JP4588337B2 - Power converter - Google Patents
Power converter Download PDFInfo
- Publication number
- JP4588337B2 JP4588337B2 JP2004063931A JP2004063931A JP4588337B2 JP 4588337 B2 JP4588337 B2 JP 4588337B2 JP 2004063931 A JP2004063931 A JP 2004063931A JP 2004063931 A JP2004063931 A JP 2004063931A JP 4588337 B2 JP4588337 B2 JP 4588337B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- voltage
- circuit
- inverter
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
本発明は、コンバータ回路により三相交流電源からの交流を直流に変換して平滑回路と蓄電装置に充電し、更に、この直流をインバータ回路により交流に変換して三相交流負荷に供給する電力変換装置に係り、更に適切には、バイパス回路を構成し、供給電源を上記三相交流電源と上記蓄電装置とで切り換える無停電電源装置として機能させる電力変換装置に関するものである。 The present invention converts the alternating current from the three-phase alternating current power source into direct current by the converter circuit and charges the smoothing circuit and the power storage device, and further converts the direct current into alternating current by the inverter circuit and supplies it to the three-phase alternating current load. More particularly, the present invention relates to a power conversion device that functions as an uninterruptible power supply device that forms a bypass circuit and switches a power supply between the three-phase AC power supply and the power storage device.
図２１は、従来の無停電電源装置で、三相交流電源２１に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され三相交流電源２１からの交流を直流に変換するコンバータ回路２３と、このコンバータ回路２３の直流出力端子に接続された蓄電池３０およびコンデンサ２９と、このコンデンサ２９の直流端子に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成されコンデンサ２９からの直流を３相交流に変換して負荷装置２２に出力するインバータ回路２６とを備えている。
更に、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃとインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃとが、スイッチ４２と絶縁トランス８３とを介して接続されバイパス回路を構成している。
FIG. 21 shows a conventional uninterruptible power supply device, which is connected to a three-phase AC power source 21 and is composed of a three-phase full bridge arm composed of switching elements. The
Further, the
そして、スイッチ４２を開閉切り換えることにより、スイッチ４２を閉路した場合は、このバイパス回路を経て三相交流電源２１から直接負荷装置２２に交流電力を供給し、スイッチ４２を開路した場合は、蓄電池３０の直流をインバータ回路２６で変換した交流電力を負荷装置２２に供給する。
ところで、インバータ回路２６は３相平衡電圧を発生しているが、電源側の３相各相電位と負荷側の３相各相電位とは正確に一致している補償はない。しかるに、コンバータ回路２３とインバータ回路２６とは両者の直流側で直接接続されているので、上述したバイパス回路の切換時、電源側と負荷側の各相電位に差があると、スイッチ４２の閉路でこの差電圧に基づき過電流が流れ保護回路等が働いて円滑な切換動作が出来ない。そこで、図２１に示すように、バイパス回路に絶縁トランス８３を挿入し、たとえ、電源側と負荷側の各相電位に差があってもその電位差を絶縁トランス８３で吸収することにより過電流が発生しないようにしている。
従って、この絶縁トランス８３が必要な分、装置が大型化しコストも増大するという問題があった。
When the
Incidentally, although the
Therefore, there is a problem that the device is increased in size and cost due to the necessity of the insulating transformer 83.
これに対し、例えば特許文献１には、絶縁トランスが不要な回路を提示されている。ここでは、コンバータ回路とインバータ回路とをそれぞれいわゆるハーフブリッジアームで構成し、コンバータ入力端子の１相とインバータ出力端子の１相と直流中性点とを共通線で接続するとともにこの共通線をアース電位に保持している。
従って、この電源回路を無停電電源として使用する場合に、入出力間に絶縁トランスを設けなくても、この電源回路とバイパスとを切り換えるときに、バイパスに短絡電流が流れることはない。
On the other hand, for example,
Therefore, when this power supply circuit is used as an uninterruptible power supply, even if an insulating transformer is not provided between the input and output, a short-circuit current does not flow in the bypass when switching between the power supply circuit and the bypass.
しかし、三相４線式の電源や負荷は、三相交流電源の中性点を接地し、この中性点から引き出した中性線に零相電流が流れる。特許文献１では、３相のうち１相が接地されて共通線に接続されているため交流電圧中性点はアース電位ではなく、コンバータ入力端子やインバータ出力端子の中性点電位が電源や負荷と不一致であり、中性線に接続する端子も持たない。そのため特許文献１の回路は絶縁トランスを用いなければ三相４線式に適用できない。
However, the three-phase four-wire power source and load ground the neutral point of the three-phase AC power source, and zero-phase current flows through the neutral wire drawn from the neutral point. In
また、共通線の電流は直流電圧中性点に流れるため、直流電圧中性点に接続されている平滑コンデンサの電圧が大きく変動し、出力電圧波形を歪ませるため例えば特許文献２のように平滑コンデンサの電圧を調整する回路が必要になる。さらに、直流電圧中性点は常に接地相と同電位になるため、三相交流電圧を出力するためには、直流電圧中性点から直流母線までの電位差は最低でも出力線間電圧ピーク値相当必要であり、直流母線間の電位差は最低でも線間電圧ピーク値の２倍が必要になる。
Further, since the current of the common line flows to the DC voltage neutral point, the voltage of the smoothing capacitor connected to the DC voltage neutral point greatly fluctuates, and the output voltage waveform is distorted to smooth the output voltage as in
従来の電力変換装置，特に無停電電源装置に適用した場合は、以上のように、絶縁トランスを必要としたり、トランスレスのものでは三相４線式には適用できず、また、平滑コンデンサの電圧平衡手段が必要であった。更に、必要な直流母線間電圧が高いものであった。 When applied to a conventional power converter, especially an uninterruptible power supply, as described above, an insulating transformer is required, or a transformerless one cannot be applied to a three-phase four-wire system. A voltage balancing means was needed. Furthermore, the required DC bus voltage is high.
この発明の目的は、以上の問題点を解消するため、絶縁トランスを用いずに三相３線式と三相４線式に適用でき、さらに直流回路に用いられるコンデンサ電圧を平衡させるための装置を不要とし、必要な直流電圧を低くして装置に使用する部品の耐圧を下げることにより、部品点数を少なく、低価格な部品を使用できるようにすることにより、装置を小型、軽量、安価に構成することができる電力変換装置を提供することにある。 An object of the present invention is to apply the three-phase three-wire system and the three-phase four-wire system without using an insulating transformer in order to solve the above-described problems, and further, an apparatus for balancing capacitor voltages used in a DC circuit By reducing the required DC voltage and lowering the pressure resistance of the parts used in the equipment, the number of parts can be reduced and low-priced parts can be used, making the equipment smaller, lighter and cheaper. It is in providing the power converter device which can be comprised.
この第１の発明に係る電力変換装置は、三相交流電源に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路の直流出力端子に接続され、直流中性点端子を備えたコンデンサからなる平滑回路と、この平滑回路の直流端子に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され平滑回路からの直流を３相交流に変換して三相交流負荷に出力するインバータ回路と、三相交流電源の電圧検出値を電圧指令としてインバータ回路の出力電圧を制御するインバータ制御回路とを備えた電力変換装置において、インバータ回路の交流出力側の内、任意の相とコンバータ回路の交流入力側の内、上記任意の相と同一の相とを直接接続するようにし、
上記三相交流電源および三相交流負荷が三相３線式の場合、上記インバータ回路の３相交流出力端子の内、任意の相の特定出力端子と上記コンバータ回路の３相交流入力端子の内、上記特定出力端子と同相の特定入力端子とを直接接続し、
上記インバータ回路の出力端子と上記コンバータ回路の入力端子とを直接接続する相を接続相、他の２相を非接続２相としたとき、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記接続相は零に、上記非接続２相は上記接続相との間の線間電圧にする各相異形線間電圧指令に基づき制御し、
上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、相電圧波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第２異形線間電圧指令に基づき制御するものである。
The power converter according to the first aspect of the present invention includes a converter circuit connected to a three-phase AC power source, configured by a three-phase full bridge arm composed of switching elements, for converting AC from the three-phase AC power source into DC, and the converter A smoothing circuit composed of a capacitor connected to the DC output terminal of the circuit and having a DC neutral point terminal, and a three-phase full bridge arm composed of switching elements connected to the DC terminal of the smoothing circuit, A power conversion device comprising: an inverter circuit that converts direct current to three-phase alternating current and outputs it to a three-phase alternating current load; and an inverter control circuit that controls the output voltage of the inverter circuit using the voltage detection value of the three-phase alternating current power supply as a voltage command In the inverter circuit, an arbitrary phase on the AC output side of the inverter circuit is directly connected to the same phase as the arbitrary phase on the AC input side of the converter circuit. To make it in,
When the three-phase AC power supply and the three-phase AC load are of a three-phase three-wire system, the specific output terminal of any phase and the three-phase AC input terminal of the converter circuit among the three-phase AC output terminals of the inverter circuit , Directly connect the specific output terminal and the specific input terminal in the same phase,
When the phase directly connecting the output terminal of the inverter circuit and the input terminal of the converter circuit is a connected phase, and the other two phases are unconnected two phases, the inverter control circuit outputs each phase of the inverter circuit. In accordance with each phase deformed line voltage command, the voltage output between the terminal and the DC neutral point terminal is set so that the connecting phase is zero and the non-connected two phases are line voltages between the connecting phases. Control based on
When the phase of the three-phase AC load is delayed by Δθ with respect to the phase of the three-phase AC power source, the inverter control circuit outputs between the output terminal of each phase of the inverter circuit and the DC neutral point terminal. From the phase that is common to each phase and has a phase voltage peak value and is obtained by inverting the combined phase of the line voltages of the two unconnected phases (Δθ / 2) Control is performed based on a voltage command of each phase second deformed line on which the voltage component of the advanced phase is superimposed .
