０１）と、第２の無線通信装置から第１の無線通信装置宛の無線制御パケット＃２（１０２）の組み合わせでフィードバックを行うのが特徴であった。

次に、従来技術の無線通信の概要について説明する。一般の無線通信においては、ユーザデータの収容された無線データパケットの送信に加え、各種制御情報を収容した無線制御パケットが頻繁に基地局装置と無線通信装置で送受信される。最も頻度の多い情報としては、データの正常受信確認のためのＡＣＫ（Acknowledgement）情報であり、この情報に基づいて符号誤りの発生した無線データパケットの再送制御を行う。図２６に、従来方式におけるデータ転送の流れを示す。図２６において、符号１４１及び符号１４３は無線データパケット、符号１４２及び符号１４４はＡＣＫ情報を含んだ無線制御パケット＃３を示す。横軸は時間を表し、上側が無線データパケットの送信側である第１の無線通信装置、下側が無線データパケットの受信側である第２の無線通信装置を表す。第１の無線通信装置がユーザデータを含んだ無線データパケット１４１を送信すると、第２の無線通信装置はその受信状態を通知するためのＡＣＫ情報を含んだ無線制御パケット＃３（１４２）を送信する。通常、送信される無線データパケット１４１及び無線データパケット１４３には、ユーザデータの通し番号であるシーケンス番号が付与され、この番号を介して通信状況が正常であるか否かの判定が行われる。

無線制御パケット＃３（１４２）に含まれる情報の例としては、例えば無線データパケット１４１を単純に正常に受信した旨を示すメッセージや、さらに、無線データパケット１４１に付与されていたシーケンス番号が含まれていてもよい。また、より効率的な再送制御である選択再送制御を行うため、これまでに正常受信が完了した複数のシーケンス番号を含んでも良い。第１の無線通信装置側では、この無線制御パケット＃３（１４２）を受信し、もし無線データパケット１４１が送信完了していれば次のユーザデータを、無線データパケット１４１の符号誤りが検出された場合には無線データパケット１４１そのものを、無線データパケット１４３として送信する。

さらに、引き続き第２の無線通信装置は無線データパケット１４３に対する無線制御パケット＃３（１４４）を返送する。この無線制御パケット＃３（１４２）及び無線制御パケット＃３（１４４）の送信タイミングは、無線データパケット１４１及び無線データパケット１４３の直後であっても、所定の時間経過した後であっても構わない。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線データパケット１４１及び無線データパケット１４３の受信後１６μｓｅｃ経過したタイミングで無線制御パケット＃３（１４２）及び無線制御パケット＃３（１４４）を送信することが規定されているが、ＴＤＭＡ制御を用いるＨｉｐｅｒＬＡＮ／２においては、基地局装置の管理の下、ある程度の時間を空けて送信することになる。

この他にも、上記のような制御情報を収容した無線制御パケットの例としては、基地局集中型のシステムにおける基地局装置が無線通信装置側に対して送信予定のデータの有無を判定するためのポーリング制御用パケットや、自立分散型のシステムにおける隠れ端末問題を回避するためのＲＴＳ／ＣＴＳ（Request to Send/Clear to Send）パケットなどがあげられる。

図２７には、ＣＳＭＡ（Career Sense Multiple Access）制御を用いたパケットベースでの通信における、ＲＴＳ／ＣＴＳを用いたデータ転送の概要を示す。図２７において、符号１５１はＲＴＳに対応した無線制御パケット＃４、符号１５２はＣＴＳに対応した無線制御パケット＃５、符号１５３及び１５５は無線データパケット、符号１５４及び１５６はＡＣＫ情報を含む無線制御パケット＃３を示す。第１の無線通信装置が通信を開始するとき、事前に無線制御パケット＃４（１５１）を送信する。この中には、宛先装置側の識別ＩＤの他、連続的に帯域を占有する時間をＮＡＶ（Network Allocation Vector）として設定する。この無線制御パケット＃４（１５１）を受信した全無線通信装置は、宛先装置の識別ＩＤから自装置宛か否かを判定し、他装置宛の場合には帯域占有時間を送信禁止時間と設定する。第２の無線通信装置はこの無線制御パケット＃４（１５１）の宛先が自装置宛だと判定し、ＣＴＳに相当する無線制御パケット＃５（１５２）を送信する。その際、無線制御パケット＃５（１５２）のＮＡＶには、残りの帯域占有時間を算出して設定する。

これにより、無線制御パケット＃４（１５１）、または無線制御パケット＃５（１５２）が受信可能な全無線通信装置は、この帯域占有時間内の送信を控える。無線制御パケット＃５（１５２）を受信した第１の無線通信装置は、無線データパケット１５３を送信し、第２の無線通信装置は、ＡＣＫ情報として無線制御パケット＃３（１５４）を送信する。ＮＡＶの時間内であれば、その後も連続的に無線データパケット１５５と無線制御パケット＃３（１５６）を順次送信しても構わない。

これらの無線制御パケットは制御情報を収容するということで、より信頼性の高い伝送モードを用いて確実に相手に通知することが求められている。またＲＴＳ／ＣＴＳでは、通信相手のみならず、同一周波数チャネルを共用する他の全てのユーザに対して確実に通知する必要があるため、選択可能な伝送モードが複数あった場合、その中でオプションとされる伝送モードではなく、全ての無線通信装置に実装が義務付けられている伝送モードを用いて伝送する。

既存のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇシステムの後継として期待される新標準ＩＥＥＥ８０２．１１ｎは現在標準化の途中にあるが、同一の８０２．１１フアミリシステムとして後方互換性が求められ、この標準の中でＲＴＳ／ＣＴＳが用いられる場合には、この無線制御パケットはＭＩＭＯ化されずにＳＩＳＯモードでの転送が規定され、これにより従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇシステムもこのパケットを検出することができることになる。また、ＡＣＫ情報を含む無線制御パケットも、同様の理由からＳＩＳＯモードで通信することが期待される。

次に、従来方式における第１の無線通信装置（送信側）及び第２の無線通信装置（受信側）における処理内容をフローチャートを用いて説明する。

図２８に、従来方式である図２２に示したフォーマットの信号を送信する場合における無線制御パケットの送信処理フローを示す。なお、ここでは無線制御パケットに関する例としたが、一般に空間多重を行わない場合の例に相当し、ＳＩＳＯ伝送の無線データパケットの場合にも対応する。まず送信すべき情報、すなわち制御情報ないしはユーザデータ等が入力される（ステップＳ１０１）。まず、パケットを形成するため、ショートトレーニング信号の付与を行い（ステップＳ１０２）、ロングトレーニング信号の付与を行い（ステップＳ１０３）、ＰＬＣＰ制御情報の付与（ステップＳ１０４）を行う。そして、送信すべき情報を付与し（ステップＳ１０５）、無線制御パケット、あるいは無線データパケットを形成し、これを所定の変調処理を施して１本のアンテナより送信して（ステップＳ１０６）、処理を終了する（ステップＳ１０７）。

なお、複数のアンテナより送信しても構わないが、基本的には同等の処理を行う。また、ＰＬＣＰ制御情報が不要であるならば、ステップＳ１０４は省略してもよい。

図２９に、従来方式の図２３に示したフォーマットの信号を送信する場合における無線データパケットの送信処理フローを示す。ここでは、複数のデータストリームを空間多重するＭＩＭＯ伝送の場合の無線データパケットの送信方法を説明する。データが入力されると（ステップＳ１１１）、入力されるデータを複数系統の信号にＳ／Ｐ（Serial/Parallel）変換する（ステップＳ１１２）。次に、それぞれの系統においてショートトレーニング信号の付与を行い（ステップＳ１１３−１、Ｓ１１３−２）、ロングトレーニング信号の付与を行い（ステップＳ１１４−１、Ｓ１１４−２）、ＰＬＣＰ制御情報の付与を行う（ステップＳ１１５−１及びＳ１１５−２）。そして、信号系統毎に異なるＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号＃１及び＃２の付与を行い（ステップＳ１１６−１、Ｓ１１６−２）、送信すべきデータを個別に付与し（ステップＳ１１７−１及びＳ１１７−２）、各信号系統の無線データパケットを形成する。これを所定の変調処理を施してそれぞれのアンテナより送信し（ステップＳ１１８−１及びＳ１１８−２）、処理を終了する（ステップＳ１１９）。

なお、ＰＬＣＰ制御情報が不要であるならば、ステップＳ１１５−１及びＳ１１５−２を省略してもよい。ステップＳ１１６−１及びＳ１１６−２で付与するＭＩＭＯ用プリアンブルは、非特許文献１、２、３等にも紹介されているものの他、個別に伝達関数が推定できるものであれば如何なるものでも構わない。
国際公開第２００５／０５５４８４号パンフレット "Proposal for 802.11n"，IEEE802.11 標準化寄書，11-04-0938-00-00n，August,2004 "WWiSE IEEE802.11n Proposal",IEEE802.11標準化寄書,11-04-0935-00-00n，August,2004 "Backwards compatibility, -How to make a MIMO-OFDM system backwards compatible and coexistence with lla/g at the link level.-'，IEEE802.11 標準化寄書，11-03-0714-00-OOn, September,2003

上記に説明した従来方式では、第１の無線通信装置から第２の無線通信装置宛の無線制御パケット＃１（１０１）と、第２の無線通信装置から第１の無線通信装置宛の無線制御パケット＃２（１０２）の２つの無線制御パケットの交換を行うことがＭＩＭＯチャネル情報フィードバックを行う際に必要であった。

しかしながら、これらの情報の交換に要する時間はデータ通信を行う上ではロスとなり、その時間長は無視できない。チャネルの変動の早い環境、例えば公衆ホットスポット等やアウトドアでは、数十ｍｓオーダーでチャネルが変動し、その中で頻繁にＭＩＭＯチャネル推定用の無線制御パケットを頻繁に送信することは伝送効率の低下につながる。

また、第１の無線通信装置が無線データパケットを送信する以前に、第２の無線通信装置から受信したＭＩＭＯプリアンブルを含む無線データパケットからＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を取得することは可能である。しかし、仮に第２の無線通信装置が４本のアンテナを備えているのに無線データパケットのＭＩＭＯにおける空間多重数が２であった場合、その無線データパケットには２本分のアンテナに関するＭＩＭＯ用プリアンブルしか含まれていないため、４本分全ての情報を収集することはできない。

このように、ＭＩＭＯチャネルの情報を送信側の無線通信装置で取得するためのフィードバックにおいて、新たなオーバヘッドを追加することなく、あるいは追加を最小限に抑えて、かつ全てのアンテナに関する情報を収集可能な手法の確立が課題となっていた。

本発明は、上記課題を解決すべくなされたもので、その目的は、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を送受信装置間でフィードバックする際に、全てのアンテナの情報をより少ないオーバヘッドでフィードバックすることを実現するチャネル情報フィードバック方法、及び無線通信装置を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明は、複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムにおけるチャネル情報フィードバック方法であって、前記第２の無線通信装置にて、複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第１の直交パイロット信号として前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する第１の直交パイロット信号付与処理を行うステップと、前記無線制御パケットの前記先頭領域に後続する情報領域に対して前記直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施す信号仮想直交化処理を実施するステップと、前記無線制御パケットを前記複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信する信号送信処理を行うステップと、を含み、前記第１の無線通信装置にて、前記無線制御パケットを前記複数の受信アンテナを用いて受信する信号受信処理を行うステップと、受信した前記無線制御パケットから前記第１の直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出する直交パイロット信号抽出処理を行うステップと、当該抽出した信号と前記既知のパターン信号との関係に基づき前記第２の無線通信装置から前記第１の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を生成するチャネル推定処理を行うステップと、生成した伝達関数行列情報に基づいて当該伝達関数行列情報に対応する通信の方向と逆方向である前記第１の無線通信装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を算出する伝達関数算出処理を行うステップと、を含むことを特徴とするチャネル情報フィードバック方法である。

