JP4411848B2 - PWM converter in consideration of input filter, control method thereof, and harmonic suppression device - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力フィルタを考慮したＰＷＭコンバータおよびその制御方法並びに高調波抑制装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣ−ＤＣ変換を行う最も一般的な方法としては、ダイオード整流器が使用されているが、ダイオード整流器は直流電圧の変動を抑制するために大容量のコンデンサを伴うことが多く、このような整流装置でＡＣ−ＤＣ変換を行う場合、交流側の電流はパルス状になり、大きな高調波電流が系統電源に流れる。そのため、入力電流を正弦波にするＡＣ−ＤＣ変換器として、ＰＷＭコンバータが用いられている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
【非特許文献１】
小玉貴志 他３、平成2年電気学会産業応用部門全国大会「１１７ 系統の高調波抑制機能をもつモータドライブインバータ装置」ｐ４７７
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
系統電源とＰＷＭコンバータの間にはフィルタを設置することが多い。この入力部のフィルタは、ＰＷＭ制御により発生する高調波電流を系統電源側に流さない役割を果たす。しかし、このフィルタ特性によってＰＷＭコンバータ入力部と系統電源側とでは流れる電流に誤差が生じ、結果的に指令どおりの電流が系統電源に流れなくなる。また、電流制御系の特性が理想的でない場合にも電流誤差が生じる。特にＰＷＭコンバータにより他系統の高調波を補償するような用途では高い精度が要求されるため、大きな問題となる。
本発明は、このような課題を解決すべくなされたものであり、上記フィルタに基づく電流誤差を制御系で補償し、より高精度の電流を流すことのできる入力フィルタを考慮したＰＷＭコンバータおよびその制御方法並びに高調波抑制装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明に係るＰＷＭコンバータは、交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいてＰＩ制御器でコンバータ発生電流を制御するＰＷＭコンバータにおいて、入力フィルタのパラメータ及び電源電圧によるコンバータ電流誤差を考慮した前記電流指令値を補正するフィルタ補償回路を設け、このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、電源電圧が入力される伝達関数Ｇ（ｓ）回路と、前記伝達関数Ｈ（ｓ）回路の出力と伝達関数Ｇ（ｓ）回路の出力との差をとる加算器と、この加算器の出力が入力される伝達関数Ｑ（ｓ）回路と、電源電圧が入力される伝達関数Ｍ（ｓ）回路および伝達関数Ｑ（ｓ）回路の出力と伝達関数Ｍ（ｓ）回路の出力の差をとり電流誤差を補正した電流指令値を出力する加算器とにより構成され、前記入力フィルタに基づく電流誤差を制御系で補正することを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明に係るＰＷＭコンバータの制御方法は、交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいてＰＩ制御でコンバータ発生電流を制御するＰＷＭコンバータにおいて、入力フィルタ特性、電流制御系および前記電流指令値、電源電圧から導出されるコンバータ電流指令値を計算する式の、前記電流指令値に関する項を計算する回路と電源電圧に関する項を計算する回路とを有するフィルタ補償回路を設け、このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、この伝達関数Ｈ（ｓ）回路の出力が入力される伝達関数Ｑ（ｓ）回路と、電源電圧の相電圧に掛けるゲインを有するゲイン回路と、前記伝達関数Ｑ（ｓ）回路からの電流指令値とゲイン回路からの電源電圧に関する電流の差をとり電流誤差を補正した電流指令を出力する加算器で構成され、前記電源電圧に関する回路の係数を入力フィルタのパラメータおよび電源周波数がほぼ一定であることから一定な電源周波数で計算して求めておき前記電源電圧に関する項を計算する回路の構成を簡単化し、フィルタ補償の計算を容易にしたことを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明に係るＰＷＭコンバータの制御方法は、交