また、この第２の発明に係る電力変換装置は、三相交流電源に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され上記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路の直流出力端子に接続され、直流中性点端子を備えたコンデンサからなる平滑回路と、この平滑回路の直流端子に接続され、スイッチング素子からなる３相フルブリッジアームで構成され上記平滑回路からの直流を３相交流に変換して三相交流負荷に出力するインバータ回路と、上記三相交流電源の電圧検出値を電圧指令として上記インバータ回路の出力電圧を制御するインバータ制御回路とを備えた電力変換装置において、The power converter according to the second invention is a converter circuit connected to a three-phase AC power source and configured by a three-phase full bridge arm composed of switching elements, which converts AC from the three-phase AC power source into DC. A smoothing circuit comprising a capacitor connected to the DC output terminal of the converter circuit and having a DC neutral point terminal, and a three-phase full bridge arm comprising a switching element connected to the DC terminal of the smoothing circuit An inverter circuit for converting a direct current from the smoothing circuit into a three-phase alternating current and outputting it to a three-phase alternating current load; and an inverter control circuit for controlling an output voltage of the inverter circuit using a voltage detection value of the three-phase alternating current power supply as a voltage command; In a power conversion device comprising:
上記インバータ回路の交流出力側の内、任意の相と上記コンバータ回路の交流入力側の内、上記任意の相と同一の相とを直接接続するようにし、 An arbitrary phase on the AC output side of the inverter circuit is directly connected to the same phase as the arbitrary phase on the AC input side of the converter circuit,
上記三相交流電源および三相交流負荷が三相３線式の場合、上記インバータ回路の３相交流出力端子の内、任意の相の特定出力端子と上記コンバータ回路の３相交流入力端子の内、上記特定出力端子と同相の特定入力端子とを直接接続し、 When the three-phase AC power supply and the three-phase AC load are of a three-phase three-wire system, the specific output terminal of any phase and the three-phase AC input terminal of the converter circuit among the three-phase AC output terminals of the inverter circuit , Directly connect the specific output terminal and the specific input terminal in the same phase,
上記インバータ回路の出力端子と上記コンバータ回路の入力端子とを直接接続する相を接続相、他の２相を非接続２相としたとき、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記接続相は零に、上記非接続２相は上記接続相との間の線間電圧にする各相異形線間電圧指令に基づき制御し、 When the phase directly connecting the output terminal of the inverter circuit and the input terminal of the converter circuit is a connected phase, and the other two phases are unconnected two phases, the inverter control circuit outputs each phase of the inverter circuit. In accordance with each phase deformed line voltage command, the voltage output between the terminal and the DC neutral point terminal is set so that the connecting phase is zero and the non-connected two phases are line voltages between the connecting phases. Control based on
上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、線間電圧波高値×ｃｏｓ（（Δθ／２）＋３０゜）の波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第３異形線間電圧指令に基づき制御するものである。 When the phase of the three-phase AC load is delayed by Δθ with respect to the phase of the three-phase AC power source, the inverter control circuit outputs between the output terminal of each phase of the inverter circuit and the DC neutral point terminal. The voltage is common to each phase in each phase-shaped line voltage command and has a peak value of line voltage peak value × cos ((Δθ / 2) + 30 °), and the non-connected two-phase line Control is performed based on the voltage command of each phase third deformed line on which the voltage component of the phase advanced by (Δθ / 2) from the phase obtained by inverting the composite phase of the inter-phase voltage.
この第１の発明では、以上のように、コンバータ回路、インバータ回路をフルブリッジアームで構成するので、三相平衡電圧を確実に出力でき、電源側と負荷側の１相を直接接続するので、この相を基準にして電源側と負荷側の３相各相の電位を確実に一致させることが出来、バイパス切換も円滑になし得る。
更に、上記三相交流電源および三相交流負荷が三相３線式の場合、上記インバータ回路の３相交流出力端子の内、任意の相の特定出力端子と上記コンバータ回路の３相交流入力端子の内、上記特定出力端子と同相の特定入力端子とを直接接続するようにしたので、インバータ回路の各相出力端子の電位とコンバータ回路の各相入力端子の電位を確実に一致させることが出来る。従って、バイパス切換を行う場合にも過電流が流れる恐れはない。
また、上記インバータ回路の出力端子と上記コンバータ回路の入力端子とを直接接続する相を接続相、他の２相を非接続２相としたとき、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記接続相は零に、上記非接続２相は上記接続相との間の線間電圧にする各相異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、三相交流電源側と負荷装置側とに位相差が生じても、インバータ・コンバータの運転が支障無く行える。
また、上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、相電圧波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第２異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、生じ得る位相差において運転を可能にする直流電圧を低減することが出来る。
In the first aspect of the invention, as described above, the converter circuit and the inverter circuit are configured by a full bridge arm, so that a three-phase balanced voltage can be reliably output, and one phase on the power supply side and the load side are directly connected. With reference to this phase, the potentials of the three phases on the power supply side and the load side can be reliably matched, and bypass switching can be performed smoothly.
Further, when the three-phase AC power supply and the three-phase AC load are of a three-phase three-wire system, a specific output terminal of an arbitrary phase and a three-phase AC input terminal of the converter circuit among the three-phase AC output terminals of the inverter circuit Among them, the specific output terminal and the specific input terminal having the same phase are directly connected, so that the potential of each phase output terminal of the inverter circuit and the potential of each phase input terminal of the converter circuit can be reliably matched. . Therefore, there is no possibility that an overcurrent flows even when performing bypass switching.
Further, when the phase directly connecting the output terminal of the inverter circuit and the input terminal of the converter circuit is a connected phase, and the other two phases are unconnected two phases, the inverter control circuit is connected to each phase of the inverter circuit. The phase output line voltage between the output terminal and the DC neutral point terminal is set to zero for the connection phase and the line voltage between the connection phase and the connection phase to the connection phase. Since the control is performed based on the command, the inverter / converter can be operated without any trouble even if a phase difference occurs between the three-phase AC power supply side and the load device side.
Further, when the phase of the three-phase AC load is delayed by Δθ with respect to the phase of the three-phase AC power source, the inverter control circuit is connected between the output terminal of each phase of the inverter circuit and the DC neutral point terminal. The voltage to be output is determined from the phase that is common to each phase in each phase-shaped line voltage command and that has a phase voltage peak value and is obtained by inverting the combined phase of the line voltages of the two unconnected phases (Δθ / 2) Since the control is performed based on the voltage command of each phase second deformed line on which the voltage component of the advanced phase is superimposed, the DC voltage that enables the operation can be reduced in the phase difference that can occur.
また、この第２の発明では、以上のように、コンバータ回路、インバータ回路をフルブリッジアームで構成するので、三相平衡電圧を確実に出力でき、電源側と負荷側の１相を直接接続するので、この相を基準にして電源側と負荷側の３相各相の電位を確実に一致させることが出来、バイパス切換も円滑になし得る。In the second aspect of the invention, as described above, the converter circuit and the inverter circuit are configured by the full bridge arm, so that the three-phase balanced voltage can be reliably output, and the power supply side and the load side are directly connected. Therefore, the potentials of the three phases of the power supply side and the load side can be surely matched with reference to this phase, and the bypass switching can be performed smoothly.
更に、上記三相交流電源および三相交流負荷が三相３線式の場合、上記インバータ回路の３相交流出力端子の内、任意の相の特定出力端子と上記コンバータ回路の３相交流入力端子の内、上記特定出力端子と同相の特定入力端子とを直接接続するようにしたので、インバータ回路の各相出力端子の電位とコンバータ回路の各相入力端子の電位を確実に一致させることが出来る。従って、バイパス切換を行う場合にも過電流が流れる恐れはない。Further, when the three-phase AC power supply and the three-phase AC load are of a three-phase three-wire system, a specific output terminal of an arbitrary phase and a three-phase AC input terminal of the converter circuit among the three-phase AC output terminals of the inverter circuit Among them, the specific output terminal and the specific input terminal having the same phase are directly connected, so that the potential of each phase output terminal of the inverter circuit and the potential of each phase input terminal of the converter circuit can be reliably matched. . Therefore, there is no possibility that an overcurrent flows even when performing bypass switching.
また、上記インバータ回路の出力端子と上記コンバータ回路の入力端子とを直接接続する相を接続相、他の２相を非接続２相としたとき、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記接続相は零に、上記非接続２相は上記接続相との間の線間電圧にする各相異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、三相交流電源側と負荷装置側とに位相差が生じても、インバータ・コンバータの運転が支障無く行える。 Further, when the phase directly connecting the output terminal of the inverter circuit and the input terminal of the converter circuit is a connected phase, and the other two phases are unconnected two phases, the inverter control circuit is connected to each phase of the inverter circuit. The phase output line voltage between the output terminal and the DC neutral point terminal is set to zero for the connection phase and the line voltage between the connection phase and the connection phase to the connection phase. Since the control is performed based on the command, the inverter / converter can be operated without any trouble even if a phase difference occurs between the three-phase AC power supply side and the load device side.
また、上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、線間電圧波高値×ｃｏｓ（（Δθ／２）＋３０゜）の波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第３異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、生じ得る位相差において運転を可能にする直流電圧を低減することが出来る。Further, when the phase of the three-phase AC load is delayed by Δθ with respect to the phase of the three-phase AC power source, the inverter control circuit is connected between the output terminal of each phase of the inverter circuit and the DC neutral point terminal. The voltage to be output is common to each phase in each phase-shaped line voltage command and has a peak value of line voltage peak value × cos ((Δθ / 2) + 30 °), and the two unconnected phases Since the control is based on each phase third deformed line voltage command in which the voltage component of the phase advanced by (Δθ / 2) from the phase obtained by inverting the composite phase of the line voltage is controlled at a possible phase difference. It is possible to reduce the DC voltage that makes it possible.