本発明は、複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムにおけるチャネル情報フィードバック方法であって、前記第２の無線通信装置にて、複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第１の直交パイロット信号として前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する第１の直交パイロット信号付与処理を行うステップと、前記無線制御パケットの前記先頭領域に後続する情報領域に対して前記直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施す信号仮想直交化処理を実施するステップと、前記第１の直交パイロット信号のいずれか、または該第１の直交パイロット信号に所定の係数を乗算して得られる複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第２の直交パイロット信号として、前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの前記無線制御パケットに付与する第２の直交パイロット信号付与処理を行うステップと、前記無線制御パケットを前記複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信する信号送信処理を行うステップと、を含み、前記第１の無線通信装置にて、前記無線制御パケットを前記複数の受信アンテナを用いて受信する信号受信処理を行うステップと、受信した前記無線制御パケットから前記第１の直交パイロット信号及び前記第２の直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出する直交パイロット信号抽出処理を行うステップと、当該抽出した信号を線形加算した信号と前記既知のパターン信号との関係に基づき前記第２の無線通信装置から前記第１の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を生成するチャネル推定処理を行うステップと、生成した伝達関数行列情報に基づいて当該伝達関数行列情報に対応する通信の方向と逆方向である前記第１の無線通信装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を算出する伝達関数算出処理を行うステップと、を含むことを特徴とするチャネル情報フィードバック方法である。

本発明は、上記に記載の発明において、前記第１の無線通信装置と前記第２の無線通信装置はそれぞれＫ（Ｋ＞１：Ｋは整数）本のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調方式が適用され、前記第１の無線通信装置はＮ（Ｎ＞１：Ｎは整数）本の送受信アンテナを有し、前記第２の無線通信装置はＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本の送受信アンテナを有し、前記第２の無線通信装置の前記第１の直交パイロット信号付与処理、または前記第２の直交パイロット信号付与処理を行うステップにて、前記複数の送受信アンテナから送信されるそれぞれの前記無線制御パケットに付与される前記第１の直交パイロット信号、または前記第２の直交パイロット信号を、前記サブキャリアごとの成分に分解した際に、前記送受信アンテナのそれぞれから送信される各信号内には少なくとも１本以上の前記サブキャリアの信号成分を含まないように設定し、前記チャネル推定処理を行うステップにて、前記Ｋ本のサブキャリアの中の第ｋ（１≦ｋ≦Ｋ：ｋは整数）番目のサブキャリアの前記第２の無線通信装置の第ｊ（１≦ｊ≦Ｍ：ｊは整数）番目の送受信アンテナと、前記第１の無線通信装置の第ｉ（１≦ｉ≦Ｎ：ｉは整数）番目の送受信アンテナ間の伝達関数行列情報の取得を行う際に、前記第２の無線通信装置の前記第ｊ番目の送受信アンテナから送信される前記第１の直交パイロット信号、または前記第２の直交パイロット信号内に前記第ｋ番目のサブキャリアの成分が含まれる場合、前記第１の直交パイロット信号、または前記第２の直交パイロット信号、またはこれらの線形加算した信号と、前記既知のパターンの信号との相互相関を算出することにより、前記第２の無線通信装置の前記第ｊ番目の送受信アンテナと前記第１の無線通信装置の前記第ｉ番目のアンテナ間の伝達関数行列情報を直接的に取得する直接伝達関数取得処理を行い、前記第２の無線通信装置の前記第ｊ番目の送受信アンテナから送信される前記第１の直交パイロット信号、または前記第２の直交パイロット信号内に前記第ｋ番目のサブキャリアの成分が含まれていない場合、前記第ｋ番目のサブキャリアに近接した少なくとも１つのサブキャリアにて前記直接伝達関数取得処理において取得した前記第２の無線通信装置の前記第ｊ番目の送受信アンテナと前記第１の無線通信装置の前記第ｉ番目の送受信アンテナ間の伝達関数行列情報に関する内挿、または外挿演算により補完して当該サブキャリアの伝達関数行列情報を取得する伝達関数補完取得処理を行うことを特徴とする。

本発明は、上記に記載の発明において、前記第１の無線通信装置は前記送受信アンテナごとに無線部を備え、前記無線部は、自装置の第ｈ番目のアンテナに接続された前記無線部における送信信号の増幅率と位相回転量を示す複素物理量をα _ｈ 、及び第ｈ番目の前記無線部における受信信号の増幅率と位相回転量を示す複素物理量をβ _ｈ とした場合、前記第１の無線通信装置にて、所定の周期で自装置の前記複素物理量の比であるα _ｈ ／β _ｈ を取得するキャリブレーション係数取得処理を前記送受信アンテナごとに行うステップと、
前記所定の周期にて、前記複素物理量の比を自装置の全ての前記送受信アンテナに渡り同一の値をとるように前記無線部における送信信号の増幅率と位相回転量、または前記無線部における受信信号の増幅率と位相回転量を調整するキャリブレーション処理を前記送受信アンテナごとに行うステップと、を含み、前記第１の無線通信装置の前記伝達関数補正処理を行うステップにて、前記第２の無線通信装置から前記第１の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列を転置した行列として前記第１の無線通信装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナの伝達関数行列情報を与えることを特徴とする。

本発明は、複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムであって、前記第２の無線通信装置が、複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを直交パイロット信号として前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する直交パイロット信号付与手段と、前記無線制御パケットの前記先頭領域に後続する情報領域に対して前記直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施す信号仮想直交化手段と、前記無線制御パケットを前記複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信する信号送信手段と、を備え、前記第１の無線通信装置が、前記無線制御パケットを前記複数の受信アンテナを用いて受信する信号受信手段と、受信した前記無線制御パケットから前記直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出する直交パイロット信号抽出手段と、当該抽出した信号と前記既知のパターン信号との関係に基づき前記第２の無線通信装置から自装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を生成するチャネル推定手段と、生成した伝達関数行列情報に基づいて当該伝達関数行列情報に対応する通信の方向と逆方向である自装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を算出する伝達関数行列算出手段と、を備えたことを特徴とする無線通信システムである。

本発明は、複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムであって、前記第２の無線通信装置が、複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第１の直交パイロット信号として前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する第１の直交パイロット信号付与手段と、前記無線制御パケットの前記先頭領域に後続する情報領域に対して前記直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施す信号仮想直交化手段と、前記第１の直交パイロット信号のいずれか、または該第１の直交パイロット信号に所定の係数を乗算して得られる複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第２の直交パイロット信号として、前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの前記無線制御パケットに付与する第２の直交パイロット信号付与手段と、前記無線制御パケットを前記複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信する信号送信手段と、を備え、前記第１の無線通信装置が、前記無線制御パケットを前記複数の受信アンテナを用いて受信する信号受信手段と、受信した前記無線制御パケットから前記第１の直交パイロット信号及び前記第２の直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出する直交パイロット信号抽出手段と、当該抽出した信号を線形加算した信号と前記既知のパターン信号との関係に基づき前記第２の無線通信装置から自装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を生成するチャネル推定手段と、生成した伝達関数行列情報に基づいて当該伝達関数行列情報に対応する通信の方向と逆方向である自装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を算出する伝達関数算出手段と、を備えたことを特徴とする無線通信システムである。

この発明によれば、複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムの第２の無線通信装置にて、複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第１の直交パイロット信号として複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する第１の直交パイロット信号付与処理を行い、先頭領域に後続する情報領域に対して直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施し、無線制御パケットを複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信し、第１の無線通信装置にて、無線制御パケットを複数の受信アンテナを用いて受信し、受信した無線制御パケットから前記第１の直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出し、抽出した信号と既知のパターン信号との関係に基づき第２の無線通信装置から第１の無線通信装置方向の通信に対する送受信アンテナ間の伝達関数を生成するチャネル推定処理を行い、生成した伝達関数に基づいて当該伝達関数に対応する通信の方向と逆方向である第１の無線通信装置から第２の無線通信装置方向の通信に対する送受信アンテナ間の伝達関数を算出する構成とした。
これにより、チャネル情報を送信側で取得するためのフィードバックにおいて、新たなオーバヘッドを追加することなく、あるいは追加を最小限に抑えて、既存の制御情報の送受信局間での交換によって全ての送受信アンテナに関する情報を収集することが可能となる。

また、本発明によれば、複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムの第２の無線通信装置にて、複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第１の直交パイロット信号として複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する第１の直交パイロット信号付与処理を行い、無線制御パケットの先頭領域に後続する情報領域に対して直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施し、第１の直交パイロット信号のいずれか、または該第１の直交パイロット信号に所定の係数を乗算して得られる複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第２の直交パイロット信号として、複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御パケットに付与する第２の直交パイロット信号付与処理を行い、無線制御パケットを複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信し、第１の無線通信装置にて、無線制御パケットを複数の受信アンテナを用いて受信し、受信した無線制御パケットから第１の直交パイロット信号及び第２の直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出し、抽出した信号を線形加算した信号と既知のパターン信号との関係に基づき第２の無線通信装置から第１の無線通信装置方向の通信に対する送受信アンテナ間の伝達関数を生成するチャネル推定処理を行い、生成した伝達関数に基づいて当該伝達関数に対応する通信の方向と逆方向である第１の無線通信装置から第２の無線通信装置方向の通信に対する送受信アンテナ間の伝達関数を算出する構成とした。
これにより、第２の直交パイロット信号を送受信アンテナから送信される無線制御パケットに付与することでチャネル推定を行う送受信アンテナの本数が増えた場合でも、第１の直交パイロット信号と第２の直交パイロット信号の組み合わせで、より多くの直交したパイロット信号を構成するための実現手段を提供することが可能となる。

