JP4509731B2

JP4509731B2 - 車両用灯具の点灯制御回路

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Publication number: JP4509731B2
Application number: JP2004298867A
Authority: JP
Inventors: 昌康伊藤; 正吾杉森; 晃一磯部
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2004-10-13
Filing date: 2004-10-13
Publication date: 2010-07-21
Anticipated expiration: 2024-10-13
Also published as: JP2006114279A

Description

本発明は、車両用灯具の点灯制御回路に係り、特に、半導体発光素子で構成された半導体光源の点灯を制御するように構成された車両用灯具の点灯制御回路に関する。

従来、車両用灯具として、ＬＥＤ(ＬｉｇｈｔＥｍｉｔｔｉｎｇＤｉｏｄｅ）などの半導体発光素子を光源に用いたものが知られており、この種の車両用灯具には、ＬＥＤの点灯を制御するための点灯制御回路が実装されている。

点灯制御回路を構成するに際して、ＬＥＤに流すフォワード電流を制限し、ＬＥＤを安定した状態で点灯する方式の１つとして、半導体素子を用いた電流クランプ方式が採用されている。例えば、半導体素子としてＮＰＮトランジスタを用いた電流クランプ方式として、図４に示す回路が知られており（特許文献１参照）、半導体素子としてＮＭＯＳトランジスタを用いた電流クランプ方式として、図５に示すものがある。

前者のものは、誤差増幅器Ｃ０において、目標値と負荷電流とを比較し、その差を基にトランジスタＴｒａをオンオフ動作させるに際して、ＬＥＤブロックＤａに一定の負荷電流Ｉａが流入するように、すなわち、各ＬＥＤＤ１〜Ｄ４の負荷電流が一定電流となるように、トランジスタＴａを定電流制御することにより、各ＬＥＤの温度上昇が大きくなっても、ＬＥＤ光源からの出力光を、照度を変化させることなく、照射させることができるようになっている。

一方、後者のものは、図５に示すように、抵抗Ｒ０の両端電圧をオペアンプ５４の負入力にフィードバックし、オペアンプ５４において、オペアンプ５４の負入力にフィードバックされた検出電圧と、正入力の基準電圧とが等しくなるようにＮＭＯＳトランジスタ５２のオンオフ動作を制御し、ＬＥＤ５０に流れるフォワード電流を安定に制御することができるようになっている。

点灯制御回路に電流クランプ方式を採用すると、比較的安価な構成でもＬＥＤの電流を安定に制御することができる。しかし、電源電圧の変動などによっては半導体素子の損失が大きくなる。

例えば、後者の回路において、電源電圧＝１４Ｖ、逆接続保護用ダイオードＤ０のＶｆ＝０．７Ｖ、抵抗Ｒ０による検出電圧＝１．０Ｖ、２個のＬＥＤ５０のＶｆの合計＝６．０Ｖ、各ＬＥＤ５０に流れるフォワード電流＝０．５Ａとすると、（１４Ｖ−０．７Ｖ−１．０Ｖ−６．０Ｖ）×０．５Ａ＝３．１５Ｗの電力がトランジスタ５２の損失となる。そして電源電圧が１８Ｖに上昇したときには（１８Ｖ−７．７Ｖ）×０．５Ａ＝５．１５Ｗの電力がトランジスタ５２の損失となる。トランジスタ５２の損失により、トランジスタ５２のジャンクション温度が絶対最大定格温度を超えたときにはトランジスタ５２が破壊し、車両用灯具として保証することができなくなる。また、装置の環境温度（雰囲気）が高くなると、トランジスタ５２のジャンクション温度を最大定格温度以下に保つことができる損失は小さくなる。したがって、電源電圧の変動や環境温度の変化によっても、トランジスタ５２の発熱に伴う温度を最大定格温度以内に抑えるには、大きな放熱構造部品が必要となり、車両用灯具のコストアップやサイズアップを招くことになる。

