JP4663684B2 - 交流電動機の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の制御装置及び制御方法に関するものである。

従来、交流電動機の回転速度センサあるいは位置センサを用いない方式としては、電動機の相電流を検出し、磁極位置の推定演算を行う制御装置が知られている（例えば、引用特許文献１参照）。

また電流センサを用いない方式として、電動機を駆動するインバータの直流電流を検出し、その瞬時値とインバータのスイッチング状態から、電動機の交流電流を再現する電流再現方式が提案されている（例えば、引用特許文献２参照）。本方式は、インバータを駆動するゲートパルス信号を利用し、インバータの直流電流に瞬間的に現れる電動機電流をサンプル・ホールドし、電動機電流を間接的に検出している。

しかしながら電流再現方式は、インバータの直流電流とゲートパルス信号から電動機電流を再現しているため、極端にゲートパルスが短い場合に、電動機電流成分を捕らえることが難しくなる。特に、インバータの平均スイッチング周波数（キャリア周波数）を高く設定するほど、ゲートパルスが短くなり、電流の再現が難しい。インバータのキャリア周波数を下げた対策を行えば、電流高調波の増大化による効率の低下や、電磁ノイズ発生の原因となる。また、インバータのキャリア周期内で最低２回の電流サンプリングを行う必要があり、特別な回路を必要とする。しかも、ワンチップ・マイコンで実現するには２個のアナログ入力端子が必須であり、マイコン内にＡＤ変換器を２組用意するか、高速ＡＤ変換器を１個備えて連続して電流を読み込む必要がある。

特開２００１−２５１８８９号公報 特開平２−１９７２９５号公報

本発明は、シンプルな制御構成で、且つ、高いキャリア周波数での高性能な電動機駆動を実現する制御装置及び制御方法を提供する。

上記課題を解決するため、例えば特許請求の範囲に記載されるよう構成すればよい。

本発明によれば、交流電動機の回転子位置を検出する位置センサと、電流を検出する電流センサを用いることなく、シンプルな制御構成で、尚且つ、高いキャリア周波数での高性能な交流電動機の制御装置が実現できる。

次に、図１ないし図１７を参照して、本発明による交流電動機を制御する制御装置の実施例について説明する。尚、以下の実施形態では、交流電動機として、永久磁石型同期電動機を用いて説明するが、誘導電動機やリラクタンスモータなどの他の交流電動機に関しても、同様に実現可能である。

（実施例１）
図１は、本発明による交流電動機制御装置の実施例１の系統構成を示すブロック図である。本実施例の制御装置は、電動機に回転数指令ω_r ^*を与える回転数指令発生器１と、電動機の交流印加電圧を演算し、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）に変換して出力する制御器２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給する直流電源４と、制御対象である永久磁石型の電動機５と、直流電源４がインバータ３へ供給する電流Ｉ₀ を検出する電流検出器６からなる。

制御器２は、電動機５の極数Ｐを用いて回転数指令ω_r ^*を電動機５の電気角周波数指令ω₁ ^*に変換する変換ゲイン７と、制御装置内部の交流位相θ_dcを演算する積分器８と、電流Ｉ₀ の検出値をサンプリングする電流サンプラー９と、サンプリングされた電流値Ｉ_0sに対して、指令を与えるＩ_0s ^* 発生器１０と、信号を加算する加算器１１と、サンプルされた電流Ｉ_0sが、Ｉ_0s ^* に一致するように電動機５への印加電圧指令を演算する電流制御器１２と、印加電圧指令に基づいて、電動機５への交流電圧を演算するｄｑ逆変換器１３と、交流電圧指令に基づいて、インバータ３を駆動するゲートパルスを作成するＰＷＭ発生器１４と、からなる。

インバータ３は、インバータの主回路部３１と、主回路へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ３２からなり、インバータ３に電力を供給する直流電源４は、交流電源４１と、交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。

