JP4590974B2 - 光受信回路 - Google Patents

Description

この発明は、光通信ネットワークの一部を構成する受信装置や送受信装置に適用可能な光受信回路に関するものである。

従来、光通信ネットワークの一部を構成する受信装置や送受信装置には、光電変換素子としてアバランシェホトダイオード（以下、ＡＰＤという）を含む光受信回路を備えた装置が広く利用されている。このようなＡＰＤを有する光受信回路しては、例えば特許文献１〜５に開示されたような回路が知られている。

ここで、特許文献１には、ＡＰＤと同じ入力レベルの光信号を受光するピンホトダイオード（以下、ＰＩＮ−ＰＤという）とともに温度を検出するＴ／Ｖコンバータ、メモリが設けられた光受信回路が開示されており、この光受信回路は、ＰＩＮ−ＰＤで検出された信号と温度に応じた電圧によって該メモリからＡＰＤに対してバイアスとして最適な電圧が読み出されるよう構成されている。また、特許文献２には、光の入力レベルが低い領域において瞬間的に該入力レベルが変動する場合に、ＰＩＮ−ＰＤによりＡＰＤの入力レベルを検知し、該ＡＰＤバイアス回路を制御する構成が開示されている。特許文献３には、定電流回路とＡＰＤに並列にトランジスタを接続することにより、ＡＰＤ電流を制御する光受信回路が開示されている。なお、この構成はバイアス電圧制御によって増倍率を変化させる回路に比べて、応答性が良い。特許文献４には、ＡＰＤのカソードと高圧発生回路の出力端子間に抵抗を介してトランジスタが接続（トランジスタのコレクタがＡＰＤのカソードに接続）された光受信回路が開示されており、該トランジスタに電流を流すことで生じる抵抗の電圧ドロップによりＡＰＤバイアス電圧が制御される。さらに、特許文献５には、ＡＰＤと抵抗とで直列回路が形成され、印加電圧と抵抗の抵抗値とが適当に選ばれることにより、増幅率が常に入力信号に応じた最適値に保たれる光受信回路が開示されている。
特開２０００−２４４４１８号公報 特開平１０−３０３８２０号公報 特公平１−２９３３３号公報 特公平１０−２７５１２２９号公報 特開平５−３４３９２６号公報

発明者らは、ＡＰＤを有する従来の光受信回路について検討した結果、以下のような課題を発見した。

すなわち、上記特許文献１の光受信回路は、ＡＰＤ特性に近似した温度補正をかける場合、温度調整が必要となる。しかしながら、回路構成部品ごとにその温度依存性にはバラツキがあるため、必然的にＡＰＤに印可される最適なバイアス電圧にも温度依存が生じてしまう。加えて、上記特許文献１及び２の光受信回路では、ＡＰＤへのバイアス電圧がメモリによる設定やＡＰＤ電流検知後のフィードバックによって設定されるため、メモリの反応時間や負フィードバックの時定数により過入力時バイアス電圧が追従せず、結果としてＡＰＤを流れる電流量が増加してしまう。このように、急峻な光信号の過入力があったとき、上記特許文献１及び２の光受信回路ではＡＰＤを十分に保護できなかった。

また、上記特許文献３の光受信回路は、急峻な光信号の過入力があったときの対策回路において、余分な消費電流を必要とする。これは、ＡＰＤのカソードと高圧発生回路の出力端子間に抵抗を介してトランジスタがＡＰＤとコレクタ接続し、該トランジスタに電流を流すことで生じる抵抗の電圧ドロップによりＡＰＤバイアス電圧を制御するためである。同様に、上記特許文献４の光受信回路でも余分な消費電流を必要とする。これは、ＡＰＤに並列に接続されたトランジスタに電流を流してＡＰＤ電流を制御するためである。

上記特許文献５の光受信回路は、高電圧発生回路とＡＰＤのカソード間に抵抗があるので電圧ドロップによる消費電力ロスがあり、最大光入力時に消費電力が増大してしまう。なお、消費電力はＡＰＤ電流、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率に依存するため、電圧ドロップが大きい時（入力レベルが最大の時）にはＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が必要以上に高く、効率も悪い。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであり、急峻な光の過入力が発生した場合でも、ＡＰＤを流れる電流量を動的に調節することで該ＡＰＤを効果的に保護することが可能な構造を備えた光受信回路を提供することを目的としている。

この発明に係る光受信回路は、高電圧電源（ＤＣ／ＤＣ）と、第１〜第３端子を有するカレントミラー回路と、ＡＰＤと、電流設定回路とを備える。上記カレントミラー回路の第１端子は上記高電圧電源に接続される。また、上記カレントミラー回路の第２及び第３端子には所定の関係を満たしている電流がそれぞれ流れ、該第２端子には上記ＡＰＤの一端が接続されるとともに、該第３端子には上記電流設定回路に接続される。特に、上記電流設定回路は、ＡＰＤに流れる電流量を動的に調節する。

上述のような構造を備えた光受信回路によれば、従来の光受信回路が最適な増倍率になるようにバイアス電圧をＡＰＤ電流からフィードバックして設定するのに対し、カレントミラー回路を使ってＡＰＤ電流が制御されるため、急激な光信号の過入力時において該ＡＰＤ電流は急激に増加せず、バイアス電圧が急激に減少する。その結果、ＡＰＤの破壊が回避され得る（ＡＰＤが効果的に保護される）。