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１を図１に基づいて説明する。図１は本発明の電力変換装置を適用した実施の形態１の無停電電源装置を示す全体構成図である。図１において、無停電電源装置は、コンバータ回路２３、インバータ回路２６、コンデンサ２９ａ、２９ｂ、蓄電池３０を主要素として構成されている。コンバータ回路２３は、リアクトル３３ａ、３３ｂ、３３ｃを介してコンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃに接続され、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃには三相交流電源２１を接続する。
インバータ回路２６は、リアクトル３１ａ、３１ｂ、３１ｃを介してインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃに接続され、インバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃには三相交流負荷である負荷装置２２が接続されている。
The
直流電圧の中性点である平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂ間には直流電圧中性線４４を接続する。三相交流電源２１とリアクトル３３ａ、３３ｂ、３３ｃとの間にコンデンサ３５ａ、３５ｂ、３５ｃを介して直流電圧中性線４４を接続し、フィルタを構成する。リアクトル３１ａ、３１ｂ、３１ｃと負荷装置２２との間にはコンデンサ３２ａ、３２ｂ、３２ｃを接続し、コンデンサ３２ａ、３２ｂ、３２ｃの一端は直流電圧中性線４４を接続し、フィルタを構成する。接地相であるｖ相は、コンバータ入力とインバータ出力を渡り線４３で結線する。また、インバータ回路２６、コンバータ回路２３と並列にバイパス回路を設け、スイッチ４２でインバータ回路２６から負荷装置２２へ給電する場合と、バイパス回路を通して負荷装置２２へ給電する場合の切り換えを行う。
A DC voltage neutral wire 44 is connected between the smoothing capacitors 29a and 29b which are neutral points of the DC voltage. A DC voltage neutral wire 44 is connected between the three-phase AC power source 21 and the
コンバータ回路２３の入力電圧は電圧センサ４０ａ、４０ｂで検出し、コンバータ回路２３の交流入力側で電流センサ３９ａ、３９ｂ、３９ｃによりコンバータ回路２３に入力される電流の検出を行う。コンバータ回路２３の入力電圧・電流をコンバータ制御回路４５に入力し、コンバータ制御回路４５でＰＷＭ変調された出力電圧信号を出力しコンバータドライブ回路４６へ送り、コンバータドライブ回路４６にてゲートパルスを作成し、コンバータ回路２３のスイッチング素子を制御する。
The input voltage of the
コンバータ制御回路４５の一例を図２に示す。
図２において、コンバータ制御回路４５は直流電圧制御回路５２、ＰＬＬ５３、電流制御回路５６、ＰＷＭ回路５７で構成される。
An example of the
In FIG. 2, the
インバータ制御回路４７の一例を図３に示す。
図３において、インバータ制御回路４７は、減算器６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、補償器６１ａ、６１ｂ、６１ｃ、加算器６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、減算器６３ａ、６３ｂ、６３ｃ、補償器６４ａ、６４ｂ、６４ｃ、加算器６５ａ、６５ｂ、６５ｃ、ＰＷＭ回路６７、ＰＬＬ６８、瞬時値出力電圧指令作成回路６９で構成される。
An example of the
In FIG. 3, the
次に動作について説明する。図２のコンバータ制御回路４５では、電圧センサ４１で検出された直流電圧と直流電圧指令を直流電圧制御回路５２に入力し、例えばＰＩ制御等を用いた直流電圧制御回路５２において電流指令を作成する。この電流指令を電流制御回路５６に入力する。また、電圧センサ４０ａ、４０ｂで測定した電圧値をＰＬＬ５３に入力し、三相交流電源２１の位相をＰＬＬ５３から出力する。ＰＬＬ５３が出力する位相信号は電流制御回路５６に入力する。また、電流センサ３９ａ、３９ｂ、３９ｃが出力するコンバータ回路２３に流入する電流値を電流制御回路５６に入力する。
電流制御回路５６は入力された信号からコンバータ回路２３が出力するコンバータ電圧指令を作成し、ＰＷＭ回路５７に入力する。ＰＷＭ回路５７では入力されたコンバータ電圧指令をパルス信号に変換して出力する。ＰＷＭ回路５７から出力されたパルス信号は、図１のコンバータドライブ回路４６に入力する。コンバータドライブ回路４６は入力された信号に基づき、ゲートパルスを出力してコンバータ回路２３のスイッチング素子を動作させる。
Next, the operation will be described. In the
The
次に、図３のインバータ制御回路４７の動作を説明する。電圧センサ４０ａ、４０ｂの出力をＰＬＬ６８に入力し、ＰＬＬ６８は三相交流電源２１の電圧の位相を演算し、出力する。ＰＬＬ６８より出力された位相と実効値出力電圧指令とから瞬時値出力電圧指令作成回路６９により、三相交流の正弦波出力電圧指令を作成する。ここでＰＬＬ６８が出力する位相信号をθＬとし、実効値出力電圧指令から得られる出力相電圧ピーク値をＶｍｒとする。また瞬時値出力電圧指令作成回路６９により作成される三相交流の正弦波出力電圧指令のｕ相、ｖ相、ｗ相の指令をそれぞれ、VIur、VIvr、VIwrとする。ここで、瞬時値出力電圧指令作成回路６９で作成される電圧指令は以下のものである。
Next, the operation of the
VIur＝Vmr×sin（θL） （１ａ）
VIvr＝Vmr×sin（θL−120°） （１ｂ）
VIwr＝Vmr×sin（θL−240°） （１ｃ）
VIur = Vmr × sin (θL) (1a)
VIvr = Vmr × sin (θL−120 °) (1b)
VIwr = Vmr × sin (θL−240 °) (1c)
この各相の正弦波出力電圧指令と電圧センサ３８ａ、３８ｂ、３８ｃにより検出された電圧を減算器６０ａ、６０ｂ、６０ｃで差分を求めて、補償器６１ａ、６１ｂ、６１ｃに入力し、各相のフィルタコンデンサ電流指令を得る。このフィルタコンデンサ電流指令は、コンデンサ３２ａ、３２ｂ、３２ｃに流れる電流に相当する。また、補償器６１ａ、６１ｂ、６１ｃにはＰＩ制御等を用いればよい。このフィルタコンデンサ電流指令に電流センサ３７ａ、３７ｂ、３７ｃで検出した負荷電流を加算器６２ａ、６２ｂ、６２ｃで加算してインバータ出力電流指令とする。
このインバータ出力電流指令は電流センサ３６ａ、３６ｂ、３６ｃで検出される電流の指令値となる。このインバータ電流指令と電流センサ３６ａ、３６ｂ、３６ｃで検出した電流の差分を補償器６４ａ、６４ｂ、６４ｃに入力し、補償器６４ａ、６４ｂ、６４ｃの出力と電圧センサ３８ａ、３８ｂ、３８ｃで検出した電圧を加算器６５ａ、６５ｂ、６５ｃで加算することによりインバータ電圧指令が得られる。補償器６４ａ、６４ｂ、６４ｃはＰＩ制御等で構成できる。インバータ電圧指令をＰＷＭ回路６７に入力してＰＷＭ変調されたインバータ電圧指令が得られる。ＰＷＭ変調されたインバータ電圧指令をインバータドライブ回路４８に入力し、インバータドライブ回路４８はＰＷＭ変調されたインバータ電圧指令に基づき、ゲートパルスを出力してインバータ回路２６を動作させる。
The difference between the sine wave output voltage command of each phase and the voltage detected by the voltage sensors 38a, 38b, and 38c is obtained by the
This inverter output current command is a command value of the current detected by the
ここで渡り線４３の作用について説明する。
三相交流電源２１または負荷装置２２のいずれか片方が接地されていない場合は、渡り線４３をコンバータｖ相とインバータｖ相に接続することによりコンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃ、インバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃは同電位に保たれ、バイパスとの切り換えを行っても負荷装置２２に過電流を発生することがない。そのためインバータの出力端子あるいはバイパス回路に必要とされていた絶縁トランスが不要である。
三相交流電源２１、負荷装置２２ともに接地され、コンバータ入力端子４９ｂ、インバータ出力端子５０ｂがともに必ずアース電位にある場合は渡り線４３を設けるまでもなく両端子は同電位（アース電位）になる。また、ハーフブリッジ回路の従来例と違いフルブリッジ回路であるため、平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂは同電圧に保たれ、平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂの電圧不平衡により出力電圧に歪みを生じることがなく、さらに平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂを同じ電圧に保つためのバランサ回路が不要である。
Here, the operation of the
When either one of the three-phase AC power supply 21 or the load device 22 is not grounded, the
When both the three-phase AC power supply 21 and the load device 22 are grounded and both the
また、従来例ではハーフブリッジ回路であるため、片方のコンデンサで所望の出力線間電圧ピーク値以上の電圧が必要であり、直流電圧は出力線間電圧最大値の２倍以上の電圧が必要である。しかし、図１の回路はフルブリッジ回路であり、直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃとの間の電位差がインバータ出力相電圧に一致するように制御されるため、直流電圧中性点電位はインバータ出力電圧の中性点電位と一致する。このことから直流電圧中性点と直流母線間との電位差は相電圧ピーク値分必要であり、必要な直流電圧は相電圧ピーク値の２倍となる。これは従来例の（１／√３）倍、すなわち約５８パーセントである。このことにより主回路に用いられるコンデンサ・素子・リアクトルの耐圧が５８パーセントですむため安価な部品を使用することができ、コストが低減される。
In addition, since the conventional example is a half-bridge circuit, a voltage exceeding the desired peak value of the output line voltage is required with one capacitor, and the DC voltage needs to be at least twice the maximum value of the output line voltage. is there. However, the circuit of FIG. 1 is a full bridge circuit, and is controlled so that the potential difference between the DC voltage neutral point and the
また、図１は三相３線式に適用する場合であるが、三相４線式に適用する場合は、渡り線４３をはずして、直流電圧中性線４４に三相交流電源２１および負荷装置２２の中性線を接続する。このときの回路構成は図４のようになる。図４の構成ならば、三相交流電源２１と負荷装置２２の中性点電位が共通に保たれ、バイパスとの切り換えを行っても負荷装置２２に過電流を発生することがない。絶縁トランスが不要なので、容易に三相４線式の電源、負荷に適用することができる。よって従来は別の主回路を使用するか、絶縁トランスの付加が必要だったが、本実施の形態の適用により三相３線式と三相４線式のトランスレス無停電電源装置の主回路、制御回路を共用でき、量産効果によりコストが低減される。
FIG. 1 shows a case where the three-phase three-wire system is applied. However, when the three-phase four-wire type is applied, the
実施の形態２．
この実施の形態２は、実施の形態１の各相相電圧指令に、各相共通の高調波成分を重畳することにより、インバータ回路２６の出力電圧を変化させずに必要な直流電圧の低減が可能となるもので、三相３線式の場合に適用するものである。
新たな図示は省略するが、実施の形態１の図３に示すインバータ制御回路４７において、瞬時値出力電圧指令作成回路６９における瞬時値電圧指令の作成方法を以下の要領で変更する。
In the second embodiment, the necessary DC voltage can be reduced without changing the output voltage of the
Although a new illustration is omitted, in the
ここでＰＬＬ６８が出力する位相信号をθLとし、出力電圧指令から得られる相電圧のピーク値をVmrとする。また、瞬時値出力電圧指令作成回路６９により作成される三相交流の正弦波出力電圧指令のｕ相、ｖ相、ｗ相の指令を、それぞれVIur、VIvr、VIwrとする。ここで瞬時値出力電圧指令作成回路６９において作成される電圧指令は以下のものとする。
Here, the phase signal output from the
即ち、重畳する高調波成分は、波高値が基本波の１／６倍の三次高調波である。
実施の形態１で運転した場合のコンバータ入力端子電位、直流母線電位、インバータ出力端子電位の変動を図５に図示する。図５（ａ）には、インバータ出力端子電位とインバータ出力電圧中性点電位、直流母線電位、直流電圧中性点電位を示す。図５（ｂ）には、コンバータ入力端子電位、コンバータ入力電圧中性点電位、直流母線電位、直流電圧中性点電位を示す。
That is, the harmonic component to be superimposed is a third harmonic whose peak value is 1/6 times the fundamental wave.
FIG. 5 illustrates fluctuations in the converter input terminal potential, the DC bus line potential, and the inverter output terminal potential when operated in the first embodiment. FIG. 5A shows the inverter output terminal potential, the inverter output voltage neutral point potential, the DC bus potential, and the DC voltage neutral point potential. FIG. 5B shows the converter input terminal potential, the converter input voltage neutral point potential, the DC bus potential, and the DC voltage neutral point potential.
ｖ相のコンバータ入力端子４９ｂとインバータ出力端子５０ｂとは接地されているのでアース電位に保たれており、インバータ制御回路４７は直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電位差を制御しているため、直流電圧中性点の電位変動はｖ相出力電圧波形の正負を逆転したものとなる。
そして、実施の形態１ではインバータ出力電圧の中性点電位と直流電圧中性点電位は一致するが、実施の形態２では、出力電圧指令に三次高調波を重畳することにより、直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃとの間の電位差は正弦波に三次高調波が重畳し、ピーク値が低下した波形となる。このときのコンバータ入力端子電位、直流母線電位とインバータ出力端子電位変動を図６に図示する。
Since the v-phase
In the first embodiment, the neutral point potential of the inverter output voltage coincides with the neutral point potential of the DC voltage. However, in the second embodiment, the third harmonic is superimposed on the output voltage command, thereby neutralizing the DC voltage. The potential difference between the point and the
図６（ａ）にはインバータ出力端子電位、インバータ出力電圧中性点電位、直流母線電位、直流電圧中性点電位を示す。図６（ｂ）には、コンバータ入力端子電位、コンバータ入力電圧中性点電位、直流母線電位、直流電圧中性点電位を示す。
出力電圧指令に三次高調波が重畳することにより、直流母線電位は図５のような正弦波ではなく、図６のようにピーク値が低下した台形波に近い波形になる。インバータ出力電圧指令に重畳される高調波成分は、各相共通（同一）であるので、出力端子間ではこの高調波成分は相殺され正弦波のインバータ出力電圧が得られる。
FIG. 6A shows the inverter output terminal potential, inverter output voltage neutral point potential, DC bus potential, and DC voltage neutral point potential. FIG. 6B shows the converter input terminal potential, converter input voltage neutral point potential, DC bus potential, and DC voltage neutral point potential.