また、本発明によれば、第１の無線通信装置と前記第２の無線通信装置はそれぞれＫ（Ｋ＞１：Ｋは整数）本のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調方式が適用され、第１の無線通信装置はＮ（Ｎ＞１：Ｎは整数）本の送受信アンテナを有し、第２の無線通信装置はＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本の送受信アンテナを有し、第２の無線通信装置の第１の直交パイロット信号付与処理、または第２の直交パイロット信号付与処理を行う際に、複数の送受信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御パケットに付与される第１の直交パイロット信号、または第２の直交パイロット信号を、サブキャリアごとの成分に分解した際に、送受信アンテナのそれぞれから送信される各信号内には少なくとも１本以上のサブキャリアの信号成分を含まないように設定し、チャネル推定を行う際に、Ｋ本のサブキャリアの中の第ｋ（１≦ｋ≦Ｋ：ｋは整数）番目のサブキャリアの第２の無線通信装置の第ｊ（１≦ｊ≦Ｍ：ｊは整数）番目の送受信アンテナと、第１の無線通信装置の第ｉ（１≦ｉ≦Ｎ：ｉは整数）番目の送受信アンテナ間の伝達関数の取得を行う際に、第２の無線通信装置の第ｊ番目の送受信アンテナから送信される第１の直交パイロット信号、または第２の直交パイロット信号内に第ｋ番目のサブキャリアの成分が含まれる場合、第１の直交パイロット信号、または第２の直交パイロット信号、またはこれらの線形加算した信号と、予め定められた既知のパターンの信号との相互相関を算出することにより、第２の無線通信装置の第ｊ番目の送受信アンテナと第１の無線通信装置の第ｉ番目のアンテナ間の伝達関数を直接的に取得する直接伝達関数取得処理を行い、第２の無線通信装置の第ｊ番目の送受信アンテナから送信される前記第１の直交パイロット信号、または第２の直交パイロット信号内に第ｋ番目のサブキャリアの成分が含まれていない場合、第ｋ番目のサブキャリアに近接した少なくとも１つのサブキャリアにて直接伝達関数取得処理において取得した前記第２の無線通信装置の第ｊ番目の送受信アンテナと第１の無線通信装置の第ｉ番目の送受信アンテナ間の伝達関数に関する内挿、または外挿演算により補完して当該サブキャリアの伝達関数を取得する構成とした。
本発明ではＯＦＤＭにおける各サブキャリアの直交性を利用し、既存の無線通信システムとの整合性を維持しながらも、無線制御パケットに付与するパイロット信号をアンテナごとに直交化させるための簡易な実現手段を提供することが可能となる。また、直交化させたパイロット信号を用いて取得するチャネルの伝達関数行列情報が、全サブキャリアおよび全パスに対して不完全な数の情報しかない場合でも、推定精度を維持しながら全サブキャリアおよび全パスの伝達関数行列情報を取得するための簡易な実現方法を提供することが可能となる。

また、本発明によれば、第１の無線通信装置は送受信アンテナごとに無線部を備え、無線部は、自装置の第ｈ番目のアンテナに接続された無線部における送信信号の増幅率と位相回転量を示す複素物理量をα _ｈ 、及び第ｈ番目の無線部における受信信号の増幅率と位相回転量を示す複素物理量をβ _ｈ とした場合、第１の無線通信装置にて、所定の周期で自装置の複素物理量の比であるα _ｈ ／β _ｈ を取得するキャリブレーション係数取得処理を前記送受信アンテナごとに行い、所定の周期にて、前記複素物理量の比を自装置の全ての前記送受信アンテナに渡り同一の値をとるように無線部における送信信号の増幅率と位相回転量、または無線部における受信信号の増幅率と位相回転量を調整するキャリブレーション処理を前記送受信アンテナごとに行い、第１の無線通信装置の伝達関数補正処理を行い、第２の無線通信装置から第１の無線通信装置方向の通信に対する送受信アンテナ間の伝達関数行列を転置した行列として第１の無線通信装置から第２の無線通信装置方向の通信に対する送受信アンテナの伝達関数行列を与える構成とした。
これにより、フォワードリンクとリターンリンクの間の伝達関数行列情報の対象性が担保されない環境において、両者の間の換算を容易にすることが可能となる。これにより、パワーアンプ及びローノイズアンプ等の特性が時変動、あるいは温度に依存した変動により変化する場合であっても、その変動に対してリアルタイムで追従することが可能となる。

以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
最初に、本発明の第１の実施形態の無線通信装置の動作原理を説明する。図１は、第１の実施形態における無線制御パケットの構成例である。ここでは、例えば、第２の無線通信装置のアンテナが２本の場合について説明する。図１において、符号１１−１及び１１−２はショートトレーニング信号、符号１２−１及び１２−２はロングトレーニング信号、符号１３−１ａ及び１３−２ａはＰＬＣＰ制御信号、符号１４−１ａ及び１４−２ａは制御情報またはデータを示す。これらの信号の使用目的は、上述した従来技術と同じである。

第１の実施形態において、転送される制御情報またはデータ１４−１ａ及び１４−２ａは、ＭＩＭＯによる空間多重をされておらず、収容されている情報の内容そのものは同じである。ロングトレーニング信号１２−１及び１２−２は、ＭＩＭＯのチャネル推定が可能なプリアンブルであり、お互いが直交化されており、直交化に関する処理の内容をパターン＃１とパターン＃２として示している。ロングトレーニング信号１２−１及び１２−２、ＰＬＣＰ制御信号１３−１ａ及び１３−２ａ、制御情報またはデータ１４−１ａ及び１４−２ａのそれぞれには、アンテナ毎に共通の処理が施されており、この中で少なくともロングトレーニング信号１２−１及び１２−２については直交関係（ないしは、ある時間領域において直交関係）にある。

図２は、第１の実施形態における無線制御パケットの他の構成例である。図２において、ショートトレーニング信号１１−１及び１１−２、及びロングトレーニング信号１２−１及び１２−２は図１の構成と共通である。図２の無線制御パケットでは、図１のＰＬＣＰ制御信号１３−１ａ及び１３−２ａが省略され、制御情報またはデータ１４−１ｂ及び１４−２ｂがロングトレーニング信号１２−１及び１２−２に続けて配置されている。図２においても図１の場合と同様に、アンテナ毎に共通の処理が施されており、この中でロングトレーニング信号１２−１及びロングトレーニング信号１２−２については直交関係にある。

図１はＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ等のパケットベースでの制御を想定しているのに対して、図２はＴＤＭＡを用いた集中制御を想定したものである。図１のＰＬＣＰ制御信号１３−１ａ及び１３−２ａには、後続する制御情報またはデータ１４−１ａ及び１４−２ａの伝送モードやデータ長などが収容されるが、図２に示すＴＤＭＡ制御の場合には他のパケットでこれらの情報を通知することも可能である。したがって、図１及び図２において重要となるのは、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を推定することが可能なロングトレーニング信号１２−１及び１２−２が付与されている点と、後続する図１における制御情報またはデータ１４−１ａと１４−２ａのそれぞれには同様の処理が施され、図２においても制御情報またはデータ１４−１ｂと１４−２ｂのそれぞれには同様の処理が施され、制御情報またはデータ１４−１ａと１４−２ａに収容される情報は全く同一であり、制御情報またはデータ１４−１ｂと１４−２ｂに収容される情報も全く同一であるという点である。

図３に、第１の実施形態におけるアンテナ毎の直交化法を示す。図１においては、直交化に関する処理の内容をパターン＃１及びパターン＃２として示したが、図３ではその処理の具体的方法として、上記した非特許文献２においてロングトレーニング信号を直交させるための手段として用いていた、所定の時間に相当する位相のサイクリックシフトの付加を利用する。

例えば、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇを仮定した場合、４μｓｅｃ周期のＯＦＤＭシンボルを設定し、この中の８００ｎｓｅｃをガードインターバルとして遅延波の除去に利用し、残りの３．２μｓｅｃの部分を切り出して情報の転送を行っていた。この場合、ロングトレーニング信号に対しこの値の半分に相当する１６００ｎｓｅｃの遅延に相当する位相のシフトを付与した信号と元の信号は相関がゼロとなるという特徴がある。

非特許文献２におけるＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号はこの条件を利用したものであるが、非特許文献２では後続するデータは空間多重されるため、各アンテナから送信されるデータ部にはサイクリックシフトは付与されない。一方、図３に示す第１の実施形態におけるアンテナ毎の第１の直交化法においては、アンテナ＃２のロングトレーニング信号２２−２のみならず、ＰＬＣＰ制御信号２３−２及び制御情報またはデータ２４−２にも１６００ｎｓｅｃのサイクリックシフトが施される。なお、このような複数の信号間のロングトレーニング信号における直交化条件を満たせば、他の如何なる手段であっても構わない。

上記のような直交化を施すためのパターンが３つ以上存在する場合、第２の無線通信装置のアンテナ数が３本以上の場合にも容易に拡張可能であり、図４に示すようにパターン＃３、パターン＃４の処理をアンテナ＃３及びアンテナ＃４に対して同様に施せば良い。

（第２の実施形態）
図５に、本発明の第２の実施形態における無線制御パケットの構成例を示す。図５において第１の実施形態に係る図４と異なる部分は、図４に記載の無線制御パケットに後続する形で、ロングトレーニング信号３５−１〜３５−４が付与されている点である。

このとき、ロングトレーニング信号３２−１とロングトレーニング信号３５−１、及びロングトレーニング信号３２−２とロングトレーニング信号３５−２は同一の内容の信号である。また、ロングトレーニング信号３２−３とロングトレーニング信号３５−３、及びロングトレーニング信号３２−４とロングトレーニング信号３５−４は符号が反転（すなわち位相をπだけシフト）した以外は全く同一の内容の信号である。

ロングトレーニング信号３２−１〜３２−４が空間で合成された信号と、ロングトレーニング信号３５−１〜３５−４が空間で合成された信号を加算すると、ロングトレーニング信号３２−３とロングトレーニング信号３５−３、及びロングトレーニング信号３２−４とロングトレーニング信号３５−４はそれぞれキャンセルしあい、アンテナ＃１とアンテナ＃２のロングトレーニング信号のみが残る。

同様に、ロングトレーニング信号３２−１〜３２−４が空間で合成された信号と、ロングトレーニング信号３５−１〜３５−４が空間で合成された信号を減算すると、ロングトレーニング信号３２−１とロングトレーニング信号３５−１、及びロングトレーニング信号３２−２とロングトレーニング信号３５−２はそれぞれキャンセルしあい、アンテナ＃３とアンテナ＃４のロングトレーニング信号のみが残る。

これにより、アンテナ＃１からアンテナ＃４までの全てのアンテナに関する伝達関数を取得することが可能となる。第１の実施形態の図４では、パターン＃３及びパターン＃４は、パターン＃１およびパターン＃２とは異なるパターンの処理としていたが、第２の実施形態においては必ずしもパターン＃３及びパターン＃４はパターン＃１およびパターン＃２と異なる必要はない。具体的には、パターン＃１とパターン＃３、パターン＃２とパターン＃４が共通の処理内容であっても、アンテナ毎のロングトレーニング信号の分離は可能である。本明細書では、この様なロングトレーニング信号領域の線形加算で分離可能な信号も、広義の「直交」と呼ぶ。したがって、良好な直交化手法が所望のアンテナ本数分選べない場合には、無線制御パケットの末尾に、このような先頭のアンテナ毎のロングトレーニング信号に直交するパターンを配置することで対応することも可能である。

以上の説明は、必ずしもＯＦＤＭ変調方式を用いる必要はなく、シングルキャリアのシステムへも拡張可能な条件下での実施形態である。これに対し、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、他の実施形態を用いることが可能であり、その実施形態について以下に説明する。

（第３の実施形態）
図６に、本発明の第３の実施形態におけるアンテナ毎のロングトレーニング信号の直交化方法を示す。ＯＦＤＭ変調方式では、複数のサブキャリアを用いて信号を伝送する。図６において、横軸はサブキャリアの番号である。ここで、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに用いられるＯＦＤＭ変調方式では、データを伝送するサブキャリアに加えて、既知の信号を送信するパイロットサブキャリアを用いる。

図６におけるサブキャリア番号とは、データ用のサブキャリアのみに付与した通し番号、あるいはパイロットサブキャリアを含めたサブキャリアに付与した通し番号のいずれであっても構わない。ここでは、例えば、データ用のサブキャリアのみに通し番号をつけた場合について説明する。なお、以下の説明では、第２の無線通信装置のアンテナが２本の場合を例としているが、３本以上の場合にも同様の拡張が可能である。