この発明に係る光受信回路において、上記電流設定回路は、ＡＰＤのバイアス電圧を反映した電圧値が所定の参照電圧値に等しくなるよう、該ＡＰＤに流れる電流量を調節するよう構成されるのが好ましい。この場合、上記電流設定回路にはＡＰＤを流れる電流量と同様の電流が流れているため、ＡＰＤ電流モニタ回路を別途追加することなく、簡単にＡＰＤ電流をモニタすることが可能になる。

また、この発明に係る光受信回路は、ＡＰＤへの光信号の入力レベルをモニタするため、該ＡＰＤと同じ入力レベルの光信号を受光するＰＩＮ−ＰＤをさらに備えてもよい。そして、上記電流設定回路は、ＰＩＮ−ＰＤで生成される電流量から計算された値と同じになるようＡＰＤに流れる電流量を調節する。従来の光受信回路が各温度での最適な増倍率になるようにＡＰＤバイアス電圧を設定するのに対し、この場合、リミット機能が働かない領域において常に増倍率が一定になるため、各温度での増倍率調節が不要になる。

この発明に係る光受信回路は、ＰＩＮ−ＰＤの一端に接続された、当該光受信回路の増倍率変化を制限するための増倍率リミッタ回路をさらに備えてもよい。従来の光受信回路では、最適な増倍率になるようにＡＰＤバイアス電圧をＡＰＤ電流からフィードバックして設定しており、全光入力範囲で増倍率が一定で消費電流が増大する。これに対し、当該光受信回路では、参照のＰＩＮ−ＰＤ電流のモニタ回路にダイオードを追加するだけで、一定量以上の光入力時に増倍率を下げ、消費電流を下げることができる。

さらに、この発明に係る光受信回路は、上記ＡＰＤのバイアス電圧と上記カレントミラー回路における第１及び第２端子間の電位差の和に等しくするよう、上記高電圧電源の出力電圧を制御する電圧帰還制御回路をさらに備えてもよい。具体的には、上記電圧帰還制御回路は、上記カレントミラー回路における第２端子の電位と第３端子の電位が等しくなるよう上記高電圧電源を制御する。この場合、高電圧電源とＡＰＤのカソード間に抵抗を挿入することで、光入力が大きくなるほど電圧ドロップによりバイアス電圧を落として増倍率を下げる回路と比較して、ＡＰＤ電流を制御した上で、その時のバイアス電圧をモニタし、該モニタされたバイアス電圧を高電圧電源にフィードバックすることで、高電圧電源とＡＰＤのカソード間の電圧ドロップをより少なくし、消費電力を下げることができる。

以上のようにこの発明によれば、電流設定回路によりＡＰＤに流れる電流量を動的に調節されるので、急峻な光の過入力に対してＡＰＤの破壊が効果的に回避される。

以下、この発明に係る光受信回路の各実施形態を、図１〜図９を用いて詳細に説明する。なお、図面の説明において、同一部位、同一部材には同一符号を付して重複する説明を省略する。

（第１実施形態）
図１は、この発明に係る光受信回路の第１実施形態の構成を示す回路図である。この第１実施形態に係る光受信回路は、図１（ａ）に示されたように、基本的な構成として、高電圧電源（以下、ＤＣ／ＤＣ電源という）１０と、ＤＣ／ＤＣ電源１０に接続された第１端子と、それぞれに所定の関係を満たす電流が流れる第２及び第３端子を有するカレントミラー回路２０と、カレントミラー回路２０の第２端子にその一端が接続された光電変換素子としてのＡＰＤ４０と、カレントミラー回路２０の第３端子に接続され、ＡＰＤ４０に流れる電流量を動的に調節するた電流設定回路３０とを備える。なお、図１（ａ）において、ＴＩＡ（Trans-Impedance Amplifier）は、ＡＰＤ４０で発生した電流を電圧に変換し、信号処理回路に出力する増幅器である。

ここで、ＡＰＤ４０は、アノード−カソード間に印加される電圧（バイアス電圧）によってその出力電流が増幅する。この増幅によって、ＡＰＤ４０はＰＩＮ−ＰＤに比べて、受信感度が向上するので、最適な増幅を制御する必要がある。その増倍率Ｍは、以下の式（１）のように表される。

なお、上記式（１）中、Ｉ_ＯＵＴはＡＰＤ電流（ＡＰＤ４０を流れる電流）、ηはＡＰＤ４０における量子効率、λは入力光の波長（μｍ）、そして、Ｐ_ＩＮは入力光の光パワーを意味する。

図１（ａ）に示された第１実施形態に係る光受信回路は、このＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴを制御することで、増倍率Ｍを決める。すなわち、ＤＣ／ＤＣ電源１０によって十分なバイアス電圧がＡＰＤ４０に印加され、カレントミラー回路２０によってＡＰＤ４０に流れる電流量が制御される。ＡＰＤ電流の制御は、まず、ＡＰＤ４０のバイアス電圧Ｖ_ＡＰＤ（＝Ｉ_ＯＵＴ×Ｒ１）を電流設定回路３０に含まれるオペアンプＡｍｐに入力する必要がある。その信号電圧は、目標値Ｖ_Ｏと抵抗Ｒ２、Ｒ３から求められる電圧との差で決まる。つまりＡＰＤバイアス電圧Ｖ_ＡＰＤとＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴとの間には、以下の式（２）で表される関係が成立する。

