JP4444517B2 - 周波数オフセット補正のための方法及び装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は無線通信に関する。より明確には、この発明はコヒーレント検出を使用するディジタル無線通信用のシステムに関する。
【0002】
【従来の技術】
1)スペクトル拡散及び符号分割多重アクセス
スペクトル拡散通信技術はノイズに強く、低送信パワーの使用を可能とし、そして低い傍受(intercept) の見込み(probability) を有する。そのような理由によって、スペクトル拡散技術の早期開発の多くは軍事研究員によって行われた。しかしながら、最近、この技術の利点は、その上、消費者実用(cusumer applications)について、最も明白には進歩したディジタルセルラ電話システムにおいて、その使用の増加となった。
【0003】
大抵の他の通信技術が搬送波信号を1つまたはそれ以上のデータ信号のみで変調するのに対して、スペクトル拡散技術もまた搬送波を疑似ランダムノイズまたは“疑似ノイズ”(PN)信号で変調する。スペクトル拡散システムの周波数ホッピング変形(variant) では、特定の瞬間でのPN信号の値は送信された信号の周波数を決定し、そしてこのように信号のスペクトルが拡散される。直接スペクトル拡散(DSSS)変形では、搬送波が両信号により変調されるときにそのスペクトルが拡散されるように、PN信号のビットレート(“チップレート”と呼ばれる)は情報信号のビットレートよりも高いように選択される。
【0004】
単一のチャネルを通して多重化個別信号を継続させる通信システムは、受信器で区別できる種々の信号を作成するためにある技術を使用しなければならない。時分割多重アクセス(TDMA)システムでは、個別信号はそれらが時間間隔(time interval) で直交である(そしてこのように分離できる)ような非オーバラップ間隔で送信される。周波数分割多重アクセス(FDMA)システムでは、信号は帯域制限されそしてそれらが周波数間隔で直交であるような非オーバラップサブチャネル内に送信される。符号分割多重アクセス(CDMA)システムでは、信号はそれらが符号間隔において(in code space) 直交またはほとんど直交であるような直交または非相関コードシーケンスによる変調によって拡散され、そして受信器で互いに区別できるままである間、同時に同じチャネル中で(across)送信されてよい。例示的なCDMAシステムは米国特許番号4,901,307号、標題“衛星または地上中継器を使用しているスペクトル拡散多重アクセス通信システム(SPREAD SPECTRUM MULTIPLE−ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATTELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS)”、1990年2月13日発行に記述され、そして本発明の譲受人に譲渡され、その開示は引用されてこの中に組み込まれる。
【0005】
CDMA DSSSシステムでは、その後、各個別搬送波信号は、データ信号及び、少なくともすべての他のユーザに割り当てられた疑似ノイズ(PN)信号とほとんど直交であり、従ってそれを他のユーザの信号から区別している間送信された信号のスペクトルを拡散しているPN信号によって変調される。搬送波への拡散及び変調の前に、データ信号は、例えば、データ冗長度を増加させて受信器でのエラー訂正を可能とするために計画された種々の符号化及びインターリーブ動作を典型的に受ける。データ信号はまた盗聴者に対する特別の保護を提供するために暗号化されてよい。スペクトル拡散通信システムにおけるCDMA信号の発生は米国特許番号5,103,459号、標題“CDMAセルラ電話システムにおける信号波形を発生するためのシステム及び方法(SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORM IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM)”1992年4月7日発行に開示され、そして本発明の譲受人に譲渡され、その開示は引用されてこの中に組み込まれる。
【0006】
2)位相変調
DSSS電気通信システムでは、ベースバンド情報信号は典型的に1MHzまたはそれ以上の帯域幅を有するようにPNシーケンスによって拡散される。無線チャネルを通して拡散ベースバンド信号を送信するために、それを望ましい周波数のRF搬送波上で変調することが必要である。
【0007】
RF搬送波上でディジタルベースバンド信号を変調する種々の方法がある。これらの方法は何か特定の瞬間に送信されるべきデータ記号に従って搬送波の同位相(I)及び直交(Q)成分の1つまたは両方の振幅、位相、および/または周波数を変えることによって典型的に動作する。DSSSシステムは一般に、搬送波成分内の位相状態が転送されているデータ記号に対応する位相シフトキーイング(PSK)か、あるいは搬送波成分の位相及び振幅の両者が変調される直交振幅変調(QAM)のいずれかの変形を使用する。
【0008】