次に、図１を用いて、本実施例１の動作原理を説明する。変換ゲイン７は、回転数指令発生器１からの回転数指令ω_r ^*に基づき、電動機５の電気角周波数ω₁ ^*を演算し出力する。さらに積分器８を用いてω₁ ^*を積分し、交流位相θ_dcを演算する。電流サンプラー９では、インバータ３の直流電流Ｉ₀ をサンプル・ホールドし、Ｉ_0sとして値を取り込む。Ｉ_0sは、Ｉ_0s ^* 発生器１０が出力する電流指令Ｉ_0s ^* に一致するように、電流制御器１２により制御される。ｄｑ逆変換器１３では、電流制御器１２の出力である印加電圧指令Ｖ_qc ^* と、Ｖ_dc ^* に基づき、交流電圧指令ｖｕ^*〜ｖｗ^*を演算する。なお本実施例ではＶ_dc ^* を０とした。ｄｑ逆変換器１３の演算式は、数１のようになる。

次に、ＰＷＭ発生器１４において、交流電圧指令をＰＷＭ信号に変換する。ゲート・ドライバ３２は、このＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子を駆動し、電動機５に対してＶ_dc ^*，Ｖ_qc ^*に相当する交流電圧を印加する。

図２、および図３は、ＰＷＭ発生器１４において、交流電圧指令から、ゲートパルスを作成する様子を示した波形である。ゲートパルスは、図のように、搬送波信号の三角波キャリアと、交流電圧指令の大きさを比較することで作成される。ここで交流電圧指令は図２（ａ）のように、ｖｕ^*＞ｖｖ^*＞ｖｗ^* であり、且つ、｜ｖｗ^*｜＞｜ｖｕ^*｜＞｜ｖｖ^*｜ の条件である。この時のゲートパルスＧＰ_u〜ＧＰ_wは、図２（ｂ）のようになる。同図において、ＧＰ_u〜ＧＰ_wは、それぞれ値が「１」の場合には、インバータの主回路部３１における上側の素子（Ｓ_up，Ｓ_vp，Ｓ_wp）がオンし、「０」の場合には、下側の素子（Ｓ_un，Ｓ_vn，Ｓ_wn）がオンすることを意味する。図２の条件において、電流検出器６に現れるインバータの直流電流Ｉ₀ は、図２（ｃ）のような波形になる。すなわち、Ｉ₀ は、断続したパルス状の電流波形になり、それぞれに二つの相電流が瞬時的に現れ、図２においては、Ｗ相とＵ相の電流が観測できる。これら観測できる２つの相電流は、電圧最大相の電流と、電圧最小相の電流である。さらに、これら２つの相電流のうち、電圧指令の絶対値の大きな方の通電期間が長くなる。ここで、電圧最大相はＵ相、電圧最小相はＷ相であり、絶対値の大きな相はＷ相となる。

つまり、断続電流であるＩ₀ の通流期間内、しかも通電期間の中間点近傍で電流をサンプリングすると、電圧指令の絶対値が最も大きな相の電流が検出できることになる。なお、三相の本実施例においては、インバータ電流の立ち上り時刻から通電期間の３３〜６７％の範囲内であれば、中間点近傍でのサンプリングと同様の効果が得られる。

図３は、図２とは条件が異なり、ｖｕ^*＞ｖｖ^*＞ｖｗ^*であり、且つ、｜ｖｕ^*｜＞｜ｖｗ^*｜＞｜ｖｖ^*｜となる条件である。この場合は、Ｉ₀ の通電期間の中間点近傍で電流をサンプリングすると、Ｕ相の電流値が検出できることになる。

ここで、交流電圧指令を数２のように定義する。

この場合、電圧指令波形は、図４（ａ）のようになる。Ｉ₀ の通電期間の中間点近傍でサンプリングを行うと、電圧位相θ_v に応じて、検出できる相電流が、図４（ｂ）のように６０度毎に変化する。サンプリング後の電流波形であるＩ_0sは、同図（ｃ）の太線のような波形になる。

交流電動機は、インダクタンス成分を持つため、電流は電圧に対して遅れ位相となる。よって、図４の（ａ）と（ｃ）のような関係になる。電流位相は、電動機定数や、負荷条件などによって変化するが、ほぼ、電流の最大付近を含むような波形を観測できる。

本実施例では、Ｉ_0sを、電流指令Ｉ_0s ^* に一致するように電流制御を行う。この結果、電動機５には、所定量の交流電流が流れることになる。電流が十分流れることで、起動時などのトルクを確保することが可能である。