また、ＡＰＤバイアス電圧Ｖ_ＡＰＤと増倍率Ｍは、増倍率Ｍによって決まり、以下の式（３）のように表される。

なお、上記式（３）中、Ｖ_ＡＰＤはＡＰＤバイアス電圧、Ｖ_Ｂは降伏電圧、ｎはＡＰＤ４０に依存する定数、βはＡＰＤ４０の温度係数（０．１〜０．３％／℃）を意味する。

つまり、ある光入力の時には上記式（１）、（２）、（３）を満たすＡＰＤ電流を制御することで増倍率Ｍが求められる。例えば、光入力が無い場合、ＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴ＝０なので、ＡＰＤバイアス電圧は、上記式（２）から、Ｖ_Ｏ×（Ｒ_２＋Ｒ_３）／Ｒ_３となる。また、光入力が増加するにしたがって、ＡＰＤバイアス電圧はＩ_ＯＵＴ×Ｒ_１×（Ｒ_２＋Ｒ_３）／Ｒ_３分だけ電圧降下し、増倍率Ｍが低下する。結果として、増倍率Ｍが下がることでＡＰＤ電流も一定の増倍率Ｍに比べて少なくなり、消費電流の増加が改善される。また、ＡＰＤ電流が制御されるため、急峻な光の過入力に対して、制御ループが安定するまで、ＡＰＤバイアス電圧が低下することになり、結果的にＡＰＤ４０が保護される（ＡＰＤ４０の破壊回避）。

より具体的に、図１（ａ）に示された光受信回路の動作について説明する。ここでは、簡単のため、Ｒ２＝０、Ｒ３＝∞の時、すなわち、Ｖ_ＡＰＤが直接加算器に入力されている場合を考える。この時、電流設定回路３０におけるオペアンプの正相入力＋_ＩＮにはＶ_Ｏ−Ｖ_ＡＰＤが印加される。オペアンプの出力、トランジスタ、カレントミラー回路、加算器、オペアンプの入力で構成される帰還回路は、該オペアンプの正相入力と逆相入力の電位差がゼロとなるように、すなわち＋_ＩＮと−_ＩＮの入力レベルが等しくなるように帰還制御を行っている。したがって、帰還制御が正常に働いている場合には、オペアンプの−_ＩＮのレベルもＶ_Ｏ−Ｖ_ＡＰＤとなり、この信号が抵抗Ｒ１に印加されるので、該Ｒ１を流れる電流Ｉ_１は（Ｖ_Ｏ−Ｖ_ＡＰＤ）／Ｒ１となる。この電流Ｉ_１が電流設定回路３０内のトランジスタを介してカレントミラー回路２０から供給され、該カレントミラー回路２０はＩ_１＝Ｉ_２となるよう制御を行うので、電流Ｉ２も（Ｖ_Ｏ−Ｖ_ＡＰＤ）／Ｒ１となる。この電流Ｉ_２がＡＰＤ４０を流れる（ＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴ）。

以上の回路動作をＡＰＤ４０を主体とした等価回路の焼き直すと、図１（ｂ）に示された回路例となる。この図１（ｂ）において、ＤＣ／ＤＣ電源（通常は数十Ｖの高電圧）１０の出力Ｖ_Ｏが、抵抗Ｒ１を介してＡＰＤ４０のバイアス電圧として印加され、その時ＡＰＤ４０に流れる電流は、（Ｖ_Ｏ−Ｖ_ＡＰＤ）／Ｒ１となっている。図1（ａ）に示された光受信回路では、ＡＰＤ４０に対して並列に抵抗Ｒ２、Ｒ３が接続されているが、（Ｒ２＋Ｒ３）の大きさをＡＰＤ４０の等価抵抗よりも十分大きくすると（抵抗Ｒ２、Ｒ３には電流がほとんど流れない）、上記式（１）〜（３）により加算器に入力される逆相信号はＶ_ＡＰＤからＶＡＰＤ×Ｒ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３）に変化する。したがって、従来はＶ_Ｏとして数十Ｖもの大きさの値を想定しなければならなかったが、図1（ａ）の光受信回路では、Ｖ_ＡＰＤがＲ_３／（Ｒ_２＋Ｒ_３）に相対的に小さくなるので、Ｖ_Ｏも数Ｖ程度の値に納まることになる。

図２は、図１（ａ）に示された光受信回路中のＡＰＤ４０に対するＩ−Ｖ特性を示すグラフである。この図２において、グラフＲ１はこの第１実施形態に係る光受信回路の動作負荷線、グラフＲ２は後述する第３実施形態に係る光受信回路の動作負荷線、グラフＭ１は参考のためにカレントミラー回路を用いてＡＰＤに流れる電流を一定（平均値として一定）にする比較回路の動作負荷線を示す。また、グラフＰ０は入力光パワーが０のときのＩ−Ｖ特性、グラフＰ１は入力光パワーがＰ１（＞０）のときのＩ−Ｖ特性、グラフＰ２は入力光パワーがＰ２（＞Ｐ１）のときのＩ−Ｖ特性、グラフＰ３は入力光パワーがＰ３（＞Ｐ２）のときのＩ−Ｖ特性をそれぞれ示している。