そこで、電源電圧の上昇および環境温度の変化に伴うトランジスタ５２の発熱を抑制するために、電源電圧が上昇したとき、あるいは環境温度が上昇したときに、トランジスタ５２のフォワード電流を低減させるためのディレイティング方式を採用することも考えられる。つまり、電源電圧あるいは環境温度を監視して、電源電圧または環境温度が閾値よりも高くなったときには、電源電圧または環境温度の変化の度合いに比例してトランジスタ５２に流れるフォワード電流を低減させる。例えば、フォワード電流を低減させるに際しては、オペアンプ５４の正入力に印加される電圧を低くしたり、あるいはオペアンプ５４の負入力に印加される電圧を実際の電圧よりも高く設定したりすることで対応することができる。

特開２００２−３４３５８５号公報（第４頁、図３）

電源電圧が上昇したり、あるいは環境温度が上昇したりしたときに、トランジスタ５２のフォワード電流を低減させるディレイティング方式を単に採用しても、以下の事象を考慮すると十分ではない。すなわち、ＬＥＤ５０とトランジスタ５２などの半導体素子はそれぞれ別々の場所に配置され、ＬＥＤ５０と半導体素子間を２本の配線で接続するのが一般的である。つまり、ＬＥＤ５０は光学系を構成する場所に配置されるのに対して、半導体素子は光学系とは無関係な場所に設置される。

このため、ＬＥＤ５０と半導体素子とを接続する配線間が噛み込みや製造ミスなどでショートする事象が発生すると、半導体素子、例えば、トランジスタ５２のドレイン−ソース間に印加される電圧が、ＬＥＤ５０のフォワード電圧の和だけ上昇する。このような事象が生じると、電源電圧（入力電圧）が定格電圧であってもトランジスタ５２の損失が増大し、発熱に伴ってトランジスタ５２が故障に至ることがある。

また、配線間のショート以外でも、ＬＥＤ５０自身が短絡故障したときにも同様な事象が生じる。そこで、配線間のショートによる事象を考慮し、ディレイティングを早く開始させることも考えられるが、ディレイティングを早く開始させると、定常状態においてもＬＥＤ５０にフォワード電流を十分に供給できなくなる。

本発明は、前記従来技術の課題に鑑みて為されたものであり、その目的は、半導体光源に接続されたスイッチ素子の印加電圧が高くなってもスイッチ素子の損失を抑制することにある。

前記目的を達成するために、請求項１に係る車両用灯具の点灯制御回路においては、電源からの電流を半導体光源に供給する電流供給経路中に挿入されて前記半導体光源の電流をスイッチ動作に応じて制御するスイッチ素子と、前記電流供給経路中に挿入されて前記スイッチ素子の電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出出力と規定値とを比較し、前記検出出力と前記規定値とを同一にすべく前記スイッチ素子のスイッチ動作を制御する制御手段と、前記スイッチ素子の電極間の動作電圧が減流開始電圧を超えたときに前記スイッチ素子の電極間の動作電圧を前記電流検出手段の検出出力に反映させるフィードバック手段とを備え、前記制御手段は、前記スイッチ素子の電極間の動作電圧が前記減流開始電圧を超えるまでは、前記スイッチ素子に対して、前記スイッチ素子に規定電流を流すための制御を実行し、前記スイッチ素子の電極間の動作電圧が前記減流開始電圧を超えたときには、前記スイッチ素子に対して、前記スイッチ素子に規定電流より小さい電流を流すための制御を実行してなる構成とした。