By superimposing the third harmonic on the output voltage command, the DC bus potential is not a sine wave as shown in FIG. 5, but a waveform close to a trapezoidal wave with a reduced peak value as shown in FIG. Since the harmonic component superimposed on the inverter output voltage command is common to all phases (same), this harmonic component is canceled between the output terminals, and a sinusoidal inverter output voltage is obtained.
先の（２ａ）式では、θＬ＝６０°、１２０°のとき最大値√３／２Ｖｍｒとなり、（２ｂ）（２ｃ）式でも最大値は√３／２Ｖｍｒである。よってこの実施の形態２では、実施の形態１の場合に比較して直流電圧は√３／２倍に低減できる。 In the previous equation (2a), when θL = 60 ° and 120 °, the maximum value √3 / 2 Vmr is obtained, and in the equations (2b) and (2c), the maximum value is √3 / 2 Vmr. Therefore, in the second embodiment, the DC voltage can be reduced by √3 / 2 times as compared with the first embodiment.
なお、実施の形態１と同様に三相４線式にも適用したい場合は、図１の図４のように渡り線４３をはずして、直流電圧中性線４４に三相交流電源２１および負荷装置２２の中性線を接続する。さらに、インバータ制御回路４７を、元の、出力電圧指令に三次高調波を重畳しないものに変更すればよい。この変更は極めて簡単であるので、実用上、三相３線式、三相４線式の両方式への対応が可能である。
再度の説明は省略するが、以下の実施の形態もすべて三相３線式に適用する場合のものであるが、上述と同様、簡単な変更で三相４線式への対応も可能である。
In addition, when it is desired to apply to the three-phase four-wire system as in the first embodiment, the
Although the description is not repeated, the following embodiments are all applied to the three-phase three-wire system. However, as described above, it is possible to cope with the three-phase four-wire system by simple modifications. .
実施の形態３．
先の実施の形態では、電源側と負荷側とでは電圧の位相にずれはないとしていた。先の図３で説明したとおり、インバータ制御回路４７の瞬時値出力電圧指令作成回路６９では、電圧センサ４０ａ、４０ｂで検出された三相交流電源２１の電圧信号をＰＬＬ６８で処理して得られた位相信号θLを基にインバータ回路２６の瞬時値出力電圧指令を作成している。従って、少なくとも、定常状態では、インバータ出力側の電圧位相とコンバータ入力側の電圧位相は一致していることになる。
しかし、何らかの要因で三相交流電源２１の電圧位相が急変した場合、ＰＬＬ６８を含めた制御系の応答特性により、インバータ出力側の電圧位相は、三相交流電源２１の電圧位相の急変に瞬時には追随できず、両者の電圧位相に差が生じることになる。
In the previous embodiment, the voltage phase is not shifted between the power supply side and the load side. As described above with reference to FIG. 3, the instantaneous value output voltage command generation circuit 69 of the
However, if the voltage phase of the three-phase AC power supply 21 changes suddenly for some reason, the voltage phase on the inverter output side instantaneously changes to the voltage phase of the three-phase AC power supply 21 due to the response characteristics of the control system including the
直流回路を介して結合されたコンバータ回路２３とインバータ回路２６とからなり、その１相の入力端子４９ｂと出力端子５０ｂとを直接接続した本願の電力変換装置にあっては、上述した電圧位相差の発生は、本来の変換機能を維持できるか否かに関わる重要な問題となる。この実施の形態３は、上記位相差がいかなる値となっても支障無く運転できるようにしたものである。以下、この位相差に基づく各相電位の変化現象を含めて説明を進める。
In the power conversion device of the present application, which includes the
実施の形態２の場合と同様、新たな図示は省略するが、実施の形態１の図３に示すインバータ制御回路４７において、瞬時値出力電圧指令作成回路６９における瞬時値電圧指令の作成方法を以下の要領で変更する。
As in the case of the second embodiment, a new illustration is omitted, but in the
ＰＬＬ６８が出力する位相信号をθLとし、出力電圧指令を線間電圧に変更した時の値をVLmrとする。瞬時値出力電圧指令作成回路６９により作成される三相交流の正弦波出力電圧指令のｕ相、ｖ相、ｗ相の指令をそれぞれ、以下の式で表されるVIur、VIvr、VIwrとする。
The phase signal output from the
VIur＝VLmr×sin（θL＋30°） （３ａ）
VIvr＝0 （３ｂ）
VIwr＝VLmr×sin（θL＋90°） （３ｃ）
VIur = VLmr × sin (θL + 30 °) (3a)
VIvr = 0 (3b)
VIwr = VLmr × sin (θL + 90 °) (3c)
即ち、（３）式は、電源側と負荷側との接続相、ここではｖ相は零に、他の非接続２相、ここではｕ、ｗ相は、接続相のｖ相との間の線間電圧としたもので、本願では、これを便宜上、各相異形線間電圧指令と称することにする。
他の構成要素は実施の形態１と同様とする。
That is, the expression (3) indicates that the connection phase between the power supply side and the load side, here the v phase is zero, and other unconnected two phases, here the u and w phases are between the connection phase and the v phase. In this application, for the sake of convenience, this is referred to as each phase-differential line voltage command.
Other components are the same as those in the first embodiment.
瞬時値出力電圧指令作成回路６９で作成する上記の出力電圧指令の変更による動作の相違点を以下に説明する。
瞬時値出力電圧指令作成回路６９が出力する電圧指令をインバータが出力することにより、ｖ相のインバータ出力端子５０ｂと直流電圧中性点の電位差は０Vに制御される。負荷装置２２のｖ相はアース電位であるので、直流電圧中性点もアース電位になるよう制御され、直流母線電位は一定の値となる。また、直流電圧中性点電位がアース電位なので、瞬時値出力電圧指令作成回路６９が出力するｕ相電圧指令は、インバータ出力端子５０ａの電位に相当する値である。ｗ相電圧指令も、インバータ出力端子５０ｃの電位に相当する値である。
The difference in operation by changing the output voltage command created by the instantaneous value output voltage command creation circuit 69 will be described below.
When the inverter outputs the voltage command output from the instantaneous value output voltage command generation circuit 69, the potential difference between the v-phase inverter output terminal 50b and the DC voltage neutral point is controlled to 0V. Since the v phase of the load device 22 is at ground potential, the DC voltage neutral point is also controlled to be at ground potential, and the DC bus potential becomes a constant value. Further, since the DC voltage neutral point potential is the ground potential, the u-phase voltage command output by the instantaneous value output voltage command generation circuit 69 is a value corresponding to the potential of the
実施の形態１の構成でのコンバータ入力端子電位と直流母線電位、インバータ出力端子電位の変動を示した図５のようにコンバータ入力端子電位とインバータ出力端子電位は２本の直流母線電位の間に位置していなければインバータ・コンバータの運転が継続できない。図５では、三相交流電源２１と負荷装置２２の間に位相差がなく、コンバータ入力端子電位やインバータ出力端子電位が等しいので、コンバータ入力端子電位とインバータ出力端子電位は２本の直流母線電位の間に位置しておりインバータ・コンバータの運転が継続できる。この場合、コンバータ入力端子とインバータ出力端子の６端子間で最大の電位差が生じた場合、その電位差は線間電圧ピーク値VLmに等しい。 The converter input terminal potential and the inverter output terminal potential are between the two DC bus potentials as shown in FIG. 5 showing the fluctuation of the converter input terminal potential, the DC bus potential, and the inverter output terminal potential in the configuration of the first embodiment. If it is not located, the operation of the inverter / converter cannot be continued. In FIG. 5, since there is no phase difference between the three-phase AC power supply 21 and the load device 22 and the converter input terminal potential and the inverter output terminal potential are equal, the converter input terminal potential and the inverter output terminal potential are two DC bus potentials. The inverter / converter operation can be continued. In this case, when the maximum potential difference occurs between the six terminals of the converter input terminal and the inverter output terminal, the potential difference is equal to the line voltage peak value VLm.
しかし、三相交流電源２１と負荷装置２２との間に位相差が生じた場合は、コンバータ入力端子とインバータ出力端子との端子間で電位差が最大となるケースは、例えばコンバータ入力端子のｖｗ間の電位差が線間電圧ピーク値VLmとなって、インバータ出力端子のｖｗ間の電位差が符号反転した線間電圧ピーク値−VLmとなった場合などで、最大で線間電圧ピーク値VLmの２倍の電位差が生じる。このときのコンバータに入力する電圧のベクトルと、インバータが出力する電圧ベクトルは図７のようになる。 However, when a phase difference occurs between the three-phase AC power supply 21 and the load device 22, the case where the potential difference between the converter input terminal and the inverter output terminal becomes maximum is, for example, between the converter input terminal vw Is the line voltage peak value VLm, and the potential difference between the inverter output terminals vw is the line voltage peak value -VLm with the sign inverted, etc. The maximum is twice the line voltage peak value VLm A potential difference of. The voltage vector input to the converter at this time and the voltage vector output from the inverter are as shown in FIG.
図８はこの場合の波形図で、コンバータ側電位が直流母線電位の範囲に収まらなくなり、現実には、インバータとコンバータとを同時に運転することが出来なくなる。 FIG. 8 is a waveform diagram in this case. The converter side potential does not fall within the range of the DC bus potential, and in reality, the inverter and the converter cannot be operated simultaneously.
しかるに、この実施の形態３では、コンバータ入力端子電位とインバータ出力端子電位においてｖ相は常に０であり、ｕ相およびｗ相の電位は振幅が線間電圧ピーク値の正弦波で正弦波の中心電位は０なので、直流電圧中性点電位が０に固定されるようにインバータ電圧制御を行えば、線間電圧の２倍の直流電圧で、三相交流電源２１と負荷装置２２にどのような位相差が生じても安定したインバータ・コンバータの運転が可能になる。 However, in the third embodiment, the v-phase is always 0 in the converter input terminal potential and the inverter output terminal potential, and the u-phase and w-phase potentials are sine waves whose amplitude is the line voltage peak value and the center of the sine wave. Since the potential is 0, if the inverter voltage control is performed so that the DC voltage neutral point potential is fixed at 0, the DC voltage twice as large as the line voltage is applied to the three-phase AC power supply 21 and the load device 22. Even if a phase difference occurs, stable inverter / converter operation is possible.