従来の「電流再現方式」では、電動機の起動時には、三角波キャリアの周波数が高いほどゲートパルス幅が狭くなり、電流検出そのものが難しくなる。また、起動時には、デッドタイム（インバータの上下スイッチング素子の短絡防止期間）の影響や、スイッチング素子のオン電圧降下の影響などで、フィードバックなしで所定量の電流を流すことは困難である。しかしながら、本実施例では、通流パルス幅の中間時点近傍で電流をサンプルし、その値を制御することで、起動に必要なだけの電流を確実に流すことができる。また、電流サンプルのタイミングは単純であり、複雑な電流検出アルゴリズムを必要としない。よって、マイコンを用いて本実施例を実現するためには、電流検出器６の出力を、１つのアナログ入力端子に接続すればよく、また、図示しないＡＤ変換器も１個備えていればよい。

次に、Ｉ₀ をサンプル・ホールドするタイミングの発生方法について説明する。

Ｉ₀ の通電期間の中間時点近傍で電流をサンプリングするためには、例えば、Ｉ₀ の立ち上がり、ならびに立ち下がりをトリガとして、パルス幅を計測しておき、次回のパルスの立ち上りから、パルスの中間時点を推定して、サンプル信号を発生させることで実現できる。しかし、この方法では、ハードウエアが複雑となるし、また、ノイズなどの影響による誤動作も懸念される。

図５を用いて、サンプル信号の発生方法について説明する。図２ならびに図３に示したＰＷＭ発生方法の場合、通電期間の中間時刻は、三角波キャリアの上下ピークの中間時点に一致する。すなわち、三角波キャリアの零クロスをトリガとして、Ｉ₀ のサンプル信号を発生させれば、簡単にＩ_0sを取り込むことが可能になる。

また、ＰＷＭ方式によっては、図６に示すような電圧指令波形を用いる場合がある。これらは、「二相スイッチング方式」等と呼ばれているＰＷＭ変調方式であり、三相のいずれか１相がスイッチング動作を行わないものである。例えば、図６において、６０度＜θ_v ＜１２０度の期間では、Ｕ相のスイッチング素子は上側（図１のＳ_up）がオンし続け、下側（図１のＳ_un）はオフ状態を保つ。この電圧指令は、元の正弦波状の電圧指令に対して、三相すべてに共通の電圧成分（零相成分）を加えることで実現できる。

この条件での、電圧指令，ゲートパルス、ならびにＩ₀ を、図７に示す。

図７からわかるように、Ｕ相電圧が三角波キャリアの上側ピークよりも大きい時には、三角波キャリアの上側ピーク時が、通流期間の中間時刻になる。よって、このタイミングで、電流サンプルを実施すればよいことになる。尚、一つの相の電圧指令を、例えば図７の０〜６０度期間のような負側に飽和させる場合には、三角波キャリアの下側ピーク時点で電流をサンプルすればよいことになる。

（実施例２）
次に、図８を用いて、本発明による実施例２について説明する。

実施例１では、電動機に流れる電流を所定値になるように流し、駆動に必要な電流を確保するものであった。それに対し、実施例２では、電動機に流れる「有効電流」を検出して、電動機を高性能に制御することを目的としている。

図８は、制御器２Ａのブロック構成を示すものであり、図１における制御器２の代わりに、図８の制御器２Ａを用いることで、実施例２が実現できる。図８においては、Ｉ_0sに対するフィルタ１５と、フィルタ１５の出力に基づいて、電動機の電気角周波数指令ω₁ ^*にΔω₁ を加えるω₁ 補償器１６と、ω₁ ^*から、電動機への印加電圧を決定する電圧指令演算器１７が、図１の制御器２と異なるブロックである。

制御器２Ａでは電流制御を行わず、電圧指令演算器１７を用いて、ω₁ ^*から直接電圧指令Ｖ_qc ^* を演算している。このように、電動機制御方式としては、Ｖ／Ｆ一定制御を基本としているが、図１の制御器のように、電流制御を用いても問題はない。