図６に示すように、第３の実施形態においては、あるサブキャリアに着目すると１本のアンテナのみからそのサブキャリアのロングトレーニング信号が送信され、そのアンテナがサブキャリア毎に入れ替わっている。図６では奇数サブキャリアは第１アンテナ４７ａの中のロングトレーニング信号４１ａ、４３ａ、４５ａを用い、偶数サブキャリアは第２アンテナ４７ａの中のロングトレーニング信号４２ａ、４４ａ、４６ａを用いる。

なお、送信アンテナが３本の場合には同様に３本周期で、４本の場合には４本周期とすればよい。また、完全に周期的である必要はなく、ランダムにアンテナを入れ替えることも可能である。さらに、各サブキャリアのロングトレーニング信号は、全サブキャリアで同一であっても、個別に異なったものを規定しても構わない。

このロングトレーニングに後続する信号は、図７に示すように、図６のロングトレーニング送信に用いたアンテナを各サブキャリアで選択して送信する。具体的には、奇数サブキャリアは第１アンテナ４７ｂ中のデータ＃１ａ（４１ｂ）、＃１ｂ（４３ｂ）、＃１ｃ（４５ｂ）を用い、偶数サブキャリアは第２アンテナ４８ｂの中のデータ＃２ａ（４２ｂ）、データ＃２ｂ（４４ｂ）、データ＃２ｃ（４６ｂ）を用いる。なお、図７では、後続する信号をデータと記述したが、各種制御情報であっても構わないし、ＰＬＣＰ制御情報を含んでも構わない。

上述した非特許文献３に示される技術では、ロングトレーニング信号に関しては同一の送信方法を用いているが、後続するデータは図７に示した構成ではなく、全てのアンテナから個別の信号系列が送信されている点で異なる。

また、ロングトレーニング信号の利用目的も、非特許文献３ではＭＩＭＯ通信において後続するデータ部分の信号分離を行うためにロングトレーニング信号を適用するのに対し、第３の実施形態では後続するデータは空間多重を行わない。

第３の実施形態における受信側においては、このロングトレーニング信号を２つの目的のために利用する。ひとつの利用目的は、図７に示した後続するデータ部を復調するために用いる。もうひとつの利用目的は、後続するデータの伝送には用いられなかったＭＩＭＯチャネルのチャネル推定を行うために用いる。

例えば図６及び図７の場合を例にとると、２番のサブキャリアにおいて、第１アンテナ（４７ａ、４７ｂ）からのロングトレーニング信号の送信はない。したがって、２番のサブキャリアの第１アンテナに関する伝達関数は直接的に取得できない。しかし、第１アンテナ（４７ａ、４７ｂ）に関しては、サブキャリアの１番と３番の伝達関数が取得可能である。この２つ、あるいはその他の近隣のサブキャリアの伝達関数を用いて内挿等の処理で伝達関数値を推定することが可能である。

同様に、サブキャリア３番については、第２アンテナ（４８ａ、４８ｂ）に関する伝達関数は直接的に取得できないが、サブキャリアの２番と４番の伝達関数から推定可能である。この推定処理は、内挿以外にも外挿によっても可能であり、例えば、１番目のサブキャリアに関しては、２番のアンテナ（４８ａ、４８ｂ）に関するサブキャリア２番と４番の情報から推定することも可能である。またさらに、内挿および外挿処理は、線形推定以外にスプライン補完など、如何なる推定手段を用いても構わない。

補足であるが、上述した非特許文献３においても同様の補完処理によりＭＩＭＯチャネルの伝達関数の推定を行っていたが、非特許文献３ではＭＩＭＯチャネルの信号分離のために直接、推定された伝達関数行列を用いていた。そのため、アンテナの本数が増えると、補完処理を行う際に用いる情報のサブキャリア方向の密度が低くなり、その分だけ伝達関数行列の推定誤差が大きくなっていた。したがって、非特許文献３に記載の技術では、実効上、アンテナ本数が多い領域では適応が困難であったが、第３の実施形態では推定したＭＩＭＯチャネル情報は後続するデータの信号分離に用いるのではなく、無線制御パケットまたは無線データパケットの受信後に送信する無線データパケットの送信時のビーム形成を行うために用いるので、非特許文献３に示す程度の推定誤差は十分に許容範囲内の誤差である。

（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態におけるアンテナ毎のロングトレーニング信号の直交化方法を示した図である。第４の実施形態は第３の実施形態と同様、ＯＦＤＭ変調方式を前提としている。第４の実施形態では、上記の第１の実施形態で説明したように、同一サブキャリア上で複数のアンテナから同時にロングトレーニング信号が送信されている場合、それらのロングトレーニング信号が直交関係にあり、お互いに分離することができるのであれば、同一サブキャリアで複数のアンテナから同時にロングトレーニング信号を送信しても適切に伝達関数の推定が可能であることを利用している。

図８に示すように、偶数及び奇数サブキャリアで交互に送信アンテナを換えながら、第１と第２アンテナの間及び第３と第４のアンテナ間でロングトレーニング信号が直交するようにパターンを変えている。このパターンは、例えば、図３で説明したような所定の時間のサイクリックシフトを付与するものでも良いし、その他の方法でも構わない。これらのパターンが決まったら、ロングトレーニング信号に後続するデータまたは制御情報に対しては、先のパターンと同一の処理を施す。なお、後続するデータまたは制御情報はＰＬＣＰ制御情報を含んでいてもよい。

さらに、第２の実施形態で示したように、無線制御パケット、または無線データパケットの末尾に、これらのロングトレーニング信号ないしはその符号反転したものを付与することも可能である。チャネル推定を行うアンテナの本数が大きくなった場合には、このような実施形態の組み合わせにより、推定可能なＭＩＭＯチャネルの数を増やすことが可能である。

ここまで、具体的なパイロット信号を例にとり説明を行ってきたが、これらにおいてロングトレーニング信号における「直交」の意図することは微妙に異なっており、以下に生理しておく。

本発明及び実施形態においては、以下の（１）〜（４）の条件のいずれかに該当するものを直交（各ロングトレーニング信号は直交している）と記載する。

（１）例えば、ＯＦＤＭ変調方式を適用している場合、ＦＦＴ処理を行うことでサブキャリア毎の信号は分離することが可能である。このＦＦＴ処理で、受信信号における各アンテナのチャネル推定用ロングトレーニング信号に関する振幅と位相情報（つまり伝達関数）をサブキャリア毎に分離取得可能である場合、「各ロングトレーニング信号は直交している」とする。

（２）伝達関数を取得するには、各アンテナに関するインパルス応答を取得することでも対応可能である。インパルス応答を取得するためには、シンボル長以下のある時間領域で時間をδだけシフトさせて１シンボルに渡り自己相関を取ると相関がゼロになる所定のパターンをロングトレーニング信号として用い、受信信号とロングトレーニング信号との相互相関をとることでインパルス応答を取得する。この様な特徴を有する所定のパターンは複数種類存在するが、上記の時間領域で相互相関がゼロとなるパターン同士であれば、同時に空間多重していても、それぞれのパターンの信号のインパルス応答を分離して取得可能である。この様に、インパルス応答を分離可能である場合、「各ロングトレーニング信号は直交している」とする。（上記の例として、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ等のロングトレーニング信号などは、１６００ｎｓ位相シフトした信号とシフトなしの信号は０から１６００ｎｓの領域で相関がゼロとなる。これはＩＥＥＥ８０２．１１ａの信号がこの周期性を有するからであり、シンボル長が異なる他システムなどにおいては、位相シフトの時間量などは異なった値となることに注意する必要がある。）

（３）第１の直交パイロット信号と第２の直交パイロット信号を線形加算することで、第１の直交パイロット信号と第２の直交パイロット信号領域では空間多重されているあるアンテナの信号成分を除去したり、特定のアンテナに関する信号成分を抜き出すことが可能である。この様に、複数シンボルの信号の線形合成により、あるアンテナに関する伝達関数を取得可能な場合、「各ロングトレーニング信号は直交している」とする。

（４）上記の（１）〜（３）の組み合わせにより、あるアンテナに関する伝達関数を取得可能な場合にも、「各ロングトレーニング信号は直交している」とする。

次に、上述した第１から第４の実施形態の動作原理を実現した第１の無線通信装置及び第２の無線通信装置におけるＭＩＭＯチャネル情報のフィードバック方法の処理のフローチャートを示す。

（第５の実施形態）
図９は、本発明の第５の実施形態の無線制御パケットの送信処理フローを示した図である。第５の実施形態は、第１、第３および第４の実施形態で説明した動作原理に基づく無線通信システムの送信処理となる。ここでは簡単のため、２本のアンテナを用いて信号を送信する場合を示している。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇをベースとしたシステムを具体例とし、当該システムにてＰＬＣＰ制御情報を送信信号内に含む場合を仮定した。

まず、送信すべき制御情報が入力されると（ステップＳ１）、制御情報はコピーされ、同一内容を２系統に出力する(ステップＳ２)。それぞれの系統においてショートトレーニング信号を付与する（ステップＳ３−１及びステップＳ３−２）。その後、各系統でロングトレーニング信号の付与を行う（ステップＳ４−１及びステップＳ４−２）。しかし、ここで付与するロングトレーニング信号は、それぞれ他のパターンの処理をしたものである。つまり、ステップＳ５−１の処理ではパターン＃１を、ステップＳ５−２の処理ではパターン＃２の処理を行う。ここで、「パターン」とは、第1、第３および第４の実施形態に対応した内容に相当し、ロングトレーニング信号をストリーム毎に直交化するための処理の内容を示したものである。

次に、第１の系統ではパターン＃１の処理を施しながら、ＰＬＣＰ制御情報の付与を行い（ステップＳ５−１）、送信すべき制御情報を付与し（ステップＳ６−１）、無線制御パケットを形成し、形成した無線制御パケットに所定の変調処理を施してそれぞれのアンテナより送信する（ステップＳ７−１）。同様に、第２の系統ではパターン＃２の処理を施しながら、ＰＬＣＰ制御情報の付与を行い（ステップＳ５−２）、送信すべき制御情報を付与し（ステップＳ６−２）、無線制御パケットを形成し、形成した無線制御パケットに所定の変調処理を施してそれぞれのアンテナより送信する（ステップＳ７−２）。以上の処理の後、処理を終了する（ステップＳ８）。

以上は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇをベースとしたシステムを例にとっていたが、ＰＬＣＰ制御情報が不要であるならば、ステップＳ５−１及びステップＳ５−２は省略可能である。

（第６の実施形態）
図１０は、本発明の第６の実施形態における無線制御パケットの送信フローを示した図である。第６の実施形態は、第２の実施形態の動作原理に基づく無線通信システムの送信処理となる。図１０では、図９に示される処理に対応する処理には、アンテナの系列番号を付け替えたステップ番号を付している。

図９との相違点は、制御情報を付与する処理（ステップＳ６−１及びＳ６−２）の後にロングトレーニング信号を付与する処理（ステップＳ１０−１、Ｓ１０−２、Ｓ１０−３、Ｓ１０−４）を実施する点である。また、ここでは、例として４本のアンテナを用いて信号を送信する場合を示しているため、ステップＳ９では図９のステップＳ２の代わりに制御信号をコピーして４系統に信号を出力している。アンテナを２本とするのであれば、ステップＳ３−２〜ステップＳ７−２の系列、及びステップＳ３−４〜ステップＳ７−４の系列を省略することも可能である。また、ステップＳ７−３では、ステップＳ７−１で付与したロングトレーニング信号の符号反転を行ったものを付与する。同様に、ステップＳ７−４では、ステップＳ７−２で付与したロングトレーニング信号の符号反転を行ったものを付与する。