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいてＰＩ制御でコンバータ発生電流を制御するＰＷＭコンバータにおいて、入力フィルタ特性、電流制御系および前記電流指令値、電源電圧から導出されるコンバータ電流指令値を計算する式の、前記電流指令値に関する項を計算する回路と電源電圧に関する項を計算する回路とを有するフィルタ補償回路を設け、このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、この伝達関数Ｈ（ｓ）回路の出力が入力される伝達関数Ｑ（ｓ）回路と、同期信号回路からのＵ相の同期信号が入力されるゲインを有するゲイン回路と、このゲイン回路の出力を加算しＵ相信号を得る加算器と、前記伝達関数Ｑ（ｓ）回路からの電流指令と加算器から出力される電圧に関するＵ相信号及びこのＵ相信号を２π／３ずらしたＷ相信号の差をとり電流誤差を補正した電流指令を出力する加算器とで構成され、電源電圧の同期信号およびこの同期信号より９０度位相を進ませた同期信号を生成し、前記２つの同期信号および電源周波数が一定であることから前記電源電圧に関する項を計算する回路の構成を簡単化し、フィルタ補償の計算を容易にしたことを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明に係るＰＷＭコンバータの制御方法は、交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいてＰＩ制御でコンバータ発生電流を制御するＰＷＭコンバータにおいて、入力フィルタ特性、電流制御系および前記電流指令値、電源電圧から導出されるコンバータ電流指令値を計算する式の、前記電流指令値に関する項を計算する回路と電源電圧に関する項を計算する回路とを有するフィルタ補償回路を設け、このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、電源電圧が入力される伝達関数Ｇ（ｓ）回路と、前記伝達関数Ｈ（ｓ）回路からの電流指令と伝達関数Ｇ（ｓ）回路からの電源電圧に関する信号の差をとり電流誤差を補正した電流指令を出力する加算器で構成され、電流制御系ゲインが十分大きく理想的な場合に、前記電流指令値に関する項を計算する回路と電源電圧に関する項を計算する回路における係数が１又は０となる部分を省略し、フィルタ補償の計算を簡単化したことを特徴とする。
【００１２】
請求項５の発明に係る高調波抑制装置は、交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいて高調波抑制電流を制御するＰＷＭコンバータを電流源とした高調波抑制装置において、入力フィルタのパラメータ及び電源電圧による出力電流誤差を考慮した前記電流指令値を補正するフィルタ補償回路を設け、このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値と電流検出器からの電源電流との差を検出する加算器と、この加算器からの電流差が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、この伝達関数Ｈ（ｓ）回路の出力をＰＩ演算するＰＩ演算回路と、電源電圧の相電圧が入力されるゲインを有するゲイン回路と、前記ＰＩ演算回路からの電流指令とゲイン回路からの電源電圧に関する電流の差をとり電流誤差を補正した電流指令を出力する加算器とで構成され、入力フィルタに基づく電流誤差を制御系で補正することを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１に三相ＰＷＭコンバータ主回路構成を示す。２はダイオードが逆並列に接続されているスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を順変換可能に三相ブリッジ接続した三相ＰＷＭコンバータで、入力部に設置されたキャリヤ除去フィルタ（入力フィルタ）３を介して系統電源１に接続され、出力部には平滑コンデンサＣが接続されている。
【００１７】
このように、三相ＰＷＭコンバータ２の入力部にフィルタ３を設置した場合、ＰＷＭコンバータによって発生するコンバータ発生電圧Ｖ_cと電源電圧Ｖ_s、およびその間に接続されているフィルタ３のインピーダンスによって流れる電流が決まる。通常は電源１側において力率１の基本波電流を流そうとするが、電圧源が電源１とコンバータ２の２つあり、フィルタ３のインピーダンスが影響することで、コンバータ入力側と電源側とでは電流誤差が生じる。
【００１８】
図１の入力フィルタ３を図２のように４端子回路で表すと、三相ＰＷＭコンバータの電流制御系の方程式は、以下のようになる。
【００１９】
【数１】