この図２から分かるように、光入力がゼロの時には、ＡＰＤ４０に電流が流れないのでその動作点は負荷線の右端（Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}）にある。光入力が増加してくると動作点は負荷線と光入力特性の交点を図２において左上方向に移動する。これは、ＡＰＤ４０のバイアス電圧Ｖ_ＡＰＤが低下してゆくことと等価である。

一方、比較回路の場合、光入力がゼロの時には図２の右端にあることは同様であるが、光入力の増加とともに帰還ループの内部抵抗（非常に小さい、カレントミラー回路で電流が設定されるので、過電流状態はカレントミラー回路で抑制されるため）に基づく負荷線上を急速に所定電流値まで増加する。この時、ＡＰＤのバイアス電圧Ｖ_ＡＰＤの変化は極めて少ない。光入力があると直直ちに所定電流の動作をカレントミラー回路が開始する。そして、一旦定電流動作が開始されると、それ以後は光入力によらず一定の電流値（カレントミラー回路の抵抗で決定される）が平均値としてＡＰＤに流れる。

この発明に係る光受信回路は、上述のように、急激なＡＰＤ４０に対するバイアス電圧の変化を抑制する機能を、低電圧領域で可能とする回路である。すなわち、カレントミラー回路を用いているにも係わらず、電流設定用の電位（抵抗Ｒ１の両端の電圧、すなわち、電圧設定回路３０内のオペアンプの逆相入力電圧）が、ＡＰＤ４０のバイアス電圧に従って変化させられるので、定電流動作は行わずに、単にＡＰＤ４０に対して抵抗が負荷として接続された光受信回路が実現されている。

（第２実施形態）
ＡＰＤ電流の制御には、上述のような制御以外にも上記式（１）で示されたように、入力光の波長が既知とし、ＡＰＤへの光信号の入力レベルをモニタできれば、ＡＰＤ電流を制御することで増倍率Ｍを制御できる。図３は、このような別の制御を可能にする、この発明に係る光受信回路の第２実施形態の構成を示す回路図である。この第２実施形態に係る光受信回路では、入力光信号を分離し、ＡＰＤ４０へ入射される光の強度をモニタしながら、該モニタされた光強度に応じてＡＰＤ４０に流れる平均電流を帰還制御する。すなわち、入力光強度が大きい場合には、ＡＰＤ４０の平均電流を下げるようにＡＰＤ４０へのバイアス電圧Ｖ_ＡＰＤを下げ、光強度が弱い場合にはその逆を行う。

具体的には、入力光信号をＡＰＤ４０に入射する前に光カプラ５０により分岐する。そして、分岐された一方の光はＡＰＤ４０に入射されるが、同レベルの分岐光がＰＩＮ−ＰＤに入射させる。このＰＩＮ−ＰＤにより得られた光入力レベルをＰＤ電流モニタ回路において電圧に変換することで、ＡＰＤ４０の光入力レベルに比例した電圧を得る。次に、このＰＤ電圧モニタ回路と電流設定回路３０で得られた電流と同等の電流を、カレントミラー回路２０を介してＡＰＤ４０流す。このとき、ＡＰＤ４０に入射される光入力Ｐ_ＩＮとＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴによって上記式（１）から増倍率Ｍが求められる。なお、増倍率Ｍは、上記式（２）のように、バイアス電圧にも依存しているため、カレントミラー回路２０とＡＰＤ４０のカソード間は、先ほど求めた増倍率Ｍになるようなバイアス電圧に制御されることになるの、仮に温度変動があり、降伏電圧が変動しても、上記式（１）の増倍率Ｍになるべく、バイアス電圧が変動する。

（第３実施形態）
次に、上述の第２実施形態に係り光受信回路の具体例として、図４にこの発明に係る光受信回路の第３実施形態の構成を示す。この第３実施形態に係る光受信回路では、可変抵抗Ｒ５によってＰＤ電流が電圧信号に変換される。すなわち、ＰＩＮ−ＰＤは負荷として可変抵抗Ｒ５（半固定抵抗）が直列に接続され、分岐光強度はモニタ信号（電圧）として、ＰＩＮ−ＰＤと抵抗Ｒ５との接続点から出力される。このとき、電流設定回路３０を構成するオペアンプ、抵抗Ｒ１及びトランジスタによって、その変換電圧になるべく抵抗Ｒ１に電流が流れる。そして、カレントミラー回路２０によって制御された電流と同等な電流がＡＰＤ４０に流されることで、増倍率Ｍが決定される。結果として、抵抗Ｒ１の電圧がＡＰＤ電流のモニタとなり、当該光受信回路全体としてはＡＰＤ電流をモニタするための回路は不要になる。仮に、光カプラ５０として３ｄＢカプラが適用された場合、ＡＰＤ４０とＰＩＮ−ＰＤは同等の光入力レベルであるため（なお、分割比は１：１に限定されない）、それぞれの量子効率が等しいとすると増倍率ＭはＲ２／Ｒ１となる。また、異なった分光比においても算出することが可能である。