（第７の実施形態）
図１１は、本発明の第７の実施形態における無線制御パケットの送信フローを示した図である。第７の実施形態は、第３の実施形態の動作原理に基づく無線通信システムの送信処理となる。

図９との主な相違点は、ＯＦＤＭ変調方式に対応させるため、図９のステップＳ３−１〜ステップＳ７−１、及びステップＳ３−２〜ステップＳ７−２に対応する処理をそれぞれサブキャリア毎に実施している点である。したがって、ステップＳ１３−１及びステップＳ１３−２では、制御情報をサブキャリア毎に振り分けるためのＳ／Ｐ変換を行い、それぞれにステップＳ１４−１〜ステップＳ１７−１（これを全体としてステップＳ２０−１として示す）の処理と、ステップＳ１４−２〜ステップＳ１７−２（これを全体としてステップＳ２０−２とする）の処理を実施し、その結果をもとにステップＳ１８−１及びステップＳ１８−２を行う。このステップＳ１８−１及びステップＳ１８−２の処理は、図９のステップＳ７−１およびステップＳ７−２の処理に対応するが、異なる点はＯＦＤＭ変調方式におけるＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transfer）処理を含めて実施する点である。

なお、図１０に示した第６の実施形態に対してもＯＦＤＭ変調方式を適用することは可能であり、図１０におけるステップＳ３−１〜Ｓ１０−１、ステップＳ３−２〜Ｓ１０−２、ステップＳ３−３〜Ｓ１０−３、ステップＳ３−４〜Ｓ１０−４の処理に対して、図１１におけるステップＳ２０−１及びＳ２０−２の処理のようにＯＦＤＭ変調方式に対応させた処理を適用させればよい。

上述した第５から第７の実施形態は、無線制御パケットを送信する側の処理であったが、次に、第１の無線受信装置における受信処理を示した第８から第１０の実施形態について説明する。
（第８の実施形態）
図１２は、本発明の第８の実施形態である第１の無線通信装置における無線制御パケットの受信処理フローを示した図である。図１２では、第１の無線通信装置が備える複数のアンテナ及びそのアンテナに接続された受信系における処理を、それぞれステップＳ３０−１、ステップＳ３０−２，…，ステップＳ３０−３として示している。

各受信系で信号を受信すると（ステップＳ２２−１〜Ｓ２２−３）、既知のパターンとの相関を用いて、それぞれタイミング検出処理を行う（ステップＳ２３−１〜Ｓ２３−３）。検出したタイミングをもとに、各系列でチャネル推定用の直交パイロット信号を抽出し（ステップＳ２４−１〜Ｓ２４−３）、それぞれ個別にチャネル推定を行う（ステップＳ２５−１〜Ｓ２５−３）。直交パイロット信号に後続する制御情報の受信に際しては、それらが空間多重されていないことを前提としたチャネル推定結果をもとに復調処理を行う（ステップＳ２６）。その後、ステップＳ２５−１〜Ｓ２５−３の処理にて得られたチャネル推定結果、及び直交パイロット信号の直交性に応じて、ＭＩＭＯチャネルを前提としたチャネル推定結果に換算して伝達関数行列を生成する（ステップＳ２７）。

その後、アップリンクとダウンリンク（またはフォワードリンクとリターンリンク）の伝達関数間の差分に応じて、伝達関数行列の補正処理を行い、第２の無線通信装置から第１の無線通信装置方向の無線制御パケットでチャネル推定した結果の伝達関数行列から、その逆方向である第１の無線通信装置から第２の無線通信装置方向のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を算出し（ステップＳ２８）、処理を終了する（ステップＳ２９）。

ここで、ステップＳ２３−１〜Ｓ２３−３のタイミング検出処理は、各受信系統で個別に行っても良いし、各受信系統で検出した受信タイミングを合成してタイミングを抽出しても構わない。また、ステップＳ２６の復調処理は、各受信系統で受信した信号を最大比合成するなど、適宜合成して受信品質を高めても良いし、個別に処理を行っても構わない。第８の実施形態の特徴は、ステップＳ２５−１〜Ｓ２５−３のチャネル推定結果を、制御情報の復調ステップＳ２６でも利用する一方、ステップＳ２７のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列の生成にも利用する点である。

さらに、上述した第２および第６の実施形態では、制御情報に後続する形で更なる直交パイロット信号を付与して送信しているが、ステップＳ２４−１〜Ｓ２４−３においてこれらの直交パイロット信号も合わせて抽出したと理解すれば、第２および第６の実施形態に対応した実施形態へ拡張することができる。ただし、このときには、ステップＳ２６で制御情報を復調する際に用いるチャネル推定情報は、制御情報よりも先行して送信される直交パイロット信号から取得されることになる。

（第９の実施形態）
図１３には、本発明の第９の実施形態として、ＯＦＤＭ変調方式を用いた無線制御パケットの第１の無線通信装置の受信側での処理フローを示す。第９の実施形態に係るシステムは、第８の実施形態にＯＦＤＭ変調方式を適用して拡張したシステムに相当する。

各受信系で信号を受信すると（ステップＳ３２−１〜Ｓ３２−３）、既知のパターンとの相関を用いて、それぞれタイミング検出処理を行う（ステップＳ３３−１〜Ｓ３３−３）。ここで検出されたタイミングをもとに、各系列でチャネル推定用の直交パイロット信号を抽出し（ステップＳ３４−１〜Ｓ３４−３）、それぞれ個別にＦＦＴ（Fast Fourier Transfer）処理を実施する（ステップＳ３５−１〜Ｓ３５−３）。ＦＦＴ処理した結果より、各サブキャリアにおけるチャネル推定を行う（ステップＳ３６−１〜Ｓ３６−３）。直交パイロット信号に後続する制御情報の受信に際しては、それらが空間多重されていないことを前提としたチャネル推定結果をもとに復調処理を行う（ステップＳ３７）。その後、ステップＳ３６−１〜Ｓ３６−３のチャネル推定結果、及び直交パイロット信号の直交性に応じて、ＭＩＭＯチャネルを前提としたチャネル推定結果に換算してサブキャリア毎の伝達関数行列を生成する（ステップＳ３８）。その後、アップリンクとダウンリンク（あるいはフォワードリンクとリターンリンク）の伝達関数間の差分に応じて、伝達関数行列の補正処理を行い、第２の無線通信装置から第１の無線通信装置方向の無線制御パケットでチャネル推定した結果の伝達関数行列から、その逆方向である第１の無線通信装置から第２の無線通信装置方向のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を算出し（ステップＳ３９）、処理を終了する（ステップＳ４０）。

ここで、ステップＳ４１−１〜Ｓ４１−３の処理は、各受信アンテナに接続された受信系統毎に行われる処理を示している。また、ステップＳ４２で囲んだ領域に関する処理は、ＯＦＤＭ変調方式を用いたシステムの受信系においてサブキャリア毎の処理が行われている領域を示している。ＯＦＤＭ 変調方式の受信処理においては、通常、シンボル単位で信号を切り出し、ガードインターバル（ＧＩ）を除去した後でＦＦＴ処理される。また、当然ながらＦＦＴ処理を行うため、受信信号に対してＡ／Ｄ変換を施すのであるが、これらの処理はステップＳ３５−１〜Ｓ３５−３のＦＦＴ処理としてまとめて記述している。さらに、ＦＦＴ処理は直交パイロット信号に対してのみ行われるのではなく、制御情報も含めた受信信号全体に施され、ステップＳ３５−１〜Ｓ３５−３として代表して表記している。つまり、図１３に示すフローチャートはＯＦＤＭシンボル単位の処理を示したものと言うよりは、各シンボルの全体的な流れを示したフローチャートとなっている。

（第１０の実施形態）
図１４には、本発明の第１０の実施形態として、ＯＦＤＭ変調方式を用いた無線制御パケットの第１の無線通信装置の受信側での処理フローを示す。これは、第９の実施形態を、第３および第４の実施形態で示した直交パイロット信号、すなわちロングトレーニング信号を用いた場合に拡張したものに対応する。図１４では、図１３に示される処理に対応する処理には、アンテナの系列番号を付け替えたステップ番号を付している。

図１３との差分は、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列を算出するにあたり、図７に示したような構成のロングトレーニング信号から直接求められる伝達関数行列の所定の成分をステップＳ４３−１〜Ｓ４３−３で直接伝達関数取得処理として実施し、ここで求められなかった残りの成分をステップＳ４６において伝達関数行列補完取得処理として求める。ここでの伝達関数行列補完取得処理としては、上述したように内挿、外挿演算などによる処理が適用される。

（第１１の実施形態）
図１５は、本発明の第１１の実施形態における第１の無線通信装置のキャリブレーション処理フローを示す。上述した第８から第１０の実施形態では、伝達関数行列補正処理（ステップＳ２８、Ｓ３９、Ｓ４７）において、式（７）に示した演算を実施する。しかし、式（７）における行列Ｂ_１ ^−１・Ａ_１が単位行列の定数倍で与えられる行列であるならば、このような処理を省略することも可能である。

つまり、第１の無線通信装置の第ｉアンテナにおける無線部（送信側及び受信側）の増幅率及び位相の回転に相当する複素数の物理量をそれぞれα_１，ｉ、β_１，ｉとすると、全てのアンテナで｛α_１，ｉ／β_１，ｉ｝が定数となるようにすればよい。

したがって、所定の周期でキャリブレーション処理が起動すると（ステップＳ５１）、各受信アンテナ毎にキャリブレーション係数として、α_１，ｉ／β_１，ｉを求める（ステップＳ５２−１〜Ｓ５２−３）。

この値が全アンテナで共通の定数となるように、無線部を操作し、位相及び振幅を調整してキャリブレーション処理を行い（ステップＳ５３−１〜Ｓ５３−３）、処理を終了する（ステップＳ５４）。これまでの記述と同様、ステップＳ５５−１〜Ｓ５５−３の点線で囲んだ領域は、受信系統毎に行うことを表している。ただし、ステップＳ５３−１〜Ｓ５４−３における定数とは、常に固定的な定数であっても構わないし、例えば複数のアンテナ系統のひとつの値を用いて行うように適宜変わる値を用いても構わない。重要なのは、全てのアンテナ系統でこの定数が共通の値であることである。

（第１２の実施形態）
図１６は、本発明の第１２の実施形態における第１の無線通信装置の無線データパケット送信時の処理フローである。ここでは、既に空間多重する多重数Ｎ、及び各信号系列を複数のアンテナに拡散して送信する際の送信ウエイト行列は既知であるものとして説明を進める。これらの情報は、上述したＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報をもとに求めることが可能である。

第１の無線通信装置の送信側にまずデータが入力されると（ステップＳ６１）、Ｓ／Ｐ変換してＮ系列に信号を分割する（ステップＳ６２）。この各系列の信号には既知のプリアンブル信号が付与される。このプリアンブル信号には、ショートトレーニング信号や、直交パイロット信号としてロングトレーニング信号などが含まれている。このプリアンブル信号に後続して、各系列の信号の変調処理を行い（ステップＳ６４）、各系列の変調信号を成分とする送信信号ベクトルをＴｘとして求める（ステップＳ６５）。事前に求めておいた送信ウエイト行列をＵと表すと、この行列Ｕと送信信号ベクトルＴｘとを乗算し（ステップＳ６６）、その結果を各系列の無線部よりアンテナ経由で送信する（ステップＳ６７）。以上のステップＳ６４〜Ｓ６７はシンボル単位で送信データが終了するまで繰り返される（ステップＳ６８）。