【００２０】
【数２】

【００２１】
【数３】

【００２２】
【数４】

【００２３】
【数５】

【００２４】
実施形態１
図４に実施形態１に係る電源側にキャリア除去用フィルタが接続されている三相ＰＷＭコンバータの制御回路を示す。ＰＷＭコンバータ２を制御する制御回路１０Ａは、電源電圧Ｖ_sから電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wを演算する電流指令演算部１１と、この電流指令を補正してキャリア除去フィルタ３に基づく電流誤差を補正するフィルタ補償回路２０と、フィルタ補償回路２０で補正された電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwと電流検出器ＣＴ_1u、ＣＴ_1wで検出したコンバータ発生電流Ｉ_2u，Ｉ_2wとの偏差をそれぞれ検出する加算器４１、４２と、その電流偏差がなくなるように制御するＰＩ制御器４３，４４と、ＰＩ制御器４３，４４から出力されるＵ、Ｗ相電圧指令Ｖ_cu、Ｖ_cwからＶ相電圧指令Ｖ_cvを求める加算器４５と、この三相電圧指令をＰＷＭ信号に変えるＰＷＭ信号発生器４６で構成されている。
【００２５】
上記フィルタ補償回路２０は、電流指令演算部１１からの電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wがそれぞれ入力する伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２と、電源電圧Ｖ_su、Ｖ_swがそれぞれ入力する伝達関数Ｇ（ｓ）回路２３、２４と、それぞれ伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２の出力と伝達関数Ｇ（ｓ）回路２３、２４の出力との差をとる加算器２５、２６と、加算器２５、２６の出力がそれぞれ入力する伝達関数Ｑ（ｓ）回路３１、３２と、電源電圧Ｖ_su，Ｖ_swがそれぞれ入力する伝達関数Ｍ（ｓ）回路３３、３４および伝達関数Ｑ（ｓ）回路３１、３２の出力と伝達関数Ｍ（ｓ）回路３３、３４の出力の差をそれぞれとり電流誤差を補正した電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwをそれぞれ出力する加算器３５、３６とにより構成されている。
【００２６】
この実施形態の原理について説明する。この実施形態におけるキャリア除去フィルタ３は、図３に示す構成のＴ型フィルタを使用している。このＴ型フィルタの各要素は、以下の式で表される。
【００２７】
【数６】

【００２８】
電流制御はＰＩ制御で行うこととし、以下のようにおく。
【００２９】
【数７】

【００３０】
（１１）式より、フィルタ特性および電流制御系を考慮したコンバータ電流指令値Ｉ_rは、以下のように表せる。
【００３１】
【数８】

【００３２】
フィルタ補償回路２０の各伝達関数は、（１６）式および以下の通りである。
【００３３】
【数９】

【００３４】
よって上記フィルタ補償回路２０の伝達関数Ｑ（ｓ）、Ｈ（ｓ）、Ｇ（ｓ）、Ｍ（ｓ）は、それぞれ（１６）〜（１９）式としてある。このようにフィルタ補償回路２０は（１５）式を計算することができる構成となっているので、電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wをＴ型フィルタ３による電流誤差を補正した電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwに変えることができる。
【００３５】
この実施形態によれば、ＰＷＭコンバータの制御回路において、（１５）式で表したようにフィルタ特性および電流制御系の特性を考慮したコンバータ電流指令値を与えることが可能となり、フィルタ３の電源側とコンバータ入力側における電流誤差をなくすことができる。
【００３６】
実施形態２
図５に実施形態２に係る電源側にキャリア除去Ｔ型フィルタが接続されている三相ＰＷＭコンバータの制御回路を示す。この制御回路１０Ｂのフィルタ補償回路５０は、電流指令演算部１１からの電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wがそれぞれ入力する伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２と、伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２の出力がそれぞれ入力する伝達関数Ｑ（ｓ）回路３１、３２と、電源電圧Ｖｓのｕ、ｖ相電圧にそれぞれ掛けるゲインＴｕ、Ｔｗを有するゲイン回路５１、５２と、それぞれ伝達関数Ｑ（ｓ）回路３１、３２からの電流指令１_RU、Ｉ_RWとゲイン回路５１、５２からの電源電圧に関する電流Ｉ_TU、Ｉ_TIの差をとり電流誤差を補正した電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwを出力する加算器５３、５４で構成されている。なお、図中、図４と同一構成部分には同一符号を付してその重複する説明を省略する。
【００３７】
この実施形態の原理について説明する。電源電圧は決まった周波数の正弦波であるので、上記（１５）式の電源電圧Ｖ_sに関する項は以下のように表せる。
【００３８】
【数１０】