バイナリPSK(BPSK)変調を使用している例示的なシステムでは、基本位相状態(ゼロの位相と定義する)から180度ずつ異なる第2の位相状態への搬送波の移行(すなわちゼロからπラジアン離れた位相シフト)がデータ記号0からデータ記号1への移行を指示するために選定される(designated)ことが可能である。ゼロに戻るπラジアンの逆位相シフトはデータ記号1からデータ記号0への移行を指示するためにその後選定されるであろう。これらの移行の間に、搬送波の位相はデータ記号0が送信されている(ゼロの位相)か代わりにデータ記号1が送信されている(πラジアンの位相)かを指示する。データレート対帯域幅の改良された比率は、データ記号がI及びQ成分の両方において180度シフトに符号化されるところの直交PSK(QPSK)変調を使用することにより得ることができる。PSK変調のこれらの及び他の変形は当技術分野において周知である。
【0009】
PSK変調では、すべての位相状態は基本位相状態に関してのみ意義を有することに注意されたい。もしこの基準状態が未知であれば、その時は位相状態移行点のみを確認することができ、そして記号の事実上の一致は決定することができない。上述されたBPSKシステムでは、例えばπラジアンの位相シフトは0から1への移行か1から0への移行かを指示する。もし人が基本位相状態と開始または終了位相状態との間の関係を知らなければ、どちらの移行が示された(meant) かを決定することはできない。
【0010】
この位相の曖昧さの問題はいくつかの異なる方法において処置されるかもしれない。1つのアプローチは、非コヒーレント検出に適しておりそして差分(differential)PSK(DPSK)のような基本位相状態の知識を必要としない変調を使用することによりそれを避けることであった。より効率のよいパワーの方法は、基本位相状態には無関係に明白である(unambiguous) 手法においてデータ記号を符号化するために直交信号方式セットを使用する。CDMAの4章:アンドリュー・ジェー・ビタビ(Andrew J.Viterbi)、アジソン・ウェスレー・ロングマン(Addison Wesley Longman)による“スペクトル拡散通信の原理(Principles of Spread Spectrum Communications)、リーディング(Reading) 、MA、1995年、において検討されたように、アダマール・ウォルシュ関数は1つの適当な信号方式セットであり、この章は引用されてこの中に組み込まれる。しかしながら、位相の曖昧さの問題を避けるために必要な情報の冗長度を提供することによって、これらの方法はまたチャネルの達成できるデータ処理能力を減らすかもしれない。代替のアプローチはコヒーレント検出スキームを使用することであった。
【0011】
3)コヒーレント検出及び位相ノイズ
パイロット支援の(pilot-assisted)コヒーレント検出では、基本位相状態はパイロット信号、位相及び大きさの基準(magnitude reference) を提供するためにデータ信号に加えて(along with)送信される既知のフォームの信号から引き出される。同じ搬送波によってパイロット及びデータチャネルを送信することの1つの方法は異なる直交符号で(すなわち、異なるウォルシュ関数で)チャネルをカバーすることである。受信器では、搬送波同期を、及び例えば受信パイロットに関して一定の位相角で局部発振器の出力を維持するために位相同期ループを使用することによって可能となるコヒーレント検出を確立するために、パイロットチャネルを使用することができる。
【0012】
あいにく、搬送波同期は位相ノイズの存在によってしばしば複雑となる。位相ノイズは、1つはランダムであり他はより確定可能である2つの成分を有するかもしれない。ランダム成分は主として送信器と受信器との間の相対運動(またはリフレクタによって引き起こされるかもしれないような、2つの間の明白な運動)により引き起こされるドップラ効果に起因する。そのようなドップラシフトの最大の大きさfd_max は下記として定義される
fd_max =fc ×v/c,
ここでfc はHzでの搬送波周波数であり、vはm/secでの相対速度であり、そしてcは光速である。ギガヘルツ範囲内の搬送波周波数及び数百マイル/時の相対速度について、ドップラ成分は数百ヘルツのオーダであってもよい。
【0013】
ドップラ成分は急速に変化しそして数パーセントのデータレートを超えるかもしれないので、位相同期ループを使用して追跡することは典型的に非常に困難である。このランダム成分を補うべき代替の方法はチャネルの効果の推定値(estimate)を得るために既知のパイロット信号を使用することである。この推定値は通常、チャネルにより導入された位相における回転を表しそしてデータサンプルにおける同じ回転を補償するために使用される複素ベクトルの形式内にある。
【0014】
位相ノイズはまた、主として送信器及び受信器内の発振器間の周波数における差によって発生された、システムアーキテクチャ内で周波数オフセットとして起こる。この差は、例えば、製造における変動またはエージングか温度による乱調(drift) のため発生するかもしれないし、そしてこのオフセットの効果は時間に関して相対的に一定のままであるサンプル内に位相回転を導入することである。IS−98A基準(TIA/EIA、1996年7月)の10.1.1.3項は、移動局の搬送波の周波数が以前発振器が位相同期されていた300Hz以上のエラーを有することを可能とする。
【0015】
もし定回転成分(constant-rotating-component) の周波数オフセットが別々に補償されるならば、その後位相ノイズのランダム成分のより良い推定値を得ることができる。周波数オフセットを補正する1つの方法はディジタル周波数同期ループ(DFLL)を使用することによっている。ディジタル周波数同期ループの動作の要素及び原理は当技術分野で周知であり、そして例えば、発明者リング(Ling)による “無線通信のためのディジタル周波数同期ループのコンバージェンス及び出力MSE(Convergence and Output MSE of Digital Frequency−Locked Loop for Wireless Communications)”、1996年車両技術会議の会報、アトランタ、pp.1215−1219、及びフランシス・ディー・ナタリ(Francis D. Natali) による“AFC追跡アルゴリズム(AFC Tracking Algorithms)”、通信のIEEE会報、vol.COM−32、no.8、1984年8月、pp.935−947、に記述されており、これらの文書は引用によりこれに組み込まれる。
【0016】
周波数オフセット補正
図1はDFLLを使用する周波数オフセット補正の1つの方法を説明する。RFステージ(図示せず)はA/D変換及び周波数補正用の受信アナログデータを変換及び補正ブロック110に供給する。下記に詳述するように、周波数補正動作はA/D変換の前か後に実行することができる。ディジタル化されそして補正された同位相(I)及び直交(Q)サンプル列はPNデスプレッダ115によって逆拡散され、そしてその後データの記号及びパイロットチャネルをそれぞれ得るためにデータデスプレッダ120及びパイロットデスプレッダ130によって逆拡散される。
【0017】
周波数弁別器140は逆拡散パイロットサンプルを受信して瞬時周波数エラー(instantaneous frequency error) faを発生する。図2で説明されるように、値faは現パイロットサンプルの複素積及び前パイロットサンプルの複素共役の虚数部として計算される。ループフィルタ150では、瞬時周波数エラーfaは変換及びDFLLの帯域幅を制御するために計られ(scaled)、そしてその後、より正確なオフセット周波数推定値fbを得るために積分される。オフセット周波数のこの推定値はブロック110に入力され、そして受信データの位相を調整するために使用される。
【0018】
ブロック110では、周波数補正は、RFまたはIFでのアナログデータを入力しそしてA/D変換の前に信号をベースバンドにダウンコンバートするためにDFLLにより制御された電圧制御発振器(VCO)を使用することによってアナログ領域に適用することができる。しかしながら、周波数補正をアナログ信号上で行うことは比較的容易である一方で、ある適用分野にとってはそれは実用的ではない。例えば、CDMA基地局により受信された信号は、各成分信号が異なる周波数オフセットを有している、多くのユーザからの信号を典型的に含むであろう。TDMA基地局については、各タイムスロットの間に受信された信号は典型的に異なるユーザから到来し、隣接タイムスロットにおいて受信された信号よりも異なる周波数オフセットを有するであろう。このような場合には、周波数正をディジタル領域で行うことが望ましい。さらに、よりよい温度の安定性及び動作の信頼性は、もし補正がその代わりとしてディジタル的に行われるならば、より小さい回線領域において得ることができる。
【0019】
周波数補正は、アナログデータをブロック110にベースバンドで入力しそして複素回転をA/D変換後のサンプルに適用することによって、ディジタル領域に適用することができる。ディジタル化後に補正を行うことの1つの欠点は、複素回転が各サンプル上で行われることへの要求がさらに強くなることである。1.2288Mcpsの代表的チップレート及びチップレートの2倍のサンプリングレートについて、この方法は毎秒実行されるべきほぼ250万の複素回転を必要とするであろう。そのような処理レートを維持するために必要なパワー及び利用可能な領域は、ディジタル周波数補正を多くの適用分野に対して実行不可能にする。
【0020】
【課題を解決するための手段】
周波数補正処理を、逆拡散前の受信サンプル上でよりも、むしろ逆拡散後のパイロットチャネル上で行うことによって、この発明はデータチャネル内の周波数オフセットを補償するために必要な計算上の努力をかなり減ずる。データ及びパイロットチャネル間のコヒーレンスを維持するために、この発明はまたチャネル推定値を逆回転しそしてコヒーレント検出が行われる前にデータチャネル内のサンプルを遅延させることを含む。
【0021】
【発明の実施の形態】
図3はこの発明の第1の実施例のブロック図である。好ましい実施の形態では、図3の回路(ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック250を除く)は、それぞれ同一または異なるアンテナからの信号の異なるマルチパスのインスタンス(instance)を受信して、数個の受信器のために複写される(replicated)であろう。そのようなシングルパス受信器は一般にレーキ(Rake)“フィンガ(finger)”と呼ばれる。そのような1実施の形態では、ループフィルタリング・位相計算及び遅延(LFPCD)ブロック250は、各フィンガから値faiを受信しそして全フィンガに共通に複素ペア(cosθ,−sinθ)と(cosφ,sinφ)とを出力して、全フィンガに共通であるだろう。
【0022】
図3の好ましい実施例では、A/Dコンバータ210を通過するRFおよび/またはIFステージ(図示せず)から受信されたベースバンドアナログデータは、PNデスプレッダ115内のPNシーケンスにより逆拡散され、そしてデータデスプレッダ120及びパイロットデスプレッダ130においてさらなる逆拡散を受ける(undergoes) 。デスプレッダ115と120とは図5において説明されるように、入力I 2及びQ 2がそれぞれの逆拡散符号である、複素掛算器(complex multiplier)として実施することができる。周波数オフセットがデータサンプルレートよりも低いと仮定して、周波数オフセットは逆拡散動作中は無視することができる。
【0023】
好ましい実施例では、パイロットチャネルはウォルシュ関数0によってカバーされる(すなわち、カバリング関数は効果的に一定値である)。この場合には、パイロットデスプレッダ130は積分・ダンプ(integrate-and-dump)回路として実施することができる。サンプル周波数を減らしそしてこのように計算上の負荷を減らすために積分周期は長くなければならないが、しかしこれに反して周波数オフセットによる位相シフトがその周期内で無視できるように積分周期は短くなければならない。300ヘルツの周波数オフセット及び数百ヘルツのドップラ成分について、約200μsの積分周期が1実施例のために使用される。先の処理の前に、例えば、右シフト(right-shifting)によってパイロットサンプルを切る(truncate)ことは望ましいかもしれない。打ち切り(truncation)は後のステージにおけるデータのビット幅を減ずるのに役立ち、そしてこのステージでの適度の量(moderate amount) の打ち切り及び回転(rounding)は、どれも性能の低落(performance degradation) を持ち込むために示されなかった。しかしながら、打ち切りは随意である。
【0024】
逆拡散後、パイロットサンプルは位相回転子220内で回転される。位相回転子220の好ましい実施の形態は、図5に示されるように、複素掛算器である。回転角θを表す複素値は下記されるようにLFPCDブロック250により出力される。
【0025】
回転パイロットサンプルは瞬時周波数エラーの測定値faを出力する、周波数弁別器140に入力される。好ましい実施の形態では、周波数弁別器140(その機能性(functionality) は図2に示される)は図4において説明されるように四相関器(quadricorrelator)として実施される。
【0026】
図6はLFPCDブロック250のブロック図を示す。上に注意したように、好ましい実施の形態では、多数のフィンガは瞬時周波数エラーfaiを個々に計算する。これらの値は周波数エラー結合器310を通してLEPCDブロック250に入力される。好ましい実施の形態では、結合器310は値faiの合計として値faΣを出力する。しかしながら、結合器310はなおこれらの値の重み付けまたは非重み付け平均を出力するために構成することができる。もしもfaの1つの値のみがLFPCDブロック250に入力されるならば、結合器310は省略されてよい。
【0027】
リミタ320は報告された周波数エラーの起こりうる範囲を限定することによりシステムの安定性の測定値を供給する。1つの代替の実施の形態では、強さ(robustness)は必要がないかまたはどこかほかの場所に準備される。そのような実施の形態では、リミタ320は省略されてよい。
【0028】
ループフィルタ325は有限の(limited) または無限の周波数エラー値faΣ(または適切なように(as appropriate)、fa)を受信して周波数オフセット値foff を出力する。図11はループフィルタ325としての使用に適する第1次フィルタの1実施の形態を示す。この実施の形態では、スケーラ330は入力信号を受信してスケールされた(scaled)エラー値fascを出力する。スケーリングファクタの2-nを選択しそして右シフタとしてスケーラ330を実施することによってこのステージにおける掛け算を避けることが望ましい。上に組み込まれた引用において注意したように、第1次DFLLについて、スケーリングファクタは、下記の表現に従ってDFLLの時定数(すなわち、同等に、それのループ帯域幅)を決定する:
Tc =NTs /(αkd k0 )、
ここでTc は秒でのDFLLの時定数であり、Nは周波数弁別器の挿入遅延及びサンプル内のループフィルタの更新間隔であり、Ts は秒でのサンプル周期であり、αは非次元(nondimensional)スケーリングファクタであり、kd はLSB/Hzでの周波数弁別器のゲインであり、ここでLSBは周波数弁別器の出力の最下位ビットを示し、そしてk0 はHz/LSBでの位相回転動作の分解能(resolution)であり、ここでLSBはディジタル−周波数コンバータへの入力(ここでは、ルックアップテーブル360への入力)の最下位ビットを示す。典型的な適用では、スケーリングファクタは動的に変更できるこの表現におけるファクタのみである。(上記の表現における他のファクタの値に影響を与えるパラメータは積分周期、信号対雑音比、及びディジタル−周波数コンバータの特定の実施の形態を含む。)
もちろん、スケーリングファクタはまた周波数エラー結合器310へのフィンガ入力数及びこの中で実行された結合の性質(例えば入力が平均されるか単に累積される(accumulated) か)に関して選択されねばならない。DFLL出力での周波数エラーを望ましい値、例えば100Hz以下に維持し、そしてこのエラーが受信器動作の性能を落とさないであろうことを保証するために、時定数として約10から約数百ミリ秒の範囲内にあることが望ましい。例示的な適用では、スケーリングファクタについての代表的な値は約22 (4)から約2-4 (1/16)に及ぶ(range) 。
【0029】
周波数オフセット積分器340はスケールされた周波数エラー値 を受信しそして送信器と受信器との発振器間の周波数における差を特徴付ける周波数オフセット値foff を出力する。好ましい実施の形態では、周波数オフセット積分器340は図7に示されるように完全積分器として構成される。送信器及び受信器の発振器の周波数は完全に一定であり、そして位相ノイズのランダム成分はDFLLに影響を与えないと仮定して、そのとき人はfascの値がゼロに近づきそしてfoff の値は一定値に近づくであろうことを知ることができる。foff についての起こり得る値の範囲はこの回路によって補償できる周波数オフセットの範囲を表現する。
【0030】
当分野の通常の技術者は、図12に示される第2次構成のような、高次のループフィルタを、もし例えば、異なる変換特性が望まれるならば、ループフィルタ325のための第1次構成の代わりに使用することができることを認めるであろう。この発明のこれらの代替の実施の形態では、周波数オフセット積分器340a及び340bの構造は、典型的に積分器340のための図7に示されたと同じものであるだろうし、そして第1のスケーラ330a及び第2のスケーラ330bはそれぞれ同じ一定値を有してもよいしまたは異なる一定値を有してもよい。
【0031】
位相調整積分器350は周波数オフセットfoff を位相調整ファクタθに変換するのに役立つ。好ましい実施の形態では、位相調整積分器350は図8に示された構造かまたは図9に示されたものを有し、出力値θの最大値及び最小値は実質上π及び−πにそれぞれ対応し、そして位相調整積分器350はモジューロ2π蓄積を行うのでオーバーフローは無視される。
【0032】
ルックアップテーブル360は位相値θを複素位相ベクトルを表す1対の値(例えば、cosθ及びsinθ)に変換するために事前にプログラムされる。複素共役器370を通過した後、この複素ベクトルは位相回転子220に入力され、ここでパイロットサンプルが下記の表現に従って回転される:
rp ej(p- θ ) =rp ejpe-j θ
=rp (cosp+jsinp)(cosθ−jsinθ)、
ここでrp はパイロットサンプルの大きさであり、pは受信したとき(as received) のパイロットサンプルの角度であり、そしてp−θは周波数オフセットの補正後のパイロットサンプルの角度である。
【0033】
回転パイロットサンプルはまたチャネルの推定値を生成するパイロットフィルタ160に入力される。チャネル推定値は位相回転の歪みとチャネルによってパイロット信号に導入されるマグニチュードスケーリング(magnitude scaling) とを表し、そしてI/Qスペースにベクトルとして典型的に報告される。フィルタ160内のタップNの数は最良の総合的なチャネル推定値を供給するために選択される。一方では、Nは小さいままであるべきなので、チャネルはその推定値の寿命(life span) を通して相対的に一定のままであることが望ましい。他方では、より高精度の推定値はより大きいNで得ることができる。フィルタ160はIIRかFIRフィルタとして実施することができる。好ましい実施例では、フィルタ160は複素8タップ角型アベレージャ(complex eight-tap rectangular averager)である。
【0034】
チャネル推定値は回転パイロットサンプルから作成されるので、その位相は復調されるべきデータチャネル内のサンプルの位相とは一致しない。従って、この推定値がデータチャネルに適用されうる前に位相回転子220によって導入された回転を取り除くことが必要である。この目的に向かって、位相計算ブロック250によって位相回転子220に供給された位相回転ファクタは、それらが位相逆回転子240に、実質上対応するチャネル推定値がパイロットフィルタ160によって生成されると同時に位相逆回転子240に到達するので、逆回転遅延380により遅延される。図6に示されたように、逆回転遅延380は値θを位相調整積分器350から受信できる。しかしながら、好ましい実施の形態では、図10に示されたように、逆回転遅延380はθとfoff も受信し、そして実際上分割サンプル(split-sample)遅延時間はこれらの2つの値を適当な割合に結合することによって得られる。
【0035】
ルックアップテーブル390は遅延された位相値φを複素位相ベクトルを表す1対の値(例えば、cosφ及びsinφ)に変換するために事前にプログラムされる。好ましい実施の形態では、ルックアップテーブル360と390とは同じユニットであり、そしてこのテーブルへのアドレス入力は位相調整積分器350と逆回転遅延380との間で多重化される。もしもルックアップテーブル360と390とが同じユニットでないならば、そのときルックアップテーブル360は、それによって複素共役器370の必要をなくして、代わりに複素共役値を保持するために修正されてよい。
【0036】
複素ベクトルは位相逆回転子240に入力される。位相回転子220でと同様に、位相逆回転子240の好ましい実施の形態は図5に示されたような複素掛算器である。位相調整ベクトルはこのステージにおいて複素共役されないので、位相回転子220によって導入された回転は下記の表現に従ってチャネル推定値から取り除かれる:
ej(p- θ + φ ) =ej(p- θ ) ej φ
=[(cosp+jsinp)(cosθ−jsinθ)](cosφ+jsinφ)、
ここでp−θはチャネル推定値の角度であり、そしてp−θ+φは周波数オフセットの回復後のチャネル推定値の角度である。好ましい実施の形態では、p−θ+φの値は単に、受信されたようなパイロットサンプルの角度pであるので、逆回転角φは回転角θと同じ値を有する。しかしながら、θの値が計算されたときに利用できなかった情報を基準としてφの値を正確にする(refine)ことも可能である。
【0037】
逆回転後、チャネル推定値は複素共役170を通過しそしてコヒーレント検出器190内の逆拡散されそして遅延されたデータサンプルと結合される。位相回転子220及び逆回転子240でと同様に、コヒーレント検出器190の好ましい実施の形態は図5に示されたような複素掛算器である。
【0038】
上に記述されそして説明された好ましい実施例では、位相回転θはPNデスプレッダ115によるサンプル出力の列(stream)から第1の時点に得られた、第1の組のパイロットサンプルから計算される。位相回転子220では、その後位相回転θはPNデスプレッダ115によるサンプル出力の同じ列から得られたが、しかし第1の組よりも遅い時点に得られた、第2の組のパイロットサンプルに適用される。代替の実施例では、図13に示されたように、1組のパイロットサンプルから計算された位相回転θは、例えば、バッファ260内に各組のパイロットサンプルのコピーを維持することによって同じ組のパイロットサンプルに戻って位相回転子220内に適用される。
【0039】
好ましい実施例の前の説明はこの分野のいかなる技術者も本発明を製作または使用することを可能とするために準備される。これらの実施例へのいろいろな変更は、この分野の技術者には容易に明白であるだろうし、その中に定義された包括的な原理は発明能力を使用せずに他の実施例に適用されてもよい。例えば、好ましい実施例はたとえ符号分割多重パイロット付きのCDMA受信器に関するものであるとしても、この発明はまた時分割多重パイロット付きの受信器にまたはTDMA受信器に適用することもできる。さらに、この分野における通常の技術者は、この発明の好ましい実施例はディジタル化された信号を処理するけれども、この中に記述された新規な原理がアナログ信号を処理するシステムにあるいはハイブリッドシステムに等しく適用できることを認めるであろう。このように、本発明は上に示された実施例に制限されるつもりはなく、しかしむしろ、この中にいかなる形式でも開示された原理及び新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲が許容されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図1】 周波数補正の1方法を説明する。
【図2】 周波数弁別器140のための回路図を示す。
【図3】 この発明の第1の実施例のブロック図である。
【図4】 周波数弁別器140の好ましい実施の形態である四相関器のための回路図を示す。
【図5】 複素掛算器のための回路図を示す。
【図6】 ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック250の第1の実施の形態を説明する。
【図7】 周波数オフセット積分器340の1実施の形態を説明する。
【図8】 位相調整積分器350の1実施の形態を説明する。
【図9】 位相調整積分器350の第2の実施の形態を説明する。
【図10】 ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック250の第2の実施の形態を説明する。
【図11】 ループフィルタ325の第1次の実施の形態を説明する。
【図12】 ループフィルタ325の第2次の実施の形態を説明する。
【図13】 この発明の代替実施例のブロック図である。
【符号の説明】
115・・・PNデスプレッダ
120・・・データデスプレッダ
130・・・パイロットデスプレッダ
140・・・周波数弁別器
160・・・パイロットフィルタ
170・・・複素共役
190・・・コヒーレント検出器
210・・・A/Dコンバータ
220・・・位相回転子
240・・・位相逆回転子
250・・・ループフィルタリング・位相計算及び遅延ブロック
260・・・バッファ
310・・・結合器
320・・・リミタ
325・・・ループフィルタ
330・・・スケーラ
340・・・周波数オフセット積分器
350・・・位相調整積分器
360・・・ルックアップテーブル
370・・・複素共役器
380・・・逆回転遅延
390・・・ルックアップテーブル
Claims (28)
- 下記を具備する、周波数オフセット補正のための方法:
パイロットを逆拡散する、前記パイロットは周波数オフセットと、位相回転を有する;
パイロット内部に周波数オフセットを決定する;
前記パイロットと第1の位相調節値を受信し、該周波数オフセットに従って該パイロットを位相回転する;
前記回転されたパイロットを受信し、周波数エラー値を出力する;
前記周波数エラー値を受信し、前記第1の位相調節値と第2の位相調節値を出力する;
チャネル推定値を得るために該パイロットを濾波する;
前記チャネル推定値と前記第2の位相調節値を受信し、該周波数オフセットを再蓄積するために該チャネル推定値を逆回転する;
前記第2の位相調節値は実質的に前記第1の位相調節値の遅延型である。 - 下記を具備する、周波数オフセット補正のための方法:
第1の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第1の複数のパイロットサンプルを逆拡散する;
第2の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第2の複数のパイロットサンプルを逆拡散する;
該第1の複数の逆拡散パイロットサンプルの内部に周波数オフセットを決定する;
該周波数オフセットを補償するために該第2の複数の逆拡散パイロットサンプルを位相回転する;
チャネル推定値を得るために該第2の複数の逆拡散パイロットサンプルを濾波する;及び
該周波数オフセットを再蓄積するために該チャネル推定値を逆回転する、
前記第1の複数の逆拡散パイロットサンプルはサンプル列から第1の時点に得られ及び該第2の複数の逆拡散パイロットサンプルは該サンプル列から第2の時点に得られる。 - 前記チャネル推定値を得るために該第2の複数の逆拡散パイロットサンプルを濾波することは該第2の複数のパイロットサンプルがローパスフィルタを通過することを具備する、請求項2の方法。
- 前記チャネル推定値を得るために該第2の複数の逆拡散パイロットサンプルを濾波することは該第2の複数のパイロットサンプルを平均することを具備する、請求項2の方法。
- 前記第2の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第2の複数のパイロットサンプルを逆拡散することは該第2の複数のパイロットサンプルが積分・ダンプフィルタを通過することを具備する、請求項2の方法。
- 前記第1の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第1の複数のパイロットサンプルを逆拡散することは該第1の複数のパイロットサンプルが積分・ダンプフィルタを通過することを具備する、請求項2の方法。
- 前記第2の複数の逆拡散パイロットサンプルを得るために第2の複数のパイロットサンプルを逆拡散することは該第2の複数のパイロットサンプルが積分・ダンプフィルタを通過することを具備する、請求項6の方法。
- 下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置:
パイロットと第1の位相調整値とを受信して回転パイロットを出力し、該パイロットが周波数オフセット及び位相回転を有する位相回転子;
該回転パイロットを受信して周波数エラー値を出力する周波数弁別器;
該周波数エラー値を受信して該第1の位相調整値及び第2の位相調整値を出力する位相計算及び遅延ユニット;
該回転パイロットを受信してチャネル推定値を出力するパイロットフィルタ;及び
該チャネル推定値及び該第2の位相調整値を受信して逆回転チャネル推定値を出力する位相逆回転子;
前記逆回転されたチャネル推定値を受信し、受信された信号からデータを検出するコヒーレント検出器;
前記第1及び第2の位相調整値は複素値である、及び
前記第2の位相調整値は実質上該第1の位相調整値の遅延型である、及び
前記回転されたパイロットは実質上周波数オフセットのない該パイロットである、及び
前記チャネル推定値は実質上位相回転を表す複素値である。 - 前記周波数弁別器は四相関器を具備する、請求項8による装置。
- 前記位相計算及び遅延ユニットは下記を具備する、請求項8による装置:
該周波数エラー値に基づく信号を受信して周波数オフセット値を出力する第1の積分器;及び
該周波数オフセット値を受信して位相補正値を出力する第2の積分器;
前記第1の位相調整値及び該第2の位相調整値は該位相補正値に基づく。 - 下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置:
複数の受信パイロットサンプルを受信して複数の逆拡散パイロットサンプルを出力し、前記複数の逆拡散パイロットサンプルが周波数オフセット及び位相回転を有するパイロットデスプレッダ;
該複数の逆拡散パイロットサンプルと第1の位相調整値とを受信して第1の複数の回転パイロットサンプルを出力する位相回転子;
第2の複数の回転パイロットサンプルを受信して周波数エラー値を出力する周波数弁別器;
該周波数エラー値を入力して該第1の位相調整値と第2の位相調整値とを出力する位相計算及び遅延ユニット;
該第1の複数の回転パイロットサンプルを受信してチャネル推定値を出力するパイロットフィルタ;及び
該チャネル推定値と該第2の位相調整値とを受信して逆回転チャネル推定値を出力する位相逆回転子;
前記第1及び第2の位相調整値は複素値である、及び
前記第2の位相調整値は実質上該第1の位相調整値の遅延型である、及び
前記第2の複数の回転パイロットサンプルは実質上周波数オフセットのない該複数の逆回転パイロットサンプルである、及び
前記チャネル推定値は実質上該位相回転を表す複素値である、及び
前記第2の複数の回転パイロットサンプルはサンプル列から第1の時点に得られた複数のサンプルから引き出され、及び該複数の受信パイロットサンプルは該サンプル列から第2の時点に得られる。 - 前記周波数弁別器は四相関器を具備する、請求項11による装置。
- 前記位相計算及び遅延ユニットは下記を具備する、請求項11による装置:
該周波数エラー値に基づく信号を受信して周波数オフセット値を出力する第1の積分器;及び
該周波数オフセット値を受信して位相補正値を出力する第2の積分器、
前記第1の位相調整値及び該第2の位相調整値は該位相補正値に基づく。 - 前記第2の位相調整値は実質上該第1の位相調整値の遅延及び共役型である、請求項11による装置。
- 前記パイロットデスプレッダは積分・ダンプフィルタを具備する、請求項11による装置。
- 前記パイロットフィルタはローパスフィルタを具備する、請求項11による装置。
- 前記パイロットフィルタは有限インパルス応答フィルタを具備する、請求項11による装置。
- 前記パイロットフィルタはアベレージャを具備する、請求項11による装置。
- 前記第2の位相調整値は実質上前記パイロットフィルタの群遅延の2分の1により遅延される、請求項11による装置。
- 前記第2の位相調整値は前記複数の逆拡散パイロットサンプルのサンプル時間の整数倍でない時間により遅延される、請求項11による装置。
- 下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置:
パイロットを逆拡散する逆拡散器;
おのおの第1の位相調整値と複数のパイロットの1つとを受信して複数の回転されたパイロットの対応する1つを出力し、該パイロットのおのおのは周波数オフセット及び位相回転を有する複数の位相回転子;
おのおの該回転パイロットの1つを受信して複数の周波数エラー値の対応する1つを出力する複数の周波数弁別器;
該複数の周波数エラー値を受信して該第1の位相調整値と第2の位相調整値とを出力する位相計算及び遅延ユニット;
おのおの該回転パイロットの1つを受信して複数のチャネル推定値の対応する1つを出力する複数のパイロットフィルタ;及び
おのおの該第2の位相調整値と前記複数のチャネル推定値の1つとを受信して複数の逆回転チャネル推定値の対応する1つを出力する複数の位相逆回転子、
前記第1及び第2の位相調整値は複素値である、及び
前記第2の位相調整値は実質上該第1の位相調整値の遅延型である、及び
前記回転されたパイロットのおのおのは実質上該周波数オフセットのない該パイロットの対応する1つである、及び
前記複数のチャネル推定値のおのおのは実質上パイロットの対応する1つの該位相回転を表す複素値である。 - 前記複数の周波数弁別器の中の少なくとも1つは四相関器を具備する、請求項21による装置。
- 下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置:
おのおの複数の組の受信パイロットサンプルの1つを受信して複数の組の逆拡散パイロットサンプルの対応する1つを出力し、該複数の組の逆拡散パイロットサンプルのおのおのは周波数オフセット及び位相回転を有する複数のパイロットデスプレッダ;
おのおの第1の位相調整値と複数の組の逆拡散パイロットサンプルの1つとを受信して複数の第1の組の回転パイロットサンプルの対応する1つを出力する複数の位相回転子;
おのおの複数の第2の組の回転パイロットサンプルの1つを受信して複数の周波数エラー値の対応する1つを出力する複数の周波数弁別器;
該複数の周波数エラー値を受信して該第1の位相調整値と第2の位相調整値とを出力する位相計算及び遅延ユニット;
おのおの該複数の第1の組の回転パイロットサンプルの1つを受信して複数のチャネル推定値の対応する1つを出力する複数のパイロットフィルタ;及び
おのおの該第2の位相調整値と該複数のチャネル推定値の1つとを受信して複数の逆回転チャネル推定値の対応する1つを出力する複数の位相逆回転子、
前記第1及び第2の位相調整値は複素値である、及び
前記第2の位相調整値は実質上該第1の位相調整値の遅延型である、及び
前記複数の第2の組の回転パイロットサンプルのおのおのは実質上該周波数オフセットのない複数の組の逆拡散パイロットサンプルの対応する1つである、及び
前記複数のチャネル推定値のおのおのは実質上複数の組の逆拡散パイロットサンプルの対応する1つの該位相回転を表す複素値である、及び
前記複数の第2の組の回転パイロットサンプルのおのおのは複数のサンプル列の対応する1つから複数の第1の時点の対応する1つで得られた複数のサンプルから引き出され、及び
前記複数の組の受信パイロットサンプルのおのおのは複数のサンプル列の対応する1つから複数の第2の時点の対応する1つで得られる。 - 前記複数の周波数弁別器の中の少なくとも1つは四相関器を具備する、請求項23による装置。
- 前記パイロットはマグニチュードスケーリングを有する、及び
前記チャネル推定値は実質上該マグニチュードスケーリングを表す複素値である、請求項24による装置。 - 前記複数の逆拡散パイロットサンプルはマグニチュードスケーリングを有する、及び
前記チャネル推定値は実質上該マグニチュードスケーリングを表す複素値である、請求項11による装置。 - 前記第1及び第2の複数のパイロットサンプルは同一であり、及び該第1と第2の時点とは同一である、請求項2による方法。
- 下記を具備する、周波数オフセット補正のための装置:
複数の受信パイロットサンプルを受信して複数の逆拡散パイロットサンプルを出力し、前記複数の逆拡散パイロットサンプルは周波数オフセット及び位相回転を有するパイロットデスプレッダ;
該複数の逆拡散パイロットサンプルを受信して複数の遅延逆拡散パイロットサンプルを出力するバッファ;
該複数の遅延逆拡散パイロットサンプルと第1の位相調整値とを受信して複数の回転パイロットサンプルを出力する位相回転子;
該複数の逆拡散パイロットサンプルを受信して周波数エラー値を出力する周波数弁別器;
該周波数エラー値を受信して該第1の位相調整値と第2の位相調整値とを出力する位相計算及び遅延ユニット;
該複数の回転パイロットサンプルを受信してチャネル推定値を出力するパイロットフィルタ;及び
該チャネル推定値と該第2の位相調整値とを受信して逆回転チャネル推定値を出力する位相逆回転子、
前記第1及び第2の位相調整値は複素値である、及び
前記第2の位相調整値は実質上該第1の位相調整値の遅延型である、及び
前記複数の回転パイロットサンプルは実質上周波数オフセットのない該複数の逆拡散パイロットサンプルである、及び
前記チャネル推定値は実質上位相回転を表す複素値である。
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