図９はこの状態の波形図を示したものである。即ち、接地相であるｖ相の出力電圧を０Ｖになるよう制御することによって、直流電圧中性点電位が０Ｖに制御されるため、直流母線電位は一定の電位をとるようになる。ｖ相がアース電位にあるので、ｕ相、ｗ相の電位はｕｖ間線間電圧、ｗｖ間線間電圧の正弦波となり、図９から判るように、直流電圧中性点から直流母線電位までの電位差が線間電圧ピーク値以上あれば、電源側と負荷側の位相差にかかわらず、常に直流母線電位間にインバータおよびコンバータの電位があるので、インバータおよびコンバータを停止させることなく運転することが出来るわけである。 FIG. 9 shows a waveform diagram in this state. That is, by controlling the output voltage of the v phase, which is the ground phase, to be 0V, the DC voltage neutral point potential is controlled to 0V, so that the DC bus potential takes a constant potential. Since the v-phase is at the ground potential, the u-phase and w-phase potentials are sine waves of the inter-uv line voltage and the inter-wv line voltage, as can be seen from FIG. 9, from the DC voltage neutral point to the DC bus line potential. If the potential difference of the inverter is equal to or greater than the line voltage peak value, the inverter and converter potential are always between the DC bus potential regardless of the phase difference between the power supply side and the load side. Is possible.
また、従来例と違いフルブリッジ回路であるため、平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂは同電圧に保たれ、平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂの電圧不平衡により出力電圧に歪みを生じることがなく、さらに平滑コンデンサ２９ａ、２９ｂを同じ電圧に保つためのバランサ回路が不要である。 Further, since it is a full bridge circuit unlike the conventional example, the smoothing capacitors 29a and 29b are kept at the same voltage, and the output voltage is not distorted due to the voltage imbalance of the smoothing capacitors 29a and 29b. A balancer circuit for keeping 29b at the same voltage is unnecessary.
このように、実施の形態３のようなインバータ制御回路によりインバータ制御を行うことにより、三相交流電源２１、負荷装置２２がいかなる位相関係にあっても運転可能であり、勿論、三相４線式用にも容易に変更可能な無停電電源装置が得られる。 Thus, by performing inverter control by the inverter control circuit as in the third embodiment, the three-phase AC power supply 21 and the load device 22 can be operated in any phase relationship, and of course, the three-phase four-wire An uninterruptible power supply that can be easily changed for a formula is obtained.
実施の形態４．
先の実施の形態３では、電源側と負荷側の電圧位相差がいかなる値であってもインバータ・コンバータの運転が可能となる制御方式としたが、結果として、直流母線電圧が線間電圧ピーク値の２倍の高い値を必要とする。
この実施の形態４以降では、位相差に応じて電圧指令を変化させることにより、直流母線電圧を極力高くすることなく位相差存在下でのインバータ・コンバータ運転の実現可能性を追求するものである。
Embodiment 4 FIG.
In the third embodiment, the inverter / converter can be operated regardless of the voltage phase difference between the power supply side and the load side. However, as a result, the DC bus voltage has a line voltage peak. Requires a value twice as high as the value.
In the fourth and subsequent embodiments, the feasibility of inverter / converter operation in the presence of a phase difference without increasing the DC bus voltage as much as possible is pursued by changing the voltage command in accordance with the phase difference. .
ここでは、前提として、電源側と負荷側の位相差を求める必要があるので、先ず、図１０につき、この実施の形態４で適用するインバータ制御回路４７について説明する。
図１０と図３との相違点は、ＰＬＬ８１を追加し、電圧センサ４０ａ、４０ｂの出力がＰＬＬ８１に入力される点と、図３の瞬時値出力電圧指令作成回路６９を図１０では瞬時値出力電圧指令作成回路８２へ置き換え、実効値出力電圧指令とＰＬＬ６８、８１が出力する位相信号が入力されるようにしたことである。
Here, as a premise, it is necessary to obtain the phase difference between the power supply side and the load side. First, the
10 differs from FIG. 3 in that a PLL 81 is added and the outputs of the
以下、図１０に示す無停電電源装置の動作に関して説明する。ただし、実施の形態１と共通な部分については省略する。
ＰＬＬ６８とＰＬＬ８１とが出力する位相信号は瞬時値出力電圧指令作成回路８２に入力する。瞬時値出力電圧指令作成回路８２では実効値出力電圧指令とＰＬＬ６８、８１が出力する位相信号からインバータが出力する出力電圧指令を作成する。実効値出力電圧指令を線間電圧ピーク値に変更したものをVLmrとする。また、ＰＬＬ６８の出力をθLとし、負荷の電圧位相はθLに同期するよう制御する。また、ＰＬＬ８１の出力をθSとする。
そして、この新たなＰＬＬ８１は、ＰＬＬ６８よりも高速に三相交流電源２１に追従するようその応答特性を設定している。従って、三相交流電源２１の電圧位相が急変した場合、ＰＬＬ６８の出力θLとＰＬＬ８１の出力θSとの差（θL−θS）＝Δθが電源側と負荷側との電圧位相差を示すことになる。
Hereinafter, the operation of the uninterruptible power supply shown in FIG. 10 will be described. However, portions common to the first embodiment are omitted.
The phase signals output from the
The new PLL 81 has its response characteristics set so as to follow the three-phase AC power supply 21 faster than the
この瞬時値出力電圧指令作成回路８２で作成する出力電圧指令VIur、VIvr、VIwrは以下の（４）式で表されるもので、実施の形態３の（３）式の各相異形線間電圧指令に下記（４ｂ）式の右辺で示される電圧成分を重畳したもので、ここでは、各相第２異形線間電圧指令と呼ぶものとする。
The output voltage commands VIur, VIvr, and VIwr created by the instantaneous value output voltage
この重畳する電圧成分は、各相共通であって、その波高値は相電圧波高値としている。そして、その位相は、非接続２相、ここではｕ、ｗ相の線間電圧の合成位相を反転（１８０゜位相差）した位相から（θL−θS）／２＝Δθ／２進めた位相としている。 This superimposed voltage component is common to each phase, and its peak value is the phase voltage peak value. The phase is a phase advanced by (θL−θS) / 2 = Δθ / 2 from a phase obtained by inverting (180 ° phase difference) the combined phase of the line voltages of two unconnected phases, here u and w phases. Yes.
この電圧指令に基づきインバータから電圧が出力された場合の電圧ベクトル図を図１１に示す。図１１は負荷装置２２の電圧位相が三相交流電源２１の電圧位相より進んでいる場合の電圧ベクトル図である。図１１では負荷装置２２に印加される相電圧をVLu、VLv、VLw、三相交流電源２１の相電圧をVSu、VSv、VSw、インバータが出力する電圧をVIu、VIv、VIwとしている。ｖ相は接地されているので、ｖ相電圧ベクトルVLv、VSv、VIvの先端が固定され、固定された点を中心に各相の電圧ベクトルが回転している。 FIG. 11 shows a voltage vector diagram when a voltage is output from the inverter based on this voltage command. FIG. 11 is a voltage vector diagram when the voltage phase of the load device 22 is ahead of the voltage phase of the three-phase AC power source 21. In FIG. 11, the phase voltages applied to the load device 22 are VLu, VLv, VLw, the phase voltages of the three-phase AC power supply 21 are VSu, VSv, VSw, and the voltages output from the inverter are VIu, VIv, VIw. Since the v-phase is grounded, the tips of the v-phase voltage vectors VLv, VSv, and VIv are fixed, and the voltage vector of each phase rotates around the fixed point.
接地相であるｖ相を基準と考え、ｖ相の電圧指令VIvrから説明する。
負荷装置２２と三相交流電源２１との位相差である（θL−θS）を一定値とすると、上記の出力電圧指令の式のうちｖ相の指令（４ｂ）式は、振幅がVLmr／√３で位相が（θL−120°−（θL−θS）／２）の正弦波である。このVIvrの振幅は三相交流電源２１や負荷装置２２の相電圧の振幅に等しく、位相が三相交流電源２１のｖ相電圧位相と負荷装置２２のｖ相電圧位相の中間にある。
The v phase, which is the ground phase, is considered as a reference, and the description will be made from the v phase voltage command VIvr.
Assuming that (θL−θS), which is the phase difference between the load device 22 and the three-phase AC power supply 21, is a constant value, the v-phase command (4b) among the above output voltage command formulas has an amplitude of VLmr / √. 3 is a sine wave whose phase is (θL−120 ° − (θL−θS) / 2). The amplitude of this VIvr is equal to the amplitude of the phase voltage of the three-phase AC power supply 21 and the load device 22, and the phase is intermediate between the v-phase voltage phase of the three-phase AC power supply 21 and the v-phase voltage phase of the load device 22.
ｕ相出力電圧指令VIurは、ｖ相出力電圧指令VIvrを基に考えると、ｖ相出力電圧指令にｕｖ間線間電圧指令を足す形にすればよく、VIurの右辺第一項はｕｖ間線間電圧指令、右辺第二項はｖ相出力電圧指令である。ｗ相もｕ相と同様に考えてｖ相出力電圧指令にｗｖ間線間電圧指令を足す形にしており、VIｗrの右辺第一項はｗｖ間線間電圧指令、右辺第二項はｖ相出力電圧指令である。 The u-phase output voltage command VIur can be formed by adding the uv line voltage command to the v-phase output voltage command based on the v-phase output voltage command VIvr. The first term on the right side of VIur is the uv line The inter-voltage command and the second term on the right side are v-phase output voltage commands. The w phase is the same as the u phase, and the w phase line voltage command is added to the v phase output voltage command. The first term on the right side of VIwr is the wv line voltage command, and the second term on the right side is the v phase. Output voltage command.
三相交流電源２１の電圧中性点と、負荷装置２２の電圧中性点は図１１の電圧ベクトル図でアース電位であるｖ相電位を中心に、相電圧ピーク値を半径として（θL−θS）の位相差をもって回転しており、直流電圧中性点は三相交流電源２１の電圧中性点、負荷装置２２の電圧中性点と同じ回転半径で中間の位相で回転するように制御されている。
このことにより、直流電圧中性点は三相交流電源２１の電圧中性点と負荷装置２２の電圧中性点との中間の位相であり、直流電圧中性点からインバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電位差を負荷装置２２の電位に合わせて運転することにより、三相交流電源２１と負荷装置２２の位相差に対応してインバータおよびコンバータの運転ができる。
The voltage neutral point of the three-phase AC power supply 21 and the voltage neutral point of the load device 22 are centered on the v-phase potential which is the ground potential in the voltage vector diagram of FIG. 11, and the phase voltage peak value is a radius (θL−θS The DC voltage neutral point is controlled to rotate at an intermediate phase with the same radius of rotation as the voltage neutral point of the three-phase AC power source 21 and the voltage neutral point of the load device 22. ing.
As a result, the DC voltage neutral point is an intermediate phase between the voltage neutral point of the three-phase AC power source 21 and the voltage neutral point of the load device 22, and the
この実施の形態４のケースを各相電圧波形図で説明すると以下の通りである。
図１２は実施の形態１の制御で運転している状態で、電源側と負荷側とに位相差が生じたと仮定した場合の波形図である。コンバータ側の電位が直流母線電位からはみ出してしまうためにインバータとコンバータを同時に運転することはできない。
The case of the fourth embodiment will be described below with reference to the phase voltage waveform diagrams.