（作用）半導体光源の電流を検出する電流検出手段の検出出力と規定値とを比較し、検出出力と規定値とを同一にすべくスイッチ素子のスイッチ動作を制御する過程で、スイッチ素子の電極間の動作電圧をフィードバック手段によって監視し、スイッチ素子の電極間の動作電圧が減流開始電圧を超えるまでは、スイッチ素子に対して半導体光源に規定電流を流すための制御を実行し、スイッチ素子の電極間の動作電圧が減流開始電圧を超えたときには、スイッチ素子に対して半導体光源の規定電流よりも小さい電流を流すための制御を実行するようにしたため、電源電圧の変動あるいはスイッチ素子と半導体光源とを結ぶ配線間のショートなどに伴ってスイッチ素子に印加される電圧が上昇しても、半導体光源に流れる電流を規定電流よりも小さい電流を流すディレイティングが開始され、スイッチ素子の損失を抑制することができ、結果としてスイッチ素子の発熱に伴う温度上昇を抑制し、スイッチ素子を保護することができる。

請求項２に係る車両用灯具の点灯制御回路においては、請求項１に記載の車両用灯具の点灯制御回路において、前記フィードバック手段は、前記スイッチ素子の電極間の動作電圧を分圧する分圧手段と、前記分圧手段の分圧により得られた分圧電圧が前記減流開始電圧を超えたときに前記分圧電圧を前記電流検出手段の検出出力に重畳させる重畳手段とを備え、前記分圧手段は、前記分圧電圧を環境温度の上昇に応じて高めてなる構成とした。

（作用）スイッチ素子の電極間の動作電圧が減流開始電圧を超えたときにスイッチ素子の電極間の動作電圧を電流検出手段の検出出力に反映させるに際して、スイッチ素子の電極間の動作電圧を分圧し、分圧によって得られた分圧電圧が減流開始電圧を超えたときに、分圧電圧を電流検出手段の検出出力に重畳させるとともに、分圧電圧を環境温度の上昇に応じて高めるようにしたため、環境温度の上昇に応じて半導体光源の電流を規定電流よりも小さくするディレイティングを開始することができ、つまり、環境温度の上昇に応じてディレイティングを早く開始することができ、スイッチ素子の発熱に伴う温度上昇を抑制することができる。

請求項３に係る点灯制御回路においては、請求項１または２に記載の車両用灯具の点灯制御回路において、前記フィードバック手段から電流検出手段の検出出力に反映される電圧のうち前記スイッチ素子の電極間の動作電圧の変化に伴う電圧または前記重畳手段の出力による電圧のうち前記分圧電圧の変化に伴う電圧を、前記スイッチ素子の損失を許容電力以下に規制するための制御線に沿うように低下させる電圧補正手段を備えてなる構成とした。

（作用）スイッチ素子の電極間の動作電圧が減流開始電圧を超えたときの電圧を電流検出手段の検出出力に直接重畳させるかまたは分圧手段の分圧によって得られた分圧電圧を電流検出手段の検出出力に重畳させるに際して、フィードバック手段から電流検出手段の検出出力に反映される電圧のうちスイッチ素子の電極間の動作電圧の変化、例えば、増加に伴う電圧または重畳手段の出力による電圧のうち分圧手段の分圧によって得られた分圧電圧の変化、例えば、増加に伴う電圧を、スイッチ素子の損失を許容電力以下に規制するための制御線に沿うように低下させるようにしたため、ディレイティングに伴うスイッチ素子の電流をスイッチ素子の損失を許容電力以下とする制御線（双曲線）に沿うように減少させることができ、スイッチ素子の発熱に伴う異常の発生を確実に防止することができる。

以上の説明から明らかなように、請求項１に係る車両用灯具の点灯制御回路によれば、スイッチ素子の印加電圧が高くなっても、スイッチ素子の損失を抑制することができるとともに、スイッチ素子の発熱に伴う温度上昇を抑制し、スイッチ素子を保護することができる。

請求項２によれば、環境温度が変化しても、スイッチ素子の発熱に伴う温度上昇を抑制することができる。

請求項３によれば、スイッチ素子の発熱に伴う異常の発生を確実に防止しながら、可能な限り電流を流すことができる。

次に、本発明の実施の形態を実施例にしたがって説明する。図１は、本発明の一実施例を示す車両用灯具の点灯制御回路の回路構成図、図２は、ドレイン−ソース間電圧とドレイン電流との関係を示す特性図、図３は、３本の制御線を双曲線に近似させるときの説明図である。

これらの図において、車両用灯具の点灯制御回路１０は、車両用灯具（発光装置）の一要素として、２個のＬＥＤ１２に対して、ＮＭＯＳトランジスタ１４、抵抗Ｒ１、オペアンプ１６、フィードバック回路１８を備えて構成されており、各ＬＥＤ１２は、半導体発光素子で構成された半導体光源として、互いに直列に接続されて、車載バッテリ（直流電源）２０からの電流を各ＬＥＤ１２に供給するための電流供給経路２２中に挿入されている。２個のＬＥＤ１２のうち上流側のＬＥＤ１２のアノード側は逆接続保護用ダイオードＤ１のカソード側に接続されており、ダイオードＤ１のアノード側は電源接続端子２４、スイッチ２６を介して車載バッテリ２０のプラス端子に接続されている。なお、ＬＥＤ１２としては、単一のＬＥＤ１２を用いることもできるとともに、３個以上のＬＥＤ１２を互いに直列に接続したもの、あるいは直列接続された複数個のＬＥＤを光源ブロックとし、光源ブロックを複数個並列接続したものを用いることもできる。また、各ＬＥＤ１２は、ヘッドランプ、ストップ＆テールランプ、フォグランプ、ターンシグナルランプなど各種車両用灯具の光源として構成することができる。

ＮＭＯＳトランジスタ１４は、抵抗Ｒ１とともに電流供給経路２２中に直列になって挿入されており、ＬＥＤ１２の電流をスイッチ動作（オンオフ動作）に応じて制御するスイッチ素子として構成されており、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン（ドレイン電極）とソース（ソース電極）はフィードバック回路１８に接続され、ゲート（ゲート電極）はオペアンプ１６に接続されている。

シャント抵抗Ｒ１は、各ＬＥＤ１２の電流、すなわち、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流（フォワード電流）を検出する電流検出手段として構成されており、抵抗Ｒ１の一端側は電源接続端子２８を介して車載バッテリ２０のマイナス端子に接続されている。

オペアンプ１６は、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流に応じて生じる抵抗Ｒ１両端の電圧ドロップ（検出電圧）を抵抗Ｒ２を介して負入力に取り込み、負入力の電圧と基準電源３０の出力による基準電圧（規定値）を正入力に取り込み、負入力の電圧と正入力の電圧とを同一にすべくＮＭＯＳトランジスタ１４のスイッチ動作（オンオフ動作）を制御する制御手段として構成されており、オペアンプ１６の負入力には、ＮＭＯＳトランジスタ１４の電極間（ドレイン電極・ソース電極間）の動作電圧（ドレイン−ソース間電圧）がＮＭＯＳトランジスタ１４の動作保証をするべく設定された減流開始電圧を超えたときに、動作電圧がフィードバック回路１８によって反映されるようになっている。

すなわち、オペアンプ１６は、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が減流開始電圧を超えるまでは、ＮＭＯＳトランジスタ１４に対して、ＬＥＤ１２に、例えば，図２に示す規定電流Ｉ０を流すための制御を実行し、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が減流開始電圧を超えたときには、ＮＭＯＳトランジスタ１４に対して、ＬＥＤ１２に規定電流Ｉ０よりも小さい電流を環境温度の変化に応じて流すための制御を実行するようになっている。

この際、本実施例においては、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が減流開始電圧を超えた否かをフィードバック回路１８で直接監視する代わりに、環境温度の変化を考慮してＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が減流開始電圧を超えた否かをフィードバック回路１８で判定するために、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧を分圧し、分圧によって得られた分圧電圧が減流開始電圧を超えたか否かを判定することとしている。

具体的には、フィードバック回路１８は、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、ダイオードＤ２、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２、サーミスタＴＨを備えて構成されている。

抵抗Ｒ７、Ｒ８、サーミスタＴＨは、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧（動作電圧）を分圧し、分圧によって得られた分圧電圧（抵抗Ｒ８両端の電圧）をツェナーダイオードＺ１、抵抗Ｒ６の両端に出力する分圧手段として構成されている。サーミスタＴＨは、環境温度の上昇に応じて抵抗値が順次小さくなる感温素子として構成されており、抵抗Ｒ７とサーミスタＴＨとの合成抵抗値は環境温度の上昇に伴って小さくなるため、ドレイン−ソース間電圧を分圧して得られた分圧電圧（抵抗Ｒ８両端の電圧）は、環境温度の上昇に応じて高くなる。

ツェナーダイオードＺ１、抵抗Ｒ３、Ｒ６は、ドレイン−ソース間電圧（動作電圧）を分圧して得られた分圧電圧（抵抗Ｒ８両端の電圧）が減流開始電圧を超えるか否かを判定し、分圧電圧が減流開始電圧を超えたときに、分圧電圧を、ツェナーダイオードＺ１、抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ３を介してオペアンプ１６の負入力に重畳させる重畳手段として構成されている。すなわち、ツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧は、減流を開始するか否かを判定するための減流開始電圧として設定されており、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が上昇し、分圧電圧（抵抗Ｒ８両端の電圧）がツェナー電圧＝減流開始電圧を超えたときには、ツェナーダイオードＺ１にツェナー電流が流れ、抵抗Ｒ６の両端の電圧が抵抗Ｒ３を介してオペアンプ１６の負入力に重畳され、負入力の電圧が上昇するようになっている。

オペアンプ１６の負入力の電圧が上昇すると、オペアンプ１６は、負入力と正入力の電圧を同一にすべくフォワード電流を規定電流Ｉ０よりも低減するための制御をＮＭＯＳトランジスタ１４に対して実行する。この場合、図２の双曲線Ｗ１〜Ｗ５で示すように、環境温度の上昇に伴ってサーミスタＴＨの抵抗値が低くなり、分圧電圧（抵抗Ｒ８両端の電圧）が高くなるため、環境温度が上昇するにしたがってＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流（フォワード電流）を減少させるディレイティングの開始電圧は順次低くなる。

また、サーミスタＴＨの抵抗値および抵抗Ｒ７、Ｒ８の抵抗値がオペアンプ１６の負入力に接続される抵抗Ｒ３の抵抗値に対して十分小さいときには、ドレイン−ソース間電圧の上昇に対するドレイン電流が直線的に低下するようになっている。また、ツェナーダイオードＺ１と直列に接続された抵抗Ｒ６は、ツェナーダイオードＺ１にリーク電流が流れたときに、このリーク電流がオペアンプ１６の負入力に影響するのを抑制するためのものである。

ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流（フォワード電流）を減少させるディレイティングを開始するときに、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流を直線的に低下させると、ドレイン電流が急激に下がり過ぎ、ＬＥＤ１２の点灯状態が急激に変化することなる。

そこで、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流を徐々に低下させるために、本実施例では、抵抗Ｒ６両端の電圧のうち分圧電圧の増加（変化）に伴う電圧を、ＮＭＯＳトランジスタ１４の損失を許容電力以下に規制するための制御線（双曲線）に沿うように低下させる電圧補正手段を設けることとしている。この電圧補正手段は、ディレイティングに伴う電流の低下曲線をＮＭＯＳトランジスタ１４の損失を示す双曲線（Ｗ＝電圧×電流）に近似させるために、抵抗Ｒ４とダイオードＤ２からなる直列回路と、抵抗Ｒ５とツェナーダイオードＺ２からなる直列回路から構成されている。

分圧電圧（抵抗Ｒ８の両端の電圧）がツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧よりも低く、オペアンプ１６によってＮＭＯＳトランジスタ１４に規定電流Ｉ０を流すための制御が行われている過程で、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が上昇し、分圧電圧がツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧を超えると、オペアンプ１６の負入力の電圧が上昇し、負入力の電圧と正入力の電圧を同一にすべくオペアンプ１６のスイッチ動作が行われ、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流をディレイティングするための制御として、図３に示すように、制御線ＣＬ１にしたがった制御が行われる。すなわち、オペアンプ１６の制御によってディレイティングが開始されたときには、まず、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流を規定電流Ｉ０から制御線ＣＬ１に沿って低下させるための制御が実行される。この制御が実行されても、さらにＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が上昇し、抵抗Ｒ６両端の電圧がダイオードＤ２のＶｆを上回ると、ツェナー電流の一部がダイオードＤ２に流れる。この結果、オペアンプ１６は、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流を制御線ＣＬ２にしたがって徐々に低下させるための制御を実行する。この後、さらに、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が上昇し、抵抗Ｒ６両端の電圧がツェナーダイオードＺ２のツェナー電圧を上回ると、ツェナーダイオードＺ２にもツェナーダイオードＺ１のツェナー電流の一部が流れる。この結果、オペアンプ１６は、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流を制御線ＣＬ３にしたがって徐々に低下させるための制御を実行する。

このように、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧の上昇に伴って、オペアンプ１６が３本の制御線ＣＬ１、ＣＬ２、ＣＬ３に従ってＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流をディレイティングするための制御を実行すると、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン電流の低下曲線を、３本の制御線ＣＬ１、ＣＬ２、ＣＬ３を結ぶ双曲線に近似させることができる。

この場合、図２の特性から、高温時の方がフォワード電流をディレイティングしやすくなることがわかる。すなわち、環境温度が上昇すると、サーミスタＴＨの抵抗値が低下し、抵抗Ｒ８両端の電圧が上昇することに伴ってツェナーダイオードＺ１にツェナー電流が流れやすくなるためである。なお、抵抗Ｒ７は、サーミスタＴＨの抵抗値が温度上昇に対して指数関数的に低減するのを直線に近づけるためのものである。

また、図２に示す双曲線Ｗ１〜Ｗ５を設定するに際しては、ＮＭＯＳトランジスタ１４の絶対最大定格温度としてのジャンクション温度が１５０℃のときには、マージンをもってジャンクション温度を１３０℃以下に抑えるために、ＮＭＯＳトランジスタ１４のジャンクション温度を１３０℃以下に抑制するためのトランジスタ１４の損失を環境温度に応じて算出し、算出値を基に双曲線Ｗ１〜Ｗ５を設定することができる。そしてＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧を監視し、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧の上昇および環境温度の変化に応じてディレイティングを行うときに、双曲線Ｗ１〜Ｗ５に沿ってディレイティングを行うことで、ＮＭＯＳトランジスタ１４のジャンクション温度が１３０℃を超えるのを確実に防止することができ、ＮＭＯＳトランジスタ１４を発熱に伴う異常から確実に保護することができる。

このように、本実施例においては、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧を分圧して得られた分圧電圧がツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧を超えるまでは、ＮＭＯＳトランジスタ１４に対して、ＬＥＤ１２に規定電流Ｉ０を流すための制御を実行し、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧を分圧して得られた分圧電圧がツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧を超えたときには、ＮＭＯＳトランジスタ１４に対して、規定電流Ｉ０よりも小さい電流を流すためのディレイティングを行うようにしたため、ＮＭＯＳトランジスタ１４とＬＥＤ１２とを結ぶ配線間の噛み込みや製造ミスに伴うショートが発生したり、ＬＥＤ１２自身が短絡したりする故障が生じ、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が上昇したり、あるいは電源電圧の上昇に伴ってＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間の電圧が上昇しても、ＮＭＯＳトランジスタ１４に規定電流Ｉ０よりも小さい電流を流すディレイティングが実行され、ＮＭＯＳトランジスタ１４の発熱に伴う異常の発生を防止することができ、ＮＭＯＳトランジスタ１４を確実に保護することができる。

本実施例においては、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が減流開始電圧を超えた否かをフィードバック回路１８で直接監視する代わりに、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧を分圧し、分圧によって得られた分圧電圧が減流開始電圧を超えたか否かを判定するものについて述べたが、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧が減流開始電圧を超えた否かをフィードバック回路１８で直接判定することもできる。例えば、図１の抵抗Ｒ７、Ｒ８、サーミスタＴＨを削除し、ツェナーダイオードＺ１のカソードをＮＭＯＳトランジスタ１４のドレインに接続し、ツェナーダイオードＺ１として、ＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン−ソース間電圧を直接減流開始電圧とするためのツェナー電圧を有するものを用いることで対応することができる。

本発明の一実施例を示す車両用灯具の点灯制御回路の回路構成図である。ドレイン−ソース間電圧とドレイン電流との関係を示す特性図である。３本の制御線を双曲線に近似させるときの説明図である。従来の電流クランプ方式による点灯制御回路の回路構成図である。従来の他の電流クランプ方式による点灯制御回路の回路構成図である。

符号の説明

１０車両用灯具の点灯制御回路
１２ＬＥＤ
１４ＮＭＯＳトランジスタ
１６オペアンプ
１８フィードバック回路
２２電流供給経路
Ｒ１〜Ｒ８抵抗
ＴＨサーミスタ
Ｄ１逆接続保護用ダイオード
Ｄ２ダイオード
Ｚ１、Ｚ２ツェナーダイオード

Claims

電源からの電流を半導体光源に供給する電流供給経路中に挿入されて前記半導体光源の電流をスイッチ動作に応じて制御するスイッチ素子と、前記電流供給経路中に挿入されて前記スイッチ素子の電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出出力と規定値とを比較し、前記検出出力と前記規定値とを同一にすべく前記スイッチ素子のスイッチ動作を制御する制御手段と、前記スイッチ素子の電極間の動作電圧が減流開始電圧を超えたときに前記スイッチ素子の電極間の動作電圧を前記電流検出手段の検出出力に反映させるフィードバック手段とを備え、前記制御手段は、前記スイッチ素子の電極間の動作電圧が前記減流開始電圧を超えるまでは、前記スイッチ素子に対して、前記スイッチ素子に規定電流を流すための制御を実行し、前記スイッチ素子の電極間の動作電圧が前記減流開始電圧を超えたときには、前記スイッチ素子に対して、前記スイッチ素子に規定電流より小さい電流を流すための制御を実行してなる車両用灯具の点灯制御回路。
請求項１に記載の車両用灯具の点灯制御回路において、前記フィードバック手段は、前記スイッチ素子の電極間の動作電圧を分圧する分圧手段と、前記分圧手段の分圧により得られた分圧電圧が前記減流開始電圧を超えたときに前記分圧電圧を前記電流検出手段の検出出力に重畳させる重畳手段とを備え、前記分圧手段は、前記分圧電圧を環境温度の上昇に応じて高めてなることを特徴とする車両用灯具の点灯制御回路。
請求項１または２に記載の車両用灯具の点灯制御回路において、前記フィードバック手段から前記電流検出手段の検出出力に反映される電圧のうち前記スイッチ素子の電極間の動作電圧の変化に伴う電圧または前記重畳手段の出力による電圧のうち前記分圧電圧の変化に伴う電圧を、前記スイッチ素子の損失を許容電力以下に規制するための制御線に沿うように低下させる電圧補正手段を備えてなることを特徴とする車両用灯具の点灯制御回路。