次に、本実施例の特徴部分であるフィルタ１５、ならびにω₁ 補償器１６について説明する。図８の制御器２Ａでは、Ｉ_0sに対して、フィルタ１５を設けており、このフィルタ出力を有効電流Ｉ_a としている。Ｉ_0sにフィルタ１５を介することで、有効電流Ｉ_a が得られる原理を、以下に示す。

電動機への印加電圧Ｖ、ならびに電流Ｉを、数３のように定義する。なお電圧Ｖをｕ相電圧、電流Ｉをｕ相電流とする。

数３において、Ｖ₀ は電圧振幅であって本実施例ではＶ_qc ^* に一致、Ｉ₀ は電流振幅、θ_v は電圧位相、δは電流位相（力率角）である。ここで、数３のＩは、数４のように表すことができる。

数４から、有効電流、ならびに無効電流の大きさＩ_a ，Ｉ_r は、数５のように表される。

数４は、ｕ相電流であるので、６０度＜θ_v ＜１２０度の期間において、Ｉ_0sとして観測される。フィルタ１５により、この期間の電流が平均化されるものとし、数４のこの間の平均値Ｉ_m を求めてみる。６０度〜１２０度期間の平均値であるので、

となる。すなわち、有効電流成分Ｉ_a は、平均値Ｉ_m を用いることで、

として演算することが可能になる。よって、フィルタ１５を介してＩ_0sを平均化することで、有効電流Ｉ_a を検出することができる。

有効電流Ｉ_a は、電動機の負荷の大きさを直接示すものであるため、制御に有効に使うことで、より安定な電動機の制御装置が実現できる。図８に示す制御器２Ａでは、Ｉ_a に基づいてω₁ ^*への補償量であるΔω₁ を演算している。ω₁ 補償器１６は、Ｉ_a に対して不完全微分を実施し、負荷が増えて有効電流が増加した時には、電気角周波数を下げ、逆に負荷が減少した場合には電気角周波数を上げるように動作している。これによって、負荷変動による過渡振動を大幅に低減することが可能になり、より安定な交流電動機の制御装置が実現できる。

尚、フィルタ１５は、電動機を駆動する周波数の６倍の高調波成分を取り除く必要がある。この場合、１次遅れフィルタなどを介するよりも、むしろ移動平均を用いた方が、脈動成分を容易に取り除くことができる。図９は、フィルタ１５を移動平均フィルタ１５Ｂとした場合のブロック構成図である。図９において、移動平均フィルタ１５Ｂは、１演算周期分の遅れ要素である信号遅延器１５１と、加算器１１と、フィルタゲイン１５２から構成されている。この移動平均を取る期間を、電気角の６０度に相当するように設定しておけばよい。この結果、Ｉ_0sに含まれる脈動成分は理想的に削除され、有効電流Ｉ_a がより正確に検出できるようになる。

（実施例３）
次に、図１０、ならびに図１１を用いて、本発明による実施例３について説明する。図１０及び図１１は、無効電流の検出方法と、それを用いた制御を具現化した例である。

図１０は、制御器２Ｃのブロック構成を示すものであり、図１における制御器２の代わりに、図１０を用いることで、実施例３が実現できる。図１０においては、Ｉ_0sから電動機に流れる有効電流成分Ｉ_a と無効電流成分Ｉ_r の少なくとも一つを演算するＩ_a・Ｉ_r演算器１８と、Ｉ_a・Ｉ_r演算器１８の演算開始割込みを発生する割込発生器１９と、無効電流Ｉ_r に対して、電流指令Ｉ_r ^*を与えるＩ_r ^*発生器２０と、が、これまでの実施例における制御器２，２Ａと異なる部分である。

次に、本実施例の動作原理について説明する。Ｉ_a・Ｉ_r演算器１８では、電動機に流れる有効電流と無効電流を演算する。割込発生器１９では、交流電圧指令から、θ_v ＝０度，６０度，１２０度，１８０度，２４０度，３００度の６０度毎に割込み信号を発生し、Ｉ_a・Ｉ_r演算器に対してトリガをかけている。