ＡＰＤ４０のバイアス電圧は、電流設定回路のオペアンプとカレントミラー回路２０により制御される。ＰＩＮ−ＰＤの出力は、オペアンプの正相側に入力されるので、このオペアンプではＰＩＮ−ＰＤの出力と抵抗Ｒ１での電位降下（すなわち、抵抗Ｒ１を流れるカレントミラー回路２０の一方の経路からの電流Ｉ_１）、を等しくするように、その出力（電流設定回路３０内におけるトランジスタのベース電位）を制御する。また、カレントミラー回路２０の作用によりＡＰＤ４０に流れる電流も抵抗Ｒ１を流れる電流と等しくなるようにＡＰＤ４０のバイアス電圧も制御される。すなわち、ＡＰＤ４０に入射される光の強度は光カプラ５０の分岐比で一意に決定される。その強度の光が入射された際に、別途、所定の平均電流値が得られるようにＡＰＤ４０のバイアス電圧が制御される。

なお、ＰＩＮ−ＰＤの光-電流変換効率をＣ（Ｖ／Ｗ）とし、光カプラ５０における分岐比をｒとすると、ＡＰＤ４０に流れる電流Ｉ_ＯＵＴ（Ｉ_２）は、Ｐ・ｒ・Ｃ・（Ｒ５／Ｒ１）で与えられる。例えば、図1の光受信回路の静特性として図２に示されたＩ−Ｖ特性は、Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}から電流軸に引いた抵抗Ｒ１に基づく負荷線上に動作点が設定されたが、この第３実施形態に係る光受信回路においては、始点と終点は同様であるが、負荷線は直線にはならず、ＰＩＮ−ＰＤのＰ−Ｉ特性を反映したものとなる。なお、ＰＩＮ−ＰＤのＰ−Ｉ特性は、光強度が小さい時は効率が大きく、光強度が大きくなると効率が低下する傾向にあるので、この第３実施形態に係る光受信回路における負荷線は、図２中のグラフＲ２で示されたように、直線負荷Ｒ１と定電流負荷Ｍ１との中間の特性、すなわち、始点、終点を一致させて上に凸の負荷線となる。

ところで、この第３実施形態において、カレントミラー回路２０の電流設定回路３０側は最適なバイアス電圧になるようにドロップするだけなので、カレントミラー回路２０に印可する電圧は、例えばＤＣ／ＤＣ電源１０の出力電圧となり、全温度範囲における最大ＡＰＤバイアス電圧とカレントミラー回路２０内のトランジスタのドロップ分を併せた電圧が必要となる。実際の調整は、抵抗Ｒ５を可変抵抗にしておけば、受信信号のＳＮ比を最良にする最適な増倍率Ｍや暗電流の少ない増倍率Ｍになるように調整するだけでよく、全温度範囲に対して同様の増倍率Ｍとなる。

（第４実施形態）
次に、上述の第３実施形態の応用例を図５に示す。この図５は、この発明に係る光受信回路の第４実施形態の構成を示す回路図である。この第４実施形態に係る光受信回路は、ＡＰＤ電流を制御する点において上述の第３実施形態と同様であるが、ＰＤ電流をモニタ回路で電圧信号に変換せず、電流のまま直接ＡＰＤ電流を制御する点で第３実施形態と異なる。

すなわち、この第４実施形態に係る光受信回路において、ＰＩＮ−ＰＤにより得られるＰＤ電流は光入力に比例しており、ＰＩＮ−ＰＤ側に新たに設けられたカレントミラー回路によって抵抗Ｒ１、Ｒ４の比率に依存した電流が生成される。さらに、このカレントミラー回路で生成された電流と同等の電流がＡＰＤ４０に流れることで、実質的にＡＰＤ電流が制御される。このように、第４実施形態に係る光受信回路では、２個のカレントミラー回路とＤＣ／ＤＣ電源１０だけでＡＰＤ電流の制御を可能にしている。

より具体的には、この第４実施形態に係る光受信回路では、モニタ光によるＡＰＤ４０のバイアス電圧の制御に関して、２個のカレントミラー回路が直列に接続され、その一方のカレントミラー回路（ＰＩＮ−ＰＤ側）の右側経路の負荷としてＰＩＮ−ＰＤが接続されている。そして、光カプラ５０で分岐された一方の光がＰＩＮ−ＰＤで受光されることにより、該ＰＩＮ−ＰＤで光電流が生成される。この光電流により抵抗Ｒ４に電圧降下が発生する。一方、ＰＩＮ−ＰＤ側のカレントミラー回路の左側経路には抵抗Ｒ１が接続されている。カレントミラー回路の特質上、抵抗Ｒ４の電圧降下と抵抗Ｒ１での電圧降下が等しくなるように、両経路を流れる電流値が調整されるため、抵抗Ｒ１を流れる電流（すなわち、ＡＰＤ４０側のカレントミラー回路２０によりＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴに等しい）は、上述の第３実施形態と同様に、Ｐ・ｒ・Ｃ・（Ｒ４・Ｒ１）となり、回路動作は台３実施形態と同様である。