（第１３の実施形態）
図１７は、本発明の第１３の実施形態における第１の無線通信装置の送信ウエイト行列生成の処理フローの例を示す。ここでは、上記したＭＩＭＯチャネル情報フィードバック方法を、式（２）及び式（３）に示した固有モードＳＤＭ伝送に適用した場合を例として示す。伝達関数行列Ｈが取得されると（ステップＳ７１）、この行列とエルミート共役な行列を用いて正方行列Ｈ^Ｈ・Ｈを生成し（ステップＳ７２）、この行列の固有ベクトルを求め（ステップＳ７３）、各固有ベクトルを組み合わせてユニタリ行列Ｕを生成する（ステップＳ７４）。ユニタリ行列Ｕを一旦記憶しておき（ステップＳ７５）、図１６のように無線データパケットを送信する際に、この行列を読み出して送信ウエイト行列として用いる。ここでは例として固有モードＳＤＭを適用する場合を例に示したが、より簡易な他の方法で送信ウエイト行列を求めてもよい。

（第１４の実施形態）
図１８は、本発明の第１４の実施形態における第１の無線通信装置のＭＩＭＯ空間多重伝送の多重数および変調方式・符号化率の組み合わせである伝送モード選択の処理フローの例を示す。

伝送モードの決定は、伝達関数情報のようなＰＨＹレイヤ上での情報、過去の通信の成功／失敗の履歴に関するＭＡＣレイヤ上での情報、及びその両方を利用するなど、様々な方法がある。その中で、上記したＭＩＭＯチャネル情報フィードバック方法を用いて取得した伝達関数行列Hは、最適な伝送モードを選択する上での有益な情報を与える。

例えば、Ｈの固有値ないしはこの行列とそのエルミート行列の積であるＨ^Ｈ・Ｈの固有値等を算出すると、その固有値はＭＩＭＯ伝送における各サブチャネルの信号対雑音比ＳＮＲに相当する物理量になる。実際、式（４）で示したとおり、これらの固有値から伝送容量の上限を把握することができる。または、ある変調モード、誤り訂正の符号化率を仮定すると、固有値が所定の闇値以上でないサブチャネルは利用しない方がリスクを小さくすることができる。場合によっては、そのサブストリーム用に割り当てられていた送信電力を、その他のサブストリームに割り当てることも可能である。

このような目的から、伝達関数行列が取得されると（ステップＳ８１）、Ｈ^Ｈ・Ｈを計算し（ステップＳ８２）、その固有値を求める（ステップＳ８３）。その固有値の分布から、ＭＩＭＯ空間多重伝送の多重数および変調方式・符号化率の組み合わせである伝送モード毎の伝送品質を推定し（ステップＳ８４）、最適な伝送モードを選択し記憶する（ステップＳ８５）。ここで記憶した最適伝送モードは、その次の無線データパケットの伝送において用いられる。

第１４の実施形態の処理において、固有値演算としてステップＳ８２およびＳ８３の処理ではＨ^Ｈ・Ｈを用いたが、伝達関数行列Ｈそのものを用いても構わない。この場合には、ステップＳ８２が省略され、ステップＳ８３においてＨの固有値を求めることになる。また、ステップＳ８４とＳ８５の処理においては、何らかのテーブルや演算式により、固有値の分布と最適伝送モードを直接関連付けて一括した処理を行うことも可能である。また、各サブストリームに割当てられる送信電力や空間多重する信号系統数の決定は注水定理を用いて行うことも可能である。

上述した説明においては、ＭＩＭＯ空間多重伝送を行う際に、送信側及び受信側の無線通信装置がそれぞれひとつである１対１の通信を前提としていた。しかし、ＭＩＭＯ空間多重伝送の拡張として、複数の無線通信装置とひとつの無線通信装置を同時に通信させるマルチユーザＭＩＭＯ通信も可能である。このマルチユーザＭＩＭＯ通信システムは、ひとつの基地局装置と複数の移動局、すなわち無線通信装置により構成され、基地局装置と複数の移動局が同時に通信を行う。その場合には、各移動局と基地局装置の間のＭＩＭＯチャネル情報（伝達関数行列の情報）を基地局装置が検出し、基地局装置が（または、基地局装置と移動局が協調して）送受信ウエイト制御を行い無線伝送を行う。

（第１５の実施形態）
図１９は、本発明の第１５の実施形態における第１の無線通信装置の送受信ウエイト行列生成の処理フローを示す。マルチユーザＭＩＭＯ通信システムにおける基地局装置は、上述した実施形態における第１の無線通信装置の機能を備える。

通信を行う際（ステップＳ９１）、まず基地局装置において、上述した本実施形態のＭＩＭＯチャネル情報フィードバック方法を用いて事前に収集しておいた伝達関数行列の情報をもとに、同時に空間多重を行う移動局、すなわち無線通信装置を選択する（ステップＳ９２）。選択された移動局に対する伝達関数行列を読み出し（ステップＳ９３）、各移動局への送受信ウエイト行列を算出する（ステップＳ９４）。送受信ウエイト行列の算出においては、単に図１７で説明したような固有ベクトルではなく、各移動局の信号がお互いに干渉とならないように、アンテナの指向性制御において所定の方向にヌルを向けるなどのウエイトを形成する。算出された送受信ウエイト行列は一旦記憶され（ステップＳ９５）、その後の無線データパケットの送信の際に用いられる。

（装置構成）
以上の方式に関する説明に加え、以下に装置構成について説明する。図２０は、上述した実施形態における送信側と受信側の両方の機能を備えた無線通信装置の構成例である。図２０において、符号４０１はデータ分割回路、符号４０２−１〜４０２−４はプリアンブル付与回路、符号４０３−１〜４０３−４は変調回路、符号４０４は送信信号変換回路、符号４０５−１〜４０５−４は無線部、符号４０６−１〜４０６−４はアンテナ、符号４０７はチャネル推定回路、符号４０８は伝達関数行列管理回路、符号４０９は信号検出回路、符号４１０はユニタリ行列生成回路、符号４１１は伝達関数行列補正回路、符号４１２はデータ合成回路、符号４１３は誤り検出回路、符号４１４は制御情報分離回路、符号４１５はＭＡＣ制御回路、符号４１６はＭＡＣフレーム生成回路、符号４１７は変調部、符号４１８は復調部である。

装置構成については、従来技術と本発明は同様の構成をとるが、内部の各機能ブロックにおける処理内容は若干ことなる。まず、従来技術における信号の流れを説明する。データが入力されると、ＭＡＣフレーム生成回路４１６にてＭＡＣフレームを構成し、データ分割回路４０１に入力される。データ分割回路４０１では、ＭＩＭＯ通信として空間多重を行う場合には複数系統に信号を分割し、プリアンブル付与回路４０２−１〜４０２−４に入力する。空間多重を行わない場合には、１系統を選択（例えば、固定的にプリアンブル付与回路４０２−１を選択）し、入力する。プリアンブル付与回路４０２−１〜４０２−４では、入力された信号にプリアンブル信号を付与する。それぞれの信号系統においては、付与されるプリアンブル信号は異なる。

また、必要に応じてＰＨＹレイヤ関連の制御情報、例えばＩＥＥＥ８０２．１１系の無線ＬＡＮであれば、上記したＰＬＣＰ制御情報なども付与される。その後、変調回路４０３−１〜４０３−４に入力され、変調処理が成される。ここでは、例えば、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)や６４ＱＡＭ等の変調方式や、必要に応じて変調処理の前後で誤り訂正符号化等も行われる。これらの信号は送信信号変換回路４０４に入力され、必要に応じて上記の式（３）に示すような所定の線形変換が行われる。なお、空間多重を行わない場合には、変換は行われない。このようにして変換された信号は、無線部４０５−１〜４０５−４に入力され、周波数変換及び増幅処理が行われ、アンテナ４０６−１〜４０６−４を介して送信される。

一方、アンテナ４０６−１〜４０６−４を介して信号を受信した際には、信号は無線部４０５−１〜４０５−４に入力され、周波数変換及び増幅処理が行われ、チャネル推定回路４０７に入力される。チャネル推定回路４０７では、受信信号の先頭に付与されたプリアンブル信号を抽出し、チャネル推定を行う。プリアンブル信号以降の信号は、信号検出回路４０９にそのまま入力される。チャネル推定回路４０７で推定することにより取得される伝達関数行列は、伝達関数行列管理回路４０８に入力され、一続きのデータパケットを受信し終えるまで、信号検出処理においてこの情報を利用する。信号検出回路４０９では、伝達関数行列管理回路４０８からの伝達関数行列とチャネル推定回路４０７からの受信信号を受け、信号検出処理を行う。なお、空間多重されている場合には、ＺＦ方式やその他いかなる方式を用いて信号検出処理を行っても構わない。また、空間多重が行われていない場合には、各アンテナ４０６−１〜４０６−４で受信した信号を適宜合成し、ダイバーシチ利得を得るように信号検出処理を行う。なお、信号検出回路４０９では、必要に応じて、誤り訂正処理を行うことも可能である。

このようにして受信された信号は、データ合成回路４１２に入力され、空間多重が行われている場合には分割された信号系列の合成を行う。合成されたデータは誤り検出回路４１３に入力され、符号誤りの有無が判定される。誤りが検出されない場合、その信号を制御情報分離回路４１４に入力する。また、誤り判定の結果はＭＡＣ制御回路４１５にも入力される。制御情報分離回路４１４では、受信信号のＭＡＣヘッダ等を参照し、まず自局宛ての信号か否かを判定する。自局宛ての場合には、その旨をＭＡＣ制御回路４１５に入力するとともに、更に制御情報であれば、ＭＡＣ制御回路４１５にデータを出力し、通常データであればＭＡＣヘッダ等を終端し、データを出力する。

ＭＡＣ制御回路４１５では、制御情報分離回路４１４で分離した制御情報を解析するとともに、誤り検出回路４１３からの結果及び制御情報分離回路４１４からの報告（自局宛てか否か）を取得し、必要な制御情報を生成する。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１系の無線システムであれば、自装置あての受信信号を符号誤りなしに検出した場合、ＡＣＫ信号を返送するため、ＭＡＣフレーム生成回路４１６に制御情報を出力する。何らかの制御情報の返送を要求するものであれば、該当する制御情報をＭＡＣフレーム生成回路４１６に出力する。また、制御情報として伝達関数行列情報を読み出し、伝達関数行列管理回路４０８に入力する場合もある。仮にフォワードリンクの伝達関数の情報をリターンリンクの伝達関数行列から算出する場合には、上記の式（７）に示す補正処理を行う必要がある。この場合には、伝達関数行列補正回路４１１にてこの処理を行う。したがって、直接、フォワードリンクの伝達関数行列情報を制御情報に収容してフィードバックする場合には、この伝達関数行列補正回路４１１は不要となる。