FIG. 12 is a waveform diagram when it is assumed that a phase difference has occurred between the power supply side and the load side in the state of operation under the control of the first embodiment. Since the potential on the converter side protrudes from the DC bus potential, the inverter and the converter cannot be operated simultaneously.
これに対し、（４）式の電圧指令に基づき制御する実施の形態４では、図１３に示す通りとなる。即ち、図１３は、電源側と負荷側との位相差を図１２と同じ条件で実施の形態４を適用した場合の波形図で、直流電圧中性点電位は、コンバータ入力電圧中性点とインバータ出力電圧中性点の中間の位相で同じ振幅の正弦波となる。図１２と図１３の直流電圧（直流母線間電位差）は同じであるが、（対地）電位を見た場合は図１２では直流電圧中性点がインバータ出力電圧中性点に同期しているため、コンバータ側電位は直流母線間に入らなくなっているが、図１３では、直流電圧中性点の電位振動をずらすことにより、インバータ側電位・コンバータ側電位を２つの直流母線電位間に内包することになり、インバータおよびコンバータを同時に運転することができるようになる。 On the other hand, in the fourth embodiment which is controlled based on the voltage command of the equation (4), it is as shown in FIG. That is, FIG. 13 is a waveform diagram when the fourth embodiment is applied with the phase difference between the power supply side and the load side being the same as in FIG. 12, and the DC voltage neutral point potential is the converter input voltage neutral point. It becomes a sine wave with the same amplitude in the middle phase of the inverter output voltage neutral point. The DC voltage (potential difference between DC buses) in FIG. 12 and FIG. 13 is the same, but when looking at the (ground) potential, the DC voltage neutral point is synchronized with the inverter output voltage neutral point in FIG. In FIG. 13, the inverter side potential / converter side potential is included between the two DC bus potentials by shifting the potential oscillation at the DC voltage neutral point. Thus, the inverter and the converter can be operated simultaneously.
図１４にインバータ出力電圧指令最大値を位相差（θL−θS）に応じてプロットした図を示す。図１４の（ａ）はｕ相の電圧指令VIurのピーク値、（ｂ）はｖ相の電圧指令VIvrのピーク値、（ｃ）はｗ相の電圧指令VIwrのピーク値である。
このときの電圧指令の最大値は図１４に示すように、位相差が大きくなるにつれていずれかが大きくなり、それに合わせて必要な直流電圧が大きくなる。通常、直流電圧は一定に制御されており、設定された直流電圧に応じて許容できる位相差が決まる。
FIG. 14 shows a plot of the inverter output voltage command maximum value according to the phase difference (θL−θS). 14A shows the peak value of the u-phase voltage command VIur, FIG. 14B shows the peak value of the v-phase voltage command VIvr, and FIG. 14C shows the peak value of the w-phase voltage command VIwr.
As shown in FIG. 14, the maximum value of the voltage command at this time increases as the phase difference increases, and the necessary DC voltage increases accordingly. Usually, the DC voltage is controlled to be constant, and an allowable phase difference is determined according to the set DC voltage.
なお、このような位相差が生じるのは、前述したように、電力系統の切り換えなどで三相交流電源２１の位相が急変した場合である。そして、通常は三相交流電源２１に同期してインバータを運転し、三相交流電源２１の位相が急変した場合、許容範囲の位相差の場合はコンバータを運転し、位相差が許容範囲を超えた場合はコンバータを停止して、蓄電池３０によってインバータを駆動するようにする。この後、負荷装置２２に許容される範囲でインバータの運転周波数を変更して位相差が小さくなるようインバータを運転する。そして、位相差が許容範囲に戻った時にコンバータの運転を再開すれば、蓄電池３０による運転時間を短くすることができる。
また、電圧指令の演算が簡単で制御に用いる演算装置の演算時間に与える影響が小さい。
Such a phase difference occurs when the phase of the three-phase AC power supply 21 changes suddenly due to switching of the power system, as described above. In general, the inverter is operated in synchronization with the three-phase AC power source 21, and when the phase of the three-phase AC power source 21 changes suddenly, the converter is operated when the phase difference is within the allowable range, and the phase difference exceeds the allowable range. In such a case, the converter is stopped and the inverter is driven by the storage battery 30. Thereafter, the inverter is operated so as to reduce the phase difference by changing the operation frequency of the inverter within a range allowed by the load device 22. And if the operation of the converter is resumed when the phase difference returns to the allowable range, the operation time by the storage battery 30 can be shortened.
Further, the calculation of the voltage command is simple, and the influence on the calculation time of the calculation device used for control is small.
このように、実施の形態４の方式でインバータ制御を行うことにより、三相交流電源２１、負荷装置２２間に位相差が生じた場合でも直流電圧値から決定される位相差許容範囲で運転可能であり、三相４線式用にも容易に変更可能な無停電電源装置が得られる。 As described above, by performing inverter control according to the method of the fourth embodiment, even when a phase difference occurs between the three-phase AC power supply 21 and the load device 22, operation is possible within a phase difference allowable range determined from the DC voltage value. Thus, an uninterruptible power supply that can be easily changed for a three-phase four-wire system is obtained.
実施の形態５．
ここでは、インバータ制御回路４７で設定する電圧指令を、実施の形態４の各相第２異形線間電圧指令から更に変形し、以下に示す各相第３異形線間電圧指令としている。
Here, the voltage command set by the
ここで、重畳する電圧成分は、各相共通であって、その波高値を、VLmr×cos｛（θL−θS）／２＋30°｝とし、その位相を（θL−120°−（θL−θS）／２）とする正弦波である。 Here, the voltage component to be superimposed is common to each phase, the peak value is VLmr × cos {(θL−θS) / 2 + 30 °}, and the phase is (θL−120 ° − (θL−θS). / 2) is a sine wave.
この重畳分の電圧は、図１５の電圧ベクトル図上で、電圧ベクトルの先端が最も遠いもの同士を直線で結び、この直線に対して負荷装置２２のｖ相電圧ベクトル先端から降ろした垂線に相当する。図１５では、三相交流電源２１のｕ相電圧ベクトルVSuと負荷装置２２のｗ相電圧ベクトルVLwとを結んだ直線に降ろした垂線がインバータが出力する電圧VIvの電圧ベクトルであり、垂線の足が直流電圧中性点となる。
ｕ相出力電圧指令VIurはｖ相出力電圧指令VIvrを基準に考えると、ｖ相出力電圧指令にｕｖ間線間電圧指令を足す形にすればよいので、VIurの右辺第一項はｕｖ間線間電圧指令、右辺第二項はｖ相出力電圧指令である。ｗ相もｕ相と同様に考えてｖ相出力電圧指令にｗｖ間線間電圧指令を足す形にしており、VIｗrの右辺第一項はｗｖ間線間電圧指令、右辺第二項はｖ相出力電圧指令である。
The superposed voltage is equivalent to a perpendicular drawn from the tip of the v-phase voltage vector of the load device 22 with respect to this straight line by connecting the farthest voltage vectors with a straight line on the voltage vector diagram of FIG. To do. In FIG. 15, the vertical line drawn from the straight line connecting the u-phase voltage vector VSu of the three-phase AC power supply 21 and the w-phase voltage vector VLw of the load device 22 is the voltage vector of the voltage VIv output from the inverter. Becomes the DC voltage neutral point.
When considering the u-phase output voltage command VIur based on the v-phase output voltage command VIvr, it is sufficient to add the uv line voltage command to the v-phase output voltage command, so the first term on the right side of VIur is the uv line The inter-voltage command and the second term on the right side are the v-phase output voltage commands. The w phase is the same as the u phase, and the w phase line voltage command is added to the v phase output voltage command. The first term on the right side of VIwr is the wv line voltage command, and the second term on the right side is the v phase. Output voltage command.
図１６は実施の形態５を適用した場合の波形図である。直流電圧は図１３と同じで、電源側と負荷側との位相差は図１３の場合より大きくなっている。
実施の形態５の電圧指令をインバータから出力することにより、コンバータおよびインバータの端子間電位差で最大電位差となる組み合わせ（図１５および図１６ではインバータｗ相、コンバータｕ相）の中間に常に直流電圧中性点が位置するように制御される。従って、直流電圧で決まる最大の位相差までインパークおよびコンバータを同時に運転することができる。
FIG. 16 is a waveform diagram when the fifth embodiment is applied. The DC voltage is the same as in FIG. 13, and the phase difference between the power supply side and the load side is larger than in the case of FIG.
By outputting the voltage command of the fifth embodiment from the inverter, the DC voltage is always in the middle of the combination (inverter w-phase and converter u-phase in FIGS. 15 and 16) in which the potential difference between the terminals of the converter and the inverter becomes the maximum potential difference. It is controlled so that the sex point is located. Therefore, the spark and the converter can be operated simultaneously up to the maximum phase difference determined by the DC voltage.
この電圧指令での各相電圧指令のピーク値を位相差に応じてプロットすると図１７のようになる。図１７で（ａ）はｕ相の電圧指令VIurのピーク値、（ｂ）はｖ相の電圧指令VIvrのピーク値、（ｃ）はｗ相の電圧指令VIwrのピーク値である。
図１７に示すように、位相差が０の場合はｖ相の指令が最も大きくこのときの値は線間電圧ピーク値の√３／２である。位相差が３０°のときｖ相とｗ相が等しくなり、その後ｗ相がｖ相より大きくなる。位相差が負の場合は、位相差−３０°以下でｕ相がｖ相より大きくなる。直流電圧中性点と直流母線の電位差が線間電圧ピーク値の√３／２倍以上、すなわち直流電圧が線間電圧ピーク値の√３倍以上あれば、このような電圧指令を用いることにより、三相交流電源２１と負荷装置２２との位相差をもった運転に対応でき、特に位相差が３０°以上ある場合、コンバータ入力端子４９ａ、４９ｂ、４９ｃ、インバータ出力端子５０ａ、５０ｂ、５０ｃのうち電位差が最大となる組み合わせの中間点に直流電圧中性点をあわせるように制御するので、直流電圧が許容する限界の負荷と電圧の位相差まで運転できる。
When the peak value of each voltage command in this voltage command is plotted according to the phase difference, it is as shown in FIG. 17A shows the peak value of the u-phase voltage command VIur, FIG. 17B shows the peak value of the v-phase voltage command VIvr, and FIG. 17C shows the peak value of the w-phase voltage command VIwr.
As shown in FIG. 17, when the phase difference is 0, the v-phase command is the largest, and the value at this time is √3 / 2 of the line voltage peak value. When the phase difference is 30 °, the v phase and the w phase become equal, and then the w phase becomes larger than the v phase. When the phase difference is negative, the u phase is larger than the v phase at a phase difference of −30 ° or less. If the potential difference between the DC voltage neutral point and the DC bus is more than √3 / 2 times the line voltage peak value, that is, if the DC voltage is more than √3 times the line voltage peak value, by using such a voltage command, The operation with a phase difference between the three-phase AC power supply 21 and the load device 22 can be handled. Especially when the phase difference is 30 ° or more, the
このように、実施の形態５の方式でインバータ制御を行うことにより、三相交流電源２１、負荷装置２２間に位相差が生じた場合でも直流電圧値から決定される位相差許容範囲で運転可能であり、三相４線式用にも容易に変更可能な無停電電源装置が得られる。 As described above, by performing inverter control according to the method of the fifth embodiment, even when a phase difference occurs between the three-phase AC power supply 21 and the load device 22, the operation can be performed within the phase difference allowable range determined from the DC voltage value. Thus, an uninterruptible power supply that can be easily changed for a three-phase four-wire system is obtained.