【００３９】
したがって、（２０）式より、電源電圧Ｖ_sの各相に掛けるゲインＴｕ、Ｔｗは（２１）式となるので、図５のように電源電圧Ｖ_sにそれぞれゲインＴ_u、Ｔ_wを掛けた値Ｉ_tu，Ｉ_twを伝達関数Ｑ（Ｓ）回路３１、３２から出力される電流指令Ｉ_Ru、Ｉ_Rwに加算器５３、５４を介して与える。これによりＴ型フィルタによる電流誤差のない電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwが得られる。
【００４０】
【数１１】

【００４１】
この実施形態によれば、上記実施形態１の電源電圧に関する伝達関数Ｇ（ｓ）、Ｍ（ｓ）を、一定な電源周波数で予め計算して求めておくことができるため、ゲインとして与えることができる。
【００４２】
実施形態３
図６に実施形態３に係る電源側にキャリア除去Ｔ型フィルタが接続されている三相ＰＷＭコンバータの制御回路を示す。６０はこの制御回路１０Ｃに設けられたフィルタ補償回路、６１はこのフィルタ補償回路に同期信号を与える同期信号回路である。同期信号回路６１は、電源電圧Ｖ_sの各相分の同期信号を出力すると共にＵ相で同期信号Ｖｑ及びこの同期信号Ｖｑよりπ／２位相が進んだ同期信号Ｖｄを生成するように構成されている。
【００４３】
フィルタ補償回路６０は、電流指令演算部１１からの電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wがそれぞれ入力する伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２と、伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２の出力がそれぞれ入力する伝達関数Ｑ（ｓ）回路３１、３２と、上記同期信号回路６１からのＵ相の同期信号Ｖｑ、Ｖｄが入力する上記（２２）式のゲインＴ_R、Ｔ_Iを有するゲイン回路６３、６４と、ゲイン回路６３、６４の出力を加算しＵ相信号Ｉ_rvuを得る加算器６５と、それぞれ伝達関数Ｑ（ｓ）回路３１、３２からの電流指令Ｉ_RU及びＩ_RWと加算器６５から出力される電圧に関するＵ相信号Ｉ_rvu及びこのＵ相信号Ｉ_rvuを２π／３ずらしたＷ相信号Ｉ_rvwの差をそれぞれとり電流誤差を補正した電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwを出力する加算器６５、６６とで構成されている。なお、図中、図４と同一構成部分には同一符号を付してその重複する説明を省略する。
【００４４】
この実施形態の原理について説明する。上記実施形態２では、三相電源電圧Ｖ_sの各相に対してゲインＴｕ，Ｔｗを与えたが、この実施形態では同期信号回路６１で（２３）式で示す電源電圧Ｖ_sの同期信号Ｖｑ及びＶｑよりπ／２位相が進んだ信号Ｖｄを作る。（Ｖｍ：電源相電圧瞬時値）
【００４５】
【数１２】

【００４６】
（２０）式、（２２）式、（２３）式より、上記（２０）式の電圧に関する項は、（２４）式で表される。
【００４７】
【数１３】
Ｉ_rv＝−（Ｖｑ・Ｔ_R＋Ｖｄ・Ｔ_I） （２４）
よってゲイン回路６３、６４のゲインＴ_R、Ｔ_Iは（２２）式としてある。これにより電源電圧に関する回路（６１〜６５）は（２４）式を計算してＩ_rvを出力する。伝達関数Ｑ（Ｓ）回路３１、３２からは伝達関数Ｑ（Ｓ）回路３１、３２から出力される電流指令Ｉ_Ru，Ｉ_Rwと加算器６５から出力される電源電圧に関するＵ，Ｗ相分Ｉ_rvu、Ｉ_rvwとの差を加算器６７、６８でとることで、Ｔ型フィルタによる電流誤差のない電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwが得られる。
【００４８】
この実施形態によれば、同期信号および電源周波数が一定であることを利用して、予め計算したゲインを与えることができる。
【００４９】
実施形態４
図７に実施形態４に係る電源側にキャリア除去Ｔ型フィルタが接続されている三相ＰＷＭコンバータの制御回路を示す。この制御回路１０Ｄのフィルタ補償回路７０は、電流指令演算部１１からの電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wがそれぞれ入力する伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２と、電源電圧Ｖ_su、Ｖ_swがそれぞれ入力する伝達関数Ｇ（ｓ）回路７１、７２と、それぞれ伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２からの電流指令１_RU、Ｉ_RWと伝達関数Ｇ（ｓ）回路７１、７２からの電源電圧に関する信号の差をとり電流誤差を補正した電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwを出力する加算器７３、７４で構成されている。なお、図４と同一構成部分には同一符号を付してその重複する説明を省略する。
【００５０】
この実施形態の原理について説明する。電流制御が理想的に行われているときは、（１５）式〜（１９）式においてＱ（ｓ）＝１，Ｍ（ｓ）＝０と考えることができ、以下の式で表せる。
【００５１】
【数１４】

【００５２】
よってフィルタ補償回路７０の伝達関数Ｈ（ｓ）及びＧ（ｓ）を（２６）式及び（２７）式とすることで、Ｔ型フィルタによる電流誤差を補正した電流指令Ｉｒｕ、Ｉｒｗが得られる。
【００５３】
この実施形態によれば、電流制御系がほぼ理想的な精度・環境で行われる場合、Ｔ型フィルタを考慮したＰＷＭ制御を行うことができる。
【００５４】
実施形態５
図８に実施形態５に係る電源側にキャリア除去Ｔ型フィルタが接続されている三相ＰＷＭコンバータの制御回路を示す。この制御回路１０のフィルタ補償回路８０は、電流指令演算部１１からの電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wと電流検出器ＣＴ_2u、ＣＴ_2wからの電源電流Ｉ_1u、Ｉ_1wとの差を検出する加算器８１、８２と、それぞれ加算器８１、８２からの電流差が入力する伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２と、それぞれ伝達関数Ｈ（ｓ）回路２１、２２の出力をＰＩ演算するＰＩ演算回路８３、８４と、電源電圧Ｖ_sのｕ、ｖ相電圧がそれぞれ入力する（２１）式のゲインＴ_u、Ｔ_wを有するゲイン回路５１、５２と、それぞれＰＩ演算回路８３、８４からの電流指令１_RU、Ｉ_RWとゲイン回路５１、５２からの電源電圧に関する電流Ｉ_TU、Ｉ_TIの差をとり電流誤差を補正した電流指令Ｉ_ru、Ｉ_rwを出力する加算器８５、８６で構成されている点で、上記図４の制御回路と相違する。なお、図４と同一構成部分には同一符号を付してその重複する説明を省略する。
【００５５】
このフィルタ補償回路８０は、上記実施形態２（図５）のフィルタ補償回路５０に、電流指令Ｉ_R1u，Ｉ_R1wと電源電流Ｉ_1u、Ｉ_1wとの電流偏差をＰＩ演算するＰＩ制御回路８３、８４を設け、電源電流Ｉ_1u、Ｉ_1wをフイードバックするようにしている。
【００５６】
上記図４〜図７の制御回路は、フイードフォワードで電圧による誤差を補償するため、入力フィルタ３のインピーダンス値が正確でないと誤差を生じる。この実施形態では、電源電流Ｉ_1u、Ｉ_1wをフイードバックしているので、上記実施形態２におけるフイードフォワード誤差の低減が可能となり、より高精度な制御が実現できる。
【００５７】
尚、上記実施形態１、３、４においても、この実施形態と同様に電源電流Ｉ₁をフイードバックすることにより、フイードフォワード誤差の低減が可能となる。
【００５８】
実施形態６
図９に実施形態６に係る電源側にキャリア除去Ｔ型フィルタが接続されている三相ＰＷＭコンバータの制御回路を示す。この制御回路１０Ｆは、電源電圧Ｖ_sから電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wを演算する電流指令演算部１１と、電源電圧Ｖ_sと電流指令Ｉ_R1とコンバータ検出電流Ｉ２からコンバータ発生電圧Ｖ_cを決定するコンバータ発生電圧計算部９０と、この計算に基づく電圧指令Ｖ_cu、Ｖ_cwから電圧指令Ｖ_cvを求める加算器４５と、電圧指令をＰＷＭ信号に変えるＰＷＭ信号発生器４６で構成されている。