このようにして取得されたフォワードリンクの伝達関数行列は、データの送信時においてユニタリ行列生成回路４１０に入力される。データ分割回路４０１、またはＭＡＣ制御回路４１５から空間多重する信号系統数が指示され、指示される系統数に対応したユニタリ行列を生成する。例えば、ひとつの基地局装置と複数の無線通信装置により構成されるシステムの場合、各無線通信装置の通信相手は基本的に基地局装置のみとなる。この場合には、伝達関数行列管理回路４０８では、基地局装置との間の伝達関数行列のみを管理すればよい。一方、基地局装置の場合には配下の無線通信装置の伝達関数行列を管理し、必要に応じてそれらを読み出し、ユニタリ行列生成回路４１０にてユニタリ行列を生成する。

次に、ＭＡＣ制御回路４１５にてＡＣＫ信号等の制御情報を生成し、ＭＡＣフレーム生成回路４１６を介して送信する場合をさらに詳しく説明する。先ほども説明したが、ＡＣＫ信号等は通常、空間多重を行わずに信号を送信する。したがって、データ分割回路４０１に入力されたＡＣＫ信号は分割されることなく、プリアンブル付与回路４０２−１に入力され、所定の変調処理が変調回路４０３−１で行われ、送信信号変換回路４０４は、処理を行わず通過させて、無線部４０５−１を介してアンテナ４０６−１から信号が送信される。

また、ＡＣＫ信号を受信した場合、アンテナ４０６−１〜４０６−４のそれぞれで受信された信号は無線部４０５−１〜４０５−４を経由して受信され、チャネル推定回路４０７にて各系統の受信信号の伝達関数行列を取得する。ここでは、空間多重は行われていないため、伝達関数情報は行列形式ではなくベクトル形式となる。この情報は伝達関数行列管理回路４０８に記録され、この情報を元に後続するデータの信号検出を信号検出回路４０９にて行う。この信号検出においては、チャネル推定回路４０７で取得した伝達関数情報を元に、各系統の受信信号の位相が同位相になるように調整し、それらを合成して信号検出を行うのが一般的である。これにより、受信ダイバーシチ利得が得られ、特定のアンテナでの受信特性が悪くても、他のアンテナの受信特性がよければ良好な通信が可能となり、受信品質の変動を抑え、通信を安定化させることが出来る。

上述した装置構成は、従来技術と同じ装置構成であるが、本発明の実施形態では無線制御パケット（ないしは、無線データパケットでもよい）を複数信号系列として空間多重することなく伝送する場合の処理において、信号の流れが異なる。

例えば、ＡＣＫ等の制御情報の返信において上述した第１の実施形態を適用した場合を説明する。例えば、４本のアンテナ４０６−１〜４０６−４を備えている場合には、データ分割回路４０１では４系等分のデータをコピーしてプリアンブル付与回路４０２−１〜４０２−４に入力する。ここでは、互いに直交関係があるようなプリアンブルを形成する。例えば、ＯＦＤＭ変調方式を仮定した場合、図６に示したようなプリアンブルを用いる場合を想定すると、プリアンブル付与回路４０２−１ではサブキャリア＃１、＃５、＃９…のみを、プリアンブル付与回路４０２−２はサブキャリア＃２、＃６、＃１０…のみを、プリアンブル付与回路４０２−３ではサブキャリア＃３、＃７、＃１１…のみを、プリアンブル付与回路４０２−４では、サブキャリア＃４、＃８、＃１２…のみを有効な信号とみなし、それ以外の信号は廃棄して変調回路４０３−１〜４０３−４以降の処理を行う（図６のロングトレーニング信号の送信処理に対応する図７のデータ信号の送信処理に対応）。プリアンブル信号、及び後続するデータ（ＰＬＣＰ制御信号等も含む）はすべて図６に示すように処理を行う。

以上の処理は図６に示したプリアンブル信号を仮定していたものであったが、一般的には、これらの信号処理は、例えば、図１１に示す処理を４系統に拡張した処理にも対応させることができる。

一方、受信信号の信号検出処理は従来技術と同じく処理することが可能であるが、伝達関数行列管理回路４０８では従来技術とは処理が異なる。ＭＡＣ制御回路４１５では、データ送信後にＡＣＫ信号（ないしは、応答のための無線制御パケット）を受信することを把握しているため、伝達関数行列管理回路４０８に対してＡＣＫ信号等から伝達関数行列を取得する指示を行う。この指示が入力された場合、信号検出回路４０９での処理とは別に、例えば、図１４におけるステップＳ４３−１〜４３−３で示した直接的な伝達関数情報取得に加え、Ｓ４６の処理に示した不足した伝達関数行列情報の補完処理を行う。

同様の処理は、一般的には、図４に示す無線パケットの構成に対応可能であり、具体的には図６に加えて、図８のように構成しても構わないし、アンテナが２本の場合には図３のように対応することも可能である。例えば、図３の場合には、ＩＥＥＥ８０２．１１系の信号に対し、プリアンブル付与回路４０２−１の信号を基準にすれば、プリアンブル付与回路４０２−２では１６００ｎｓの遅延に相当する位相の回転を付与している。同様に、変調回路４０３−２においてもプリアンブル信号に後続する信号に１６００ｎｓの遅延に相当する位相の回転が付与される。

このとき、伝達関数行列管理回路４０８は、図６及び図７を適用した例と異なり、チャネル推定回路４０７で直接的に伝達関数行列を取得可能である。また、信号検出回路４０９の処理のために、チャネル推定回路４０７は、受信した信号が空間多重を行っていない信号だと判定して、通常のチャネル推定を行った結果を用いる。しかし、伝達関数行列情報のフィードバックに関しては、図６及び図７を提供した例と異なり送信信号が図３に示したような構成であるとみなして処理を行う。これは、あたかも受信信号が空間多重を行っていた場合に、信号系列ごとの信号検出に必要な伝達関数を取得する処理に相当する。このように、２種類のチャネル推定処理を個別に行い、一方を信号検出回路４０９で用い、もう一方を伝達関数行列管理回路４０８で管理する伝達関数行列の取得のために用いる。

このようにして、例えば、既存のＡＣＫ信号等を空間多重せず用いながら、送受信の各アンテナ間のＭＩＭＯチャネルの伝達関数情報を取得することが可能となる。なお、図２０の説明では、ＯＦＤＭ変調方式を意図した図にはなっていないが、例えば、データ分割回路４０１から送信信号変換回路４０４の処理をサブキャリアごとに実施し、送信信号変換回路４０４の後段にＩＦＦＴ回路を挿入すれば、ＯＦＤＭ変調方式対応の送信部に拡張できる。

また、受信系においても、チャネル推定回路４０７内にＦＦＴ回路を備え、伝達関数行列管理回路４０８、信号検出回路４０９をサブキャリアごとに個別に処理を行い、データ合成回路で全サブキャリアの信号を合成すれば、ＯＦＤＭ変調方式に対応可能である。また、図５に示す無線制御パケットの構成の場合には、データに後続される形でプリアンブル付与回路４０２−１〜４０２−４でロングトレーニング信号３５−１〜３５−４を付与し、受信時にはチャネル推定回路４０７にてこの部分を読み出し、ロングトレーニング信号３２−１〜３２−４およびロングトレーニング信号３５−１〜３５−４によりチャネル推定することで伝達関数行列情報を取得することも可能である。また、これらの組み合わせとして図８の構成を用いても構わない。

上記の実施形態によれば、ＭＩＭＯチャネルの情報を送信側の無線通信装置で取得するためのフィードバックにおいて、新たなオーバヘッドを追加することなく、また追加を最小限に抑えて、かつ全てのアンテナに関する情報を収集可能という効果を得ることができる。また、このようにして求めたＭＩＭＯチャネル情報をもとに、最適な伝送モードを選択したり、適切な送受信ウエイト行列を算出し、これを用いて効率的なＭＩＭＯ伝送を実現するという効果も期待できる。

なお、上述した実施形態においては、ユーザ情報を収容して伝送する無線上でのパケットを「無線データパケット」と、各種の制御情報を収容して伝送するパケットを「無線制御パケット」と呼び、前者はＭＩＭＯ伝送を前提とし、後者はＳＩＳＯ伝送（ＭＩＭＯ空間多重伝送を行わないと言う意味であり、送受信に複数のアンテナは用いている）を前提としていた。

しかし、上述した実施形態にて意図するところは、ＭＩＭＯ空間多重伝送を行わないパケットを伝送する際に用いるＳＩＳＯ用のチャネル推定パイロット信号（プリアンブル信号、トレーニング信号）において、所定の直交関係を保持しながら複数のアンテナから異なるパターンを送信することで、複数の送受信アンテナ間のＭＩＭＯチャネル情報を推定することにある。したがって、無線データパケットをＭＩＭＯ空間多重伝送せずにＳＩＳＯ伝送する際には、同様の手法でＭＩＭＯチャネルの伝達関数推定が可能である。

また、さらに、無線制御パケットとは、ＡＣＫ信号やＲＴＳ／ＣＴＳ信号を送信するためのパケットに加え、例えば移動局がエリア内に継続的に存在していることを確認するためのヘルスチェック用の制御情報や、ポーリングへの応答など広く一般的な制御情報を含むものである。

また、上述したＭＩＭＯチャネル情報フィードバック方法の実施形態の幾つかは、既存の無線システムの中で利用可能なものであり、それらと共に共存可能である。つまり、これらの実施形態を実装した装置と既存の装置は特に意識することなく通信が可能であり、通信を行う双方の無線通信装置が同時にこれらの実施形態を実装した際に、本発明の技術を利用することができる。

近年の無線通信システムでは、無線コネクション確立を行う通信の最初に、認証等の帰属処理を行う。さらにこの中で、各無線通信装置の機能をネゴシェーションする。この機能項目の一つとして、本発明のＭＩＭＯチャネル情報フィードバック方法の実装の有無、各種バリエーションがあるフィードバック方法のいずれに対応するか等の情報を含めることで、その後の通信において本発明が利用できる。

以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。したがって、本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。

なお、本発明の直交パイロット信号付与手段、第１の直交パイロット信号付与手段、第２の直交パイロット信号付与手段は、プリアンブル付与回路４０２−１〜４０２−４に対応し、信号直交化手段は、変調回路４０３−１〜４０３−４に内在するものである。また、信号送信手段は、無線部４０５−１〜４０５−４に対応する。また、本発明の直交パイロット抽出手段と、チャネル推定手段は、チャネル推定回路４０７に対応し、伝達関数行列算出手段は、伝達関数管理回路４０８及び伝達関数行列補正回路４１１に対応する。