実施の形態６．
先の実施の形態４では、直流電圧中性点とコンバータ入力端子４９ａの電位差、直流電圧中性点とコンバータ入力端子４９ｃの電位差、直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ａの電位差、直流電圧中性点とインバータ出力端子５０ｃの電位差のうち、最大のものが直流電圧の半分以下の範囲で三相交流電源２１と負荷装置２２との位相差を許容できる。しかし、必ずしも直流電圧が許容できる最大の位相差を決定するものとはならない。
Embodiment 6 FIG.
In the fourth embodiment, the potential difference between the DC voltage neutral point and the converter input terminal 49a, the potential difference between the DC voltage neutral point and the
実施の形態５では、コンバータ入力端子４９ａとインバータ出力端子５０ｃとの電位差、コンバータ入力端子４９ｃとインバータ出力端子５０ａとの電位差のうち、最大のものが直流電圧以下である位相差までを許容できる。ただし、ｖ相については位相差３０°以下の領域では電圧指令が他相より大きくなり線間電圧ピーク値の√３倍以上の直流電圧が必要である。
In the fifth embodiment, the maximum difference among the potential difference between the converter input terminal 49a and the
実施の形態４の位相差と各相電圧指令ピーク値をプロットした図１４と実施の形態５の位相差と各相電圧指令ピーク値をプロットした図１７とを重ねると図１８になる。図１８で（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ実施の形態４に則ったｕ相、ｖ相、ｗ相電圧指令VIur、VIvr、VIwrのピーク値であり、（ｄ）、（e）、（ｆ）はそれぞれ実施の形態５に則ったｕ相、ｖ相、ｗ相電圧指令VIur、VIvr、VIwrのピーク値である。
図１８で、θL−θS≧０°の場合、電圧指令ピーク値が最大となっているのは０°≦θL−θS＜２８．９°の範囲で（ｅ）、２８．９°≦θL−θSの範囲で（ｃ）であり、（ｅ）と（ｃ）の交点はθL−θS＝２８．９°、電圧指令ピーク値／線間電圧ピーク値＝０．７２である。
（ｃ）は実施の形態４に則った曲線であり、（ｅ）は実施の形態５に則った曲線であるので、位相差２８．９°までは実施の形態４の方が電圧指令ピーク値は小さくなり、すなわち必要な直流電圧が小さく、位相差が２８．９°以上では実施の形態５の方が電圧指令ピーク値は小さく、すなわち必要とされる直流電圧が小さくなる。
FIG. 18 is a diagram in which FIG. 14 in which the phase difference and the phase voltage command peak value in the fourth embodiment are plotted and FIG. 17 in which the phase difference in the fifth embodiment and each phase voltage command peak value are plotted are overlapped. In FIG. 18, (a), (b), and (c) are the peak values of the u-phase, v-phase, and w-phase voltage commands VIur, VIvr, and VIwr according to the fourth embodiment, and (d), (e ) And (f) are the peak values of the u-phase, v-phase, and w-phase voltage commands VIur, VIvr, and VIwr, respectively, according to the fifth embodiment.
In FIG. 18, when θL−θS ≧ 0 °, the voltage command peak value is maximum in the range of 0 ° ≦ θL−θS <28.9 ° (e), 28.9 ° ≦ θL−. The range of θS is (c), and the intersection of (e) and (c) is θL−θS = 28.9 °, and the voltage command peak value / line voltage peak value = 0.72.
(C) is a curve according to the fourth embodiment, and (e) is a curve according to the fifth embodiment. Therefore, the voltage command peak value of the fourth embodiment is higher than the phase difference of 28.9 °. When the phase difference is 28.9 ° or more, the voltage command peak value is smaller in the fifth embodiment, that is, the required DC voltage is smaller.
そこでこの実施の形態６では、電圧指令を位相差の絶対値に応じて実施の形態４と実施の形態５のものに切り換える。
即ち、位相差の絶対値が０≦｜θL−θS｜＜θ１、θ１≦｜θL−θS｜≦θ２の２つの場合によってインバータ出力電圧指令の作成方法を変更する。
ここで、θ１、θ２は直流電圧の値によって設定を変え、以下のように決定する。
Therefore, in the sixth embodiment, the voltage command is switched between the fourth and fifth embodiments according to the absolute value of the phase difference.
That is, the method of creating the inverter output voltage command is changed depending on two cases where the absolute value of the phase difference is 0 ≦ | θL−θS | <θ1 and θ1 ≦ | θL−θS | ≦ θ2.
Here, θ1 and θ2 are determined depending on the value of the DC voltage and are determined as follows.
０≦｜θL−θS｜＜θ１の範囲では実施の形態４と同じ動作とする。θ１は図１９の電圧ベクトル図上で示すθL−θSが正の場合はw相、θL−θSが負の場合はｕ相の電圧ベクトルの先端と直流電圧中性点の距離が直流電圧の半分となる値である。
線間電圧ピーク値をVLm、直流電圧をVdcとして、位相差がθ１の場合に電圧ベクトルが図１４のような関係にあるとして図１９の電圧ベクトル図から以下の連立方程式を解くことにより求められる。
In the range of 0 ≦ | θL−θS | <θ1, the operation is the same as that of the fourth embodiment. θ1 is the w-phase when θL−θS shown in the voltage vector diagram of FIG. 19 is positive, and the distance between the tip of the u-phase voltage vector and the DC voltage neutral point is half the DC voltage when θL−θS is negative. Is the value.
When the line voltage peak value is VLm, the DC voltage is Vdc, and the phase difference is θ1, the voltage vector is obtained by solving the following simultaneous equations from the voltage vector diagram of FIG. .
これを解いて得ることができるθ１は、 Θ1 that can be obtained by solving this is
この０≦｜θL−θS｜＜θ１の場合はインバータ出力電圧指令は実施の形態４と同様に以下のものとする。 In the case of 0 ≦ | θL−θS | <θ1, the inverter output voltage command is as follows as in the fourth embodiment.
θ２は図２０の電圧ベクトル図に示すようにθL−θSが正の場合、インバータｗ相、コンバータｕ相、θL−θSが負の場合、インバータｕ相、コンバータｗ相の距離が直流電圧と等しくなる位相差である。
このとき以下の式が成立する。
As shown in the voltage vector diagram of FIG. 20, when θL−θS is positive, θ2 is equal to the DC voltage when the inverter w-phase and converter u-phase and θL-θS are negative. Is the phase difference.
At this time, the following equation is established.
この式を解くと以下のθ２が得られる。 Solving this equation gives the following θ2.
θ１≦｜θL−θS｜≦θ２の間の電圧指令は以下の式で表されるものとする。 The voltage command between θ1 ≦ | θL−θS | ≦ θ2 is represented by the following equation.
位相差（θL−θS）／２が一定の場合、v相の電圧指令は位相が（θL−１２０°−（θL−θS）／２）で、振幅がVLm×cos｛３０°+（θL−θS）／２｝−Vdc／２×sin[cos-1[２×VLm／Vdc×sin｛３０°+（θL−θS）／２｝]]の正弦波であり、θL−θS＝θ１のときは振幅がVLm／√３になり、θL−θS＝θ２のときは振幅がVLm×cos｛３０°＋（θL−θS）／２｝となるので、先に挙げた０≦｜θL−θS｜＜θ１の場合の電圧指令と連続性があり、θL−θS＝θ２のときは実施の形態５と同じ電圧指令になる。
このように電圧指令を位相差に応じて切り換えを行うことにより実施の形態５より低い直流電圧のインバータで、実施の形態４より大きな位相差に対応できる。
When the phase difference (θL−θS) / 2 is constant, the voltage command for the v phase is (θL−120 ° − (θL−θS) / 2) and the amplitude is VLm × cos {30 ° + (θL− θS) / 2} −Vdc / 2 × sin [cos −1 [2 × VLm / Vdc × sin {30 ° + (θL−θS) / 2}]], where θL−θS = θ1 Has an amplitude of VLm / √3, and when θL−θS = θ2, the amplitude is VLm × cos {30 ° + (θL−θS) / 2}, so that 0 ≦ | θL−θS | <There is continuity with the voltage command in the case of θ1, and when θL−θS = θ2, the same voltage command as in the fifth embodiment is obtained.
Thus, by switching the voltage command according to the phase difference, an inverter having a DC voltage lower than that of the fifth embodiment can cope with a larger phase difference than that of the fourth embodiment.
このように、電圧指令を位相差に応じて切り換える実施の形態６の方式でインバータ制御を行うことにより、三相交流電源２１、負荷装置２２間に位相差が生じた場合でも直流電圧値から決定される位相差許容範囲で運転可能であり、三相４線式用にも容易に変更可能な無停電電源装置が得られる。 In this way, by performing inverter control by the method of the sixth embodiment that switches the voltage command according to the phase difference, even if a phase difference occurs between the three-phase AC power supply 21 and the load device 22, it is determined from the DC voltage value. Therefore, an uninterruptible power supply that can be operated within the allowable phase difference range and can be easily changed for a three-phase four-wire system is obtained.
この発明に係る電力変換装置は以上のように、上記平滑回路の直流電圧がより低い値で上記位相差Δθを吸収できるように、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記位相差Δθが所定値より小さい範囲では、上記各相第２異形線間電圧指令に基づき、上記位相差Δθが上記所定値以上の範囲では、上記各相第３異形線間電圧指令に基づき制御するようにしたので、生じ得る位相差において運転を可能にする直流電圧を一層低減することが出来る。As described above, the inverter control circuit includes the output terminal of each phase of the inverter circuit so that the DC voltage of the smoothing circuit can absorb the phase difference Δθ at a lower value as described above. In the range in which the phase difference Δθ is smaller than a predetermined value, the voltage output between the DC neutral point terminal and the phase difference Δθ is greater than or equal to the predetermined value based on each phase second deformed line voltage command. In the range, since the control is performed based on the voltage command between the third and third deformed lines of each phase, it is possible to further reduce the DC voltage that enables the operation with a possible phase difference.
また、上記三相交流電源および三相交流負荷のいずれかに接地相がある場合、上記直接接続する相を当該接地相としたので、各相電位の絶対値が決まり一層信頼性の高い運転が可能となる。In addition, when either of the three-phase AC power supply and the three-phase AC load has a ground phase, the directly connected phase is the ground phase, so that the absolute value of each phase potential is determined and a more reliable operation is performed. It becomes possible.