（第５実施形態）
次に、図６は、この発明に係る光受信回路の第５実施形態の構成を示す回路図である。

モニタとしてＰＩＮ−ＰＤが適用された回路構成では、全温度範囲において増倍率Ｍが一定になるだけでなく、全ての光入力レベルにおいても増倍率Ｍが一定になる。実際のシステムでは、最小受信感度時に最適な増倍率Ｍが必要なだけで、最大入力時にも一定の増倍率Ｍだと、上記式（１）により求められる消費電流が増大する。したがって、実仕様では受信感度を上げるために、最小受信レベルにおける増倍率Ｍは７〜１０程度でよく、また最大入力時にはＡＰＤの帯域確保のための増倍率Ｍは３以上であればよい。加えて、光入力強度が大きくなっても、それに対応してＡＰＤ４０に流れる電流は増加する特性を示す。このため、ＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴが大きくなり過ぎると自身の電流によりＡＰＤ４０自身が破壊される現象が生じてしまう。そこで、この第５実施形態に係る光受信回路では、光入力強度がある程度以上大きくなった場合であっても、ＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴの制限するため、ＰＩＮ−ＰＤで発生した電流をモニタする回路部分に、抵抗Ｒ５に直列に接続された抵抗Ｒ６と、該抵抗Ｒ６に並列に接続されたダイオードＤ１とで構成される増倍率リミッタ回路６０が設けられている。

この第５実施形態に係る光受信回路において、光入力が低い場合、ＰＤ電流であるＩ_ＰＩＮは抵抗Ｒ５、Ｒ６に流れ、ＰＤ電流をモニタする回路部分の出力電圧はＶ_ＯＵＴは（Ｒ５＋Ｒ６）×Ｉ_ＰＩＮとなる。しかしながら、光入力が大きくなり、抵抗Ｒ６の両端の電圧が０．７Ｖになると、ＰＤ電流Ｉ_ＰＩＮの一部がダイオードＤ１に流れ、それ以上の電圧にはならない。よって、ＰＤ電流をモニタする回路部分の出力電圧Ｖ_ＯＵＴはＲ５×Ｉ_ＰＩＮ＋０．６となり、増倍率Ｍを変えることができる。例えば、光カプラ５０として３ｄＢカプラを用い、ＡＰＤ４０とＰＩＮ−ＰＤの量子効率が同様だとすると、増倍率Ｍは、Ｒ５×Ｉ_ＰＩＮが０．７Ｖ以下のときに以下の式（４）で与えられる一方、Ｒ５×Ｉ_ＰＩＮが０．７Ｖよりも大きいときには以下の式（５）で与えられる。

また、光入力レベルに応じた増倍率特性は図６のようになる。すなわち、光入力が−１６ｄＢｍ以上では上記式（５）で示されたように増倍率Ｍを下げることができ、上記式（１）で求められるＡＰＤ電流は、減少した増倍率分だけ減少する。

すなわち、光入力レベルが大きくなってＰＩＮ−ＰＤで発生する電流が大きくなると、抵抗Ｒ５、Ｒ６での電位降下も大きくなる。抵抗Ｒ６での電位降下がダイオードＤ１の順方向電圧（約０．７Ｖ）を越えると、ダイオードＤ１にも電流が流れ始める。しかしながら、ダイオードＤ１での電位降下は０．７Ｖ程度にクランプされてそれ以上は増加しない。したがって、ＰＤ電流をモニタする回路部分の出力（電流設定回路３０におけるオペアンプの正相入力電位）は、Ｉ_ＰＩＮ×Ｒ５＋０．７にクランプされ、これ以上は増加しない。このモニタ電圧を抵抗Ｒ１で除したものがＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴであるので、該ＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴの増加もこのクランプに準じて押さえられる。入力光レベルが増加しているにも係わらずＡＰＤ電流Ｉ_ＯＵＴの増加が抑制されていることは、すなわちＡＰＤ４０のバイアス電圧Ｖ_ＡＰＤが、入力光レベルに応じて低下している（ＡＰＤ４０のＰ−Ｉ変換係数（キャリア増倍係数）Ｍ値）が低下していることを意味する。

上述された光受信回路の各実施形態によれば、増倍率Ｍの温度変動は、抵抗Ｒ１、Ｒ５（増倍率リミッタ回路を含む光受信回路では抵抗Ｒ６も含む）の温度偏差、オペアンプの入力オフセット偏差、カレントミラー回路の温度精度に依存するため、比較的少ない。さらに、増倍率リミッタ回路６０が有効に機能する光入力レベルは、ＰＩＮ−ＰＤの量子効率とダイオードのＶｔｈの温度変動に依存するので、比較的一定な入力レベルでリミット機能が実現される。また、ＡＰＤ４０に瞬間的にスペック以上の光が入射した場合においても、ＡＰＤバイアスを制御しているわけではなく、電流を制御しているので、まずカレントミラー回路におけるトランジスタのドロップ分が大きくなるだけで、結果としてＡＰＤバイアスは瞬間的に下がり、過電流が発生することはない。なお、上記式（５）に近づけるべく、ダイオードＤ１はもれ電流やＶｔｈ温度ばらつきの小さいものが好ましい。

（第６及び第７実施形態）
次に、この発明に係る光受信回路の第６及び第７実施形態を図８及び図９を用いて説明する。

図１に示された第１実施形態に係る光受信回路や図６に示された第５実施形態に係る光受信回路のように、光入力が増大することで増倍率Ｍが減少し、その結果ＡＰＤのバイアス電圧が減少する場合において、カレントミラー回路中のトランジスタで電圧ドロップさせていることになる。また、ＤＣ／ＤＣ電源１０は出力電圧一定で、電流が増大するため、消費電力も増大する。つまり、トランジスタの電圧ドロップ分を一定にしてあげ、その分ＤＣ／ＤＣ電源１０の出力電圧を下げることができれば、光入力が大きい場合に消費電力を下げることができる。そこで、その実際の回路例として、図８及び図９に第６及び第７実施形態に係る光受信回路を示す。