図４に示す電流サンプルを実施すると、Ｉ_0sとして検出される電流相が、θ_v の６０度毎に変化する。ここで図１１のように、観測できる電流相が変化した直後の電流値をＩ₁ とし、変化する直前の値をＩ₂ と定義する。今、θ_v が６０〜１２０度期間であると仮定する。この期間では、Ｕ相電流が観測できるため、Ｉ₁ 、ならびにＩ₂ は、数４を用いて、

と表すことができる。数８より、

となる。数５より、Ｉ_a ，Ｉ_r は、

となる。よって、検出できる電流相が切り替わる前後の電流サンプル値を用いれば、電動機の有効電流と無効電流を観測できることになる。また、定常状態においては、図１１に示すように、Ｉ₂′＝Ｉ₂ であるので、Ｉ₁ とＩ₂′を用いて演算することもできる。本方式によれば、演算遅れが伴わずに有効電流と無効電流を演算することができる。

このように、有効電流と無効電流が観測できると、電動機電流の位相情報が得られることになり、より高度な電動機制御が実現できるようになる。図１０では、無効電流Ｉ_rに対して、電流指令Ｉ_r ^*を与え、無効電流が所定値になるように制御を行っている。無効電流を制御することで、電動機の効率最適化運転や、界磁弱め制御等の実現が可能になり、より高性能な交流電動機の制御装置が提供できる。

（実施例４）
次に、図１２、ならびに図１３を用いて、本発明による実施例４について説明する。

電動機に流れる有効電流、ならびに無効電流の検出方法に関する実施例３では、演算できるタイミングは、６０°に一回しかなかった。従って、ノイズなどの影響を受けることがある。

実施例４は、ノイズの影響を受け難くするために、電流サンプル値Ｉ_0sを積分することにより有効電流，無効電流を演算する手法を提供するものである。

図１２は、制御器２Ｄのブロック構成を示すものである。図１２においては、Ｉ_0sから電動機に流れる有効電流成分Ｉ_a と、無効電流成分Ｉ_r を演算するＩ_a・Ｉ_r演算器１８Ｄと、Ｉ_a・Ｉ_r演算器１８Ｄで用いる周期関数Ｆ_c 、ならびにＦ_s を発生する関数発生器２１と、無効電流Ｉ_r に対して、指令電流Ｉ_r ^*を与えるＩ_r ^*発生器２０と、が、これまでの実施例における制御器２，２Ａ，２Ｃと異なる部分である。

次に、本実施例の動作原理について説明する。図１２に示す制御器２Ｄは、動作としては、基本的に図１０のものと同等であるが、Ｉ_a，Ｉ_rの求め方が大きく異なっている。

関数発生器２１は、図１３に示す波形（Ｆ_c(θ_v)，Ｆ_s(θ_v)）を発生する。関数Ｆ_s は、sinθ_vの６０度〜１２０度期間の波形を繰り返し出力する関数であり、関数Ｆ_c は、cosθ_vの６０〜１２０度期間の波形を繰り返すものである。

Ｉ_a・Ｉ_r演算器１８Ｄでは、下記に示す積分演算を行う。

上式において、θ_v0は任意の電圧指令位相である。

今、θ_v が６０〜１２０度である場合について、動作原理を説明する。この期間では、Ｆ_s＝sinθ_v，Ｆ_c＝cosθ_vであり、また、Ｉ_0sも、数４で表すことが可能である。数１３を展開すると、下記のようになる。

よって、数１５より、

となり、Ｉ_amから、有効電流Ｉ_a が演算できる。

同様に、数１４を展開すると、

となる。

よって、数１５より、

となり、Ｉ_rmから、無効電流Ｉ_r が演算できる。

実施例４では、積分演算により、６０度以内で、有効電流Ｉ_a と無効電流Ｉ_r を演算することができる。積分演算のため、ノイズなどの外的要因に対する影響を受け難くなり、より、精度が高く、安定度の増した交流電動機の制御装置が実現できる。
（実施例５）
次に、図１４、ならびに図１５を用いて、実施例５について説明する。

実際の電動機制御では、電動機電流を電動機の磁束軸成分（ｄ軸成分）と、それに直交する成分（ｑ軸成分）に分離して、電動機電流を制御する「ベクトル制御」が用いられることが多い。本実施例は、このベクトル制御を実現するものである。

