JP4480889B2 - 周期的に挿入したパイロット記号を使用したマルチパス伝播遅延決定装置 - Google Patents

Description

【０００１】
（発明の分野）
本発明は特に、信号ラジオフレームに周期的に含まれるパイロット記号が効率的パワー遅延プロファイル計算及び改良したパス選択、トラッキング及びセレクタ選択に対して使用されるＣＤＭＡ基地局用のマルチパス伝播遅延決定装置に関する。
【０００２】
特に、この発明は所謂レイク受信機（ＲＡＫＥ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）に関連して前述した諸機能を実行することに関する。
【０００３】
（発明の背景）
直接シーケンス（ＤＳ：ｄｉｒｅｃｔ−ｓｅｑｕｅｎｃｅ）スペクトル拡散（ＳＳ：ａｐｒｅａｄ−ｓｐｅｃｔｒｕｍ）技術に基づくコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ：ｃｏｄｅ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）は、（例えば、ユー・エム・ティー・エス（ＵＭＴＳ）において、引例［１］：ジェー・イー・パジェット他（Ｊ．Ｅ．Ｐａｄｇｅｔｔ ｅｔ ａｌ）：「無線個人通信のあらまし（Ｏｖｅｒｖｉｅｗ ｏｆ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」、アイトリプルイー・通信雑誌（ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ）、１９９５年１月、第２８頁から第４１頁に説明されているアイ・エム・ティー−２０００（ＩＭＴ−２０００）のように）第３世代の広帯域セルラー移動通信システムの将来の候補である。
【０００４】
図１に示すように、幾つかの移動局ＭＳ１，ＭＳ２…ＭＳが（固定された）基地局ＢＳによってサーブされているエリアはＣＤＭＡ通信システムのセルと見做すことができる。ＤＤ−ＳＳ ＣＤＭＡ技術が、例えばレース・コディット（ＲＡＣＥ ＣＯＤＩＴ）プロジェクト内にて高伝送速度でデータ信号を送信できることは既に証明されてきた（引例［２］：Ｉ・バイエル他（Ａ．Ｂａｉｅｒ ｅｔ ａｌ：「ＣＤＭＡベース第３世代移動無線システムに対する設計研究（Ｄｅｓｉｇｎ Ｓｔｕｄｙ ｆｏｒ ｔｈｅ ＣＤＭＡ−ｂａｓｅｄ Ｔｈｉｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍ）」、選択したエリア及び通信に関するアイトリプルイー・ジャーナル（ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ａｎｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）第１２巻、１９９４年５月、第７３３頁から第７４３頁）。ＤＳ−ＳＳ ＣＤＭＡ技術の潜在的利点はまたエリクソン（Ｅｒｉｃｓｓｏｎ）広帯域テストベッド（ＷＢＴＢ：Ｗｉｄｅｂａｎｄ−Ｔｅｓｔｂｅｄ）プロジェクトにおいてテストされてきた。ＤＳ−ＳＳ−ＣＤＭＡはアイ・エス’９５（ＩＳ’９５）に基づくシステムの如き商業システムにおいて既に使用されてきた（ディー・ピー・ホワイプル（Ｄ．Ｐ．Ｗｈｉｐｐｌｅ：「ＣＤＭＡ規格（Ｔｈｅ ＣＤＭＡ Ｓｔａｎｄａｒｄ）」、応用マイクロ波及び無線（Ａｐｐｌｉｅｄ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ＆ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ）、１９９４年１０月、第２４頁から第３７頁）。また、日本において、大きな重要性がＤＳ−ＳＳ−ＣＤＭＡにあるとされてきている。
【０００５】
ＣＤＭＡ受信機及びＣＤＭＡ電気通信システムの或る基本的特性はＣＤＭＡ方法によって絶体的であるが、サーチャー（ｓｅａｒｃｈｅｒ）及びパス選択は今まで可成り詳細には研究されてはいない。何故ならば、Ｗ−ＣＤＭＡに対する規格はこれまで確立されてこなかったからである。従って、本発明はＣＤＭＡ受信機において必要な個々のユニットの特別な実現に関する。発明力のあるＣＤＭＡ基地局、ＣＤＭＡ受信方法及びＣＤＭＡシステムは本質的にＤＳ−ＳＳ ＣＤＭＡ技術に基づいているため、以下においてＤＳ−ＳＳ ＣＤＭＡ伝送の基本技術について考察することとする（基本的引例［４］：エー・ジェー・ビタービ（Ａ．Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ：「ＣＤＭＡ：スペクトル拡散通信の原理（ＣＤＭＡ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）、読物、エム・エー（ＭＡ）：アディソン−ウェスレイ（Ａｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ）、１９９５年も参照されたい）。
【０００６】
ドイツ国未公開特許明細書第１９５０６１１７Ｃ１号は、ＣＤＭＡ方法コード化情報が伝送される伝送チャンネルのインパルス応答を評価する方法について述べている。情報はスプレッドコードを有する送信機側でスプレッドされ、対応する相関コードを有する受信機側でデスプレッドされる。伝播パスの一時的変化は受信側で考慮される。
【０００７】
ドイツ国特許出願公開明細書第１９６１５２５７Ａ１号は、サブチップ分解を含んだＣＤＭＡレイク受信機について述べている。この受信機はＤＳ−ＣＤＭＡ−通信システムに使用することができるようになっている。これは単一チップ間隔よりも接近したマルチパス構成要素を分解することができるチャンネル推定装置を含んでいる。
【０００８】
（基本的ＣＤＭＡ技術）
基本的に、ＣＤＭＡ技術において、制限した帯域幅（伝送速度）を有する入力信号Ｉは、図２ａに示すように、はるかに高い帯域幅の所定のスプレッドシーケンス（ＰＮシーケンス：ｐｒｅｄｅｔｅｒｍｉｎｅｄ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）でスプレッドし、こうして入力信号Ｉに比してはるかに高い帯域幅を有する出力信号０が生成される。ＣＤＭＡ技術で考えられる全ての信号はデジタル信号であるので、「帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）」という表現は実際にチップレート（ｃｈｉｐ ｒａｔｅ）を意味している。
【０００９】
図２ｂに示すように、デジタル信号の２つのビットはＱＰＳＫ変調を使用したＣＤＭＡ方法における１つの記号を構成する。この記号の各ビットはＰＮシーケンスでスプレッドすることとなり、スプレッドした信号（図２ｂの底部曲線）は複数の「チップ（ｃｈｉｐ）」から成り、これによってチップはデスプレッドした信号の０→１及び１→０（または１→０及び０→１）として定義される。
【００１０】
図２ａに示すように、チップレート対記号レートの比率に等しい所謂スプレッド利得（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｇａｉｎ）Ｍが定義される。Ｍは基本的にスプレッド因子、即ち、帯域幅がＰＮシーケンスを有するスプレッドに起因してどれ程広くなるかということを説明するものである。勿論、全ての信号はデジタルであるので、ＰＮシーケンスは（多数のビットから成る）デジタルの信号である。
【００１１】
最初の信号ＩがＣＤＭＡ受信機において復元されなければならない場合、勿論、図２ａに示すようにデスプレッド・プロセスはデスプレッダ（ｄｅｓｐｒｅａｄｅｒ）ＤＳＰにおいて行わなければならない。この際、最初の情報はスプレッドした信号（シーケンス０）とスプレッド・プロセスに対して使用した最初のＰＮシーケンスと乗算することによって得られる。
【００１２】
しかしながら、図３に示すように、ＣＤＭＡチャンネルの全ての情報は時計方向に、即ち、逐次的ラジオフレームＲＦｎによって伝送される。このことはスプレッド及びデスプレッドはまたフレーム的に行わなければならないことを意味している。送信機においては、各フレームはフレームの始まりから開始するスプレッドシーケンス（ＰＮシーケンス）にてスプレッドし、勿論、このことは受信機において時間同期式（即ち、時間合せ式）デスプレッドがなければならないこと、即ち、デスプレッドシーケンスは受信したフレームの始まりに合わせなければならないことを意味している。ＰＮシーケンスは勿論、送信機及び受信機に対して既知のシーケンスであるが、ブロックワイズ（Ｍ）統合（デスプレッド）に対する時間合せは受信機において行われなければならない。
【００１３】
基地局受信機の原理的全体像は図４に示されている。図４にて判かるように、デモジレータＤＥＭＯＤは（ＰＮデスプレッドシーケンスを発生する）ＰＮ発生器ＰＮ−ＧＥＮ及びタイミング制御ユニットＴＣＵからの各入力を受信する。原理的に、種々のセクタ１…６から種々のアンテナＡｎｔ０，Ａｎｔ１からの各信号は自動利得制御回路ＡＧＣに入力され、各サンプルは（パワー）遅延プロファイルを計算する（機能については以下において説明する）所謂サーチャ（ｓｅａｒｃｈｅｒ）Ｓに入力される。（以下においてより詳細に説明すべき所謂レイク受信機を備えた）デモジュレータＤＥＭＯＤはデモジュレートしデスプレッドしたビットシーケンスをデコーダＤＥＣに出力する。以下において判かるように、サーチャＳは（図１、図１２において示すようにセルの一部分である）全てのセクタからの入力信号に対して設けられるサーチ及びトラッキングユニットを実際に備えている。サーチャＳからの出力は遅延値及び（セクタ）選択情報である。
【００１４】
何故サーチャＳもまたトラッキングユニットを備えているのかの理由は、任意の移動通信システムの固有の特性であるマルチパス伝播の問題に起因する。従って、以下において、ＣＤＭＡシステムのトラッキング機能と関連するマルチパス伝播を説明する。
【００１５】
（ＣＤＭＡマルチパス伝播）
図５に示すように、移動局ＭＳ及び基地局ＢＳの間には、例えば建物Ｈ、車Ｃまたは山Ｍでの反射に起因して直接パスＰ１だけでなく、間接パスＰ２，Ｐ３もある。直接及び間接パスのこの混和（即ち、マルチパス伝播）は、受信した信号エネルギー（即ち、伝送したシーケンスのサンプル当りのパワー）は（光の速度に対応する）一定の時間遅延を有することはない。このことは、ｔ₀で伝送したサンプル（ビット）は時間ｔ₁で基地局ＢＳに達し、エネルギーの別の部分は間接パスＰ２またはＰ３に沿ったエネルギーの更なる伝播に起因して時間ｔ₂で基地局ＢＳに達することを意味している。このことは図５に図示するようにサンプル当りの遅延プロファイルにつながる。即ち、各サンプルは、しばしば（フェージング）単一パスによって特徴付けられる、遅延プロファイルに渡ってスプレッドする。こうして、図５では、時間差ｔ₁−ｔ₀，ｔ₂−ｔ₀等が遅延ｄ₁，ｄ₂等として定義される。
【００１６】
従来のＤＳ−ＳＳ−ＣＤＭＡ技術において、マルチパス伝播の問題は通常、前述した引例［２］及び［３］に説明されているように、所謂レイク受信機によって処理される。レイク受信機の基礎は基本的に直接パスＰ１からだけでなく複数の間接パスＰ２，Ｐ３からの記号当りのエネルギーを収集することである。本質的に、レイク受信機は対応する信号の遅延プロファイルにおいて最も強い単一のパスに（即ち、最大に）「マーカ（ｍａｒｋｅｒ）」（ＣＤＭＡでは、この種のマーカは「フィンガ（ｆｉｎｇｅｒ）」と呼ばれる）を割り当てる。この後、各パスの収集したエネルギーまたは情報はパス当り（即ち、レイク・フィンガ当り）個々にデモジュレート／検出される。しかる後、デモジュレーション後の情報は、例えば最大比率技術（ｍａｘｉｍｕｍ−ｒａｔｉｏ−ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）と組み合わされる。
【００１７】
基地局ＢＳに関して移動局ＭＳが静止していたならば、勿論、静止している反射物体Ｈ、Ｍに関する遅延プロファイルは予め推定し計算することができよう。しかしながら、移動通信網の本質的な特性の１つは、移動局ＭＳまたは非静止物体Ｃの１つが移動するときの遅延プロファイルの「動的（ｄｙｎａｍｉｃ）」変動である。従って、遅延プロファイルもまた動的特性を示す。こうして、レイク受信機のリソース割当て及び時間的同期は遅延プロファイルを連続的に推定し評価することによって行われなければならない。
【００１８】
ＣＤＭＡ技術では、所謂サーチ及びトラッキングユニットが通常、遅延プロファイル内にて各パスを同定するのに使用される。
【００１９】
（サーチ及びトラッキングユニット）
サーチ及びトラッキングユニットの主要なタスクは、例えば移動局ＭＳ及び基地局ＢＳ間の距離的変動の結果として、遅延プロファイル内にて各パスを同定し、変化する伝播条件のトラックを維持することである。基地局受信機では、デスプレッドシーケンスは複数のパスに沿って基地局ＢＳに達するサンプル（エネルギー）に対して十分に時間合せしなければならないので、サーチ及びトラッキングユニットが遅延プロファイル内の各パスの相対的遅延ｄ₁，ｄ₂，…ｄ_pを知ることは非常に重要である。もしそうであれば、各レイクフィンガに対して要求される時間的同期は維持することができる。従って、サーチ及びトラッキングユニットは、各個々のパスによって達する部分的サンプルエネルギーの正確な到達時間に対してＰＮデスプレッドシーケンスを時間合せするために、一方では遅延プロファイルを推定し、他方ではレイクフィンガを割り当てなければならない。
【００２０】
しばしば、情報信号（フレーム）及びスプレッドシーケンスの固定した位置合せを有する或るフレーム構造が応用され、従って時間同期はフレーム同期及びチップ同期に分割することができる。フェージング及び変化する伝播条件の結果として、サーチユニットによって行われる遅延プロファイルの推定は移動無線チャンネルの特定の必要性に従って更新されなければならない。
【００２１】
従って、サーチャは２つの矛盾した要求を満たさなければならない。即ち、一方では、正確な遅延プロファイルを更新しまたは計算するのに必要な時間を最小化し、他方では、それぞれのフレームまたは記号の始まりに対してＰＮデスプレッドシーケンスを時間合せするための十分に細い時間分割をもたらさなければならない。即ち、ＰＮシーケンスの自己ノイズを最小化しなければならない。
【００２２】
（従来のサーチ及びトラッキングユニット）
通信アプリケーションにおける従来のサーチャアルゴリズム及び実施は、引例［４］及び引例［５］：ケー・イーストン（Ｋ．Ｅａｓｔｏｎ）及び（ジェー・レビン（Ｊ．Ｌｅｖｉｎ）：「スペクトル拡散多元軸通信システム用のマルチパス・サーチプロセッサ（Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｓｅａｒｃｈ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ｆｏｒ ａ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｘｉｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）」、国際公開番号第９６／１０８７３，１９９６年４月１１日に説明されているアップリンク（ＭＳ→ＢＳ）に対してか、或いは引例［６］：アール・ブラッケニー他（Ｒ．Ｂｌａｋｅｎｅｙ ｅｔ ａｌ）「複数信号を受信することが可能なシステムにおけるデモジュレーション要求位置合せ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｌｅｍｅｎｔ Ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ ｉｎ ａ Ｓｙｓｔｅｍ Ｃａｐａｂｌｅ ｏｆ Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｓｉｇｎａｌｓ）、国際公開番号第９５／１２２６２号、１９９６年４月４日」におけるダウンリンク（ＢＳ→ＭＳ）に対して、アイ・エス−９５（ＩＳ−９５）（商業：Ｃｏｍｍｅｒｃｉａｌ）システムに関している。
【００２３】
既に図３に示したように、各スーパーフレームＳＲＦはおのおのが多数のタイムスロットＴＳｍから成る多数のラジオフレームから構成される。各タイムスロットＴＳｍは、タイムスロットＴＳｍの始まりを検出できるようにする多数のパイロット記号ＰＳ２を有している。従って、各パイロット記号は個々のタイムスロットの始まりに対するＰＮデスプレッドシーケンスの時間的位置合せを達成するために使用することができる。
【００２４】
高いシステム容量を達成するために、ＩＳ−９５システムによる従来技術はアップリンクチャンネルにおいてパイロット記号を使用することはない。各パイロット記号が含まれなければ、サーチャはランダムデータがこの種の推定に基づいて遅延プロファイル計算を生成し行うことができる全ての可能な信号変動を検査しなければならない。例えばエリクソンＷＢＴＢシステムのダウンリンクチャンネルにおいて、連続したパイロット信号が挿入される。アップリンク遅延推定は決定フィードバックに基づいている。
【００２５】
（従来技術のサーチ及びトラッキングユニット）
前記国際公開番号第９６／１０８７３号に説明されているように、代表的受信機は高速サーチプロセスをもたらすべく並行に動作する複数のサーチャ要素を使用する。複数のサーチャＳを備えたこの種のサーチ及びトラッキングユニットは図６に示されている。図６に示すように、複数のサーチャＳ１…ＳＬは検査すべきである複数の信号ソース（セクタ１…６のおのおのからのアンテナ）の結果として並行に動作する。並行動作は「実時間（ｒｅａｌ ｔｉｍｅ）」要求の結果でもある。即ち、実時間直列サーチが応用されれば、各新しいタイムオフセットに対して、（ＣＤＭＡ方法にて、各チャネルは同期パルスに対するそれぞれのタイムオフセットによって同定された以来のコードフェーズ増分）付加的相関（ドウェル：ｄｗｅｌｌ）時間をかけなければならない。
【００２６】
この「実時間スレーバリ（ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ ｓｌａｖｅｒｙ）」を回避するために、前記国際公開番号第９６／１０８７３号はサーチャに対して新しいハードウエア・アーキテクチャを示唆している。この新しいサーチャ・アーキテクチャの本質は、入力信号サンプル用のバッファ及びデスプレッドシーケンス用ＰＮシーケンスバッファを取り入れることによって、実時間要求から（高速ハダマード変換−ＦＨＴ（Ｆａｓｔ Ｈａｄａｍａｒｄ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）プロセッサに基づく）相関器の動作をデカップル（ｄｅ−ｃｏｕｐｌｅ）することにある。この方法では、ＦＨＴプロセッサははるかに高速にランして、基準（同期）信号に関する多数のタイムオフセットを迅速に評価することができる。前記国際公開番号第９６／１０８７３号には、高速データストリームをＦＨＴプロセッサに供給する効率的技術が含まれる。ハードウエア・アーキテクチャはエリクソンのＣＯＤＩＴ及びＷＢＴＢテストプロジェクト内で実施されるものと同様である。ＷＢＷＢアプローチは推定量の分散を低減するために、可干渉性累算と非可干渉性平均の組合せとして更に説明することができる。
【００２７】
（パス選択ユニット）
図６にも示すように、従来のシステム（例えば、前記国際公開番号第９６／１０８７３を参照されたい）に対しては、並行動作サーチャＳ１…ＳＬの他に、サーチャのセットによって決定するように計算したパワー遅延プロファイルから個個のパスを選択するパス選択ユニットＰＳＵがある。図５において判かるように、遅延プロファイルは多数のピークを有し、パス選択は従来、或る数の最強ピークに対する計算した遅延プロファイルを走査することによって行われ、この後、これらのピークは遅延プロファイルの「ノイズフロア（ｎｏｉｓｅ ｆｌｏｏｒ）」と一定値を乗算することによって得られるしきい値と比較される。
【００２８】
この種のパス選択における欠点は、特に、セクタに細分される各セルを使用するとき、及びセクタ（アンテナ・ダイバーシチ）当りの複数のアンテナを使用するときに極めて正確ではなくなるという点である。
【００２９】
（発明の概要）
図３について前述したように、各タイムスロットは多数のパイロット記号を備え、逐次的タイムスロットに渡って、パイロット記号は（各０．６２５ｍｓ後に）周期的に挿入されるということが言える。各論理チャンネル（情報）は１つの音声またはパケットデータチャンネルに対応している。商業的に関心のあるシステムでは、基地局当り３００までの音声チャンネルを同時に処理しなければならない。このことは各音声またはパケットデータチャンネルは遅延プロファイル推定を同時に受けなければならず、しかもＰＮデスプレッドシーケンスがそれぞれのタイムスロットの始まりに適切に時間合せされなければならない遅延プロファイルの更新を同時に受けなければならない。
【００３０】
絶体遅延を推量する前述した解法は周期的に挿入するパイロット記号を有するＣＤＭＡシステムにとって最適ではない。一方、エリクソンＷＢＴＢプロジェクトにおいて示唆された別の解法は、セル内の全ての可能な遅延値を反映することができるロングバッファを使用することを提案している。この種のシステムにおけるハードウエアは、基地局当り３００の音声チャンネルを処理する必要がある場合に極端に複雑である。何故ならば、本質的に３００の並行動作するサーチャを設けなければならないからである。
【００３１】
（発明の目的）
従って、この発明の第１のねらいは、特に、多数の音声チャンネルに対するパワー遅延の正確な推定を実時間で達成することを依然可能にしながらも、サーチャに対して何らの複雑なハードウエアも必要とされないＤＳ−ＳＳ−ＣＤＭＡ基地局受信機用の、マルチパス伝播遅延決定装置を提供することにある。
【００３２】
前述したように、最も重要な一般的問題の１つは遅延プロファイルから個々のパスを選択することである。何故ならば、遅延値の推定はマルチパス伝播の問題を解消する上で必要だからである。従来のパス選択ユニットでは、信号とノイズの間の識別に対してしきい値が設定されている。更に、引例［７］：イー・エス・ソーサ（Ｅ．Ｓ．Ｓｏｕｓａ）、ブイ・エム・ジョバンビッチ（Ｖ．Ｍ．Ｊｏｖａｎｖｉｃｈ）及びシー・ダイグニールト（Ｃ．Ｄａｉｇｎｅａｕｌｔ）、「デジタルセルラーチャンネル用の遅延スプレッド式測定於トロント（Ｄｅｌａｙ Ｓｐｒｅａｄ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｃｈａｎｎｅｌ ｉｎ Ｔｏｒｏｎｔｏ）」、車両技術についてのアイトリプルイー会報（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）、第４３巻、第４号、第８３７頁から第８４７頁、１９９４年１１月は、所謂一定誤り検出レート技術（ＣＦＡＲ：ｃｏｎｓｔａｎｔ ｆａｌｓｅ ａｌａｒｍ ｒａｔｅ）を使用するチャンネル遅延プロファイル推定用の修正したしきい値設定方法に関する説明を含んでいる。しかしながら、この方法は極端に複雑で、オフライン信号処理に対してより好適で、しかも商業的に関心のあるＣＤＭＡ電気通信技術における実時間実施の各要求を満たしていない。
【００３３】
従って、この発明の別のねらいは、特に、実時間アプリケーションにおける正確なパス選択推定を行うことができるＤＳ−ＳＳ−ＣＤＭＡ基地局受信機用のマルチパス伝播遅延決定装置を提供することにある。
【００３４】
更に、前述したように、ＣＤＭＡシステムでは、各セルはセクタに細分できると共に、複数のアンテナをセクタ（アンテナ・ダイバーシチ）毎に使用することができる。こうして、遅延プロファイル推定及びソフタ（即ち、セクタワイズ）ハンドオーバの処置の精度をできる限り低い複雑さで以ってハードウエアの特殊な要求に関して特定し、最適化しなければならない。
【００３５】
従って、この発明の更なる目的は、特に、ＤＳ−ＳＳ基地局受信機用のマルチパス伝播遅延決定装置を提供して、アンテナ・ダイバシチを使用するセクタに各セルが細分されるときに正確な遅延プロファイル推定及びソフタ・ハンドオーバを可能にすることにある。
【００３６】
前記ねらいはこの発明の単一の目的、即ち特に、周期的に挿入されるパイロット記号を有する多数の音声またはパケットデータチャンネルが実時間に同時に正確なデスプレッド、正確な遅延プロファイル推定並びに正確なパス選択及び位置決定を受けることができる、ＤＳ−ＳＳ−ＣＤＭＡ基地局受信機用のマルチパス伝播遅延決定手段を提供することにまとめることができる。
【００３７】
（目的の解法）
前記目的は、特に請求項１，２４，２６によるＣＤＭＡ基地局受信機用のマルチパス伝播遅延決定装置によって解決される。
【００３８】
本質的に、この発明の主要な態様として、改良したパワー遅延プロファイルが複数の逐次的タイムスロット及びクレームに渡って推定される遅延プロファイルを平均化することによってこの発明に従って計算される。この発明の更なる態様は従属の請求項に権利主張されている。
【００３９】
この発明の１つの好ましい態様はどのようにして個々のパスに対応する極大に対して遅延プロファイルがサーチされるかである。ここでは、プロファイルの各ピークは除去されるかまたは等価的に０に設定され、ノイズフロアを得る。このノイズフロアは平均化されて単一の値になる。次いで、しきい値因子はこのノイズフロアレベルと乗算される。次いで、最初の未だモジュレートされていない遅延プロファイルが乗算した値と比較され、これらの最大は乗算した値のしきい値を上回る有益なパスとして選択される。
【００４０】
この発明の別の態様は、アンテナ・ダイバーシチ、即ち、おのおのが遅延プロファイルをもたらす各セルまたはセクタの２つのアンテナの使用である。本願では、各アンテナからの２つの遅延プロファイルが加算され、この種のピークのみが乗算したしきい値を上回るこの加算したプロファイルにおいて選択される。次いで、２つの遅延プロファイルが組み合わされた遅延プロファイルに対して検出された乗算したしきい値と個別に比較され、この種のパスのみがそれぞれの単一の遅延プロファイル内のしきい値を上回る単一のアンテナ信号に対して選択される。２つの遅延プロファイルに同時に基づくパス選択に対する遅延プロファイルの相関評価は、各アンテナの遅延プロファイルに関する個々の考察とは完全に異なっている。
【００４１】
この発明の別の態様によれば、各セルはおのおのがアンテナ・ダイバーシチを使用して２つのアンテナによってサーブされる幾つかのセクタに分割される。従来技術では、セクタが移動局を含むことに関する基地局に情報を転送しなければならないが、この発明の態様は、個々のパス選択及び高精度のソフタ・ハンドオーバと組み合わされる「セクタの動的サーチ（ｄｙｎａｍｉｃ ｓｅａｒｃｈｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ｓｅｃｔｏｒｓ）」を使用する。移動局ＭＳの「位置（ｌｏｃａｔｉｏｎ）」決定はこのことに基づいて行うことができる。
【００４２】
この発明の更に有益な実施例及び改良は特許請求の範囲から得ることができる。以下において、この発明を添付した図面と組み合せてその実施例について説明することとする。
【００４３】
（この発明の基礎的原理）
図６を参照して既に説明したように、レイク受信機ＲＲ（ＲＡＫＥ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）はＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけるマルチパス伝播を処理するのに使用される。レイク受信機はアンテナから受信したマルチパス信号の選択された最も強い成分に多数の並列デモジュレータ（フィンガ）を割り当てることによって殆んどの受信した信号エネルギーを捕獲できなければならない。全てのフィンガ（デモジュレータ）の出力は対応する遅延補償後に組み合わされる。
【００４４】
デモジュレータの割当て及び時間同期は推定されるチャンネル応答に基づいて行われる。マルチパス遅延サーチプロセッサ（以後、サーチャ（ｓｅａｒｃｈｅｒ）と呼ぶ）機能は、チャンネルパワー遅延プロファイルを推定し、遅延プロファイル内の各パスを同定し、かつ伝播条件を変えるトラックを維持することである。こうして、マルチパス遅延サーチプロセッサはＰＮシーケンス自己ノイズを最小化するために、サーチ時間を最小にする２つの矛盾した要求を満たさなければならず、かつ他方では、十分に細い時間分割を有さなければならない。
【００４５】
チャンネルインパルス応答は、最大期待遅延スプレッドをカバーするのにサーチすべきスプレッドコード・フェーズの数によって定義される或るサーチウインドウ内で推定される。チャンネルインパルス応答推定は、更新時間と呼ぶ或る間隔内で繰り返される。
【００４６】
更新時間は無線チャンネルの遅延変化を追跡できるように十分に小さくなければならない。サーチウインドウ内のチャネルインパルス応答の位置は、移動局の移動並びに送信機及び受信機におけるＰＮシーケンス発生器の間のクロック周波数の不一致に起因して変化している。従って、サーチウインドウの全体の位置は、チャネルインパルス応答をサーチウインドウの中間に維持するように調整しなければならない。マルチパス遅延サーチプロセッサ（サーチャ）が十分に細い分割を有する場合、通常レイク単一パスデモジュレータのおのおのにおいて実施される他のコードトラッキング装置は必要ではない。
【００４７】
レイク受信機（図４参照）のサーチ及びトラッキングユニットＳＴＵ（添付の図６参照）は、レイク受信機に対してチップ及びフレーム同期を維持することである。従って、マルチパス伝播による受信信号の遅延プロファイルを推定しなければならない。フェージング（変化する伝播距離の結果、即ち、移動局ＭＳ及び基地局ＢＳ間の距離変化の結果として、この推定は移動局チャンネルの特定の必要性に従って更新しなければならない。
【００４８】
以下において、遅延スプレッドに対応する或るサーチウインドウ内の優れた分割で以って受信した信号の遅延プロファイルが推定されるこの発明の実施例について説明する。遅延プロファイル推定は或る間隔内で、即ち、更新時間内で繰り返すことができる。更新時間は、無線チャンネルの遅延変化を追跡できるように十分小さく選定される。従って、何ら明快なトラッキングをもたらす必要はない。サーチウインドウの全体的位置のみを、移動局ＭＳ及び基地局ＢＳの間の距離変化に適合（追跡）させなければならない。こうして、サーチ及びトラッキングユニットＳＴＵはセクタ選択及びソフタ・ハンドオーバ（ｓｏｆｔｅｒ ｈａｎｄ−ｏｖｅｒ）をアシストするのに使用することができる。何故ならば、セクタ割当て式遅延プロファイルは殆んどの信号エネルギーをセクタ内のどこで捕獲することができるかを表わすのに使用することができる。
【００４９】
以下において、任意の初期セクタ選択、初期フレーム及び初期チップ同期が（例えば、ランダムアクセス信号受信の際）既に確立されたものと仮定する。しかしながら、これらの制約はこの方法に対する原理的制限ではなく、この発明による方法は幾つかの適合によってこの目的に対して使用することもできる。
【００５０】
（サーチ及びトラッキングユニットの実施例）
図６に示す本発明のサーチ及びトラッキングユニットＳＴＵは、各セクタ１…６のアンテナＡｎｔ１，Ａｎｔ２から受信した２つの信号Ｓ₁，Ｓ₂が入力されるセレクタＳＥＬを備えている。２つの信号Ｓ₁，Ｓ₂はセレクタＳＥＬに対して入力される。何故ならば、２つのアンテナＡｎｔ１，Ａｎｔ２を使用するアンテナ・ダイバーシチ技術は各セクタにおいて使用されることが好ましいからである。しかしながら、この発明はそのより広い意味合いでアンテナ・ダイバーシチに制約されないということと、各セクタの１つのアンテナからセレクタＳＥＬへの１つの信号Ｓの入力を行うことも可能であることを了知すべきである。
【００５１】
勿論、実際にアンテナから受信した信号はアナログ信号である。Ａ／ＤコンバータＡ／ＤはＳＴＵ装置に配置されて、アナログＣＤＭＡ信号をデジタルＣＤＭＡ信号に変換するようになっている。図３、図１１に示すように、このデジタルＣＤＭＡ信号は、複素パイロット信号ＰＳｉ及びデータ記号ＰＤｉが挿入される連続したタイムスロットＴＳ１…ＴＳｍを含んだ連続したラジオフレームＲＦ１…ＲＦｎを備えている。Ａ／Ｄコンバータは、アナログ−デジタル変換、整合フィラリング（ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｅｒｉｎｇ）等のような全ての通常の機能を実行することを表わすと共に、ＳＥＬ及びセクタアンテナ間、或いはサーチャＳ１…ＳＬ前またはサーチャＳ１…ＳＬ内の、例えばセレクタＳＥＬにおけるＳＴＵ装置に位置することができる。
【００５２】
送信機上では、複数のビットを含むデジタル送信信号が先ず、例えばレートｒ＝１／３で以ってビット毎にたたみ込み式にコード化されるが、たたみ込み式にコード化したビットのうちの２つはＱＰＳＫ記号（Ｑ，Ｉ）として組み合わされ、次いで、この記号は送信機側ＰＮシーケンス、受信機、例えばレイクを用いてスプレッドされ、各サーチャは同様に対応するデスプレッドシーケンスにおいて各記号をデスプレッドしなければならない。このことは、（即ち、ＱＰＳＫモジュレーションを含んだ）直接シーケンスＣＤＭＡの基礎である。他のモジュレーション体系を使用してスプレッドすべき各記号を得ることができることに留意されたい。従って、この発明はＱＰＳＫモジュレーションの使用に制限されるものではない。
【００５３】
セレクタＳＥＬは信号サンプルの各ブロックを抽出して、マルチパス遅延サーチプロセッサＳ１…ＳＬ（以後、サーチャＳ１…ＳＬと呼ぶ）においてサーチを受けるように機能する。本質的に、それぞれのセレクタＳＥＬは、それぞれのアンテナから受信したデータストリームのうちパイロット記号プラス幾つかの付加的サンプル（論理チャンネル用記号）を抽出する。フレーム形式及びパイロット記号を図３に示す。パイロット記号プラス付加的サンプルの抽出は好ましくは１秒当り１６．３８メガサンプルのサンプルレートで、本質的には、例えば４のオーバーサンプリングレートで生じる。
【００５４】
図６のサーチ及びトラッキングユニットＳＴＵは多数のサーチャＳ１…ＳＬを備えており、ここではＬはセクタの数と同じ数であるかまたはそうでなくとも良い。
【００５５】
本質的には、抽出されたパイロット記号プラス付加的サンプルは、特定されるもののフレキシブルなセクタ選択体系に従ってＬ個のサーチャのセットに分配される。セクタ選択体系において、サーチャの数はセクタの数と異なってもまたは同一であることもできる。好ましくは、６個のサーチャはサンプルレートで動作する。信号サンプルのブロックに基づいて、抽出されたパイロット記号プラス付加的サンプル（即ち、デマルチプレクサされバッファリングされたアンテナ信号）は各アンテナ信号に対する個別遅延プロファイルＤＰＳをセクタ選択スケジュールに従ってパス選択ユニットＰＳＵに引き渡す。
【００５６】
この発明によれば、サーチャＳ１…ＳＬは、図７におけるサーチャＳ１に関して更に説明することとなる任意のインタリービングと（パイロット記号ベースの）組み合わされた可干渉性及び非可干渉性サーチング（及びトラッキング）手続きによって基本的にチャンネル遅延推定（遅延プロファイルの決定）を行う。好ましくは、遅延プロファイルＤＰＳは最小の更新時間で更新され、パイロット記号の所定数のサンプルを使用することが好ましい。
【００５７】
パス選択ユニットＰＳＵはサーチャＳ１…ＳＬから遅延プロファイルＤＰＳを受信すると共に、推定した遅延プロファイルＤＰＳのうち、続くパス選択に対して使用される干渉推定（この干渉はマルチユーザ干渉並びに熱雑音パワー干渉を含む）を計算する。遅延プロファイルＤＰＳから、本質的に、仮の数のＮ個（好ましくは８個）のパスｄ₁′…ｄ_N′（即ち、遅延値）及び対応するセクタ選択情報ｓ₁′…ｓ_N′がパス選択ユニットＰＳＵによって決定される。選択情報ｓ₁′…ｓ_N′はセクタ数（１…６）及びそれぞれのセクタにおけるアンテナ数（アンテナ・ダイバーシチが各セクタで使用されなければ、この数は省略できる）を示す。
【００５８】
遅延値ｄ₁′…ｄ_N′は依然として仮の数のＮ個（例えば、８）のパスを示すが、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵは最終的セクタ選択を行うと共に、最終的な数の（最大）Ｐ個（例えば、８個）の遅延パスと、最終的にレイク受信機ＲＲに伝送される選択情報（即ち、遅延値及び対応する選択情報）とを発生する。こうして、図６において判かるように、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵは最終的な数の遅延パスｄ₁…ｄ_pと、レイク受信機においてデモジュレート及びデコードすべき最終数のパス、即ち、レーキがそのフィンガを割り当てるべきパスに対する最終的選択情報ｓ₁…ｓ_pとを出力する。また、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵはサーチウインドウ及びフレーム同期を維持するためのセルの数を追跡するための数々のクロック制御信号を発生する。
【００５９】
こうして、アンテナ信号はセレクタＳＥＬに入力され、セレクタＳＥＬはそれぞれの信号をアンテナから多数のサーチャに加え、また多数のサーチャは加えられた入力信号のおのおのに対して遅延プロファイルを計算する。しかる後に、パス選択ユニットは多数の最も見込みのあるパスと、セクタ及びアンテナの番号に関する選択情報とを選択する。最終的なトラッキング及び制御ユニットは、レイク受信機ＲＲにデモジュレーションに対して使用することができる選択情報及び遅延情報が供給されるように、適切な選択情報と一緒に最終的パスを決定する。
【００６０】
以下、セレクタＳＥＬ（図７、図８）、サーチャＳ１…ＳＬ（図７）、パス選択ユニットＰＳＵ及びトラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵ（図１０）に対するこの発明による特定の実施例並びにデスプレッダＤＥＳＰ及び可干渉性累算及び平均化ユニットＡＣＣ−ＡＶ（図９）の特定の実施例について、図３、図１に示すフレーム形式に対して説明することとする。
【００６１】
（セレクタユニットの実施例）
図７はセレクタＳＥＬの実施例を示す。セレクタは所謂パイロット・デマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸを備えている。図７は１つのアンテナ信号がパイロット・デマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸに入力される場合を示しているが、制御装置ＣＮＴＲＬから受信した各制御信号に従って、異なるセクタからの異なるアンテナ信号をセレクタＳＥＬに逐次的に加え得ることを理解すべきである。
【００６２】
パイロット・デマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸの主要な機能は、複素値の入力データストリームによって構成されるアンテナ信号から（連続的な）パイロット記号の周期プラス付加的な数のサンプルを抽出しバッファリングすることである。例えば図１１において、１つの遅延プロファイルＤＰＳの計算（ｃａｌｃ．１ＤＰＳ）に対して、アンテナ信号のラジオフレームｎを評価することを考察すれば、このフレームは多数の連続したタイムスロットｋ−１，ｋ，ｋ＋１から構成される。
【００６３】
既に図３において示したように、１つのタイムスロットから別のタイムスロットへの移行、例えばタイムスロットｋ−１からタイムスロットｋへの移行において、前のタイムスロットｋ−１のパイロット記号及び現在のタイムスロットｋのパイロット記号から構成されるパイロット記号ＰＳｉのセットがある。図３及び図１１の間の差異は、図３では、パイロット記号はタイムスロットの始めにあるのみと仮定しているのに対し、図１１では、パイロット記号は各タイムスロットの始めと終りにあるという点である。各タイムスロットはデスプレッダＤＥＳＰにおいてＰＮ発生によって発生されるＰＮシーケンスと既に時間合せされていることはどのようにしても保証することはできないので、サンプリング及び抽出が始めまたは終りのみにてパイロット記号を抽出するか否かは、ＰＮデスプレッドシーケンスに関して評価することができる多数のパイロット記号及びデータ記号を抽出する限り問題ではない（これは規則に関する純粋な問題である）。パイロット記号のセットの間において、任意のデータ、例えば図３にて示されるように論理チャンネル等の記号が存在しても良い。
【００６４】
ここで、パイロット記号の周期の抽出にて意味することは実際、パイロット記号（図１１における影のついた領域）の抽出である。好ましくは、２Ｍチップ（２Ｍ×オーバーサンプリングレートサンプル、例えば、２×１２８＝１０２４サンプル）がパイロット記号として抽出される。好ましくは、付加的な１６０サンプル（遅延スプレッド）がアンテナ信号（複素入力データストリーム）から抽出される。こうして、計算すべきＤＰＳは最終的に１６０の実パワー遅延スペクトルサンプル値から構成されることとなる。
【００６５】
従って、遅延プロファイル（サーチウインドウ）推定に対して、チップ当り４つのサンプルの分割が使用される。即ち、約１０μｓ当り１６０／１６．３８メガサンプルの遅延スプレッドが評価される。好ましくは、最小更新時間は現在能動的なセクタ（即ち、現在最高の信号エネルギーが見い出される予め定義した数のセクタ）の遅延プロファイルを計算し直すのは１０ｍｓ（即ち、１ラジオフレーム）であり、非能動的（即ち、他方の）セクタを走査すると共に、アンテナ信号を選択する（即ち、能動的及び非能動的セクタを再割り当てする）のに６０ｍｓの更新時間を要することも仮定される。
【００６６】
こうして、少なくとも１０ｍｓのラジオフレーム毎において（図３参照）、遅延プロファイルはパイロット記号の数（１０２４サンプル）プラス付加的な１６０サンプルに基づいて、例えば２タイムスロットに基づき８個）計算し直される。付加的サンプルは任意の種類のデータ、即ち、制御データまたは音声データである。抽出の開始タイミングに応じて、勿論、最初のパイロット記号及びその次にデータ記号、（前のタイムスロットから）最初のデータ記号、次いでパイロット記号、次いで再度データ記号または最初のデータ記号のみ、次いでパイロット記号のみが抽出されるケースがある。
【００６７】
図７において判かるように、フレームクロック制御ＦＣＣに応答して、制御装置ＣＮＴＲＬはセレクタＳＥＬのＰＩ−ＤＥＭＵＸを制御して、それぞれのフレームｎのタイムスロットｋ−１，ｋ，ｋ＋１内の正確なタイミングでパイロット記号及び付加的記号の抽出を開始するようになる。
【００６８】
図８はパイロットデマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸの実施例を示す。制御装置ＣＮＴＲＬからの制御信号はサンプルスイッチＳＳＷを制御し、このサンプルスイッチＳＳＷはアンテナ信号からバッファＢＵＦまたはシンクＳＮＫの何れかにデータを加える。こうして、フレームクロック制御信号ＦＣＣを介して、バッファＢＵＦはそれぞれの数のパイロット記号プラス付加的サンプルを逐次的に含むこととなる。任意の他のデータはシンクＳＮＫに加えられる。
【００６９】
こうして、サンプルスイッチＳＳＷ（即ち、読出しポインタ）及び書込みポインタの位置決め、即ち、全体のプロファイル内にあってデータストリームに対するサンプルの挿入または除去と等価のサーチウインドウの位置決めがフレームクロック信号ＦＣＣを介して制御される。
【００７０】
既に述べたように、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵとの組合せの制御装置ＣＮＴＲＬは特定のセクタ選択スケジュールに従って各制御信号を能動的及び非能動的セクタのセクタ選択のためにセレクタＳＥＬに加えると共に、デマルチプレクスしたアンテナ信号に対するサーチャＳ１…ＳＬの特定の割当てを制御する。この種のセクタ選択スケジュール手順は図１３（以下にて説明する）に示すように構成されることが好ましい。
【００７１】
図７及び図８について説明したように、セレクタＳＥＬの主要な機能は、各ラジオフレームＲＦｎ内の多数のパイロット記号プラス多数の付加的サンプルをそれぞれ抽出すると共に、これらの抽出したデータ値を後続のサーチャに連続的に加えて遅延プロファイルの計算を行うようにすることである（この際、デマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸによって幾つかのセクタにおける幾つかのアンテナから個々のサーチャにアンテナ信号を逐次的にもたらすセクタ選択及びアンテナ選択制御が行われる）。こうして、サーチャのセットにおける次の遅延プロファイル計算は、抽出したパイロット記号及び抽出した付加的記号に基づいている。
【００７２】
パイロット・デマルチプレクサの数は加えられるアンテナ信号の可能な数と同じであり、例えば、図６の例に対しては、１２個のパイロット・デマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸがあって良い。しかしながら、対応するインテリジェント制御とのタイムシェアリングが使用される場合、その数はセクタ選択制御に従って例えば能動的セクタの予め定義した数にまで低減することもできる。本質的には、少なくとも１つのパイロット・デマルチプレクサで十分であろう。
【００７３】
（マルチパス遅延サーチプロセッサ（サーチャ）の実施例）
前述したように、セレクタからの出力データ（即ち、図８におけるバッファＢＵＦの出力）は、制御装置ＣＮＴＲＬによって示すように１つの特別なアンテナ信号からの連続した複素パイロット記号プラス付加的サンプル（例えば、２^*１２８チップ＝１０２４サンプル＋１６０サンプル）である。以下において、パイロット・デマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸによって出力されたデータ（即ち、複素パイロット記号プラス付加的サンプル）を「デマルチプレクサ出力データ（ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ｏｕｔｐｕｔ ｄａｔａ）」と称することとする。図９において判かるように、勿論、個々のデマルチプレクサ出力データ値は実部Ｒｘ＿Ｒｅ及び虚部Ｒｘ＿Ｉｍを含んでいる。
【００７４】
図７のサーチャＳ１に対する実施例において既に示したように、サーチャはそれぞれのデモジュレータ出力データをデスプレッドするデスプレッダＤＥＳＰにおいて使用すべきデスプレッドシーケンスを発生するＰＮ−コード発生器ＰＮ−ＧＥＮを備えている。コード発生器ＰＮ−ＧＥＮ及びデスプレッダＤＥＳＰ並びにマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸは、制御装置ＣＮＴＲＬによって処理したフレームクロック制御信号ＦＣＣに応じて制御される。この制御を通して、ＰＮ発生器デスプレッドシーケンスはそれぞれの抽出したデモジュレータ出力データに対して時間合せされ、また遅延プロファイルＤＰＳの計算のためにシフトされることが保証される。前述したように、時間合せは必要である。何故ならば、さもなければ、誤ったデスプレッドとなるからである。というのは、（コード発生器ＰＮ−ＧＥＮによって発生された）正確なデスプレッドシーケンスだけでなく、デモジュレータ出力データを正確にデスプレッドできるようにするには正確なタイミングも必要であるからである。
【００７５】
図７に示すように、デスプレッダＤＥＳＰからの出力データは制御装置ＣＮＴＲＬによって制御される遅延プロファイルＤＰＳを計算する可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶに入力される。データプロファイルは本質的に、フレームクロック制御信号ＦＣＣに応答してデモジュレータ出力データ（抽出したパイロット記号プラス付加的サンプル）に基づいて発生される。本発明によるデスプレッダＤＥＳＰ及び可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶの実施例を図９に示す。
【００７６】
デスプレッダＤＥＳＰは乗算装置ＭＭ及び積分装置ＩＭによって形成される相関装置ＣＭを備えている。デモジュレータ出力データは実部及び虚部を備え、コード化発生器ＰＮ−ＧＥＮによって発生されるデスプレッドシーケンスもまた実部及び虚部を備えなければならないので、相関器ＣＭは複素相関器であり、乗算装置ＭＭは複素乗算を行う。ＰＮ−シーケンスの開始点はフェーズ制御装置ＰＨ−ＣＮＴＲＬによって制御される。
【００７７】
乗算装置ＭＭはマルチプレクサＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４及び加算器ＡＤＤ１，ＡＤＤ２を備えている。積分装置ＩＭは合算ユニットＳＵＭ１，ＳＵＭ２を備えている。
【００７８】
乗算器Ｍ１はデマルチプレクサ出力データの実部Ｒｘ＿Ｒｅとスプレッドシーケンスの実部ＰＮ＿Ｒｅを乗算し、乗算したデータ値を加算器ＡＤＤ１に加える。乗算器Ｍ２はデマルチプレクサ出力データの虚部Ｒｘ＿ＩＭとＰＮシーケンスの実部ＰＮ＿Ｒｅを乗算する。乗算器Ｍ２からの乗算した信号は加算器ＡＤＤ２に入力される。乗算器Ｍ３はデマルチプレクサ出力データの虚部Ｒｘ＿ＩｍとＰＮシーケンスの虚部ＰＮ＿Ｉｍを乗算し、乗算したデータを加算器ＡＤＤ１に加える。乗算器Ｍ４はデマルチプレクサ出力データの実部Ｒｘ＿ＲｅとＰＮシーケンスの虚部ＰＮ＿Ｉｍを乗算し、出力信号を加算器ＡＤＤ２に加える。加算器ＡＤＤ１は乗算器Ｍ１からの出力信号と加算器Ｍ３からの出力信号を加算し、加算した信号を積分装置ＩＭの合算ユニットＳＵＭ１に加える。加算器ＡＤＤ２は乗算器Ｍ２からの出力信号と乗算器Ｍ４からの反転した出力信号を加算し、加算した信号を積分装置ＩＭの合算ユニットＳＵＭ２に供給する。
【００７９】
乗算装置ＭＭは各パイロットチップに対する加算器ＡＤＤ１，ＡＤＤ２からの結果を出力し、合算ユニットＳＵＭ１，ＳＵＭ２はＮ＿パイロット＿チップ（例えば、２×１２８倍）に対する加算器ＡＤＤ１，ＡＤＤ２からの出力信号の加算を行う。完了したデータはデジタル信号であるので、合算ユニットＳＵＭ１，ＳＵＭ２で行った合算は乗算装置ＭＭからの各出力信号の積分に相当する。
【００８０】
１つの好ましい実施例として、ＰＮ−発生器ＰＮ−ＧＥＮはデモジュレータ出力データと乗算されるデスプレッドコードとして複素直交ショートウオルシュ・ハダマード（Ｗａｌｓｈ Ｈａｄａｍａｒｄ）及び実ロングゴールド（ウオルシュ・ハダマード）を発生する。
【００８１】
複素相関器装置ＣＭがオーバーサンプリング・レートＯＳで駆動されれば、ＯＳ番目毎の複素乗算のみが非零の結果を生む。ＯＱＰＳＫ−モジュレーション体系が応用される場合、注意を払わなければならない。好ましくは、この場合、乗算装置ＭＭで行われる複素乗算はＯＳ／２の距離を置いて２つの実乗算に分割することができる。全体のコードフェーズはチップ周期の１／ＯＳの増分で調整される。各コードフェーズ位置（チップ周期の１／ＯＳ）で１つのパイロット記号周期の一定のドウエル時間（本願では、３１．２５μｓ）において時間不確定領域（遅延スプレッド）を通して行われる直列サーチを応用できることが好ましい。こうして、或る一定数のコードフェーズをスロット及びサーチャ毎に評価することができる。これらの動作はオフラインで行われるため、より高速の処理を応用することができる。
【００８２】
評価可能なコードフェーズの数は、スロット当りのチップの総数とパイロット記号当りのチップ数掛けるこのオーバー処理因子ＯＰ（本願では、ＯＰ^*２５６０／２５６＝ＯＰ^*１０）との比率に等しい。一例は、オーバー処理因子ＯＰ＝４での８個のサーチャのハードウエア実施である。別な例はＯＰ＝１６での２つのサーチャである。
【００８３】
可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶにおいて、可干渉性合算ユニットＳＵＭ３はパイロット記号（即ち、２つのスロットに対応する合計で４つのパイロット記号）の２つの連続した周期のデスプレッドした各値について可干渉性累算を行う。合計で、遅延ファイルの１６０個のサンプルを２／ＯＰフレーム（＝２^*１６／ＯＰスロット）の際、即ち、２０／ＯＰｍｓの反復時間内でサーチャ毎に計算することができる。このことは１つの相関器及び１つのデスプレッダを有するサーチャに当てはまる。サーチャのセット内の多数の相関器及びデスプレッダをグループ分けすることによって（図６）、並行サーチャアーキテクチャを定義することができる。しかしながら、このことは本発明の一般的説明の制限を与えるものではない。
【００８４】
可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶの複素出力、即ち、実部Ｒｅ＿Ｉｍｐ［フェーズ］及びＩｍ＿Ｉｍｐ［フェーズ］は次いで二乗ユニットＳＱに入力される。このユニットにおいて、ＳＵＭ３の実部及び虚部はそれぞれ二乗され加算される（｜（ａ＋ｊｂ）｜²＝ａ²＋ｂ²）。ユニットＳＱの出力、即ち、部分的実遅延プロファイル値ＤＰＳｉは、サンプルの非可干渉性累算を行う合算ユニットＳＵＭ４に入力される。合算ユニットＳＵＭ４からの出力は実際の実遅延プロファイルＤＰＳである。こうして、合算ユニットＳＵＭ４は本質的に２つ以上の続くスロットからの２つの遅延プロファイルＤＰＳ_iを平均化する。こうして、遅延プロファイル決定の基礎的原理は、各タイムスロットにて複素値チャンネル推定を行い、次いで少なくとも２つのタイムスロットの複素チャンネル推定量（複素サンプル）を非可干渉的に加算し、最終的に、それぞれ２つのタイムスロットからの（加算した）チャンネル推定量の遅延プロファイル（実数の値）を非可干渉的に加算することである。
【００８５】
従って、デスプレッダＤＥＳＰの主要な機能は時間合せしたＰＮ−シーケンスとデモジュレータ出力データを乗算するものとして説明することができ、一方、可干渉性／非可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶは２つ以上の連続したスロットに渡る平均化を行う。出力は、デモジュレータ出力データ、即ち、可干渉性平均化に対する１つの使用した周期に渡るパイロット記号（＋加算したサンプル）（図１１）に基づく平均化した遅延プロファイルＤＰＳである。こうして、計算した遅延プロファイルＤＰＳははるかに正確である。何故ならば、これは次のスロット（またはフレーム）からのパイロット記号を使用するからである。
【００８６】
以下の例はデスプレッダＤＥＳＰ及び可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶの機能を例示するものである。各セクタにおけるアンテナ・ダイバーシチを仮定すれば、相応じて６つのアンテナ信号を有するセル内の３つの（能動的）セクタはＯＰ＝１に対する２つのフレームの際に６つのサーチャを使用することによって処理することができる。別の例として、丁度１つのセクタが選択されれば（能動的（ａｃｔｉｖｅ））、６つのサーチャのうちの３つを各アンテナ信号に割り当てることができる。相応じて、遅延プロファイルのサンプル当りの相関の数は３の因子だけ増加させることができる。こうして、２つのフレームの際（図１１参照）、３つの連続した遅延プロファイルは、低減したピーク及び干渉変化を有する推定量を平均化によって得ることができるＯＰ＝１に対して計算することができる。このことは改良した遅延プロファイルＤＰＳにつながる。
【００８７】
ＯＰ＝１６及び２つのサーチャにおいて、１０ｍｓのフレーム周期及び１６のタイムスロット内にて２^*８の（連続した）遅延スペクトルを計算することが可能である。セクタ制御機構（セクタスケジューリングは以下において説明する）は能動的（ａｃｔｉｖｅ）及び非能動的（ｎｏｎ−ａｃｔｉｖｅ）セクタに対してこの数を分配する、即ち、割り当てることができる。例えば、２つの能動的セクタ（２つのアンテナ信号）に対して３つの連続した遅延プロファイルを、また２つの非能動的セクタ（２つのアンテナ信号）に対しては１つの遅延プロファイルを計算することができる（図１３参照）。こうして、能動的セクタに対する非可干渉的平均化を各フレームの際に応用することができる。６０ｍｓ内において、非可干渉性セクタに対して３つの遅延スペクトルを計算することができ、この結果、非能動的セクタに対して非可干渉性平均化が可能となる。
【００８８】
更新時間を増大することなく可干渉性累算／平均化装置における非可干渉性累算（平均化）の数を２の因子だけ増大するために、１０ｍｓの更新時間に対するこの発明による「インタリーブした（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ）」平均化体系を用いることができる。本願では、最後の２つの連続した（恐らくは、既に非可干渉的に平均化した）遅延プロファイル、現在計算したプロファイル及び更新時間前のプロファイルは（更に）平均化されて、１０ｍｓの未変化の更新レートで改良した遅延プロファイルを計算するようになっている。遅延プロファイルＤＰＳを計算する１つの好ましいインタリービング体系は例えば以下の通りである。フレームｎ−１において、遅延プロファイルＤＰＳ_n-1が計算される。次いで、現在のフレームｎにおいて、更なる遅延プロファイルＤＰＳ_nが計算される。フレームｎにおいて、２つの遅延プロファイルが非可干渉的に累算（加算）され、加算した遅延プロファイルはフレームｎに対する遅延プロファイルＤＰＳ_n、即ち、ＤＰＳ_n′＝ＤＰＳ_n-1＋ＤＰＳ_nとして使用される。フレームｎにおける実際に計算した遅延プロファイルＤＰＳ_nは記憶され、次のフレームｎ＋１における更なる累算のために使用される。重み因子を予め計算した遅延プロファイルＤＰＳ_n-1に応用することも可能である。２つの遅延プロファイルＤＰＳ_n-1，ＤＰＳ_nを正に累算する（非可干渉的に加算する）代わりに、複数の前の遅延プロファイルＤＰＳを記憶し、次いで、複数のフレームを非可干渉的に加算して、フレームｎに対する遅延プロファイルに帰着することも可能である。複数の遅延プロファイルを累算の前に重み付けすることもできる。こうして、それぞれの遅延プロファイルＤＰＳの一種のＦＩＲまたはＩＩＲフィルタリング（または重み付け）を考慮に入れた異なる実施例もまた可能である。
【００８９】
可干渉性累算／平均化装置の別の実施例によれば、２つの対応するセクタアンテナの遅延プロファイルを（パス選択ユニットＰＳＵ内で）加算することができ（図６及び図１０参照）、この結果、アンテナ・ダイバーシチを活用する。この場合、可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶは２つの異なるアンテナからの２つの遅延プロファイルを加算できることが好ましい。
【００９０】
合算ユニットＳＵＭ４によって出力された最終的遅延プロファイルＤＰＳに基づいて、干渉（ノイズ）推定量がパス選択ユニットＰＳＵにおいて計算される。デスプレッダＤＥＳＰ及び可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶは、相関並びに可干渉性及び非可干渉性累算プロセスをステア（ｓｔｅａｒ）するデジタル信号プロセッサＤＳＰによって制御される。
【００９１】
何れにしろ、デスプレッダＤＳＰはパイロット記号に基づいてデスプレッドを行い、可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶは各フレーム内のパイロット記号に基づいて計算した遅延プロファイルの平均化を行うことが判かる。パイロット記号に基づく部分遅延プロファイルＤＰＳ_iの計算は、各遅延プロファイルを決定するのにランダムデータの使用よりも優れている。この発明の他方の態様は、２つの連続したフレームに少なくとも渡る連続した遅延プロファイルが平均化され、より正確な遅延プロファイルＤＰＳにつながる。
【００９２】
（パス選択ユニットの実施例）
前述したように、個々のサーチャＳ１…ＳＬは、周期的パイロット記号に基づいて計算されると共に、２つの続くフレームから計算された平均化した遅延プロファイルであることが好ましい遅延プロファイルＤＰＳを出力する。
【００９３】
ここで、どのようにしてパス選択ユニットＰＳＵが遅延プロファイルＤＰＳに含まれる有力なパスを選択するかについて説明することとする。パス選択ユニットＰＳＵの実施例を図１０に示す。ＰＳＵの機能を同一のセクタ（図１０では、セクタ１）に属する２つのアンテナＡｎｔ１，Ａｎｔ２からの２つの遅延プロファイルの入力に対して説明することとする。しかしながら、サーチャ１…Ｌのおのおのは、それぞれのセクタにおける最も有力な（最も強い）パスをそれぞれ出力する等価装置を個別に備えていることを了知すべきである。この発明の例証目的のために、アンテナ・ダイバーシチは各セクタ内で使用されることをこの時点で仮定する。しかしながら、この発明はアンテナ・ダイバーシチに限定されるものではない。図１４はパス選択ユニットＰＳＵにおける遅延プロファイルの処理を示している。
【００９４】
パス選択ユニットＰＳＵは加算器ＡＤＤ、ピーク検出及び除去装置ＰＤ−ＲＶ、パス推定装置Ｐ−ＥＳＴ、ノイズ推定装置ＮＥＳＴ、パス検査装置Ｐ−ＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２及び最大検出装置ＭＡＸそれにしきい値設定装置ＴＨＲＳ−ＳＥＴを備えている。ノイズ推定装置ＮＥＳＴはしきい値設定装置ＴＨＲＳ−ＳＥＴからしきい値因子またはしきい値ＴＨＲＳを受信する。このパス選択ユニットＰＳＵの主要な機能は、図６を参照して既に説明したように、干渉（ノイズ）推定量を考慮に入れることによってそれぞれの遅延プロファイルＤＰＳ１，ＤＰＳ２からＮ個の最も強いパスｄ₁′…ｄ_N′（即ち、遅延値）を抽出することである。また、選択情報ｓ₁′…ｓ_N′を発生して、選択された（能動的）セクタ（及びアンテナ信号）を示すようにする。入力遅延プロファイルに基づいて計算した遅延及び選択情報は図６に示すように最終的選択を行うトラッキング及び制御装置ＴＲＣＵに渡される。
【００９５】
パス選択ユニットＰＳＵは更新時間（例えば、１０ｍｓ）にて、即ち、フレーム周期毎に最大で、新しい最も強いパス及び新しい選択情報ｓ₁′…ｓ_N′を出力する。
【００９６】
以下において、パス選択ユニットＰＳＵの個々の装置の機能について図１０及び図１４を参照して説明する。
【００９７】
セクタ（アンテナ・ダイバーシチ）当りの省略時の２つのアンテナ信号またはそれらのそれぞれの遅延プロファイルＤＰＳ１，ＤＰＳ２を処理すべきであれば、それぞれの遅延プロファイルＤＰＳ１，ＤＰＳ２は先ず加算器ＡＤＤにおいて加算される。以下に説明する手続きは、アンテナ・ダイバーシチが使用されない場合にも当てはまる。この場合、加算器ＡＤＤは省略され、セクタ当り１つのアンテナからの計算された遅延プロファイルＤＰＳは、パス検出及び除去装置ＰＤ−ＲＶそれにパス推定装置ＰＥＳＴに直接入力される。従って、２つのアンテナにおけるアンテナ・ダイバーシチはこの発明の好ましい実施例に過ぎない。
【００９８】
加算された遅延プロファイルＤＰＳ′（図１４のステップＳＴ１参照）から、全体の最大ＭＡＸ１がサーチされる（ステップＳＴ２）。最大ＭＡＸ１及び最大（パルス速度）の各側での或る一定数（好ましくは、パルス速度に応じて３個）のサンプルは、ピーク検出及び除去装置ＰＤ−ＲＶにおいて除去されるかまたはそれぞれ零に設定される。前述したように、各遅延プロファイルＤＰＳに対して合計で多数の１６０のサンプルがあって、最大ＭＡＸ及び左右に３つのサンプルの除去のみでは遅延プロファイルの完全な特性を破壊することはないようになっている。即ち、本質的には最大ＭＡＸ１を除去すべきである。最大ＭＡＸ１及び対応する遅延値ｄ_MAX1はピーク検出及び除去装置ＰＤ−ＲＶに記憶される。
【００９９】
ＤＰＳ′からの最大の除去の手続きはＮ回繰り返され（ステップＳＴ４）、Ｎ個の候補遅延値ｄ_max1，ｄ_max2，…ｄ_maxn及び対応するピーク値ＭＡＸ１，ＭＡＸ２…ＭＡＸＮのセットを与えるようになっている。残りの平均化した遅延プロファイルＤＰＳ^*（バー）は、ノイズ推定装置ＮＥＳＴにおいて平均値ＤＰＳが計算される干渉（ノイズ）として考えられる。即ち、加算された遅延プロファイルＤＰＳ^*から関連最大が除去されているので、遅延プロファイルＤＰＳ^*の残りは干渉またはノイズとして考えることができる。好ましくは、最大の数はレイクフィンガの数に比して小さいべきである。
【０１００】
次いで、記憶した候補ピーク値ＭＡＸ１，ＭＡＸ２…ＭＡＸＮは、或る適合可能な一定のしきい値因子ＴＨＲＳと乗算された有効ノイズレベルＤＰＳ^*（バー）と比較される。ＴＨＲＳは最適化手続きから得られると共に、走査したセクタの数、信号対干渉比及び非可干渉性累算の数を反映することができよう。こうして、パス推定装置ＰＥＳＴは、それぞれの独立した直接的伝播パス及び必ずしも直接的ではない間接的伝播パスに対応する実遅延値として有効ノイズフロアを上回るこれらの値を考えるだけである。
【０１０１】
何らアンテナ・ダイバーシチが使用されなければ、即ち、１つのアンテナのプロファイルＤＰＳ（及び付加したプロファイルではない）のみが評価されれば、パス推定は終りになる。即ち、乗算されたしきい値を上回る選択した最大は（セクタ毎に）最大検出装置ＭＡＸに入力され、この最大検出装置ＭＡＸは全てのセクタのＮ個の最高の最大に対する遅延及び選択情報を出力する。
【０１０２】
好ましくは、アンテナ・ダイバーシチが使用されれば、最初に計算した遅延プロファイルＤＰＳ１，ＤＰＳ２は、それぞれのパス検査装置ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２における更なる処理を受ける。ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２のステップＳＴ５において判かるように、２つの遅延プロファイルＤＰＳ１，ＤＰＳ２は相互に独立してしきい値、即ち、ＤＰＳ^*（バー）×ＴＨＲＳに対して（再度）チェックされる。各ＤＰＳにおけるこれらの最大のみが、依然としてしきい値を超える規約ピークとして各アンテナに対して維持される（勿論、ＤＰＳ１＋ＤＰＳ２が１／２によって正規化されていなければ、しきい値は２の除算によって適合しなければならない）。こうして、選択情報によって示されるアンテナ及びセクタ当りの最終的な被選択パスが決定される。
【０１０３】
この時点で、最大検出装置ＭＡＸの出力は、入力したＮ個の最大に関して評価した全てのセクタ（例えば、６個のセクタ）を有することによる、最も関連した遅延ｄ₁′…ｄ_N′並びにどのセクタからこれらの最も強い最大及びそれらの遅延が由来するかの選択情報の尺度である。こうして、最大検出装置ＭＡＸの出力、即ち、事実パス選択ユニットＰＳＵの出力は、殆んどのエネルギー（即ち、殆んどの重要な遅延プラス（どのセクタで）これらの遅延が生じたかの指示）を搬送する伝播パスの尺度である。最大検出装置は（選択情報の対応する適合を用いて）、最も高い最大から最も低い最大の大きい順に最大を順序付ける。
【０１０４】
以下において説明するように、セクタ選択方法（セクタ選択スケジューリング）を応用すると共に、相関プロセスを調整することによって、能動的及び非能動的セクタの数、更新時間及び計算した遅延プロファイルの精度の間のトレードオフを行うことができる。即ち、個々のセクタを通して適切なサーチを行うと共に（図１２参照）、能動的及び非能動的セクタを識別することによって、はるかに正確な遅延プロファイル、及びセクタ間の移動局の移動の決定を計算することができる。改良した遅延プロファイルの計算は別として、セクタ選択手続きはよりソフトなハンドオーバに対して、即ち、一般に移動体がどこに位置しているのか及び／又は移動体は２つのセクタ間のより幅の広いライン上に位置しているのか否かに関するより正確な決定に対して使用することもできる。
【０１０５】
以下において、パス選択ユニットＰＳＵからの前述した出力を受信する、図６に示したトラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵの機能について説明することとする。
【０１０６】
（トラッキング及び制御ユニットの実施例）
図６において判かるように、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵはパス選択ユニットＰＳＵ（図１０参照）からの出力、即ち、全てのセクタの全てのパス検査装置ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２から得た殆んどの関連最大値の遅延時間ｄ₁′…ｄ_N′並びにどのセクタのどのアンテナにそれぞれの遅延時間が属しているのかを示す特定の選択情報ｓ₁′…ｓ_N′を受信する。このユニットＴＲＣＵはユニットＰＳＵの出力からＰ個（Ｐ＝レイクフィンガの数）の最も強い最大、即ち、遅延値ｄ₁…ｄ_p及びそれぞれの選択情報ｓ₁…ｓ_pを選択する。
【０１０７】
しかしながら、勿論、パス選択ユニットＰＳＵそれ自体によって出力された各値は、移動局ＭＳ及び基地局ＢＳの間の固定位置（及び距離）が維持される限り単に有効である。これは通常の場合であるが、位置が変化すれば、勿論、パワー遅延スペクトルＤＰＳ、即ち、遅延時間は変化し得る。ここで、勿論、各サーチ装置Ｓ１…ＳＮはパワー遅延スペクトルを決定するのに所定のウインドウを使用し得る。即ち、パイロット逆乗算器によって各サンプルを反転または除去することによる（オーバサンプル式デスプレッドシーケンスを有する）コード発生器ＰＮ−ＧＥＮのフェーズまたは信号シーケンスは所定数のスプレッド記号だけシフトされ、またこのシフトは所定の遅延時間を評価することに対応する。勿論、移動局ＭＳ及び基地局ＢＳの間でセットアップされる最初の伝送の際、所定の平均遅延時間は直接パスＰ１に正に当てはまることとなる。この時間の際、シフト距離（遅延スプレッド）の所定のウインドウを決定することができる。しかしながら、移動局ＭＳが周囲に移動する場合、遅延スプレッドウインドウの中心値は移動局ＭＳ及び基地局ＢＳの間の距離的変化に対応してシフトしなければならない。異なるストラテジを考えることもできる。
【０１０８】
従って、トラッキング及び制御ユニットの第１の機能は、ＭＳ及びＢＳ間の距離的変化に対して（遅延スプレッド）サーチウインドウを適合（追跡）させることである。これはそれ程連続的には行かないが、好ましくは１０ｍｓ（ラジオフレームの長さ）の最小更新時間が十分であろう（インタリーブ無しでＯＰ＝１６，２つのサーチャ、２つの能動的セクタ、３つの非干渉性平均化）。セクレタＳＥＬのパイロット・デマルチプレクサに含まれる各バッファは、パイロット・デマルチプレクサ内の読出し及び書込みポインタを調整することによる（パイロット記号及びデータ記号の）各サンプルの挿入または除去によって制御される。デマルチプレクサの読出し及び書込みポインタをシフトすることによって、パイロット記号プラス付加的サンプルの抽出の異なる開始及び終了タイミングが達成され、これは各値のシフトに相当し、サーチウインドウの変化に効果的に帰着する。別の可能性は前述したようにＰＮ−発生器フェーズをシフトすることである。
【０１０９】
セクタ（ソフタ）ハンドオーバの際、同期を維持するために共通のサーチウインドウ・オフセットを隣接するセクタ双方に応用する。従って、この共通サーチウインドウ・オフセットは（実質的パワー遅延スペクトル、即ち検出可能なパスは何ら計算／期待することができない）（隣接する）非能動的セクタに対して使用することも可能である。サーチウインドウを（遅延変化に帰着する）移動体移動または距離的変化に適合させるアルゴリズムは、例えば時間に渡る最も高い最高ＭＡＸ１の移動（遅延）を考えることによって当業者が容易に考案することができる。
【０１１０】
サーチャに用いられるサーチウインドウのシフト化は別として、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵはサーチウインドウの調整に従って既に計算した遅延パスｄ₁′…ｄ_N′を更新すると共に、或る一定数の最終遅延値ｄ₁…ｄ_p及び対応するアンテナ／セクタ情報ｄ₁…ｄ_p（ｐ＝レイクフィンガの数）を選択するという機能を有している。
【０１１１】
こうして、各ＰＶＥＲｎユニットは「候補（ｃａｎｄｉ−ｄａｔｅ）」ピークのセットを引き渡している。全てのピークは最大検出ユニットＭＡＸによって大きい順に並べられ、Ｐ個の最も大きいものがユニットＴＲＣＵによって（それらがどんなセクタからきているのかには無関係に）維持される。
【０１１２】
この手続きは全ての能動的セクタの全てのアンテナに対して行われ、また全ての能動的セクタの全ての調査済みアンテナ信号の間の全ての「残存（ｓｕｒｖｉｖｏｒ）」のうち、最大値のパワーに関して大きい順の予め定義した最大長さ（即ち、レイクフィンガの数、例えばｐ＝８に適合した）シーケンスが並べられる。このシーケンスは全ての現在調査したアンテナ信号内で見い出せる最も強いパスを反映する（このことは通常、能動セクタを反映することとなるが、現在依然として非能動的セクタを含み得る）。新しい降順に従う新しい遅延値ｄ₁…ｄ_pの選択と同時に、勿論、選択情報を更新して、それぞれの遅延時間の場所、即ち、それぞれの遅延時間に属するそれぞれのセクタを示すことともなる。この選択情報は信号をデモジュレートしなければならないサーチ及びトラッキングユニットＳＴＵの出力に接続したレイク受信機を知らせることとなる。この最大数未満のパスが同定されれば、レイク受信機は（例えば、それぞれの選択情報Ｓを負の値に設定することによって）幾つかのレイクフィンガをオフに切り換えなければならない情報を得る。
【０１１３】
遅延時間及びパス選択ユニットＰＳＵによって出力された選択情報の前述した更新はアンテナ・ダイバーシチのケースに制限されないことに留意すべきである。セクタ当り単一のアンテナのみを使用すれば、１つの遅延プロファイルのみを検査する必要がある。
【０１１４】
既に前述したように、セクタの数及びサーチャの数は必ずしも同一ではない。好ましくは、サーチャのセットは合計で６つのサーチャから構成される。しかしながら、セクタの数はサーチャの数よりも大きいかまたは小さいか或いは等しくても良い。従って、図６の制御装置ＣＮＴＲＬはセレクタＳＥＬを制御し、（セクタ当り１つまたは２つの）個々のアンテナ信号を時分割式にそれぞれのサーチャに加えるようになっている。
【０１１５】
（セクタ選択スケジューリング）
前にも述べたように、本発明においては、サーチャは各フレーム内の少なくとも２つの連続したタイムスロットから抽出したパイロット記号に基づいて遅延プロファイルを計算することが好ましい。図１１に示したように、しかしながら、各フレームは１６個のタイムスロットから構成される。（単一の）アンテナ信号がセレクタＳＥＬによって１０ｍｓの完全なフレーム周期に渡って１つの個別のサーチャに加えられる場合を仮定すると、明らかに、サーチャはこのアンテナ信号に対して、このアンテナ信号につき合計８回（１６のタイムスロット）計算を行うことができることを除いて、２つの連続したタイムスロットを一旦評価することによってのみ最終的遅延プロファイルの計算を行い得るに過ぎない訳ではない。しかしながら、制御装置ＣＴＲＬは本アンテナ信号に対するタイムスロット計算を行った後に２つの他のタイムスロットにて別のアンテナ信号に切り換えることができる（何故ならば、実際、２つのタイムスロットを使用する第１の計算の後に、１４の他のタイムスロットに達する時間があるからである）。以下において、セクタスケジューリング、即ち、おのおのが２つの連続したタイムスロットにてデータの計算を行うサーチャのセットに対するアンテナ信号の付加がどのようにして行うことができるのが好ましいかについて説明する。しかしながら、ユニットＴＲＣＵは各セルの所定数のセクタに対してプリセットした（非最適の）セクタ走査ルールを使用することもできることに留意されたい。
【０１１６】
先ず、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵはセクタのうちどれが能動的セクタで、かつセクタのうちどれが非能動的セクタであるかを決定する。遅延時間ｄ₁…ｄ_pに関連して選択情報ｓ₁…ｓ_pは現在有効なセクタのうちどれが能動的または非能動的であるかを示す。即ち、能動的であるセクタが選択情報において示される。
【０１１７】
第２に、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵ（または制御装置ＣＮＴＲＬ）はどれ程多くの可干渉性累算を１つのフレームにて行うことができるかを決める。前述したように、完全なフレームが例えば１６個のタイムスロットを含めば、このことは（２つのスロット可干渉性チャンネル推定に基づいて）合計８つの独立した可干渉性累算をフレームにて行うことができることを示すこととなろう。即ち、原理的に１つのフレームにて行うことができる可干渉性累算の数は２で除算したタイムスロットの数である。
【０１１８】
次に、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵは非可干渉性累算の数、即ち、（２つの連続したタイムスロットを考えることによってそれぞれ行われる）個別のＤＰＳｉ計算の数を決定し、これらの計算は次いで非可干渉的に加算される（即ち、それらの絶体値が加算される）。
【０１１９】
次に、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵはパワー遅延スペクトル更新（即ち、ウインドウ・シフト）に対する更新時間を決定する。更新時間は本質的に、その後に同一のＤＰＳプロファイルを計算するための同一のセクタの同一の２つのタイムスロットを調べる必要がある周期を意味している。能動セクタに対する更新時間は必ずしも非能動的セクタと同一である必要はない。即ち、主要な変化（距離的変化）は能動的セクタで生じることとなるので、非能動的セクタはそれ程たびたび調べる必要はない。即ち、それらの更新時間はより長くて良い。しかしながら、遅延プロファイル計算に対して同一の精度を有するため、好ましくは、非可干渉性累算の数は能動的セクタ及び非能動的セクタにおいて同一でなければならない。
【０１２０】
最終的に、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵ及び制御装置ＣＮＴＲＬはスケジューリングを決定するために、どれ程多くのサーチャＳ１…ＳＬが有効であるかを知らなければならない。即ち、並行に動作するより多くのサーチャがあれば、勿論、より多くのセクタを各フレーム内で走査することができる。
【０１２１】
こうして、トラッキング及び制御ユニットＴＲＣＵは、（選択情報によって示されるような）能動的及び非能動的セクタの数、（可能な可干渉性累算の数を決定する）フレーム当りのタイムスロットの数、能動的セクタ及び非能動的セクタに対して所望される非可干渉性累算の数、能動的及び非能動的セクタに対する所要の更新時間に基づくと共に、（固定した）セクタの数及び（同様に固定した）サーチャの数に基づいて、どれかの時間にセクタの走査スケジューリングを決定する。
【０１２２】
勿論、一旦走査スケジュールが決定されると、この特別な走査スケジュールを使用するセクタの走査は、（選択情報によって示される）セクタ状態が同一である限り意味をなすだけである。即ち、（移動局の移動に起因して）１つの非能動セクタは突然に能動的セクタとなれば、異なる走査スケジュールがトラッキング及び制御ユニットによって設定される。この種のスケジューリング体系において、勿論、セクタ境界を横切っての１つのセクタから別のセクタへの移動局の移動は「ソフトな（ｓｏｆｔ）」方法で決めることができる。即ち、移動局が１つの能動セクタから非能動セクタへ向う方向に移動すれば、或る段階で、非能動セクタの受信アンテナは信号の受信を開始することとなり、かつ移動局が境界に近づけば、前に非能動的であったセクタは、セクタが能動的になることを示すこととなる各最大を含む遅延プロファイルを表わすこととなる。しかしながら、この決定プロセスはハードな決定プロセスではない。何故ならば、本質的にセクタ走査において、移動局の連続的移動をモニタすることができる。
【０１２３】
２つのセクタを能動的なものとして宣言すると共に、他の４つのセクタを非能動的なものとして宣言することも可能である。能動的セクタ−非能動的セクタの数を除いて（同様：３つの能動的セクタ−３つの非能動的セクタ等）、各セクタを能動的または非能動的として指定することは変えることができる。
【０１２４】
図１３、図１５と関連して以下の表１はこの種のセクタスケジューリングの例を示している。この例では、全フレームが１０ｍｓ長であり、１６のタイムスロットを含み、８つの可干渉性累算を潜在的に処理することができることになるということが仮定された。
【０１２５】
１つの能動的セクタ／５つの非能動的セクタの場合に対して、非能動的セクタに対する更新時間にはそれぞれ５０ｍｓ，１０ｍｓ，２０ｍｓ，３０ｍｓが許容された。能動的セクタに対しては、各フレーム毎に１０ｍｓの更新時間が要求される。
【０１２６】
２つの能動的セクタ／４つの非能動的セクタの場合において、非能動的セクタにはそれぞれ１０ｍｓ，２０ｍｓ，６０ｍｓの更新時間を有することが許容される。
【０１２７】
３つの能動的セクタと３つの非能動的セクタの場合、非能動的セクタに対して３０ｍｓの更新時間が要求される。括弧の中の各更新時間の前にある数は可干渉性累算の可能な数を示している。実際、表１では、各能動的セクタに対するＯＰ＝１６のオーバサンプリングレート及び１０ｍｓの要求される更新時間を有する２つのサーチャが使用されることが予め特定されていた。また、最小数の２つの非可干渉性累算が要求される。このための回路構成を図１５に示す。制御信号ＣＮＴＲＬは、各セクタのそれぞれの第１及び第２のアンテナが第１及び第２のサーチャＳ１，Ｓ２に応用されるときのタイミングをセレクタに対して示すこととなる。図１５では、第１のアンテナは常に第１のサーチャＳ１によって取り扱われると共に、第２のアンテナは常に第２のサーチャＳ２によって扱われることを仮定している。
【０１２８】
表１は非可干渉性累算の数が同一で、それらのそれぞれの更新時間が太字のフレーム内に示されている各場合である。例えば、２つの能動的セクタ／４つの非能動的セクタの場合に対して、非能動的セクタは６フレーム（６０ｍｓ）後に更新する必要があるに過ぎず、この際、能動的セクタはフレーム毎（１０ｍｓ）後に更新される。しかしながら、非可干渉性累算の同一数（３）が用いられる。明らかに、更新時間について異なる制約を課せば、例えば非能動的セクタに対する更新時間を増大することによってより多くの非可干渉性累算が許容されることとなる。
【０１２９】
【表１】

【０１３０】
（各セクタ及び２つのサーチャにおいてアンテナ・ダイバーシチを使用する）１０ｍｓ，６０ｍｓの更新時間及び３つの非可干渉性累算を有する２つの能動的セクタ／４つの非能動的セクタに関する前述の例は、どの様にしてセクタを走査するのかについて最も関連する情報を与える。各更新時間はどの程度の頻度でセクタを検査しなければならないかを決定するが、これは走査のシーケンスを正確に特定する訳ではない。図１３ａ）、図１３ｂ）は２つの異なる走査シーケンスを示している。図１３において、「Ａ」は能動的セクタを表わし、「Ａ」に続く数字は第１、第２及び第３の能動的セクタを示し、かつこの数字に続く添字はＤＰＳ計算（即ち、２つのタイムスロットに渡って行われた可干渉性累算）の数字を示している。「Ｎ」は非能動的セクタを表わしている。
【０１３１】
能動的セクタ１，Ａ１₁，Ａ１₂，Ａ１₃に対する３つの可干渉性累算１，２，３及び第２の能動的セクタＡ２₁，Ａ２₂，Ａ３₃に対する３つのＤＰＳ計算が逐次的に行われる。非能動的セクタＮ１₁，Ｎ２₁における第１のＤＰＳ計算を行うのにそれぞれ使用されるフレーム１に残された４つのタイムスロットがある。能動的セクタに対する１０ｍｓの更新時間はフレーム２において了知することができる。何故ならば、１０ｍｓ毎の後、ＤＰＳ計算の同一のシーケンスが各能動的セクタに対して使用されるからである。しかしながら、残りの４つのタイムスロットはそれぞれの第２のＤＰＳ計算Ｎ１₂，Ｎ２₂に対する非能動的セクタＮ１，Ｎ２の走査のためにそれぞれ使用することができる。能動的セクタの走査は、あらゆるフレームにおいて最後の４つのタイムスロットが非能動的セレクタの走査に対して使用されるあらゆるフレームにおいて維持される。非能動的セクタに対する更新周期は６０ｍｓに選ばれたので、非能動的セクタに関するフレーム１における走査のシーケンスは実際にフレーム１と同一である第７番目のフレーム（図示せず）において繰り返されるに過ぎない。
【０１３２】
図１３ｂ）は表１における各パラメータによって規定されるようなスケジューリングの別の実現を示している。能動セクタ及び非能動セクタの走査のシーケンスは変わっていたが、一方、表１に挙げられるような制約は満たされている。従って、各セクタ内で走査を並べるのに或る程度の自由がある。
【０１３３】
第１、第２及び第３の可干渉性ＤＰＳに関する非能動的セクタの走査をどのように行うのかに応じて、第３のＤＰＳ計算毎の後に、非可干渉性累算が起こり得、かつ各遅延プロファイルは各変化に対してそれぞれ評価することができる。移動局が周囲を移動するとき、遅延プロファイルは（異なるマルチパス伝播によって）形状を変えることとなるが、遅延プロファイルが変化したとしても、パス選択ユニットは依然としてセクタが能動的であることを示すこととなる。１つ以上の隣接する能動的セクタにおける遅延プロファイルに関する１つの能動的セクタにおける遅延プロファイルを評価することによって、移動局が移動する方向に関する推定を与えることができる。非能動的である限り、非能動的セクタにおける遅延プロファイルが定義したしきい値レベルを超える任意の最大（パス）を含まないとしても、各非能動的セクタの遅延プロファイルはそれにも拘らず能動的セクタと一緒に評価することができる。何故ならば、移動局が非能動的セクタから能動的セクタの方向に移動すれば、非能動的セクタの遅延プロファイルさえ変化することとなるからである。
【０１３４】
こうして、全ての非可干渉性累算が全てのセクタにおいて行われるや否や（図１３の例では６０ｍｓ後）各遅延プロファイルを評価することによって、全ての遅延プロファイルを一緒に評価することができ、このことはセル内の移動局の位置及び移動局の移動方向の推定を与える。
【０１３５】
（発明力のあるＣＤＭＡ基地局の性能）
以下において、ＯＰ＝１での６つのサーチャを含むＣＤＭＡ基地局について調査する。
【０１３６】
サーチ及びトラッキングアルゴリズムの性能は遅延プロファイルからのチャンネルパスの検出性によって特徴づけられる。各チャンネルパスは自己相関ピークである推定した遅延プロファイルにおいて可視的となる。推定アルゴリズムは干渉レベルを上回る正当な信号対干渉比率でこれらの自己相関ピークを示すことができなければならない。パス検出性はＲＦ帯域における信号対干渉比率及びサーチアルゴリズムのデスプレッド利得並びにピーク及びノイズ変化に依存している。サーチアルゴリズムのデスプレッド利得は、パイロット記号当りのデスプレッド利得及びデスプレッドしたパイロット記号の可干渉性累算の数によって定義される。
【０１３７】
提案されたアルゴリズムに対して、このデスプレッド利得は、例えば１０^*ｌｏｇ１２８^*４＝２７ｄＢに等しい。チャンネル推定（即ち、推定した遅延プロファイルにおける自己相関ピーク及びノイズフロアの間の距離）によって了知される信号対干渉比率Ｅ_ch／ｌ₀はモジュレーション記号当りＥ_sｌ₀に比して例えば１０^*ｌｏｇ５１２／Ｍ（ｄＢ単位）だけ高い（式中、Ｍ∈｛１６，３２，６４，１２８）｝はモジュレーション記号スプレッド因子である）。レート１／３たたみ込みコード及び四次モジュレーション体系が応用されるので、Ｅ_ch／ｌ₀は対応するＥ_b／ｌ₀に比して１０^*ｌｏｇ２^*５１２／３Ｍ（ｄＢ単位）だけ大きい。ピーク及びノイズ変化は増大する数の非可干渉性平均化と共に減少する。即ち、検出確率は増大し、存在しないピークを検出するフォールスアラーム確率は減少する。
【０１３８】
図１６、図１７は２−パス、等しい強さ、独立したレイリーフェージングチャンネル、ｖ＝５０ｋｍ／ｈ、Ｍ＝６４及びＥ_b／ｌ₀＝５ｄＢに対する、存在するピークを検出する確率、逆に、存在しないピーク（「フォールスアラーム（ｆａｌｓｅ ａｌａｒｍ）」を検出する確率の例を示している。基礎的更新時間は２０ｍｓ（６つのサーチャ、ＯＰ＝１）であった。アンテナ・ダイバーシチ及びインタリーブした平均化体系が応用された。曲線はピーク対干渉しきい値、即ちピーク及び対応するノイズ値の（正規化した）比率に対してプロットされている。非検出確率に対する異なる曲線が示されている。即ち、０，１及び２サンプルの検出範囲（ＤＲ）が調べられている。このことは全てのピークがピーク対ノイズレベルを超える場合及びそれらの対応する遅延値が間隔［ｃｏｒｒｅｃｔ＿ｄｅｌａｙ−ＤＲ ｃｏｒｒｅｃｔ＿ｄｅｌａｙ＋ＤＲ］内にある場合、正確に検出されるように全てのピークがカウントされることを意味している。「任意のピーク（ａｎｙ ｐｅａｋｓ）」は、実際の遅延をチェックすることなくピーク対ノイズレベルを上回る全てのピークがカウントされたことを意味している。了知できるように、ＤＲ＝０における厳密な評価は或る程度の性能損失につながる。しかしながら、ＤＲ＝１及び特にＤＲ＝２に対して、非検出確立に関する重大な損失は何ら同定することができない。
【０１３９】
図１８はＥ_b／ｌ₀に渡るアルゴリズムの性能を示している。図１７に図示したようなインターセプトポイントでの確率値がとられた。実用上の目的のために、しきい値因子は、僅かな性能劣化をもたらすフォールスアラームに対してより高い安全保護をもたらすのに僅かに増大しなければならない。
【０１４０】
図１９は最適なしきい値因子がどのようにして信号対ノイズ比率、（走査した）セクタの数及び（可干渉的に）非可干渉性累算の数に依存するかについての印象を与えるものである。
【０１４１】
（産業上の利用可能性）
提案した発明は遅延プロファイル推定及びパス検出に対する任意の（周期的）パイロットベース伝送体系に使用することができる。この発明はハードウエア経費、プロファイルのフレキシビリティ及び精度、それにノイズ推定についての制約に関して非常に予期される候補である。即ち、可干渉性及び非可干渉性累算の提案された体系（ＯＰインタリーブした平均化体系）との組合せでサーチャの数を適合することによって、精度及びハードウエア経費の間のほとんど任意のトレードオフを達成することができる。非可干渉性平均化はピーク及びノイズ変化を低減するために応用される。種々様々なセクタ選択体系（スケジューリング）を適用することができる。
【０１４２】
発明の最良の形態として現在認められるこの発明の説明、好ましい実施例及び諸例について述べてきた。しかしながら、この発明の種々の修正及び変形が前述の技術的教示から当業者にとって可能であることは明白である。従って、この発明は前述した各実施例及び各例に制限されるものとして了知すべきではなく、この発明の範囲は特許請求の範囲によって規定される。特許請求の範囲において、参照番号は説明のためのものであって、各請求項の範囲を制限するものではない。
上述した最良の形態として現在認められる発明を以下に示す。
（第１の発明） ＣＤＭＡ通信システムのセル（ＣＬ）内の複数の伝播パス（Ｐ１，Ｐ２）についてＣＤＭＡ基地局（ＢＳ）及びＣＤＭＡ移動局（ＭＳ）の間のＣＤＭＡ信号伝送のパワー遅延スペクトルを決定するマルチパス伝播遅延決定装置（ＳＴＵ，図６，図７）において、
ａ）前記セル（ＣＬ）内の少なくとも１つのアンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）から受信したアナログＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）を複素パイロット記号（ＰＳｉ）及びデータ記号（ＰＤｉ）を有する連続したタイムスロット（ＴＳ１…ＴＳｍ）を含んだ連続したラジオフレーム（ＲＦ１…ＲＦｎ）から成るデジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）に変換するＡ／Ｄ変換装置（Ａ／Ｄ）と、
ｂ）各ラジオフレーム（ＲＦｎ）の少なくとも２つの連続したタイムスロット（ＴＳｋ−１，ＴＳｋ，ＴＳｋ＋１）から複素パイロット記号（ＰＳｉ）及びデータ記号（ＰＤｉ）を抽出すると共に、これらを連続的にメモリ装置（ＢＵＦ）に記憶するデマルチプレクス装置（ＰＩ−ＤＥＭＵＸ）と、
ｃ）前記抽出し記憶した複素パイロット記号及び前記データ記号（ＰＳｉ，ＰＤｉ）に基づいて前記各アンテナ（Ａｎｔ．１，Ａｎｔ．２）のパワー遅延プロファイル（ＤＰＳ，ＤＰＳ１，ＤＰＳ２，図１４）を決定するサーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）と、を具備したことを特徴とする前記装置。
（第２の発明） 第１の発明（ＳＴＵ，図６，図７）において、
ｃ１）所定のデスプレッドシーケンス（ＤＥＳＰ−ＳＱ）を発生するデスプレッドシーケンス発生器（ＰＮ−ＧＥＮ）と、
ｃ２）前記デスプレッドシーケンス（ＤＥＳＰ−ＳＱ；ＰＮ＿Ｒｅ，ＰＮ＿Ｉｍ）を有する前記複素パイロット記号（ＰＳｉ；Ｒｘ＿Ｒｅ，Ｒｘ＿Ｉｍ）のおのおのをデスプレッドして、各タイムスロット（ＴＳｋ−１，ＴＳｋ，ＴＳｋ＋１）の間にデスプレッドした複素パイロット値（ＰＳｉ′，Ｒｘ＿Ｒｅ′，Ｒｘ＿Ｉｍ′）を出力するデスプレッド装置（ＤＥＳＰ，ＣＭ，ＭＭ，ＩＭ）と、
ｃ３）前記デスプレッドした複素パイロット値（ＰＳｉ′，Ｒｘ＿Ｒｅ′，Ｒｘ＿Ｉｍ′）を平均化する平均化装置（ＡＣＣ−ＡＶ）であって、
ｃ３１）少なくとも２つの連続したタイムスロット（ＴＳｋ−１，ＴＳｋ，ＴＳｋ＋１）の対応するデスプレッドした複素パイロット記号（ＰＳｉ）の実部及び虚部（ＰＳｉ，Ｒｘ＿Ｒｅ′，Ｒｘ＿Ｉｍ′）を１つの複素パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ（バー），Ｒｅ＿Ｉｍｐ（位相），Ｉｍ＿Ｉｍｐ（位相））に可干渉的に加算する干渉性累算装置（ＳＵＭ３）と、
ｃ３２）前記１つの複素パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ（バー），Ｒｅ＿Ｉｍｐ（位相），Ｉｍ＿Ｉｍｐ（位相））を決定することによって、実パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ）を出力する絶体値決定装置と、
ｃ３３）前記デスプレッド発生器（ＰＮ−ＧＥＮ）によって発生した前記デスプレッドシーケンス及び前記抽出し記憶したパイロット記号（ＰＳｉ）それに前記データ記号（ＰＤｉ）の間の位相を逐次的に所定回数シフトする制御装置（ＰＮ−ＣＮＴＲＬ）であって、前記絶体値決定装置（ＳＱ）が位相シフトに依存する所定数の実パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ）を実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）として出力してなる前記制御装置と、を備えてなる前記平均化装置と、を具備したことを特徴とする前記装置。
（第３の発明） 第１の発明（ＳＴＵ；図７，図９）において、前記装置がＣＤＭＡ基地局（ＢＳ；図７，図９）またはＣＤＭＡ移動局に組み込まれていることを特徴とする前記装置。
（第４の発明） 第２の発明（ＳＴＵ；図７，図９）において、前記デスプレッド装置（ＤＥＳＰ，ＣＭ，ＭＭ，ＩＭ）、前記干渉性累算装置（ＳＵＭ３）及び前記絶体値決定装置（ＡＢＳ）は少なくとも２つのそれぞれの連続したタイムスロットにて、各値が対応するデスプレッド複素パイロット記号の干渉性付加に基づいている複数の実パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ）を各位相シフトで決定し、この際、１つの値に対して使用される少なくとも２つの連続したタイムスロットは別の値に対して使用されるタイムスロットとは異なり、
対応する実パワー遅延スペクトルサンプル値を非可干渉的に付加して、１つの実パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳ）を出力する非干渉性累算装置（ＳＵＭ４）が設けられることを特徴とする前記装置。
（第５の発明） 第１の発明（ＳＴＵ；図５，図６）において、前記実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）から前記マルチパス伝送の所定数の伝播パス（Ｐ１，Ｐ２）の遅延時間を決定するパス選択ユニット（ＰＳＵ）を更に具備したことを特徴とする前記装置。
（第６の発明） 第３及び第５の発明（ＳＴＵ；図６）において、少なくともサーチユニットにて使用されるサーチウインドウを応用すると共に、前記移動局（ＭＳ）及び前記基地局（ＢＳ）の間の位置及び／又は距離変化に従ってパワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）及び遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）を更新するトラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）を更に具備したことを特徴とする前記装置。
（第７の発明） 第３の発明（ＳＴＵ；図１，図６，図１２）において、前記ＣＤＭＡ基地局（ＢＳ）によってサーブされる前記ＣＤＭＡセル（ＣＬ）は、おのおのが少なくとも１つのアンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）を備えた所定数のセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）に細分され、前記Ａ／Ｄ変換装置が全ての前記アンテナ信号を対応するデジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）に変換し、
所定数のサーチユニット（Ｓ１…ＳＬ）が設けられ、
制御装置（ＣＮＴＲＬ）によって出力されたアプリケーション制御シーケンスに応答して前記デジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）を前記個々のサーチユニット（Ｓ１，ＳＬ）に加える選択装置（ＳＥＬ）を設けたこと、を特徴とする前記装置。
（第８の発明） 第７の発明（ＳＴＵ；図６）において、各セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）は２つのアンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）を含み、前記選択装置（ＳＥＬ）は各セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）からの変換したデジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１…Ｓ２）をそれぞれ１つのサーチユニット（Ｓ１…ＳＬ）に加えることを特徴とする前記装置。
（第９の発明） 第７または第８の発明（ＳＴＵ；図６，図１２）において、セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）の数はサーチユニット（Ｓ１…ＳＬ）の数に等しいことを特徴とする前記装置。
（第１０の発明） 第７または第８の発明（ＳＴＵ；図６，図１２）において、セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）の数はサーチユニット（Ｓ１…ＳＬ）の数よりも小さいかまたは大きいことを特徴とする前記装置。
（第１１の発明） 第１の発明（ＳＴＵ；図８）において、前記デマルチプレクス装置（ＰＩ−ＤＥＭＵＸ）はスイッチ装置（ＳＳＷ）、前記メモリ装置（ＢＵＦ）及びシンク装置（ＳＮＫ）を備え、制御装置（ＣＮＴＲＬ）はフレームクロック制御信号（ＦＦＣ）に応答して前記スイッチ装置（ＳＳＷ）を制御して前記抽出した複素パイロット記号及びデータ記号を連続的に前記メモリ装置（ＢＵＦ）に転送し、前記タイムスロットの他のデータ記号を前記シンク装置（ＳＮＫ）に転送することを特徴とする前記装置。
（第１２の発明） 第２の発明（ＳＴＵ；図９）において、前記デスプレッド装置（ＤＥＳＰ）は乗算装置（ＭＭ）及び積分装置（ＩＭ）から成る複素相関器（ＣＭ）を備えていることを特徴とする前記装置。
（第１３の発明） 第１２の発明（ＳＴＵ；図９）において、前記乗算装置（ＭＭ）は第１、第２、第３及び第４の乗算器（Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４）それに第１及び第２の加算器（ＡＤＤ１，ＡＤＤ２）を備え、前記第１の乗算器（Ｍ１）は各パイロット記号の実部（Ｒｘ＿Ｒｅ）と前記デスプレッドシーケンスの記号の実部（ＰＮ＿Ｒｅ）を乗算し、前記第２の乗算器（Ｍ２）は前記パイロット記号の虚部（Ｒｘ＿Ｉｍ）と前記デスプレッドシーケンスからの記号の実部（ＰＮ＿Ｒｅ）を乗算し、前記第３の乗算器（Ｍ３）は各パイロット記号の虚部（Ｒｘ＿Ｉｍ）と前記デスプレッドシーケンスの前記記号の虚部（ＰＮ＿Ｉｍ）を乗算し、前記第４の乗算器（Ｍ４）は各パイロット記号の実部（Ｒｘ＿Ｒｅ）と前記デスプレッドシーケンスの前記記号の虚部（ＰＮ＿Ｉｍ）を乗算し、前記第１の加算器（ＡＤＤ１）は前記第１及び第３の乗算器（Ｍ１，Ｍ３）からの出力を加算し、前記第２の加算器（ＡＤＤ２）は前記第２及び第４の乗算器（Ｍ２，Ｍ４）の出力を加算し、前記積分装置（ＩＭ）は所定数のパイロットチップ（Ｎ＿ｐｉｌｏｔ＿ｃｈｉｐｓ）に渡って前記第１及び第２の加算器（ＡＤＤ１，ＡＤＤ２）から出力した値をそれぞれ加算する第１及び第２の合計ユニット（ＳＵＭ１，ＳＵＭ２）を備え、前記第１及び第２の合計ユニット（ＳＵＭ１，ＳＵＭ２）は前記デスプレッドした複素パイロット値の実部及び虚部（ＰＳｉ′，Ｒｘ＿Ｒｅ′，Ｒｘ＿Ｉｍ′）をそれぞれ出力することを特徴とする前記装置。
（第１４の発明） 第５の発明（ＳＴＵ；図１０，図１４）において、前記パス選択ユニット（ＰＳＵ）が、
前記パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）での所定数のピーク（ＭＡＸ１，ＭＡＸ２，ＭＡＸｎ）を検出すると共に、零を設定するかまたは前記検出したピークに対応する前記実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）の少なくともこれらのサンプル及び前記最大の左右の所定数の付加的サンプルを除去するピーク検出／除去装置（ＰＤ−ＲＶ）と、
ピークサンプル及び零に設定されたかまたは除去された前記付加的サンプルを有する実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）を平均化して有効ノイズ値を決定するノイズ推定装置（ＮＥＳＴ）と、
前記有効ノイズ値としきい値因子を乗算して形成されるしきい値（ＤＰＳ ^* （バー）×ＴＨＲＳ）を超える決定したピークの遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′；ｄ _max1 ,ｄ _max2 ，ｄ _maxN ）を選択するパス推定装置（ＰＥＳＴ）と、を備えたことを特徴とする前記装置。
（第１５の発明） 第８の発明（ＳＴＵ；図１０，図１４）において、前記パス選択ユニット（ＰＳＵ）が更に、
セクタ当り２つのアンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）の第１及び第２の実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）を合算する加算器（ＡＤＤ）であって、前記ピーク検出及び除去装置（ＰＤ−ＲＶ）が前記加算した実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ′）での各ピークを検出すると共に零にする前記加算器と、
前記パス推定装置（ＲＥＳＥＴ）によって決定された乗算したしきい値（ＤＰＳ ^* （バー）×ＴＨＲＳ）と決定した遅延値（ｄ _max1 ,ｄ _max2 ，ｄ _maxN ）での各アンテナの前記第１及び第２の実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）とをそれぞれ比較する第１及び第２のパス検査装置（ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２）であって、前記乗算したしきい値以上の前記第１及び第２のパワー遅延スペクトルでのこの種のピークのみが検出されてなる前記第１及び第２のパス検査装置と、を備えたことを特徴とする前記装置。
（第１６の発明） 第１５の発明（ＳＴＵ；図１０）において、おのおのが１つ以上のセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）をサーブする複数のサーチ装置（Ｓ１，…ＳＬ）から前記それぞれのパス検査装置（ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２）からの候補ピークを受信し、所定数（Ｎ）の最高ピーク並びにそれぞれのサーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）の前記パス検査装置（ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２）によって出力したそれらの遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）を大きい順に順序付けし、どのセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）にそれぞれの遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）が属しているかを示す各遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）に対する選択情報（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′）を決定する最大検出装置（ＭＡＸ）を更に具備したことを特徴とする前記装置。
（第１７の発明） 第２の発明（ＳＴＵ；図３，図１１）において、前記無線フレーム（ＲＦｎ）はおのおのが１６のタイムスロットを備え、複数の実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）は非可干渉的に計算されることを特徴とする前記装置。
（第１８の発明） 第６の発明（ＳＴＵ；図６，図１３，図１５）において、前記トラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）は前記選択情報値（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′）及び前記遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）を受信すると共に、所定数（Ｐ）の遅延時間（ｄ ₁ …ｄ _p ）及び対応する選択情報（ｓ ₁ …ｓ _p ）を選択することを特徴とする前記装置。
（第１９の発明） 第１８の発明（ＳＴＵ；図６，図１３，図１５）において、前記トラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）は前記選択情報（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′，ｓ ₁ …ｓ _p ）によって示されるように現在能動的及び非能動的セクタに対して所定のセクタ走査ルールを使用して、前記選択装置（ＳＥＬ）に対してそれぞれのセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）からのそれぞれのアンテナ信号（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）を前記所定のセクタ走査ルールに従って前記数のサーチユニット（Ｓ１…ＳＬ）に加えるように命令することを特徴とする前記装置。
（第２０の発明） 第１９の発明（ＳＴＵ；図６，図１３，図１５）において、前記トラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）は各ラジオフレーム（ＲＦｎ）でのタイムスロット（ＴＳｉ）の数に基づいて、セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）の総数、サーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）の数、能動的セクタに対する所定の更新周期（１０ｍｓ）及び前記選択情報（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′，ｓ ₁ …ｓ _p ）によって示される現在能動的及び非能動的セクタの数、実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）に関する所定数の可干渉性及び非可干渉性計算及び非能動的セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）に対する更新周期を決定し、この際、前記セクタ走査ルール（図１３ａ，図１３ｂ）は各ラジオフレーム（ＲＦｎ）の各それぞれのタイムスロット（ＴＳｉ）にてどのセクタを走査すべきかを示してなることを特徴とする前記装置。
（第２１の発明） 第１９または第２０の発明（ＳＴＵ；図６，図１３，図１５）において、移動方向及び前記移動局（ＭＳ）が移動するセル（ＣＬ）のセクタを決定するために、前記トラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）は相互に関する各能動的及び非能動的セクタでの時間に渡るそれぞれの実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）の変化を評価することを特徴とする前記装置。
（第２２の発明） 第１９または第２０の発明（ＳＴＵ；図６，図１３，図１５）において、前記トラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）は、走査したセクタの状態が能動的から非能動的にまたはその逆に変化する毎に新しいセクタ走査ルールを選択することを特徴とする前記装置。
（第２３の発明） 第３の発明（ＳＴＵ；図６）において、前記マルチパス伝播遅延決定装置（ＳＴＵ）は前記ＣＤＭＡ基地局（ＢＳ）または前記移動局（ＭＳ）のレイク受信機（ＲＲ）に接続していることを特徴とする前記装置。
（第２４の発明） ２つのダイバーシチ受信アンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）を有する所定数のセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）にそれぞれ細分されたＣＤＭＡセル（ＣＬ）内の複数の伝播パス（Ｐ１，Ｐ２）についてＣＤＭＡ基地局（ＢＳ）及びＣＤＭＡ移動局（ＭＳ）間のＣＤＭＡ信号伝送の実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）を決定するマルチパス伝播遅延決定装置（ＳＴＵ，図６，図１０）において、
前記実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）から、前記マルチパス伝送の所定数の伝播パス（Ｐ１，Ｐ２）の遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）を決定するパス選択ユニット（ＰＳＵ）を具備し、該パス選択ユニット（ＰＳＵ）が、
前記パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）での所定数のピーク（ＭＡＸ１，ＭＡＸ２，ＭＡＸｎ）を検出すると共に、該検出したピークに対応する前記実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）のうちの少なくともそれらのサンプルを除去するかまたはこれらを零に設定するピーク検出／除去装置（ＰＤ−ＲＶ）と、
除去されたかまたは零に設定された前記ピークサンプルを有する前記実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）を平均化するノイズ推定装置（ＮＥＳＴ）と、
有効ノイズ値としきい値因子（ＴＨＲＳ）と乗算することによって形成したしきい値（ＤＰＳ ^* （バー）×ＴＨＲＳ）を超えた前記決定したピークの遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′；ｄ _max1 …ｄ _maxN ）を選択するパス推定装置（ＰＥＳＴ）と、
セクタ当り２つのアンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）の第１及び第２の実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）を合算する加算器（ＡＤＤ）であって、前記ピーク検出及び除去装置（ＰＤ−ＲＶ）が前記加算した実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ′）の各ピークを検出し及び零にするかまたは除去してなる前記加算器と、
前記パス推定装置（ＰＥＳＴ）によって決定された前記乗算したしきい値（ＤＰＳ ^* （バー）×ＴＨＲＳ）を決定した遅延値（ｄ _max1 ，ｄ _max2 ，ｄ _maxN ）にて各アンテナの前記第１及び第２の実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）とそれぞれ比較する第１及び第２のパス検査装置（ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２）であって、前記乗算したしきい値以上の前記第１及び第２のパワー遅延スペクトルのこの種のピークのみが検出されてなる前記第１及び第２のパス検査装置と、を備えたことを特徴とする前記装置。
（第２５の発明） 第２４の発明（ＳＴＵ；図１０）において、前記パス選択装置（ＰＳＵ）は更に、
おのおのが１つ以上のセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）をサーブする複数のサーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）から前記それぞれのパス検査装置（ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２）からの候補ピークを受信し、所定数（Ｎ）の最高のピーク並びに前記それぞれのサーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）の前記パス検査装置（ＰＶＥＲ１，ＰＶＥＲ２）によって出力されるそれらの遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）を大きい順に順序付けすると共に、前記それぞれの遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）がどのセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）に属しているかを示す各遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）に対して選択情報（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′）を決定する最大検出装置（ＭＡＸ）を備えていることを特徴とする前記装置。
（第２６の発明） ２つのダイバーシチ受信アンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）を有する所定数のセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）にそれぞれ細分されたＣＤＭＡセル（ＣＬ）内の複数の伝播パス（Ｐ１，Ｐ２）についてＣＤＭＡ基地局（ＢＳ）及びＣＤＭＡ移動局（ＭＳ）間のＣＤＭＡ信号伝送の実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）を決定するマルチパス伝播遅延決定装置（ＳＴＵ）において、
各セクタでのマルチパス伝送の前記実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）を決定する複数のサーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）と、
前記実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ１，ＤＰＳ２）から、前記マルチパス伝送の所定数の最も強い伝播パス（Ｐ１，Ｐ２）の各遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）及び該遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）が属する能動的セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）を示すそれぞれの選択情報（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′）を決定するパス選択ユニット（ＰＳＵ）と、
前記遅延時間、それに能動的及び非能動的セクタの前記選択情報（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′）に基づいて、セクタ走査ルール（図１３）を決定して、選択装置（ＳＥＬ）に対してラジオフレーム（ＲＦｎ）のそれぞれのタイムスロット（ＴＳｉ）での特別のタイミングで特別のアンテナ信号を前記サーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）に加えるように命令すると共に、特別のアンテナ信号を前記サーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）に加えたときにそれぞれ得られる実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）を評価して、前記ＣＤＭＡセル（ＣＬ）内の前記移動局（ＭＳ）の位置及び／又は移動方向を決定するトラッキング及び制御装置（ＴＲＣＵ）と、を具備したことを特徴とする前記装置。
（第２７の発明） 第２６の発明（ＳＴＵ；図６，図１３，図１５）において、前記トラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）は前記選択情報値（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′）及び前記遅延時間（ｄ ₁ ′…ｄ _N ′）を受信すると共に、所定数（Ｐ）の遅延時間（ｄ ₁ …ｄ _p ）及び対応する選択情報（ｓ ₁ …ｓ _p ）を選択することを特徴とする前記装置。
（第２８の発明） 第２６または第２７の発明（ＳＴＵ；図６，図１３，図１５）において、前記トラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）は各ラジオフレーム（ＲＦｎ）でのタイムスロット（ＴＳｉ）の数に基づいて、セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）の総数、サーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）の数、能動的セクタに対する所定の更新周期（１０ｍｓ）及び前記選択情報（ｓ ₁ ′…ｓ _N ′，ｓ ₁ …ｓ _p ）によって示される現在能動的及び非能動的セクタの数、実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）に関する所定数の可干渉性及び非可干渉性計算及び非能動的セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）に対する更新周期を決定し、この際、前記セクタ走査ルール（図１３ａ，図１３ｂ）は各ラジオフレーム（ＲＦｎ）の各それぞれのタイムスロット（ＴＳｉ）にてどのセクタを走査すべきかを示してなることを特徴とする前記装置。
（第２９の発明） 第２６から第２８の発明の何れか（ＳＴＵ，図６，図１３，図１５）において、走査されたセクタの状態が能動的から非能動的にまたはその逆に変化する度に、前記トラッキング及び制御ユニット（ＴＲＣＵ）は新しいセクタ走査ルールを選択することを特徴とする前記装置。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来技術によるＣＤＭＡセル及び移動局ＭＳ並びに基地局ＢＳの代表的配置を示す図である。
【図２ａ】 図２ａはＰＮシーケンスを使用するＤＳ−ＳＳ ＣＤＭＡスプレッド及びデスプレッドの原理的観念を示す図である。
【図２ｂ】 図２ｂはＱＰＳＫを使用するＣＤＭＡ方法における記号、ビット及びチップの定義を示す図である。
【図３】 ＣＤＭＡ伝送チャンネルにおける周期的に挿入したパイロット記号を有するチャンネル形式を示す図である。
【図４】 従来の基地局受信機を示すブロック図である。
【図５】 マルチパス伝播の遅延プロファイルＤＰＳ及び問題を示す図である。
【図６】 この発明に使用されるサーチ及びトラッキングユニットＳＴＵを示すブロック図である。
【図７】 この発明による、図６のサーチ及びトラッキングユニットＳＴＵの一部分として示すセレクタＳＥＬ及びサーチャＳ１の実施例を示す図である。
【図８】 この発明による、図７に示したパイロット・デマルチプレクサＰＩ−ＤＥＭＵＸの実施例を示す図である。
【図９】 この発明による、デスプレッダＤＥＳＰの実施例及び図７に示したセレクタＳ１の可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶの実施例を示す図である。
【図１０】 この発明による、セクタ１の２つのアンテナからパスを選択する例に対するパス選択ユニットＰＳＵの実施例を示す図である。
【図１１】 この発明による、パイロット記号及びフレームの使用並びに図７及び図９に示した可干渉性累算／平均化装置ＡＣＣ−ＡＶにて可干渉性平均化を行うための使用した時間周期を示す図である。
【図１２】 おのおのが２つのアンテナＡｎｔ１，Ａｎｔ２によってサービスされる個々のセクタへのセルの細分を示す図である。
【図１３】 セルの各セクタがこの発明のサーチ方法によってどのように動的にサーチされるかを示す図である。
【図１４】 この発明によるパス選択方法の実施例を示す図である。
【図１５】 アンテナ・ダイバーシチを含む６つのセクタをサーチする２つのサーチャＳ１，Ｓ２を備えたサーチ及びトラッキングユニットの実施例を示す図である。
【図１６】 ３つのセクタの場合に対する非検出及びフォールスアラーム確率を示す図である。
【図１７】 １つのセクタの場合に対する非検出及びフォールスアラーム確率を示す図である。
【図１８】 ユーパス レイリーフェージングの交鎖確率を示す図である。
【図１９】 Ｍ＝６４及びユーパス レイリーフェージングに対する交鎖確率でのピーク対ノイズレベルを示す図である。

Claims (8)

1. ＣＤＭＡ通信システムのセル（ＣＬ）内の複数の伝播パス（Ｐ１，Ｐ２）についてＣＤＭＡ基地局（ＢＳ）及びＣＤＭＡ移動局（ＭＳ）の間のＣＤＭＡ信号伝送のパワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）を決定するパワー遅延スペクトル決定装置であって、
   ａ１）前記セル（ＣＬ）内の少なくとも１つのアンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）から受信したアナログＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）をデジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）に変換するＡ／Ｄ変換装置（Ａ／Ｄ）を備えた前記パワー遅延スペクトル決定装置において、
   ａ２）スプレッドした複素パイロット記号（ＰＳｉ）及びスプレッドしたデータ記号（ＰＤｉ）を有する連続したタイムスロット（ＴＳ１…ＴＳｍ）を含んだ連続したラジオフレーム（ＲＦ１…ＲＦｎ）から成るデジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）に前記アナログＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）を変換できるようになっている前記Ａ／Ｄ変換装置（Ａ／Ｄ）と、
   ｂ）各ラジオフレーム（ＲＦｎ）の少なくとも２つの連続したタイムスロット（ＴＳｋ−１，ＴＳｋ，ＴＳｋ＋１）からスプレッドした複素パイロット記号（ＰＳｉ）及びスプレッドしたデータ記号（ＰＤｉ）を抽出すると共に、これらを連続的にメモリ装置（ＢＵＦ）に記憶するデマルチプレクス装置（ＰＩ−ＤＥＭＵＸ）と、
   ｃ）前記抽出し記憶したスプレッドした複素パイロット記号及び前記スプレッドしたデータ記号（ＰＳｉ，ＰＤｉ）に基づいて、前記各アンテナ（Ａｎｔ．１，Ａｎｔ．２）のパワー遅延スペクトル（ＤＰＳ，ＤＰＳ１，ＤＰＳ２，図１４）を決定するサーチ装置（Ｓ１…ＳＬ）と、を具備したことを特徴とする前記装置。
2. 請求項１記載の装置（ＳＴＵ，図６，図７）において、
   ｃ１）所定のデスプレッドシーケンス（ＤＥＳＰ−ＳＱ）を発生するデスプレッドシーケンス発生器（ＰＮ−ＧＥＮ）と、
   ｃ２）前記デスプレッドシーケンス（ＤＥＳＰ−ＳＱ；ＰＮ＿Ｒｅ，ＰＮ＿Ｉｍ）を有する前記複素パイロット記号（ＰＳｉ；Ｒｘ＿Ｒｅ，Ｒｘ＿Ｉｍ）のおのおのをデスプレッドして、各タイムスロット（ＴＳｋ−１，ＴＳｋ，ＴＳｋ＋１）の間にデスプレッドした複素パイロット値（ＰＳｉ′，Ｒｘ＿Ｒｅ′，Ｒｘ＿Ｉｍ′）を出力するデスプレッド装置（ＤＥＳＰ，ＣＭ，ＭＭ，ＩＭ）と、
   ｃ３）前記デスプレッドした複素パイロット値（ＰＳｉ′，Ｒｘ＿Ｒｅ′，Ｒｘ＿Ｉｍ′）を平均化する平均化装置（ＡＣＣ−ＡＶ）であって、
   ｃ３１）少なくとも２つの連続したタイムスロット（ＴＳｋ−１，ＴＳｋ，ＴＳｋ＋１）の対応するデスプレッドした複素パイロット記号（ＰＳｉ）の実部及び虚部（ＰＳｉ，Ｒｘ＿Ｒｅ′，Ｒｘ＿Ｉｍ′）を１つの複素パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ（バー），Ｒｅ＿Ｉｍｐ（位相），Ｉｍ＿Ｉｍｐ（位相））に可干渉的に加算する干渉性累算装置（ＳＵＭ３）と、
   ｃ３２）前記１つの複素パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ（バー），Ｒｅ＿Ｉｍｐ（位相），Ｉｍ＿Ｉｍｐ（位相））を決定することによって、実パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ）を出力する絶体値決定装置と、
   ｃ３３）前記デスプレッド発生器（ＰＮ−ＧＥＮ）によって発生した前記デスプレッドシーケンス及び前記抽出し記憶したパイロット記号（ＰＳｉ）それに前記データ記号（ＰＤｉ）の間の位相を逐次的に所定回数シフトする制御装置（ＰＮ−ＣＮＴＲＬ）であって、前記絶体値決定装置（ＳＱ）が位相シフトに依存する所定数の実パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ）を実パワー遅延スペクトル（ＤＰＳ）として出力してなる前記制御装置と、を備えてなる前記平均化装置と、を具備したことを特徴とする前記装置。
3. 請求項１、請求項２のうちの１つ以上の請求項に記載の決定装置を備えたＣＤＭＡ基地局またはＣＤＭＡ移動局（ＳＴＵ、図７、図９）。
4. 請求項２記載の装置（ＳＴＵ；図７，図９）において、前記デスプレッド装置（ＤＥＳＰ，ＣＭ，ＭＭ，ＩＭ）、前記干渉性累算装置（ＳＵＭ３）及び前記絶体値決定装置（ＡＢＳ）は少なくとも２つのそれぞれの連続したタイムスロットにて、各値が対応するデスプレッド複素パイロット記号の干渉性付加に基づいている複数の実パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳｉ）を各位相シフトで決定し、この際、１つの値に対して使用される少なくとも２つの連続したタイムスロットは別の値に対して使用されるタイムスロットとは異なり、
   対応する実パワー遅延スペクトルサンプル値を非可干渉的に付加して、１つの実パワー遅延スペクトルサンプル値（ＤＰＳ）を出力する非干渉性累算装置（ＳＵＭ４）が設けられることを特徴とする前記装置。
5. 請求項３記載の装置（ＳＴＵ；図１，図６，図１２）において、前記ＣＤＭＡ基地局（ＢＳ）によってサーブされる前記ＣＤＭＡセル（ＣＬ）は、おのおのが少なくとも１つのアンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）を備えた所定数のセクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）に細分され、前記Ａ／Ｄ変換装置が全ての前記アンテナ信号を対応するデジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）に変換し、
   所定数のサーチユニット（Ｓ１…ＳＬ）が設けられ、
   制御装置（ＣＮＴＲＬ）によって出力されたアプリケーション制御シーケンスに応答して前記デジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１，Ｓ２）を前記個々のサーチユニット（Ｓ１，ＳＬ）に加える選択装置（ＳＥＬ）を設けたこと、を特徴とする前記装置。
6. 請求項５記載の装置（ＳＴＵ；図６）において、各セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）は２つのアンテナ（Ａｎｔ１，Ａｎｔ２）を含み、前記選択装置（ＳＥＬ）は各セクタ（ＳＥＣＴ１…ＳＥＣＴ６）からの変換したデジタルＣＤＭＡマルチパス信号（Ｓ１…Ｓ２）をそれぞれ１つのサーチユニット（Ｓ１…ＳＬ）に加えることを特徴とする前記装置。
7. 請求項２記載の装置（ＳＴＵ；図９）において、前記デスプレッド装置（ＤＥＳＰ）は乗算装置（ＭＭ）及び積分装置（ＩＭ）から成る複素相関器（ＣＭ）を備えていることを特徴とする前記装置。
8. 請求項７記載の装置（ＳＴＵ；図９）において、前記乗算装置（ＭＭ）は第１、第２、第３及び第４の乗算器（Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４）それに第１及び第２の加算器（ＡＤＤ１，ＡＤＤ２）を備え、前記第１の乗算器（Ｍ１）は各パイロット記号の実部（Ｒｘ＿Ｒｅ）と前記デスプレッドシーケンスの記号の実部（ＰＮ＿Ｒｅ）を乗算し、前記第２の乗算器（Ｍ２）は前記パイロット記号の虚部（Ｒｘ＿Ｉｍ）と前記デスプレッドシーケンスからの記号の実部（ＰＮ＿Ｒｅ）を乗算し、前記第３の乗算器（Ｍ３）は各パイロット記号の虚部（Ｒｘ＿Ｉｍ）と前記デスプレッドシーケンスの前記記号の虚部（ＰＮ＿Ｉｍ）を乗算し、前記第４の乗算器（Ｍ４）は各パイロット記号の実部（Ｒｘ＿Ｒｅ）と前記デスプレッドシーケンスの前記記号の虚部（ＰＮ＿Ｉｍ）を乗算し、前記第１の加算器（ＡＤＤ１）は前記第１及び第３の乗算器（Ｍ１，Ｍ３）からの出力を加算し、前記第２の加算器（ＡＤＤ２）は前記第２及び第４の乗算器（Ｍ２，Ｍ４）の出力を加算し、前記積分装置（ＩＭ）は所定数のパイロットチップ（Ｎ＿ｐｉｌｏｔ＿ｃｈｉｐｓ）に渡って前記第１及び第２の加算器（ＡＤＤ１，ＡＤＤ２）から出力した値をそれぞれ加算する第１及び第２の合計ユニット（ＳＵＭ１，ＳＵＭ２）を備え、前記第１及び第２の合計ユニット（ＳＵＭ１，ＳＵＭ２）は前記デスプレッドした複素パイロット値の実部及び虚部（ＰＳｉ′，Ｒｘ＿Ｒｅ′，Ｒｘ＿Ｉｍ′）をそれぞれ出力することを特徴とする前記装置。

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