上述の各実施形態に係る光受信回路では、最適な増倍率ＭとなるべくＡＰＤ電流を制御するため、カレントミラー回路２０の一方の経路とＡＰＤ４０のカソード端子との間の第Ａ点におけるバイアス電圧は、ＡＰＤ４０の増倍率特性により不定である。つまり、カレントミラー回路を構成しているトランジスタでの電圧ドロップも不定である。そこで、これら第６及び第７実施形態に係る光受信回路では、第Ａ点と、カレントミラー回路２０の他方の経路と電流設定回路３０に含まれるトランジスタとの間の第Ｂ点における電圧が同じになるように、ＤＣ／ＤＣ電源１０の出力電圧を制御する。この電圧帰還制御回路７０は、いずれも抵抗Ｒ７、Ｒ８と抵抗Ｒ９、Ｒ１０でオペアンプに入力可能なレベルに分圧し、当該電圧帰還制御回路７０に含まれるオペアンプの出力をＤＣ／ＤＣ電源１０の出力電圧設定端子に入力することで、ＤＣ／ＤＣ電源１０の出力電圧を制御する。結果として、カレントミラー回路２０のＡＰＤ側トランジスタのＶ_ｃｅと抵抗Ｒ１側トランジスタのＶ_ｃｅが同一になり、ＤＣ／ＤＣ電源１０とＡＰＤ４０間の電圧ドロップ分を減少させ、その分の消費電力が減少できる。

さらに、具体的な動作を図８に示された第６実施形態に係る光受信回路について説明する。

この第６実施形態に係る光受信回路は、ＤＣ／ＤＣ電圧ＥＯ抑制して結果として消費電力を低下させるが、図１に示された第１実施形態に係る光受信器におけるＤＣ／ＤＣ電圧は固定である。ＡＰＤ４０に実際に印加されるバイアス電圧は、Ｖ_ＡＰＤ−Ｉ_ＯＵＴ特性の動作点に相当するので、Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}−Ｖ_ＡＰＤの差分電圧は、第１実施形態に係る光受信回路において、カレントミラー回路２０中のＡＰＤ側トランジスタのコレクタ−エミッタ間及び５６０Ωの抵抗で消費される。一方、カレントミラー回路２０の抵抗Ｒ１側トランジスタのベース−コレクタ間がショートされているので、ＤＣ／ＤＣ電圧は専ら電流設定回路３０に含まれるオペアンプの負荷として接続されているトランジスタのコレクタ−エミッタ間で消費されることになる。ＤＣ／ＤＣ電圧が固定の場合、これら二つのトランジスタのコレクタ−エミッタ間に印加される電圧が加減されることにより、ＡＰＤ４０に印加されるＡＰＤバイアス電圧Ｖ_ＡＰＤを制御していることになるが、Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}を十分に確保しておく必要があることから、これら二つのトランジスタでの消費電力（浪費電力）が増加してしまうことになる。

図８に示された第６実施形態に係る光受信回路は、この浪費電力を削減するための構造を備え、Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}をカレントミラー動作を行うために必要最小限の値にする。その動作は、図８において、カレントミラー回路２０の二つの出力である上記第Ａ点及び第Ｂ点の電位をモニタし、この差が等しくなるように電圧帰還制御回路７０に含まれるオペアンプを介してＤＣ／ＤＣ電源１０に帰還を施すことにある。抵抗Ｒ７、Ｒ８と抵抗Ｒ９、Ｒ１０は単に第１及び第２の電位（ＡＰＤ４０を使う関係でＤＣ／ＤＣ電源１０の出力は数十Ｖに設定され、これら２点の電位も数十Ｖとなるので、ＩＣ等で信号処理を行うには高過ぎる値）を、信号処理可能なレベルにまで低下させるための抵抗分圧回路である。

ＤＣ／ＤＣ電源１０、カレントミラー回路２０、電圧帰還制御回路７０に含まれるオペアンプ、そして、ＤＣ／ＤＣ電源１０を巡る帰還制御が上記第１及び第２との電位を等しくするようにに作用する。この時、電圧帰還制御回路７０に含まれるオペアンプの利得、あるいは、この帰還制御の閉ループ利得は大きくない方が好ましい。これは等価的には、上記第Ａ点及び第Ｂ点の電位に差がある状態でも帰還制御において安定点が存在することを意味する。というのは、両点が完全に一致する状態は、カレントミラー回路２０のＡＰＤ側トランジスタの動作として、ベース−コレクタ間の電位が同じ状態になることを意味する（抵抗Ｒ１側トランジスタの接続がそうなっているため）。そのようなバイアス状態（ベース−コレクタ間がショート）では、通常のトランジスタ動作を期待できないモードにあるからである。閉ループ利得を２〜５程度に抑制することで、Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}の抑圧効果は十分に期待できる。

なお、図９に示された第７実施形態に係る光受信回路も、上述の第６実施形態に係る光受信回路と同様に、ＤＣ／ＤＣ電圧を可変にして、消費（浪費）電力をセーブするための回路であり、その動作は上述の第６実施形態と同様である。

この発明にかかる光受信回路は、光通信ネットワークの一部を構成する受信装置や送受信装置に好適に適用可能である。

この発明に係る光受信回路の第１実施形態の構成を示す回路図である。 図１に示された光受信回路（第１実施形態）におけるＡＰＤのＩ−Ｖ特性を示すグラフである。 この発明に係る光受信回路の第２実施形態の構成を示す回路図である。 この発明に係る光受信回路の第３実施形態の構成を示す回路図である。 この発明に係る光受信回路の第４実施形態の構成を示す回路図である。 この発明に係る光受信回路の第５実施形態の構成を示す回路図である。 図６に示された光受信回路（第５実施形態）の増倍率特性を示すグラフである。 この発明に係る光受信回路の第６実施形態の構成を示す回路図である。 この発明に係る光受信回路の第７実施形態の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０…高電圧電源（ＤＣ／ＤＣ）
２０…カレントミラー回路
３０…電流設定回路
４０…アバランシェホトダイオード（ＡＰＤ）
５０…光カプラ
６０…増倍率リミッタ回路
７０…電圧帰還制御回路

Claims (6)

1. 高電圧電源と、
   第１及び第２トランジスタを含むカレントミラー回路であって、該第１及び第２トランジスタそれぞれのエミッタが抵抗素子を介して前記高電圧電源に接続される一方、該第１及び第２トランジスタそれぞれのコレクタに流れる電流が所定の関係を有するカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路を構成する第１トランジスタのコレクタにカソードが接続された、光電変換素子としてのアバランシェホトダイオードと、
   前記アバランシェホトダイオードのバイアス電圧を反映した電圧値が所定の参照電圧値に等しくなるよう、該アバランシェホトダイオードに流れる電流量を設定するための電流設定回路であって、前記カレントミラー回路を構成する第２トランジスタのベース及びコレクタにコレクタが接続された第３トランジスタを含むとともに、該第３トランジスタのベースに出力端が接続され、該第３トランジスタのエミッタ電圧が反転入力される一方、該アバランシェホトダイオードのバイアス電圧と所定の参照電圧値との差が正入力されるオペアンプを含む電流設定回路とを備えた光受信回路。
2. 高電圧電源と、
   第１及び第２トランジスタを含む第１カレントミラー回路であって、該第１及び第２トランジスタそれぞれのエミッタが抵抗素子を介して前記高電圧電源に接続される一方、該第１及び第２トランジスタそれぞれのコレクタに流れる電流が所定の関係を有する第１カレントミラー回路と、
   前記第１カレントミラー回路を構成する第１トランジスタのコレクタにカソードが接続された、光電変換素子としてのアバランシェホトダイオードと、
   前記アバランシェホトダイオードへの光信号の入力レベルをモニタするためのピンホトダイオードと、
   前記ピンホトダイオードが生成する電流量に基づいて前記アバランシェホトダイオードに流れる電流量を調節するための電流設定回路として、第３及び第４トランジスタを含み、該第３及び第４トランジスタそれぞれのコレクタに流れる電流が所定の関係を有する第２カレントミラー回路であって、該第３トランジスタのコレクタが前記第２トランジスタのベース及びコレクタに接続され、該第３トランジスタのベースが該第４トランジスタのベース及びコレクタに接続され、該第４トランジスタのベース及びコレクタが前記ピンホトダイオードのアノードに接続された第２カレントミラー回路を備えた光受信回路。
3. 高電圧電源と、
   第１及び第２トランジスタを含むカレントミラー回路であって、該第１及び第２トランジスタそれぞれのエミッタは抵抗素子を介して前記高電圧電源に接続される一方、該第１及び第２トランジスタそれぞれのコレクタに流れる電流が所定の関係を有するカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路を構成する第１トランジスタのコレクタにカソードが接続された、光電変換素子としてのアバランシェホトダイオードと、
   前記アバランシェホトダイオードへの光信号の入力レベルをモニタするためのピンホトダイオードと、
   前記ピンホトダイオードが生成する電流量に基づいて前記アバランシェホトダイオードに流れる電流量を調節するための電流設定回路であって、前記カレントミラー回路を構成する第２トランジスタのベース及びコレクタにコレクタが接続された第３トランジスタを含むとともに、該第３トランジスタのベースに出力端が接続され、該第３トランジスタのエミッタ電圧が反転入力される一方、該ピンホトダイオードのアノード電圧が正入力されるオペアンプを含む電流設定回路とを備えた光受信回路。
4. 前記ピンホトダイオードの一端に接続された、当該光受信回路の増倍率変化を制限するための増倍率リミッタ回路をさらに備えたことを特徴とする請求項３記載の光受信回路。
5. 電圧帰還制御回路をさらに備え、該電圧帰還制御回路は、前記アバランシェホトダイオードのバイアス電圧と、前記第１トランジスタのエミッタ―コレクタ間の電位差との和に等しくなるよう、前記高電圧電源の出力電圧を制御することを特長とする請求項１又は３記載の光受信回路。
6. 前記電圧帰還制御回路は、前記第１トランジスタのコレクタと前記アバランシェホトダイオードのカソードとの間の電位と、前記第２トランジスタのコレクタと前記第３トランジスタのコレクタとの間の電位が等しくするよう、前記高電圧電源を制御することを特徴とする請求項５記載の光受信回路。

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