本発明の第１の実施形態における無線制御パケットの構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態における無線制御パケットの他の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態におけるアンテナ毎の直交化法を示す図である。 本発明の第１の実施形態におけるアンテナ毎の他の直交化法を示す図である。 本発明の第２の実施形態における無線制御パケットの構成例を示す図である。 本発明の第３の実施形態におけるアンテナ毎のロングトレーニング信号の直交化方法（その１）を示す図である。 本発明の第３の実施形態におけるアンテナ毎のロングトレーニング信号の直交化方法（その２）を示す図である。 本発明の第４の実施形態におけるアンテナ毎のロングトレーニング信号の直交化方法を示す図である。 本発明の第５の実施形態における無線制御パケットの送信処理フローを示す図である。 本発明の第６の実施形態における無線制御パケットの送信処理フローを示す図である。 本発明の第７の実施形態における無線制御パケットの送信処理フローを示す図である。 本発明の第８の実施形態における第１の無線通信装置の無線制御パケットの受信処理フローを示す図である。 本発明の第９の実施形態における第１の無線通信装置の無線制御パケットの受信処理フローを示す図である。 本発明の第１０の実施形態における第１の無線通信装置の無線制御パケットの受信処理フローを示す図である。 本発明の第１１の実施形態における第１の無線通信装置のキャリブレーション処理フローを示す図である。 本発明の第１２の実施形態における第１の無線通信装置の無線データパケット送信時の処理フローである。 本発明の第１３の実施形態における第１の無線通信装置の送信ウエイト行列生成の処理フローを示す図である。 本発明の第１４の実施形態における第１の無線通信装置の伝送モード選択の処理フローを示す図である。 本発明の第１５の実施形態における第１の無線通信装置の送受信ウエイト行列生成の処理フローを示す図である。 本発明の実施形態における無線通信装置の装置構成を示したブロック図である。 従来方式における伝達関数情報の収集方法の例を示す図である。 従来方式における空間多重を行わないＳＩＳＯ伝送の場合の無線データパケットの構成例を示す図である。 ＭＩＭＯ通信の場合の無線データパケットの構成例を示す図である。 従来方式におけるＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号の概要（その１）を示す図である。 従来方式におけるＭＩＭＯ用ロングトレーニング信号の概要（その２）を示す図である。 従来方式におけるデータ転送の流れを示す図である。 従来方式におけるＲＴＳ／ＣＴＳを用いたデータ転送の概要を示す図である。 従来方式における無線制御パケットの送信処理フローを示す図である。 従来方式における無線データパケットの送信処理フローを示す図である。

符号の説明

４０１ データ分割回路
４０２−１〜４０２−４ プリアンブル付与回路
４０３−１〜４０３−４ 変調回路
４０４ 送信信号変換回路
４０５−１〜４０５−４ 無線部
４０６−１〜４０６−４ アンテナ
４０７ チャネル推定回路
４０８ 伝達関数行列管理回路
４０９ 信号検出回路
４１０ ユニタリ行列生成回路
４１１ 伝達関数行列補正回路
４１２ データ合成回路
４１３ 誤り検出回路
４１４ 制御情報分離回路
４１５ ＭＡＣ制御回路
４１６ ＭＡＣフレーム生成回路

Claims (6)

1. 複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムにおけるチャネル情報フィードバック方法であって、
   前記第２の無線通信装置にて、
   複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第１の直交パイロット信号として前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する第１の直交パイロット信号付与処理を行うステップと、
   前記無線制御パケットの前記先頭領域に後続する情報領域に対して前記直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施す信号仮想直交化処理を実施するステップと、
   前記無線制御パケットを前記複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信する信号送信処理を行うステップと、を含み、
   前記第１の無線通信装置にて、
   前記無線制御パケットを前記複数の受信アンテナを用いて受信する信号受信処理を行うステップと、
   受信した前記無線制御パケットから前記第１の直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出する直交パイロット信号抽出処理を行うステップと、
   当該抽出した信号と前記既知のパターン信号との関係に基づき前記第２の無線通信装置から前記第１の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を生成するチャネル推定処理を行うステップと、
   生成した伝達関数行列情報に基づいて当該伝達関数行列情報に対応する通信の方向と逆方向である前記第１の無線通信装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を算出する伝達関数算出処理を行うステップと、
   を含むことを特徴とするチャネル情報フィードバック方法。
2. 複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムにおけるチャネル情報フィードバック方法であって、
   前記第２の無線通信装置にて、
   複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第１の直交パイロット信号として前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する第１の直交パイロット信号付与処理を行うステップと、
   前記無線制御パケットの前記先頭領域に後続する情報領域に対して前記直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施す信号仮想直交化処理を実施するステップと、
   前記第１の直交パイロット信号のいずれか、または該第１の直交パイロット信号に所定の係数を乗算して得られる複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第２の直交パイロット信号として、前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの前記無線制御パケットに付与する第２の直交パイロット信号付与処理を行うステップと、
   前記無線制御パケットを前記複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信する信号送信処理を行うステップと、を含み、
   前記第１の無線通信装置にて、
   前記無線制御パケットを前記複数の受信アンテナを用いて受信する信号受信処理を行うステップと、
   受信した前記無線制御パケットから前記第１の直交パイロット信号及び前記第２の直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出する直交パイロット信号抽出処理を行うステップと、
   当該抽出した信号を線形加算した信号と前記既知のパターン信号との関係に基づき前記第２の無線通信装置から前記第１の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を生成するチャネル推定処理を行うステップと、
   生成した伝達関数行列情報に基づいて当該伝達関数行列情報に対応する通信の方向と逆方向である前記第１の無線通信装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を算出する伝達関数算出処理を行うステップと、
   を含むことを特徴とするチャネル情報フィードバック方法。
3. 前記第１の無線通信装置と前記第２の無線通信装置はそれぞれＫ（Ｋ＞１：Ｋは整数）本のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調方式が適用され、
   前記第１の無線通信装置はＮ（Ｎ＞１：Ｎは整数）本の送受信アンテナを有し、
   前記第２の無線通信装置はＭ（Ｍ＞１：Ｍは整数）本の送受信アンテナを有し、
   前記第２の無線通信装置の前記第１の直交パイロット信号付与処理、または前記第２の直交パイロット信号付与処理を行うステップにて、
   前記複数の送受信アンテナから送信されるそれぞれの前記無線制御パケットに付与される前記第１の直交パイロット信号、または前記第２の直交パイロット信号を、前記サブキャリアごとの成分に分解した際に、前記送受信アンテナのそれぞれから送信される各信号内には少なくとも１本以上の前記サブキャリアの信号成分を含まないように設定し、
   前記チャネル推定処理を行うステップにて、
   前記Ｋ本のサブキャリアの中の第ｋ（１≦ｋ≦Ｋ：ｋは整数）番目のサブキャリアの前記第２の無線通信装置の第ｊ（１≦ｊ≦Ｍ：ｊは整数）番目の送受信アンテナと、前記第１の無線通信装置の第ｉ（１≦ｉ≦Ｎ：ｉは整数）番目の送受信アンテナ間の伝達関数行列情報の取得を行う際に、前記第２の無線通信装置の前記第ｊ番目の送受信アンテナから送信される前記第１の直交パイロット信号、または前記第２の直交パイロット信号内に前記第ｋ番目のサブキャリアの成分が含まれる場合、前記第１の直交パイロット信号、または前記第２の直交パイロット信号、またはこれらの線形加算した信号と、前記既知のパターンの信号との相互相関を算出することにより、前記第２の無線通信装置の前記第ｊ番目の送受信アンテナと前記第１の無線通信装置の前記第ｉ番目のアンテナ間の伝達関数行列情報を直接的に取得する直接伝達関数取得処理を行い、
   前記第２の無線通信装置の前記第ｊ番目の送受信アンテナから送信される前記第１の直交パイロット信号、または前記第２の直交パイロット信号内に前記第ｋ番目のサブキャリアの成分が含まれていない場合、前記第ｋ番目のサブキャリアに近接した少なくとも１つのサブキャリアにて前記直接伝達関数取得処理において取得した前記第２の無線通信装置の前記第ｊ番目の送受信アンテナと前記第１の無線通信装置の前記第ｉ番目の送受信アンテナ間の伝達関数行列情報に関する内挿、または外挿演算により補完して当該サブキャリアの伝達関数行列情報を取得する伝達関数補完取得処理を行う
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のチャネル情報フィードバック方法。
4. 前記第１の無線通信装置は前記送受信アンテナごとに無線部を備え、
   前記無線部は、自装置の第ｈ番目のアンテナに接続された前記無線部における送信信号の増幅率と位相回転量を示す複素物理量をα _ｈ 、及び第ｈ番目の前記無線部における受信信号の増幅率と位相回転量を示す複素物理量をβ _ｈ とした場合、
   前記第１の無線通信装置にて、
   所定の周期で自装置の前記複素物理量の比であるα _ｈ ／β _ｈ を取得するキャリブレーション係数取得処理を前記送受信アンテナごとに行うステップと、
   前記所定の周期にて、前記複素物理量の比を自装置の全ての前記送受信アンテナに渡り同一の値をとるように前記無線部における送信信号の増幅率と位相回転量、または前記無線部における受信信号の増幅率と位相回転量を調整するキャリブレーション処理を前記送受信アンテナごとに行うステップと、を含み、
   前記第１の無線通信装置の前記伝達関数補正処理を行うステップにて、
   前記第２の無線通信装置から前記第１の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列を転置した行列として前記第１の無線通信装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナの伝達関数行列情報を与える
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載のチャネル情報フィードバック方法。
5. 複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムであって、
   前記第２の無線通信装置が、
   複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを直交パイロット信号として前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する直交パイロット信号付与手段と、
   前記無線制御パケットの前記先頭領域に後続する情報領域に対して前記直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施す信号仮想直交化手段と、
   前記無線制御パケットを前記複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信する信号送信手段と、
   を備え、
   前記第１の無線通信装置が、
   前記無線制御パケットを前記複数の受信アンテナを用いて受信する信号受信手段と、
   受信した前記無線制御パケットから前記直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出する直交パイロット信号抽出手段と、
   当該抽出した信号と前記既知のパターン信号との関係に基づき前記第２の無線通信装置から自装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を生成するチャネル推定手段と、
   生成した伝達関数行列情報に基づいて当該伝達関数行列情報に対応する通信の方向と逆方向である自装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を算出する伝達関数行列算出手段と、
   を備えたことを特徴とする無線通信システム。
6. 複数本の送受信アンテナを有する第１および第２の無線通信装置を具備し、前記複数本の送受信アンテナ間にて同一周波数チャネルにて複数の信号系列を空間多重して伝送を行う無線通信システムであって、
   前記第２の無線通信装置が、
   複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第１の直交パイロット信号として前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの無線制御に用いられる無線制御パケットの先頭領域に付与する第１の直交パイロット信号付与手段と、
   前記無線制御パケットの前記先頭領域に後続する情報領域に対して前記直交した既知のパターン信号の直交化処理と同一の処理を施す信号仮想直交化手段と、
   前記第１の直交パイロット信号のいずれか、または該第１の直交パイロット信号に所定の係数を乗算して得られる複数の直交した既知のパターン信号のそれぞれを第２の直交パイロット信号として、前記複数の送信アンテナから送信されるそれぞれの前記無線制御パケットに付与する第２の直交パイロット信号付与手段と、
   前記無線制御パケットを前記複数の送信アンテナを用いて空間多重せずに送信する信号送信手段と、
   を備え、
   前記第１の無線通信装置が、
   前記無線制御パケットを前記複数の受信アンテナを用いて受信する信号受信手段と、
   受信した前記無線制御パケットから前記第１の直交パイロット信号及び前記第２の直交パイロット信号が付与された領域の信号を抽出する直交パイロット信号抽出手段と、
   当該抽出した信号を線形加算した信号と前記既知のパターン信号との関係に基づき前記第２の無線通信装置から自装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を生成するチャネル推定手段と、
   生成した伝達関数行列情報に基づいて当該伝達関数行列情報に対応する通信の方向と逆方向である自装置から前記第２の無線通信装置方向の通信に対する前記送受信アンテナ間の伝達関数行列情報を算出する伝達関数算出手段と、
   を備えたことを特徴とする無線通信システム。

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