２１ 三相交流電源、２２ 負荷装置、２３ コンバータ回路、
２６ インバータ回路、２９ａ，２９ｂ コンデンサ、３０ 蓄電池、
４０ａ，４０ｂ 電圧センサ、４２ スイッチ、４３ 渡り線、４４ 直流電圧中性線、
４７ インバータ制御回路、４９ａ，４９ｂ，４９ｃ コンバータ入力端子、
５０ａ，５０ｂ，５０ｃ インバータ入力端子、６８，８１ ＰＬＬ、
６９，８２ 瞬時値出力電圧指令作成回路。
21 three-phase AC power source, 22 load device, 23 converter circuit,
26 inverter circuit, 29a, 29b capacitor, 30 storage battery,
40a, 40b voltage sensor, 42 switch, 43 crossover wire, 44 DC voltage neutral wire,
47 inverter control circuit, 49a, 49b, 49c converter input terminal,
50a, 50b, 50c Inverter input terminal, 68, 81 PLL,
69, 82 Instantaneous value output voltage command generation circuit.
Claims (4)
上記インバータ回路の交流出力側の内、任意の相と上記コンバータ回路の交流入力側の内、上記任意の相と同一の相とを直接接続するようにし、
上記三相交流電源および三相交流負荷が三相３線式の場合、上記インバータ回路の３相交流出力端子の内、任意の相の特定出力端子と上記コンバータ回路の３相交流入力端子の内、上記特定出力端子と同相の特定入力端子とを直接接続し、
上記インバータ回路の出力端子と上記コンバータ回路の入力端子とを直接接続する相を接続相、他の２相を非接続２相としたとき、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記接続相は零に、上記非接続２相は上記接続相との間の線間電圧にする各相異形線間電圧指令に基づき制御し、
上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、相電圧波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第２異形線間電圧指令に基づき制御することを特徴とする電力変換装置。 A converter circuit connected to a three-phase AC power source and composed of a three-phase full-bridge arm composed of switching elements, which converts AC from the three-phase AC power source into DC, and is connected to a DC output terminal of the converter circuit. A smoothing circuit composed of a capacitor having a sex point and a DC terminal of the smoothing circuit, and a three-phase full bridge arm composed of switching elements, converts the direct current from the smoothing circuit into a three-phase alternating current. In a power converter comprising: an inverter circuit that outputs to a phase AC load; and an inverter control circuit that controls the output voltage of the inverter circuit using a voltage detection value of the three-phase AC power supply as a voltage command.
An arbitrary phase on the AC output side of the inverter circuit is directly connected to the same phase as the arbitrary phase on the AC input side of the converter circuit ,
When the three-phase AC power supply and the three-phase AC load are of a three-phase three-wire system, the specific output terminal of any phase and the three-phase AC input terminal of the converter circuit among the three-phase AC output terminals of the inverter circuit , Directly connect the specific output terminal and the specific input terminal in the same phase,
When the phase directly connecting the output terminal of the inverter circuit and the input terminal of the converter circuit is a connected phase, and the other two phases are unconnected two phases, the inverter control circuit outputs each phase of the inverter circuit. In accordance with each phase deformed line voltage command, the voltage output between the terminal and the DC neutral point terminal is set so that the connecting phase is zero and the non-connected two phases are line voltages between the connecting phases. Control based on
When the phase of the three-phase AC load is delayed by Δθ with respect to the phase of the three-phase AC power source, the inverter control circuit outputs between the output terminal of each phase of the inverter circuit and the DC neutral point terminal. From the phase that is common to each phase and has a phase voltage peak value and is obtained by inverting the combined phase of the line voltages of the two unconnected phases (Δθ / 2) A power conversion device that performs control based on a voltage command of each phase second deformed line on which the voltage component of the advanced phase is superimposed .
上記インバータ回路の交流出力側の内、任意の相と上記コンバータ回路の交流入力側の内、上記任意の相と同一の相とを直接接続するようにし、
上記三相交流電源および三相交流負荷が三相３線式の場合、上記インバータ回路の３相交流出力端子の内、任意の相の特定出力端子と上記コンバータ回路の３相交流入力端子の内、上記特定出力端子と同相の特定入力端子とを直接接続し、
上記インバータ回路の出力端子と上記コンバータ回路の入力端子とを直接接続する相を接続相、他の２相を非接続２相としたとき、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記接続相は零に、上記非接続２相は上記接続相との間の線間電圧にする各相異形線間電圧指令に基づき制御し、
上記三相交流電源の位相に対し上記三相交流負荷の位相がΔθ遅れた場合、上記インバータ制御回路は、上記インバータ回路の各相の出力端子と上記直流中性点端子との間に出力する電圧を、上記各相異形線間電圧指令に、上記各相共通であって、線間電圧波高値×ｃｏｓ（（Δθ／２）＋３０゜）の波高値を有し上記非接続２相の線間電圧の合成位相を反転した位相から（Δθ／２）進めた位相の電圧成分を重畳した各相第３異形線間電圧指令に基づき制御することを特徴とする電力変換装置。 A converter circuit connected to a three-phase AC power source and composed of a three-phase full-bridge arm composed of switching elements, which converts AC from the three-phase AC power source into DC, and is connected to a DC output terminal of the converter circuit. A smoothing circuit composed of a capacitor having a sex point and a DC terminal of the smoothing circuit, and a three-phase full bridge arm composed of switching elements, converts the direct current from the smoothing circuit into a three-phase alternating current. In a power converter comprising: an inverter circuit that outputs to a phase AC load; and an inverter control circuit that controls the output voltage of the inverter circuit using a voltage detection value of the three-phase AC power supply as a voltage command.
An arbitrary phase on the AC output side of the inverter circuit is directly connected to the same phase as the arbitrary phase on the AC input side of the converter circuit,
When the three-phase AC power supply and the three-phase AC load are of a three-phase three-wire system, the specific output terminal of any phase and the three-phase AC input terminal of the converter circuit among the three-phase AC output terminals of the inverter circuit , Directly connect the specific output terminal and the specific input terminal in the same phase,
When the phase directly connecting the output terminal of the inverter circuit and the input terminal of the converter circuit is a connected phase, and the other two phases are unconnected two phases, the inverter control circuit outputs each phase of the inverter circuit. In accordance with each phase deformed line voltage command, the voltage output between the terminal and the DC neutral point terminal is set so that the connecting phase is zero and the non-connected two phases are line voltages between the connecting phases. Control based on
When the phase of the three-phase AC load is delayed by Δθ with respect to the phase of the three-phase AC power source, the inverter control circuit outputs between the output terminal of each phase of the inverter circuit and the DC neutral point terminal. The voltage is common to each phase in each phase-shaped line voltage command and has a peak value of line voltage peak value × cos ((Δθ / 2) + 30 °), and the non-connected two-phase line A power converter characterized by performing control based on a voltage command of each phase third deformed line superimposed with a voltage component of a phase advanced by (Δθ / 2) from a phase obtained by inverting the composite phase of the inter-voltage .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004063931A JP4588337B2 (en) | 2004-03-08 | 2004-03-08 | Power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004063931A JP4588337B2 (en) | 2004-03-08 | 2004-03-08 | Power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005253262A JP2005253262A (en) | 2005-09-15 |
| JP4588337B2 true JP4588337B2 (en) | 2010-12-01 |
Family
ID=35033210
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004063931A Expired - Fee Related JP4588337B2 (en) | 2004-03-08 | 2004-03-08 | Power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4588337B2 (en) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5040287B2 (en) * | 2006-02-24 | 2012-10-03 | 富士電機株式会社 | Three-phase AC-AC converter |
| KR101158455B1 (en) * | 2009-03-05 | 2012-06-19 | 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 | Uninterruptible power supply apparatus |
| KR100964599B1 (en) * | 2009-11-30 | 2010-06-21 | 주하(주) | Uninterrupted power supply system and uninterupted power supply device |
| JP5465652B2 (en) * | 2010-12-03 | 2014-04-09 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Uninterruptible power system |
| CN102545646B (en) * | 2012-01-18 | 2014-06-04 | 华北电力大学 | Abnormal voltage ride-through power supply of frequency converter |
| JP5986005B2 (en) * | 2013-01-30 | 2016-09-06 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Uninterruptible power system |
| CN105409088A (en) * | 2013-06-13 | 2016-03-16 | 上海火亮新能源科技有限公司 | Battery energy storage system and controlling method |
| KR101627620B1 (en) * | 2015-12-03 | 2016-06-07 | 성신전기공업(주) | Uninterruptible Power Supply |
| US10910876B2 (en) * | 2016-09-30 | 2021-02-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Uninterruptible power supply device |
| JPWO2018087876A1 (en) * | 2016-11-11 | 2019-09-26 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Uninterruptible power system |
| KR102143363B1 (en) * | 2018-03-30 | 2020-08-11 | 성신전기공업(주) | Electrical energy storage system with 3 level interleaved charger-discharger |
| CN111342677A (en) * | 2018-12-18 | 2020-06-26 | 协欣电子工业股份有限公司 | Power converter |
| JP7030070B2 (en) * | 2019-01-04 | 2022-03-04 | 協欣電子工業股▲ふん▼有限公司 | Power converter |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3115143B2 (en) * | 1993-02-26 | 2000-12-04 | 株式会社東芝 | Uninterruptible power system |
| JP3301714B2 (en) * | 1997-04-18 | 2002-07-15 | 株式会社日立製作所 | Power converter and start-up method thereof |
-
2004
- 2004-03-08 JP JP2004063931A patent/JP4588337B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2005253262A (en) | 2005-09-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4588337B2 (en) | Power converter | |
| JP5877648B2 (en) | Distributed power system | |
| KR101460458B1 (en) | Matrix converter and method for controlling matrix converter | |
| KR101639192B1 (en) | Apparatus for compensating reactive power | |
| JP6615012B2 (en) | Reactive power compensator | |
| JP2012205325A5 (en) | ||
| TW201703390A (en) | Uninterruptible power supply device | |
| WO2020166065A1 (en) | Power conversion device, electric motor drive system, and control method | |
| JP3588932B2 (en) | Power converter, control method therefor, and uninterruptible power supply using this power converter | |
| JPH06261548A (en) | Unbalance compensator for three phase/two phase converter | |
| JP5048280B2 (en) | Inverter device | |
| JP2887013B2 (en) | Parallel operation control device for three-phase AC output converter | |
| JP5770610B2 (en) | Isolated operation detection device, grid-connected inverter system, and isolated operation detection method | |
| JP3315874B2 (en) | Power converter | |
| JP3363070B2 (en) | Power converter | |
| JP2006020409A (en) | Unbalance compensating apparatus and method, power supply circuit | |
| TW548886B (en) | Three-phase shunt type active power filter capable of operating in parallel | |
| JP5078144B2 (en) | Power conversion method and power conversion device | |
| JP2007329980A (en) | Controller of rectifier circuit | |
| JP7409470B1 (en) | cell multiplex inverter | |
| JPH07123726A (en) | Power converter | |
| JP3581528B2 (en) | Reactive power generation device and reactive power generation method | |
| JP3252634B2 (en) | Inverter circuit output voltage control method | |
| CN115513969B (en) | Low-capacitance cascaded H-bridge STATCOM and switch modulation and control method thereof | |
| CN112928777B (en) | Cascaded grid-connected inverter control method and device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20061205 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100114 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100302 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100415 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100907 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100908 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130917 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |