JP4558741B2 - 送信機 - Google Patents

Description

本発明は、移動体通信システム等に用いられる送信機に関し、特に、送信信号に発生するピーク電力を効果的に低減する送信機に関する。

例えば、符号分割多重アクセス通信（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式などを採用して無線通信を行う移動体通信システムの送信機では、送信対象となる信号（送信信号）をデジタル変調部により処理することが行われている。
第６図には、送信増幅器の構成例を示してある。
本例のデジタル変調部５１では、複数であるｎ個のキャリアの信号がベースバンドリミッタ（ＢＢリミッタ）６１に入力され、ＢＢリミッタ６１から出力されるそれぞれのキャリアの信号がそれぞれの帯域制限フィルタＦ１〜Ｆｎとアップフィルタ（Ｕｐフィルタ）Ｇ１〜Ｇｎとデジタル直交変調部Ｈ１〜Ｈｎを経由して加算器６２により加算され、当該加算結果が出力される。
デジタル変調部５１の後段に、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）コンバータ７１と、周波数変換部７２と、電力増幅器（ＰＡ：Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）７３が備えられており、加算器６２からの出力信号がこれらを経由して出力される。このようにして送信信号のピークファクタを小さくすることで、電力増幅器の増幅可能レベル範囲を圧縮し省電力化を図ると共に、プリディストーション方式の歪補償では歪の逆特性の再現を容易にしている。
また、各キャリア合成後の中間周波数信号（つまり、加算器１２の出力信号）に対し、ピークの周辺に窓関数を乗算してピークを抑圧するものが知られる（例えば特許文献２参照）。
特開２００４−１６６２４５号公報 特開２００５−２０５０５号公報

しかしながら、第６図に示されるような送信増幅器（送信機と増幅部との結合）では、入力信号に対して、ベースバンド帯でピーク電力を低減させることが行われるが、その後段に位置する帯域制限フィルタＦ１〜Ｆｎ等によって帯域制限（波形整形）が行われる際にピーク電力が復活してしまうといった不具合があった。
また特許文献２の技術では、送信信号中に複数のピークが互いに近い位置（近い時刻）に存在すると、一方のピークに起因して生成されるピーク抑圧係数と他方のピークに起因して生成されるピーク抑圧係数が重なって送信信号のレベルが過剰に低減されてしまい、送信しようとするベースバンドシンボルが本来の位置からずれてＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）が劣化するという問題があった。特にＣＤＭＡ方式を採用した信号送信では、ＰＣＤＥ（Ｐｅａｋ Ｃｏｄｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｒｒｏｒ）も劣化するという問題があった。
さらに、送信信号のレベルがピークの周辺で過剰に低減されて平均電力が小さくなる影響で、ピーク電力のみの抑圧により得られたＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）の低減効果が相殺されてしまい、電力増幅器の電力効率を効果的に上げられないといった問題があった。
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、送信信号のピークレベルの抑圧と帯域外漏洩電力の低減の双方を効果的に行う送信機を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明に係る送信機では、次のようにして、送信対象となる信号（送信信号）を処理する。
すなわち、ベースバンドリミッタ手段が、送信対象となる複数のキャリアのデジタル信号に対して、ベースバンド帯において、ピーク低減処理を施す。帯域制限フィルタ手段が、前記ベースバンドリミッタ手段によりピーク低減処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号に対して、帯域制限処理を施す。直交変調処理手段が、前記帯域制限フィルタ手段により帯域制限処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号に対して、直交変調処理を施す。加算手段が、前記直交変調処理手段により直交変調処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号を加算する。中間周波数リミッタ手段が、前記加算手段による加算結果の信号に対して、中間周波数帯において、ピーク低減処理を施す。
従って、ベースバンド帯においてピーク低減処理が施されるとともに、中間周波数帯においてピーク低減処理が施されるため、例えば、ベースバンド帯におけるピーク低減処理の後段で行われる帯域制限（波形生成）処理によりピークが復活してしまう場合においても、中間周波数帯において当該ピークを低減することができ、これにより、送信信号に発生するピークを効果的に低減することができ、通信品質を良好にすることができる。
ここで、送信対象となる信号としては、種々な信号が用いられてもよい。
また、複数のキャリアの数としては、種々な数が用いられてもよい。なお、本発明と同様な処理を用いて１つのキャリアで拡散符号多重された信号を処理する構成とすることも可能である。
また、ベースバンドリミッタ手段により行われるピーク低減処理や、帯域制限フィルタ手段により行われる帯域制限処理や、直交変調処理手段により行われる直交変調処理や、中間周波数リミッタ手段により行われるピーク低減処理としては、それぞれ、種々な態様の処理が行われてもよい。
また、直交変調の方式としては、種々な方式が用いられてもよく、例えば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の方式などを用いることができる。
また、帯域制限フィルタ手段や、直交変調処理手段は、例えば、それぞれのキャリア毎に備えられる。
また、例えば、帯域制限フィルタ手段と直交変調処理手段との間に、それぞれのキャリアのデジタル信号を所定のサンプリングレートにアップサンプルするアップサンプル手段が備えられてもよい。
本発明に係る送信機では、一構成例として、前記中間周波数リミッタ手段は、次のような処理を行う。
すなわち、ピーク検出手段が、入力信号のレベルのピークを検出する。ピーク関連値生成手段が、前記ピーク検出手段により検出されたピークのレベルと所定の閾値との差を当該ピークのレベルで除した値或いはその補正値を（ピーク関連値として）生成する。レベル低減係数生成手段が、前記ピーク関連値生成手段により生成された値と所定の窓関数に基づいて、レベル低減信号生成用の係数を生成する。レベル低減信号生成手段が、前記レベル低減係数生成手段により生成された係数と前記入力信号とを乗算した結果をレベル低減信号として生成する。レベル低減信号減算手段が、前記レベル低減信号生成手段により生成されたレベル低減信号を前記入力信号から減算して、当該減算結果を出力信号とする。
従って、窓掛け型の中間周波数リミッタ手段を用いて、ピークレベルの低減を効果的に行うことができる。
なお、リミッタの方式としては、レベル変動方式や、位相変動方式や、窓掛け方式などがあり、種々な方式が用いられてもよいが、例えば、Ｋａｉｓｅｒ窓を使用した窓掛け方式によるリミッタを中間周波数リミッタ手段として用いると、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）や隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ：Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）の特性を特に良好にすることが可能であることが実験により確認された。
ここで、信号のレベルとしては、例えば、電力や電圧などの種々なレベルが用いられてもよい。
また、信号のレベルのピークとしては、例えば、所定の範囲内で最もレベルが大きいところが用いられ、また、１つのピークのみが用いられてもよく、或いは、複数のピークが用いられてもよい。
また、所定の閾値としては、種々な値が用いられてもよい。
また、ピークのレベルと所定の閾値との差を当該ピークのレベルで除した値（ここで、元の値と言う）の補正値としては、例えば、当該元の値に所定の係数を乗算した結果値などを用いることができる。
本発明に係る送信機では、一例としてリミッタ手段に次のような手段を備える。
送信対象信号レベル閾値と送信対象信号のレベルを比較して、送信対象信号のピークを検出するピーク検出手段と、
前記送信対象信号レベル閾値と、前記ピーク検出手段で検出されたピークのレベルとの比に応じたピーク抑圧比を生成するピーク抑圧比生成手段と、
過去に生成したピーク抑圧係数が新しく生成するピーク抑圧係数に重なる度合いに応じて、ピーク抑圧比生成手段で生成したピーク抑圧比を補正するピーク抑圧比補正手段と、
前記ピーク抑圧比補正手段により補正された補正後ピーク抑圧比を所定の窓関数により重み付けした結果を前記ピーク抑圧係数として生成するピーク抑圧係数生成手段と、
前記ピーク抑圧係数生成手段により生成される１乃至複数のピーク抑圧係数により送信対象信号のレベルを抑圧する送信対象信号レベル抑圧手段（例えばリミッタ係数演算部３８と乗算器３９Ａ、３９Ｂ）と、
を備える。

第１図は、本発明の第１実施例に係る送信機の構成例を示す図である。
第２図は、窓掛け型のＩＦリミッタの構成例を示す図である。
第３図は、相補累積分布関数の一例を示す図である。
第４図は、本発明の第２実施例に係る送信増幅器の構成例を示す図である。
第５図は、窓掛け型のＩＦリミッタの構成例を示す図である。
第６図は、送信増幅器の構成例を示す図である。
第７図は、本発明の第３実施例に係る送信機の構成例を示す図である。
第８図は、第３実施例に係るピーク抑圧比補正部３６の一構成例である。
第９図は、第３実施例に係るピーク電力抑圧の様子を示す図である。
第１０図は、ピーク抑圧比を補正しなかった場合のピーク電力抑圧の様子を示す図である。
第１１図は、従来及び第３実施例に係る送信機から出力される信号の相補累積分布関数（ＣＣＤＦ）のシミュレーション結果の一例を示す図である。

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。

本発明の第１実施例を説明する。
第１図には、本発明の一実施例に係る送信機の構成例を示してある。
本例の送信機は、デジタル変調部１と、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）リミッタ２を有している。
デジタル変調部１は、入力側のベースバンド（ＢＢ：ＢａｓｅＢａｎｄ）リミッタ１１と、出力側の加算器１２を備えており、これらの間に複数であるｎ個のキャリアに対応してｎ個の信号処理経路を備えている。
それぞれの信号処理経路は、１個の帯域制限フィルタＡ１〜Ａｎと、１個のアップフィルタ（Ｕｐフィルタ）Ｂ１〜Ｂｎと、１個のデジタル直交変調部Ｃ１〜Ｃｎを備えている。
本例の送信機により行われる動作の一例を示す。
本例では、それぞれ異なる周波数ｆ１〜ｆｎを有するｎ個のキャリアに対応するベースバンド信号が、デジタル信号の形式で、送信対象となる信号（送信信号）として、ＢＢリミッタ１１にチップレートで入力される。
ＢＢリミッタ１１は、入力されるｎ個のキャリアのベースバンド信号に対して、突出したピーク電力を検出して低減させ、当該低減後のそれぞれのキャリアの信号をそれぞれに対応した信号処理経路の帯域制限フィルタＡ１〜Ａｎへ出力する。
それぞれの帯域制限フィルタＡ１〜Ａｎは、ＢＢリミッタ１１によりピーク低減が施されて入力される信号に対して、当該信号の占有帯域が予め設定された帯域に収まるように帯域制限を行い、当該帯域制限後の信号をそれぞれのＵｐフィルタＢ１〜Ｂｎへ出力する。
それぞれのＵｐフィルタＢ１〜Ｂｎは、それぞれの帯域制限フィルタＡ１〜Ａｎにより帯域制限が施されて入力される信号に対して、所定のサンプリングレートにアップサンプルする処理を行い、これにより得られる信号をそれぞれのデジタル直交変調部Ｃ１〜Ｃｎへ出力する。
それぞれのデジタル直交変調部Ｃ１〜Ｃｎは、それぞれのＵｐフィルタＢ１〜Ｂｎによってアップサンプルされて入力される信号を、各キャリア毎に、デジタル直交変調し、ＩＦ帯にそれぞれ変換された信号を加算器１２へ出力する。それぞれのＩＦとして、例えば１５．３６ＭＨｚ、２０．３６ＭＨｚ、２５．３６ＭＨｚ、３０．３６ＭＨｚを用いることができる。
加算器１２は、ｎ個の信号処理経路のデジタル直交変調部Ｃ１〜Ｃｎによりデジタル直交変調されて入力される各キャリアの信号を加算し、当該加算結果をＩＦリミッタ２へ出力する。
ＩＦリミッタ２は、デジタル変調部１の加算器１２から入力される信号に対して、設定された閾値を超えた（オーバーした）ピーク電力を検出して、検出したピーク電力を低減し、当該低減後の信号を出力する。
このように、本例の送信機では、送信信号を直交変調して、ＩＦ周波数帯へ持ち上げ、その後、全キャリア加算した信号をＩＦリミッタ２の回路に入力して、当該全キャリア加算した信号にリミッティングを施す。これらの処理は全て複素数（ＩＱ信号）で行われる。
次に、ＢＢリミッタ１１やＩＦリミッタ２として使用することが可能なリミッタの例として、（１）レベル変動方式のリミッタと、（２）位相変動方式のリミッタと、（３）窓掛け方式のリミッタについて説明する。
（１）レベル変動方式のリミッタでは、例えば、検出されたピークの電圧を単純に閾値のレベルにまで低減することが行われる。
（２）位相変動方式のリミッタでは、例えば、各キャリアの位相のみを変化させて、全キャリア加算後のレベルを低減することが行われる。この場合、各キャリア信号のレベルは不変である。位相変動方式は、マルチキャリア時にのみ適用が可能である。
（３）窓掛け方式のリミッタでは、例えば、検出されたピークに窓関数を乗算することが行われ、これにより、ピークとその周辺の窓幅に応じた数のサンプルデータが窓関数値に応じて低減される。窓関数としては、ｃｏｓ窓や、Ｇａｕｓｉａｎ窓や、Ｋａｉｓｅｒ窓などがある。
次に、本例のＢＢリミッタ１１について説明する。
本例ではＢＢリミッタ１１として、レベル補正方式のリミッタが用いられている。
本例のＢＢリミッタ１１では、入力されるｎ個のキャリアのベースバンド信号について、ベースバンド信号の全キャリア分の電力和が所定の閾値を超えた場合には、当該電力和と当該閾値との比（閾値／電力和）に関する値を各ベースバンド信号にそれぞれ乗算して出力する処理をサンプル毎に行い、当該電力和のレベルを当該閾値まで落とす。
ここで、全キャリア分の電力和としては、例えば、各キャリアのＩ相とＱ相の電圧値の２乗値を全て加算したものであり、これを閾値電力と比較する。そして、ピーク電力と閾値電力との比（閾値／電力和）のスクウェアルートをとったもの（電圧領域に変換したもの）を各キャリア別にＩＱ信号のそれぞれに乗算する。簡易的には各キャリアのＩ相とＱ相の電圧値の絶対値を単に全加算し、全加算値と閾値電圧との比を用いてもよく、或いは特開２００１−２８５３７７に開示されるような精度の高い近似を用いても良い。
またはＢＢリミッタ１１として、特開２００３−４６４８０号公報に開示された方法を用いてもよい。
なお、ＢＢリミッタ１１におけるベースバンド信号は、１サンプル＝１チップである。
本実施例１では、２４倍オーバーサンプルのＩＦ信号が用いられ、ＵｐフィルタＢ１〜Ｂｎ以降は２４サンプル＝１チップの関係になる。
次に、本例のＩＦリミッタ２について説明する。
本例では、ＩＦリミッタ２として、窓掛け方式のリミッタが用いられている。
本例のＩＦリミッタ２は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）を用いて構成され、ピークの発生点を中心に窓関数を乗算する。
第２図には、窓掛け型のＩＦリミッタ２の構成例を示してある。
本例のＩＦリミッタ２は、遅延器２１と、遅延器２２と、電力算出部２３と、閾値部２４と、ピーク検出部２５と、最大値検出部２６と、減算器２７と、乗算器２８と、除算器２９と、複数個（本例では、４個）の窓関数テーブルＤ１〜Ｄ４と、複数個（本例では、４個）の乗算器Ｅ１〜Ｅ４と、加算器３０と、乗算器３１と、減算器３２と、選択回路３３と、乗算器３４と、スライスＩ１〜Ｉ３を備えている。
なお、第２図では、信号のビット（ｂｉｔ）の数を例示してあり、符号つきである旨の無いものは符号なしである。また、ビット数としてはＦＰＧＡにおけるビット数を用いている。また、これらのビット数は例示であるため、他の種々な態様が用いられてもよい。
また、各スライスＩ１、Ｉ２、Ｉ３は、信号の下位ビットを削除するなどして信号のビット数を削減する機能を有している。
本例のＩＦリミッタ２により行われる動作の一例を示す。
ＩＦリミッタ２への入力信号は、遅延器２１と、遅延器２２と、スライスＩ１を介して電力算出部２３に入力される。
遅延器２１は、ＩＦリミッタ２への入力信号を遅延させて減算器３２へ出力する。これにより、減算器３２による減算について、タイミングが調整される。
遅延器２２は、ＩＦリミッタ２への入力信号を遅延させて乗算器３１へ出力する。これにより、乗算器３１による乗算について、タイミングが調整される。
電力算出部２３は、ＩＦリミッタ２への入力信号の電力（ｐｏｗｅｒ）を算出して、当該算出結果をスライスＩ２を介してピーク検出部２５へ出力する。
閾値部２４は、信号の電力に関して所定の閾値（ｔｈｒｅｓｈ）を記憶しており、当該閾値をピーク検出部２５及び減算器２７へ出力する。
ピーク検出部２５は、電力算出部２３から入力される電力の算出結果が、閾値部２４から入力される閾値を超える場合に、電力のピークが存在することを検出し、当該検出結果を最大値検出部２６へ出力する。
最大値検出部２６は、ピーク検出部２５から入力されるピークの検出結果に基づいて、ピーク検出後に２５サンプル内で検出されたピークの最大値を検索して検出し、当該検出結果を減算器２７及び除算器２９へ出力する。
減算器２７は、最大値検出部２６から入力される最大値（ｐｏｗｅｒ）から、閾値部２４から入力される閾値（ｔｈｒｅｓｈ）を減算して、当該減算結果（ｐｏｗｅｒ−ｔｈｒｅｓｈ）を乗算器２８へ出力する。
乗算器２８は、減算器２７から入力される減算結果に対して所定の係数ａを乗算して、当該乗算結果を除算器２９へ出力する。本来は、（ｔｈｒｅｓｈ／ｐｏｗｅｒ）の平方根を１から減じた値を乗算器Ｅ１〜Ｅ４に与える必要があるが、本例では［数１］に示す近似により平方根の演算を省き、その代わりにこの係数ａを乗算して補正する構成としている。

なお、係数ａは、０．５から１の範囲の実定数で、例えば、（１／１．５）のときに良い近似となる。実際には後の除算結果が整数となるように１０２４／１．５を用いる。
除算器２９は、乗算器２８から入力される乗算結果（ｐｏｗｅｒ−ｔｈｒｅｓｈに係数を乗算したもの）を、最大値検出部２６から入力される最大値（ｐｏｗｅｒ）で除算して、当該除算結果（ピーク関連値）を選択回路３３へ出力する。
選択回路３３は、除算器２９から入力される除算結果を、４個の乗算器Ｅ１〜Ｅ４から巡回的に選択された１個の乗算器へ、持続的に出力する。
それぞれの窓関数テーブルＤ１〜Ｄ４は、例えば、同じ内容の１０１サンプルのＫａｉｓｅｒ型の窓関数のテーブルを有しており、その値をそれぞれの乗算器Ｅ１〜Ｅ４へ出力する。
それぞれの乗算器Ｅ１〜Ｅ４は、選択回路３３から新しい除算結果が入力される都度、その除算結果とそれぞれの窓関数テーブルＤ１〜Ｄ４から入力される値とを乗算して、当該乗算結果をスライスＩ３を介して加算器３０へ出力する。
加算器３０は、４個の乗算器Ｅ１〜Ｅ４から入力される値を加算して、当該加算結果（レベル低減信号生成用の係数）を乗算器３１へ出力する。
乗算器３１は、遅延器２２から入力される信号と、加算器３０から入力される加算結果とを乗算して、当該乗算結果（レベル低減信号）を乗算器３４へ出力する。
乗算器３４は、乗算器３１からの入力に対して係数（本例では、窓関数テーブルＤ１〜Ｄ４の信号幅に対応する｛１／（１０２４×６４）｝）を乗算して、当該乗算結果を減算器３２へ出力する。乗算器３４はスライス手段でもよい。
減算器３２は、遅延器２１から入力される信号から、乗算器３１から入力される信号を減算して、当該減算結果の信号をＩＦリミッタ２からの出力信号として出力する。
このように、本例のＩＦリミッタ２では、概略的には、ピーク電力と閾値電力との差、つまり閾値を超えた（オーバーした）分の電力量を検出して、当該電力量或いはその補正値を本線系信号から減算する。なお、本例では、ＩＱ別に減算しているため、減算は正確には電圧量で行われる。或いは別の例として、ピーク電力と閾値電力との比の平方根に応じた大きさの窓関数を直接本線系信号に乗算してもよいが、その場合平方根の演算を省略できない。
また、本例のＩＦリミッタ２では、ピーク検出のための分岐回路において演算による遅延が発生するため、その分岐回路で求めたピーク低減量を主経路の信号に加算或いは減算（本例では、減算）する際に、主経路に遅延を発生させている。
ここで、本例の窓掛け型のＩＦリミッタ２では、最大値検索のためのサンプル数や、窓幅や、窓関数値（窓関数タイプ）や、リミッタ閾値や、ピーク低減量の微調整を行うための最適化係数に関して、それぞれのパラメータの値が固定値としてＦＰＧＡに設定される。そして、これらのパラメータの値を調整して、最も良好なリミッタ特性が得られる値の組み合わせを見つけて決定するのが好ましい。
例えば、ある条件で行ったシミュレーションでは、最大値検索のためのサンプル数を２０としたときに、ＡＣＬＲとして−５９．８ｄＢ、ＰｋＣＤＥ（Ｐｅａｋ Ｃｏｄｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｒｒｏｒ）として−４０．３ｄＢ、ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）として９．４パーセント（％）が得られ、最大値検索のためのサンプル数を２５としたときに、ＡＣＬＲとして−６０．０ｄＢ、ＰｋＣＤＥとして−３９．８ｄＢ、ＥＶＭとして９．５パーセント（％）が得られ、ほぼ同等の性能となった。これは、最大値検索サンプル数の最適値が、２０から２５の付近（時間では、約０．８〜１チップの間の付近）にあること、或いは窓幅に対して約１／４から１／５の付近にあることを示している。
また、本例の最大値検出部２６では、パラメータである最大値検索のためのサンプル数として２５サンプルが設定されており、例えば、最初にピークが検出されてから最大値検索サンプル数（本例では、２５サンプルであり約１チップに相当）内で最大値を取るピークを見つける。このため、最大値＝ピークとなる。
なお、最大値検出部２６を設けた理由としては、例えば、ピークは常に１サンプル単独で出てくるとは限らない点がある。通常、オーバサンプリング比が大きくなるほど、数サンプル連続してピークとして検出される頻度が大きくなる。これらの全てに窓掛けを行うと、必要以上にピーク低減を行ってしまい、信号品質の劣化につながる。このため、最も大きいピークに窓掛けを行ってピーク低減をすることにより、近くの多少小さいピークについても同時に低減される。
また、最大値検出部２６を設けた理由としては、例えば、連続ピークの全てに窓掛けすると、ＦＰＧＡの処理負担が大きくなる点がある。
また、本例では、例えば、窓幅が１０１サンプル（約４チップに相当）である場合に、当該１０１サンプル内に複数の窓掛け対象となるピークがあるときに、並列処理をすることが可能なように、複数の窓関数テーブル（窓用のメモリテーブル）Ｄ１〜Ｄ４及び複数の乗算器Ｅ１〜Ｅ４を備えており、本例では、最大値検索サンプル数が２５サンプルであることから、４個の窓関数テーブルＤ１〜Ｄ４及び４個の乗算器Ｅ１〜Ｅ４を備えている。
なお、窓関数テーブルや窓関数値を乗算するための乗算器の数としては、種々な数が用いられてもよい。
次に、本例の送信機により得られる具体的な効果の一例を示す。
本例では、ＩＦリミッタ２を帯域制限フィルタＡ１〜Ａｎによる帯域制限の後（及び、デジタル直交変調の後）に設けて用いることにより、設定した閾値までピーク電力を低減することができる。
第３図には、（ａ）例えば第６図に示されるようにリミッタとしてＢＢリミッタ６１のみを使用した場合である“従来技術”と、（ｂ）例えば第１図に示されるようにリミッタとしてＢＢリミッタ１１とＩＦリミッタ２を併用した場合である“本発明”に関して、相補累積分布関数（ＣＣＤＦ：Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｃｕｍｕｌａｔｉｖｅ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）の一例を示してある。第３図のグラフでは、横軸はピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）［ｄＢ］を示しており、縦軸はピーク電力発生確率を示している。
ここで、ＩＦリミッタ２においてピーク電力を判断するための閾値としては、ＰＡＰＲが７．３［ｄＢ］であるレベルに設定した。
ＩＦリミッタ２によるリミッティングをかけない場合におけるＣＣＤＦ曲線（（ａ）“従来技術”）では、ピーク発生確率が０．０００１［％］であるときにおけるＰＡＰＲは９．８［ｄＢ］であるのに対して、ＩＦリミッタ２によるリミッティングをかけた場合におけるＣＣＤＦ曲線（（ｂ）“本発明”）では、ピーク発生確率が０．０００１［％］であるときにおけるＰＡＰＲは７．３［ｄＢ］となり、閾値レベルまでピークが低減されている。
このように、ＩＦ周波数帯でリミッタをかけることにより、ＰＡＰＲの大幅な低減が可能となる。
以上のように、本例の送信機では、１又は複数の通信チャネルの送信を行うに際して、入力信号に対してｍ個（ｍは１以上の自然数であり、キャリアの数を表す）のデジタル変調機能を有するデジタル変調部１と、デジタル変調部１からの出力（送信信号）に対して突出したピーク電力を検出して低減させるピーク電力抑圧機能を有するＩＦリミッタ２を備えた。
従って、本例の送信機では、ベースバンド帯におけるピークリミッタ（本例では、ＢＢリミッタ１１）の後段に設けられた帯域制限フィルタＡ１〜Ａｎによる帯域制限で復活したピークを、ＩＦ帯におけるピークリミッタ（本例では、ＩＦリミッタ２）で抑圧することができ、これにより、出力信号におけるピークの再現を無くして、より大きなＰＡＰＲ低減効果を得ることができる。
ここで、本例の送信機では、例えば、ＢＢリミッタ１１やＩＦリミッタ２について、リミッタの内部の構成や、リミッタによりピーク電力を抑圧する方式や、ベースバンド帯に設けるリミッタの数や、ＩＦ帯に設けるリミッタの数や、ＢＢリミッタとＩＦリミッタとの組み合わせの仕方などとしては、種々な態様が用いられてもよい。例えばリミッタはＩＱ信号で処理する物に限らず、デジタル直交変調部Ｃ１〜Ｃｎ以降を実数信号で処理してもよい。
また、本例のようにＢＢリミッタ１１とＩＦリミッタ２との両方を設けることで大きなリミッティング効果を得ることができるが、例えば、ＩＦリミッタを設けることにより、ＢＢリミッタが設けられなくとも、ＩＦリミッタによる効果を得ることが可能である。
なお、本例の送信機では、ＢＢリミッタ１１の機能によりベースバンドリミッタ手段が構成されており、各キャリア毎に設けられたｎ個の帯域制限フィルタＡ１〜Ａｎの機能により帯域制限フィルタ手段が構成されており、各キャリア毎に設けられたｎ個のＵｐフィルタＢ１〜Ｂｎの機能によりアップサンプル手段が構成されており、各キャリア毎に設けられたｎ個のデジタル直交変調部Ｃ１〜Ｃｎの機能により直交変調処理手段が構成されており、加算器１２の機能により加算手段が構成されており、ＩＦリミッタ２の機能により中間周波数リミッタ手段が構成されている。
また、本例のＩＦリミッタ２では、電力算出部２３や閾値部２４やピーク検出部２５や最大値検出部２６によりピーク（本例では、所定の範囲内の最大値）を検出する機能によりピーク検出手段が構成されており、減算器２７や乗算器２８や除算器２９により所定のピークに関連する値（ピーク関連値）を算出して生成する機能によりピーク関連値生成手段が構成されており、窓関数テーブルＤ１〜Ｄ４や乗算器Ｅ１〜Ｅ４や加算器３０によりレベル低減信号生成用の係数を算出して生成する機能によりレベル低減係数生成手段が構成されており、遅延器２２や乗算器３１によりレベル低減信号を算出して生成する機能によりレベル低減信号生成手段が構成されており、遅延器２１や減算器３２により入力信号からレベル低減信号を減算して出力信号を生成する機能によりレベル低減信号減算手段が構成されている。

本発明の第２実施例を説明する。
第４図には、本発明の一実施例に係る送信増幅器の構成例を示してある。
本例の送信増幅器は、第１図に示されるのと同様なデジタル変調部１及びＩＦリミッタ２から成る送信機の構成を備えており、ＩＦリミッタ２の後段に、ＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）部４４と、Ｄ／Ａコンバータ４１と、周波数変換部４２と、電力増幅器（ＰＡ）４３が備えられている。
なお本例では、デジタル変調部１及びＩＦリミッタ２から成る送信機の構成部分は第１図と同様であるため、同一の符号を用いてその説明を省略する。
本例の送信増幅器により行われる動作の一例を示す。
ＤＰＤ部４４は、デジタル変調部１及びＩＦリミッタ２により処理されてＩＦリミッタ２から出力されるＩＦ信号を入力し、電力増幅器４３で発生する歪の逆特性を与えて、Ｄ／Ａコンバータ４１へ出力する。Ｄ／Ａコンバータ４１は、ＤＰＤ部４４から出力されるデジタル信号を入力し、当該入力信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換して、周波数変換部４２へ出力する。
周波数変換部４２は、Ｄ／Ａコンバータ４１から入力されるアナログ信号を、例えばアナログ直交変調器を用いてＩＦ帯の複素信号から無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号へ変換して電力増幅器４３へ出力する。
電力増幅器４３は、周波数変換部４２から入力されるＲＦ帯の信号を増幅して出力する。当該増幅信号は、アンテナ（図示せず）から無線により送信される。
以上のように、本例の送信増幅器では、第１図に示されるような送信機を、電力増幅器４３を有する装置に搭載した構成を有しており、これにより、当該送信機と同様に、送信信号に発生するピーク電力を低減して、送信信号の品質を向上させることができる。
第５図は、本例に係るＩＦリミッタ２の構成例として、第２図に示されるものとは異なる部分の構成例を主に示してある。
第５図に示されるＩＦリミッタ２の構成は、実装により適するように、窓関数テーブルのサイズを１／４に節約したものである。
具体的には、第２図に示される選択回路３３、窓関数テーブルＤ１〜Ｄ４、乗算器Ｅ１〜Ｅ４の部分の代わりに、４個のレジスタＪ１〜Ｊ４、４個のカウンタＫ１〜Ｋ４、窓関数テーブルを構成する４個のテーブルＬ１〜Ｌ４、４個の乗算器Ｍ１〜Ｍ４が備えられている。
本例では、最大ピークの検出は２６サンプル以上の間隔を開けて行う。このため、１０１（或いは、１００）サンプルからなる１つの窓関数を２５サンプルずつ４分割して４個のテーブルＬ１〜Ｌ４にそれぞれ格納することにより、１個の窓関数テーブルへのアクセスが重なることなく、４個の窓関数に並列アクセス可能となる。
レジスタＪ１〜Ｊ４は、クロック信号ＣＬＫが入力されたときにデータを記憶する１０ビット幅のレジスタである。レジスタＪ１では、最大値検出部２６が最大値を判定し（ピーク検出から２５サンプル後）、更にピーク検出から最大値までの時間（２７から２９までの演算時間の方が長いときはその時間）が経過したタイミングでクロック信号ＣＬＫが入力され、最大値に対応する除算器出力（除算器２９からの出力）を記憶する。
カウンタＫ１〜Ｋ４は、スタート（ｓｔａｒｔ）パルスが入力された時点から、サンプルレートでカウントを開始し、カウント値が２５（又は２４）に達するとキャリー（ｃａｒｒｙ）パルスを出力してカウントを停止する２５進カウンタである。
本例のレジスタＪ１〜Ｊ４、カウンタＫ１〜Ｋ４、テーブルＬ１〜Ｌ４、乗算器Ｍ１〜Ｍ４により行われる動作の一例を示す。
レジスタＪ１のクロック信号ＣＬＫとカウンタＫ１のスタートパルスとして、最大値検出部２６により最大値を検出したタイミングの信号が用いられる。
レジスタＪ１は、クロック信号ＣＬＫに応じて、除算器２９からの出力を記憶し、当該記憶情報は後続するレジスタＪ２、レジスタＪ３、レジスタＪ４の順に伝送されていく。また、レジスタＪ１からの出力は乗算器Ｍ１に入力される。
カウンタＫ１は、スタートパルスの入力に応じてカウントを開始してカウント値が２５になったときにキャリーパルスをレジスタＪ２のクロック信号ＣＬＫ及びカウンタＫ２のスタートパルスとして出力する。また、カウンタＫ１は、カウント値をテーブルＬ１へ出力する。
テーブルＬ１は、カウンタＫ１からの入力に応じてテーブル値を乗算器Ｍ１へ順次出力する。
乗算器Ｍ１は、レジスタＪ１からの入力とテーブルＬ１からの入力を乗算して、当該乗算結果をスライスＩ３を介して加算器３０へ出力する。
また、２段目以降のレジスタＪ２〜Ｊ４、カウンタＫ２〜Ｋ４、テーブルＬ２〜Ｌ４、乗算器Ｍ２〜Ｍ４についても、上記した１段目と同様な処理が行われる。なお、本例では、４段目のカウンタＫ４については、次段のレジスタやカウンタが無いため、これらへの出力は無い。
このような構成では、除算器２９からの出力に対して、初めの２５カウントでは１段目のテーブルＬ１に記憶されたテーブル値が順次乗算され、次の２５カウントでは２段目のテーブルＬ２に記憶されたテーブル値が順次乗算され、次の２５カウントでは３段目のテーブルＬ３に記憶されたテーブル値が順次乗算され、次の２５カウントでは４段目のテーブルＬ４に記憶されたテーブル値が順次乗算され、これらがスライスＩ３及び加算器３０を介して出力されることにより、除算器２９からの出力と４個のテーブルＬ１〜Ｌ４のテーブル値とが順番に乗算されたものが得られる。つまり、４個のテーブルＬ１〜Ｌ４のテーブル値をまとめて１個の窓関数テーブルに記憶した場合と同様な結果を得ることができる。

本実施例は、ＣＤＭＡ方式を採用する無線通信システムの基地局装置などに設けられる送信機に本発明を適用したものである。このような送信装置では、一般に、増幅器により大電力の信号増幅を行う。なお、ピークレベルの抑圧量が制限される場合もあり得るが、例えば、ＯＦＤＭなどの変調方式に本発明を適用することも可能である。
本実施例は、過去に生成したピーク抑圧係数との重なりの度合いに応じて新しく生成するピーク抑圧係数を小さくする用にした点で、実施例１や２と異なる。
第７図は、本例の送信機の構成例を示す図である。
本例の送信機には、複数であるｎ個のキャリアＡ〜Ｎに対応して、ｎ個の符号多重信号生成部５Ａ〜５Ｎが接続されている。
本例の送信機には、デジタル変調部１と、ピーク電力抑圧部２’と、Ｄ／Ａコンバータ４１Ａ，４１Ｂと、周波数変換部４２が備えられている。
デジタル変調部１には、ｎ個のキャリアＡ〜Ｎに対応してｎ個の波形整形フィルタ１３Ａ〜１３Ｎとｎ個のデジタル直交変調部１４Ａ〜１４Ｎが備えられており、Ｉ相の成分（Ｉ成分）及びＱ相の成分（Ｑ成分）に対応して２個の加算器１２Ａ、１２Ｂが備えられている。
なお、波形整形フィルタ１３Ａ〜１３Ｎは実施例１の帯域制限フィルタＡ１〜ＡｎとＵｐフィルタＢ１〜Ｂｎの結合に対応し、デジタル直交変調部１４Ａ〜１４Ｎは実施例１のデジタル直交変調部Ｃ１〜Ｃｎと等価であり、加算器１２Ａと１２Ｂの結合は実施例１の加算器１２と同一である。
ピーク電力抑圧部２’には、電力算出部２３と、閾値部２４’と、ピーク検出部２５’と、ピーク抑圧比演算部３５と、ピーク抑圧比補正部３６と、リミッタ係数演算部３８が備えられており、また、同時刻に独立して駆動できるｍ個のピーク抑圧係数生成部３７Ａ〜３７Ｍが備えられており、また、Ｉ成分及びＱ成分に対応して２個の遅延部２１Ａ、２１Ｂと、２個の乗算器３９Ａ、３９Ｂが備えられている。
Ｄ／Ａコンバータ４１Ａと４１Ｂの結合は実施例２のＤ／Ａコンバータ４１と同一であり、周波数変換部４２も実施例２同様のアナログ直交変調器で構成される。
本例の送信機により行われる動作の一例を示す。
なお、ｔは信号のサンプリングの時刻を表す。
各波形整形フィルタ１３Ａ〜１３Ｎは、Ｉ成分及びＱ成分のそれぞれについて、各符号多重信号生成部５Ａ〜５Ｎにより拡散変調及び合成された各キャリアを入力し、当該入力信号の占有帯域が予め設定された値に収まるようにスペクトル整形を行い、当該スペクトル整形結果のＩ成分及びＱ成分を各デジタル直交変調部１４Ａ〜１４Ｎへ出力する。
各デジタル直交変調部１４Ａ〜１４Ｎは、各波形整形フィルタ１３Ａ〜１３Ｎから入力される各キャリア毎の信号をデジタル直交変調し、当該デジタル直交変調結果のＩ成分を一方の加算器１２Ａへ出力し、当該デジタル直交変調結果のＱ成分を他方の加算器１２Ｂへ出力する。
一方の加算器１２Ａは、Ｉ成分について、ｎ個のデジタル直交変調部１４Ａ〜１４Ｎから入力されるデジタル直交変調結果を加算（合成）し、当該加算結果の信号ｉ（ｔ）を電力算出部２３及び一方の遅延部２１Ａへ出力する。
他方の加算器１２Ｂは、Ｑ成分について、Ｎ個のデジタル直交変調部１４Ａ〜１４Ｎから入力されるデジタル直交変調結果を加算（合成）し、当該加算結果の信号ｑ（ｔ）を電力算出部２３及び他方の遅延部２１Ｂへ出力する。
電力算出部２３は、２個の加算器１２Ａ、１２Ｂから入力される加算結果信号のＩ成分ｉ（ｔ）及びＱ成分ｑ（ｔ）に基づいて、当該加算結果信号の瞬時電力Ｐ（ｔ）を算出し、当該算出結果を閾値部２４’及びピーク検出部２５’へ出力する。ここで、一例として、瞬時電力Ｐ（ｔ）は、［数２］のように表される。

閾値部２４’は、電力算出部２３より算出された瞬時電力Ｐ（ｔ）に基づいて、ピーク抑圧を行うための閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}を生成し、当該設定結果をピーク検出部２５’及びピーク抑圧比演算部３５へ出力する。ここで、一例として（平均電力＋６ｄＢ）を閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}として設定する場合、閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}は［数３］のように表される。なお、Ｔは平均化を行う信号の数を表しており、種々な数が用いられてもよい。

ピーク検出部２５’は、電力算出部２３から入力される瞬時電力Ｐ（ｔ）と、閾値部２４’から入力される閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}とを比較し、瞬時電力Ｐ（ｔ）が閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}を超える極大点を検出した場合は、当該極大点の極大点電力Ｐ_ｍａｘをピーク抑圧比演算部３５へ出力し、また、当該極大点の極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘをピーク抑圧比補正部３６とｍ個のピーク抑圧係数生成部３７Ａ〜３７Ｍへ出力する。
ピーク抑圧比演算部３５は閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}を超える極大点が検出された時に動作し、閾値部２４’から入力される閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}と、ピーク検出部２５’から入力される極大点電力Ｐ_ｍａｘに基づいて、所定のピーク抑圧比ｒを算出し、当該算出結果をピーク抑圧比補正部３６へ出力する。
ここで、一例として、ピーク抑圧比ｒは、［数４］のように表される。
なお、本例では、極大点電力Ｐ_ｍａｘや閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}が電力のディメンジョンで表されているため、電圧領域でピークレベルの抑圧を行うために平方根（ｓｑｒｔ）の演算を行っている。

ピーク抑圧比補正部３６は閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}を超える極大点が検出された時に動作し、ピーク検出部２５’から入力される極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘと、ピーク抑圧比演算部３５から入力されるピーク抑圧比ｒと、ピーク検出部２５’から過去に入力された単一または複数個の極大点サンプル時刻と、当該ピーク抑圧比補正部３６で過去に生成した単一または複数個の補正後ピーク抑圧比に基づいて、過去に生成した単一または複数個の極大点サンプル時刻を中心とした各ピーク抑圧係数の当該極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘにおける値をピーク抑圧比ｒから差し引いて補正後ピーク抑圧比Ｒを算出し、当該算出結果をｍ個のピーク抑圧係数生成部３７Ａ〜３７Ｍへ出力し、さらに、ｍ個のピーク抑圧係数生成部３７Ａ〜３７Ｍの中で動作を停止しているいずれか一つへスタート信号を出力する。
第８図には、過去に検出された最新の１個の極大点サンプル時刻ｔ’_ｍａｘと、過去に算出された最新の１個の補正後ピーク抑圧比Ｒ’に基づいたピーク抑圧比補正部３６の一構成例を示してある。
本例のピーク抑圧比補正部３６は、加算器３６１と、フリップフロップ（ＦＦ）３６２と、窓関数テーブル３６３と、乗算器３６４と、加算器３６５と、制御器３６６と、フリップフロップ３６７を備え、閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}を超える極大点が検出された時に動作する。
加算器３６１は、ピーク検出部２５’から入力される極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘから、フリップフロップ３６２から入力される過去の極大点サンプル時刻ｔ’_ｍａｘを減算して、隣接した２つの極大点サンプル時刻の差分Δｔを算出し、当該算出結果を窓関数テーブル３６３へ出力する。差分Δｔは、［数５］のように表される。

フリップフロップ３６２は、後述する制御器３６６から入力されるクロック信号に同期して、ピーク検出部２５’から入力される極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘを、過去に検出された最新の極大点サンプル時刻ｔ’_ｍａｘとして保持して、加算器３６１へ出力する。
窓関数テーブル３６３は、加算器３６１から入力される差分Δｔを参照アドレスとして、窓関数の中心からΔｔ離れたサンプル位置の窓関数値ｗ（Δｔ）を選択して、当該選択結果を乗算器３６４へ出力する。
一例としてハミング窓が用いられる場合は、窓関数値Ｗ（Δｔ）は［数６］のように表される。なお、Ｌはサンプル数であり、例えば２以上の２の倍数を表す。またΔｔは、０から（＋Ｌ／２）の区間で値を取る（［０≦Δｔ≦＋Ｌ／２］）。

乗算器３６４は、窓関数テーブル３６３から入力される窓関数値ｗ（Δｔ）と、フリップフロップ３６７から入力される過去の補正後ピーク抑圧比Ｒ’を乗算してピーク抑圧比補正値ｒ_ａｄｊを算出し、当該算出結果を加算器３６５へ出力する。つまり、ｒ_ａｄｊ＝Ｒ’×ｗ（Δｔ）と表される。
なお、ピーク抑圧比補正値ｒ_ａｄｊは、後述する極大点サンプル時刻ｔ’_ｍａｘを中心としたピーク抑圧係数の極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘにおけるピーク抑圧係数と同値である。
加算器３６５は、ピーク抑圧比演算部３５から入力されるピーク抑圧比ｒから、乗算器３６４から入力されるピーク抑圧比補正値ｒ_ａｄｊを減算して補正後ピーク抑圧比Ｒを算出し、当該算出結果を制御器３６６とフリップフロップ３６７へ出力する。補正後ピーク抑圧比Ｒは結局、［数７］のように表される。

制御器３６６は、加算器３６５から入力される補正後ピーク抑圧比Ｒの大きさを判定し、補正後ピーク抑圧比Ｒが正の値であればクロック信号をフリップフロップ３６２とフリップフロップ３６７へ出力し、補正後ピーク抑圧比Ｒをｍ個のピーク抑圧係数生成部３７Ａ〜３７Ｍへ出力し、さらに、ｍ個のピーク抑圧係数生成部３７Ａ〜３７Ｍの中で動作を停止しているいずれか一つへスタート信号ｓＡ〜ｓＭを出力する。
なお、補正後ピーク抑圧比Ｒが０または負の値の場合は、極大点サンプル時刻ｔ’_ｍａｘを中心としたピーク抑圧係数によって極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘの極大点電力Ｐ_ｍａｘが閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}以下に抑圧されるため、極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘを中心としたピーク抑圧係数を生成する必要がないことを意味する。
フリップフロップ３６７は、制御器３６６から入力されるクロック信号に同期して、加算器３６５から入力される補正後ピーク抑圧比Ｒを、過去に算出された最新の補正後ピーク抑圧比Ｒ’として保持して、乗算器３６４へ出力する。
このように、ピーク抑圧比補正部３６の一例では、極大点サンプル時刻ｔ’_ｍａｘを中心としたピーク抑圧係数の極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘにおけるピーク抑圧係数と、極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘを中心としたピーク抑圧係数の極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘにおけるピーク抑圧係数とを、後述するリミッタ係数演算部３８で合成してピーク抑圧係数を生成するので、当該ピーク抑圧係数が極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘの極大点電力Ｐ_ｍａｘを閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}に抑圧することができる。
ピーク抑圧係数生成部３７Ａ〜３７Ｍは、抑圧の対象となる最大でｍ個のピークに対応して各々独立して動作し、例えばピーク抑圧比補正部３６からスタート信号が入力されると、ピーク検出部２５’から入力される極大点サンプル時刻ｔ_ｍａｘと、ピーク抑圧比補正部３６から入力される補正後ピーク抑圧比Ｒとに基づいて、時刻（ｔ_ｍａｘ−Ｌ／２）から時刻（ｔ_ｍａｘ＋Ｌ／２）の区間において、補正後ピーク抑圧比Ｒに対して窓関数ｗ（ｔ）により重みを与え、当該重みを与えた結果を各々ピーク抑圧係数ｇ_Ａ（ｔ）〜ｇ_Ｍ（ｔ）としてピーク抑圧係数合成部（リミッタ係数演算部３８）へ出力する。
ここで、一例として、式６と同じハミング窓ｗ（ｔ）を用いたピーク抑圧係数ｇＡ（ｔ）は［数８］のように表される。

なお、ピーク抑圧係数ｇ_Ｂ（ｔ）〜ｇ_Ｍ（ｔ）も式８と同様に表される。
リミッタ係数演算部３８は、例えばピーク抑圧係数生成部３７Ａ〜３７Ｍから入力されるｍ個のピーク抑圧係数ｇ_Ａ（ｔ）〜ｇ_Ｍ（ｔ）を全加算し、さらに、１から当該全加算結果を減算してリミッタ係数ｌ（ｔ）を算出し、当該算出結果を乗算器３９Ａ、３９Ｂへ出力する。つまり、ｌ（ｔ）＝１−｛ｇ_Ａ（ｔ）＋ｇ_Ｂ（ｔ）＋…＋ｇ_Ｍ（ｔ）｝と表される。
各遅延部２１Ａ、２１Ｂは、Ｌ／２に対応する時間、若しくは電力算出部２３で瞬時電力Ｐ（ｔ）を算出する処理からリミッタ係数演算部３８でリミッタ係数を算出する処理までに要する時間の方が長いときはその時間、各加算器１２Ａ、１２Ｂから入力される加算結果信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）を遅延し、当該遅延調整した信号を各乗算器３９Ａ、３９Ｂへ出力する。
各乗算器３９Ａ、３９Ｂは、各遅延部２１Ａ、２１Ｂから入力される加算結果信号ｉ（ｔ）、ｑ（ｔ）とリミッタ係数演算部３８から入力されるリミッタ係数ｌ（ｔ）とを乗算して、これによりピーク及びその周辺の信号レベルを抑圧し、当該乗算結果ｉ’（ｔ）、ｑ’（ｔ）を各Ｄ／Ａ変換器４１Ａ、４１Ｂへ出力する。つまり、ｉ’（ｔ）＝ｌ（ｔ）×ｉ（ｔ）、ｑ’（ｔ）＝ｌ（ｔ）×ｑ（ｔ）と表される。
各Ｄ／Ａ変換器４１Ａ、４１Ｂは、各乗算器３９Ａ、３９Ｂから入力されるデジタル信号をアナログ信号へ変換し、当該Ｄ／Ａ変換結果を周波数変換部４２へ出力する。
周波数変換部４２は、２個のＤ／Ａ変換器４１Ａ、４１Ｂから入力されるＩ成分及びＱ成分からなるアナログ信号をアナログ直交変調して、これにより当該信号を無線周波数帯の信号へ変換して出力する。
第９図は、本例におけるピーク電力抑圧の様子を示す図であり、時刻（サンプリング時間ｔ）に対する瞬時電力Ｐ（ｔ）、閾値電力Ｐ_{ｔｈｒｅｓｈ}、リミッタ係数ｌ（ｔ）、及びピーク抑圧係数ｇ（ｔ）の一例を示してある。
同図に示されるように、ピークａとピークｂが同一の瞬時電力であるのに対して、ピークａから算出したピーク抑圧係数よりピークｂから算出したピーク抑圧係数が小さくなり、２つのピーク抑圧係数から算出したリミッタ係数によってピークｂの瞬時電力が閾値電力まで抑圧される。
第１０図には、第９図との比較のために、本例の送信機でピーク抑圧比を補正しなかった場合のピーク電力抑圧の様子を示す。これは、特許文献２が開示する送信機と事実上同等である。
第１０図に示されるように、比較例では、ピークａとピークｂが同一の瞬時電力であるのに対応して、ピークａから算出したピーク抑圧係数とピークｂから算出したピーク抑圧係数の大きさが同一であり、２つのピーク抑圧係数から算出したリミッタ係数によってピークａとピークｂの瞬時電力が閾値電力を大きく下回る値まで抑圧される。
第１１図は、１キャリア送信時において、Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式を採用した送信機から出力される信号の相補累積分布関数（ＣＣＤＦ）のシミュレーション結果の一例を示す図であり、（ａ）ピーク電力を抑圧する機能を有さない送信機に関する特性例と、（ｂ）特許文献２相当の比較例に係る送信機に関する特性例と、（ｃ）第１図に示されるような本実施例に係る送信機１に関する特性例を示してある。なお、第１１図のグラフの横軸はピーク電力を抑圧した後の平均電力を超えた分の電力［ｄＢ］を示しており、縦軸は累積的な確率［％］を示している。シミュレーション条件は（ａ）〜（ｃ）は全て同じで、同じ信号系列を用い、閾値電力として（平均電力＋７ｄＢ）の値を設定している。なお第１１図は、第３図と同じ条件とは限らない。
第１１図に示されるように、（ｂ）では、複数のピーク抑圧係数が重なるサンプル時刻において送信対象信号を過剰に低減して平均電力が小さくなる影響で、ピーク電力の低減結果が平均電力と比較して相対的に大きくなっている。また、ピーク抑圧係数が時間軸上で重なる場合に、重なりの度合いが大きいほどピーク電力が閾値電力を大きく下回る電力まで低減される影響でピーク電力の低減結果のばらつきが大きく、ＣＣＤＦが急峻に下がらない。
（ｃ）では、ピーク抑圧係数が重なることを考慮してリミッタ係数を算出しているため、設定した閾値電力通りほぼ一定の電力にピーク電力を低減している。
以上説明したように、本実施例３は、ピーク抑圧比生成手段が、送信対象となる信号のピークを低減するために、送信対象信号レベル閾値（送信対象となる信号のピークを判定するための送信対象信号レベル閾値）と送信対象となる信号のピークのレベルとの比に応じたピーク抑圧比を生成する。ピーク抑圧比補正手段が、過去に生成したピーク抑圧係数が新しく生成するピーク抑圧係数に重なる度合いに応じて、ピーク抑圧比生成手段で生成したピーク抑圧比を補正する。ピーク抑圧係数生成手段が、ピーク抑圧比補正手段により補正された補正後ピーク抑圧比を所定の窓関数により重み付けした結果をピーク抑圧係数として生成する。送信対象信号レベル抑圧手段が、ピーク抑圧係数生成手段により生成されるピーク抑圧係数により、送信対象となる信号のレベルを抑圧する。
これにより，新しく生成するピーク抑圧係数と過去に生成したピーク抑圧係数が時間軸上で重なる場合に，過去に生成したピーク抑圧係数との重なりの度合いに応じて新しく生成するピーク抑圧係数を小さくするので，重なった複数のピーク抑圧係数の総和が適正な値になり，送信対象となる信号のレベルが過剰に抑圧されなくなって，具体的にはＥＶＭ及びＰＣＤＥの劣化を抑えることが出来る。さらに，平均電力の低下が抑えられることによってＰＡＰＲが改善し，増幅器の効率を上げることができる。従って，従来と比べて，ピークレベルの抑圧を効果的に行うことができ，具体的には，ピークレベルの抑圧の帯域外漏洩電力の低減との両方の効果を得ることができる。
なお、本実施例はＢＢリミッタと一緒に用いられるものに限定されず、ＩＦリミッタへの適用に限定されるものでもない。また、キャリア数は複数に限らず１キャリアでも良い。
ここで、本発明に係る送信機や送信増幅器などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、例えば通信機や無線通信装置や無線通信システムなどのように、種々な装置やシステムとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係る送信機や送信増幅器などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

以上説明したように、本発明に係る送信機によると、送信対象となる複数のキャリアのデジタル信号に対してベースバンド帯においてピーク低減処理を施し、当該ピーク低減処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号に対して帯域制限処理を施し、当該帯城制限処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号に対して直交変調処理を施し、当該直交変調処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号を加算し、当該加算結果の信号に対して中間周波数帯においてピーク低減処理を施すようにしたため、例えば、ベースバンド帯におけるピーク低減処理の後段で行われる帯域制限により新たなピークが発生してしまう場合においても、中間周波数帯において当該ピークを低減することができ、これにより、送信信号に発生するピークを効果的に低減することができ、通信品質を良好にすることができる。

Claims (2)

1. 送信対象となる信号を処理する送信機において、
   送信対象となる複数のキャリアのデジタル信号に対してベースバンド帯においてピーク低減処理を施すベースバンドリミッタ手段と、
   前記ベースバンドリミッタ手段によりピーク低減処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号に対して帯域制限処理を施す帯域制限フィルタ手段と、
   前記帯域制限フィルタ手段により帯域制限処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号に対して直交変調処理を施す直交変調処理手段と、
   前記直交変調処理手段により直交変調処理が施されたそれぞれのキャリアのデジタル信号を加算する加算手段と、
   前記加算手段による加算結果の信号に対して中間周波数帯においてピーク低減処理を施す中間周波数リミッタ手段と、
   を備え、
   前記中間周波数リミッタ手段は、入力信号のレベルのピークを検出するピーク検出手段と、
   前記ピーク検出手段により検出されたピークのレベルと所定の閾値との差を当該ピークのレベルで除した値或いはその補正値を生成するピーク関連値生成手段と、
   前記ピーク関連値生成手段により生成された値と所定の窓関数に基づいてレベル低減信号生成用の係数を生成するレベル低減係数生成手段と、
   前記レベル低減係数生成手段により生成された係数と前記入力信号とを乗算した結果をレベル低減信号として生成するレベル低減信号生成手段と、
   前記レベル低減信号生成手段により生成されたレベル低減信号を前記入力信号から減算して当該減算結果を出力信号とするレベル低減信号減算手段と、を用いて構成された、
   ことを特徴とする送信機。
2. 送信対象となる信号を送信する送信機において、
   送信対象信号レベル閾値と送信対象信号のレベルを比較して、送信対象信号のピークを検出するピーク検出手段と、
   前記送信対象信号レベル閾値と、前記ピーク検出手段で検出されたピークのレベルとの比に応じたピーク抑圧比を生成するピーク抑圧比生成手段と、
   過去に生成したピーク抑圧係数が新しく生成するピーク抑圧係数に重なる度合いに応じて、ピーク抑圧比生成手段で生成したピーク抑圧比を補正するピーク抑圧比補正手段と、
   前記ピーク抑圧比補正手段により補正された補正後ピーク抑圧比を所定の窓関数により重み付けした結果を前記ピーク抑圧係数として生成するピーク抑圧係数生成手段と、
   前記ピーク抑圧係数生成手段により生成される１乃至複数のピーク抑圧係数により送信対象信号のレベルを抑圧する送信対象信号レベル抑圧手段と、
   を備えたことを特徴とする送信機。

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