図１４は、制御器２Ｅのブロック構成を示すものである。図１４においては、有効電流成分Ｉ_a 、ならびに無効電流成分Ｉ_r から、電動機の磁束軸を基準にしたＩ_dc，Ｉ_qc軸の電流を演算するａｒ−ｄｑ変換器２２と、ｄ軸上の電流指令Ｉ_d ^*を発生するＩ_d ^*発生器２３と、回転速度指令ω_r ^*と速度推定値ω_r の差を演算しｑ軸上の電流指令Ｉ_q ^*を出力する速度制御器２４と、電動機のｄ軸位置（位相）と制御上の位相（θ_dc）との軸誤差Δθを演算する軸誤差推定器２５と、軸誤差Δθが零になるように回転速度を修正するＰＬＬ制御器２６とが、これまでの実施例における制御器２，２Ａ，２Ｃ，２Ｄと異なる部分である。また、Ｉ_dc、ならびにＩ_qcが、それぞれＩ_d ^*，Ｉ_q ^*に一致するように、電流制御器１２を備えている。

次に、本実施例の動作について説明する。

Ｉ_a・Ｉ_r演算器１８Ｄにおいて得られたＩ_a 、ならびにＩ_r に基づいて、ａｒ−ｄｑ変換器２２において、Ｉ_dc，Ｉ_qcが演算される。ここでは、数１９に従って、Ｉ_dc，Ｉ_qcを求める。

尚、数１９におけるψは、電圧位相とｑ軸の相差角であり、

と求めることができる。これらの電動機の電圧と、電流の位相関係を、図１５に示す。

Ｉ_dcとＩ_qcは、それぞれ電動機の励磁電流，トルク電流に相当する成分であり、各々の指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*に一致するように、電流制御器１２により制御される。

また、軸誤差演算器２５では、制御上で仮定しているｄ軸位相（θ_dc）と、実際の電動機内のｄ軸位相との誤差角Δθを推定演算する。Δθは、電圧指令、ならびに電流検出値を用いることで、演算することが可能である。ＰＬＬ制御器２６では、軸誤差Δθが零になるように、電動機速度ω_r を出力する。定常的には、Δθは零となり、磁極軸を直接検出することなく、電動機のｄｑ軸と制御上の軸とを一致させることができる。また、ω_r は、電動機の回転速度推定値でもあり、回転速度指令ω_r ^*との偏差が零になるように、速度制御器２４において、トルク電流指令Ｉ_q ^*が演算される。Ｉ_q ^*は、Ｉ_qcと比較され、両者が一致するように電流制御１２を介して制御される。また、ｄ軸電流に関しても、Ｉ_dcが所定値になるように電流制御が行われる。非突極型の磁石モータでは、通常Ｉ_d ^*＝０である。

以上のように、本実施例によれば、電動機のトルク電流と励磁電流の個別制御が可能となり、ベクトル制御が実現可能となる。

（実施例６）
次に、図１６を用いて、本発明の実施例６について説明する。

本実施例では、中高速以上において高速応答が可能な制御装置を提供する。

図１６は、制御器２Ｆのブロック構成を示すものである。図１６においては、Ｉ₀ を三角波キャリアの半周期内で２ケ所サンプリングするための電流サンプラー９を２個追加しており、相電流再現器２７において、電動機の三相電流を再現する。この相電流再現方法に関しては、特開平２−１９７２９５号に記載されている従来技術を用いてもよい。三相電流をｄｑ変換器２８において座標変換し、スイッチ２９により、Ｉ_dc，Ｉ_qcの演算値を切り替えている。

インバータで電動機を駆動する場合、速度が低いほど、ならびに、キャリア周波数が高いほど、インバータのゲートパルス信号は狭くなり、相電流再現器２７の動作が困難になる。しかしながら、そのような条件の場合には、２つのスイッチ２９をそれぞれ上側に切り替え、Ｉ_a・Ｉ_rから演算する電流検出へ切り替える。逆に、パルス幅が十分に大きな場合には、電流再現器２７による電動機電流の検出を行い、高応答な電流制御を実現する。

以上のように、本実施例によれば、条件によって、電流検出方式を切り替えることで、より高性能な電動機の制御装置が実現できるようになる。

（実施例７）
図１７は、本発明による交流電動機制御装置の模式図である。図に示す部品番号１〜３，５，６，４１，４２，４３は、図１における同じ番号のものと同一のものである。

本実施例では、制御器２と、インバータ３と、電流検出器６と、ダイオード・ブリッジ４２を一体化し、モジュール化した点に特徴がある。モジュールには、回転数指令発生器１からの回転数指令信号と、電源４１の入力端子，平滑コンデンサ４３の接続端子，交流電動機５の接続端子が設けられており、その他の部品はすべてモジュール内に収められている。なお本実施例では、回転数指令発生器１は、マイコンを用いている。モジュール内では、マイコンを用いた制御器２と、スイッチングデバイスで構成されたインバータ３，シャント抵抗からなる電流検出器６，ダイオード・ブリッジ４２が収められている。

これまで説明した実施例によれば、位置センサレス・電流センサレスによる交流電動機の高性能な制御装置が、安価なマイコンで実現できるため、このような制御装置のモジュール化が実現できる。

この結果、パワーモジュールを一つの部品のように扱うことができ、組み立てが容易になると同時に、装置全体の小形化が可能になる。

本発明の一実施例である電動機制御装置を示すブロック図である。 本発明の実施例におけるＰＷＭ変調の原理と、電流サンプルの関係を示す波形例である。 本発明の実施例におけるＰＷＭ変調の原理と、電流サンプルの関係を示す波形例である。 本発明の実施例における電圧指令，相電流，電流サンプル値の関係を示す波形図である。 本発明の実施例における電流サンプルのタイミングを示す波形図である。 従来技術の二相変調時の電圧指令と、三角波キャリアの関係を示す波形図である。 本発明の実施例において、二相変調方式を用いた時の電流サンプルのタイミングを示す波形図である。 本発明の他の実施例による電動機制御装置を示すブロック図である。 本発明の他の実施例における移動平均フィルタを示すブロック図である。 本発明の他の実施例における電動機制御装置を示すブロック図である。 本発明の他の実施例における電動機制御装置の動作を説明する波形図である。 本発明の他の実施例における電動機制御装置を示すブロック図である。 本発明の他の実施例における電動機制御装置の動作を説明する波形図である。 本発明の他の実施例における電動機制御装置を示すブロック図である。 電動機の磁束軸を基準としたｄ−ｑ座標軸と、電圧，電流の関係を示すベクトル図である。 本発明の他の実施例における電動機制御装置を示すブロック図である。 本発明の電動機制御装置の模式図である。

符号の説明

１…回転数指令発生器、２…制御器、３…インバータ、４…直流電源、５…交流電動機、６…電流検出器、７…変換ゲイン、８…積分器、９…電流サンプラー、１０…Ｉ_0s ^* 発生器、１１…加算器、１２…電流制御器、１３…ｄｑ逆変換器、１４…ＰＷＭ発生器、３１…インバータ主回路部、３２…ゲート・ドライバ、４１…交流電源、４２…ダイオード・ブリッジ、４３…平滑コンデンサ。

Claims (2)

1. 正弦波状の連続した電流を用いて交流電動機を駆動するインバータを制御する交流電動機の制御方法において、
   直流電源がインバータへ供給する電流を検出する電流検出手段によって検出されたインバータ電流をＰＷＭの搬送波信号の半周期に一度サンプルするサンプル手段を設け、
   前記搬送波信号の正のピーク値と負のピーク値の中間時刻をトリガとし、
   前記サンプル手段は、前記トリガを用いて前記インバータ電流値をサンプルすることを特徴とする交流電動機の制御方法。
2. 正弦波状の連続した電流を用いて交流電動機を駆動するインバータを制御する交流電動機の制御装置において、
   直流電源がインバータへ供給する電流を検出する電流検出手段によって検出されたインバータ電流をＰＷＭの搬送波信号の半周期に一度サンプルするサンプル手段を設け、
   前記搬送波信号の正のピーク値と負のピーク値の中間時刻をトリガとし、
   前記サンプル手段は、前記トリガを用いて前記インバータ電流値をサンプルすることを特徴とする交流電動機の制御装置。

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