【００５９】
上記コンバータ発生電圧計算部９０は、電流指令演算部１１からの電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wにそれぞれ（ｓ・Ｌ₁）を掛ける（ｓ・Ｌ₁）回路９１、９２と、それぞれ電源電圧Ｖ_su、Ｖ_swと（ｓ・Ｌ₁）回路９１、９２の出力信号との差をとる加算器３５、３６と、電流検出器ＣＴ_1u、ＣＴ_1wで検出した電流Ｉ_2u、Ｉ_2wにそれぞれ（Ｓ・Ｌ₂）を掛ける（ｓ・Ｌ₂）回路９３、９４と、それぞれ加算器９３、９４の出力信号と（ｓ・Ｌ₂）回路９３、９４の出力信号との差をとり電圧指令Ｖ_cu、Ｖ_cwを出力する加算器９５、９６とにより構成されている。
【００６０】
この実施形態の原理について説明する。Ｔ型フイルタ３の場合、コンバータ発生電圧は、（１）式、（１３）式から以下の式で表せる。
【００６１】
【数１５】
Ｖ_c＝Ｖ_s−ｓ・Ｌ₁・Ｉ_R1−ｓ・Ｌ₂・Ｉ₂ （２８）
上記コンバータ発生電圧計算部９０は、（２８）式に基づくものである。この実施形態によれば、電源電圧Ｖ_s、電流指令Ｉ_R1およびコンバータ検出電流Ｉ₂からコンバータ発生電圧Ｖ_cの指令値を予め計算して、フィードフォワードでＰＷＭ信号発生器に与えることで、電流ＰＩ制御なしでＴ型フィルタを考慮したＰＷＭ制御が可能になる。
【００６２】
実施形態７
図１０に実施形態７に係る電源側にキャリア除去Ｔ型フィルタが接続されている三相ＰＷＭコンバータの制御回路を示す。この制御回路１０Ｇは、電源電圧Ｖ_sから電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wを演算する電流指令演算部１１と、電源電圧Ｖ_sと電流指令Ｉ_R1とコンバータ検出電流Ｉ２からコンバータ発生電圧Ｖ_cを決定するコンバータ発生電圧計算部１００と、この計算に基づく電圧指令Ｖ_cu、Ｖ_cwから電圧指令Ｖ_cvを求める加算器４５と、電圧指令をＰＷＭ信号に変えるＰＷＭ信号発生器４６で構成されている。なお、図４と同一構成部分には同一符号を付してその重複する説明を省略する。
【００６３】
コンバータ発生電圧計算部１００は、電源電圧Ｖ_sのｕ、ｖ相電圧がそれぞれ入力する伝達関数Ａ（ｓ）回路１０１，１０２と電流指令演算器１１からの電流指令Ｉ_R1u，Ｉ_R1wとが入力する伝達関数Ｂ（ｓ）回路１０３，１０４と、伝達関数Ａ（ｓ）回路１０１，１０２の出力と伝達関数Ｂ（ｓ）回路１０３，１０４の出力との差をそれぞれとり電圧指令Ｖ_Cu、Ｖ_Cwを出力する加算器１０５、１０６で構成されている。
【００６４】
この実施形態の原理について説明する。上記（１）式、（１３）式より、Ｖ_cをＶ_s、Ｉ_R1で表すと以下の式になる。
【００６５】
【数１６】

【００６６】
よって、コンバータ発生電圧計算部１００の伝達関数Ａ（ｓ）、伝達関数Ｂ（ｓ）を（２９）式に基づいて設定することで、コンバータ発生電圧指令値Ｖ_cを計算することができる。
【００６７】
この実施形態によれば、電源電圧Ｖ_s、電流指令Ｉ_R1からコンバータ発生電圧の指令値を予め計算して、フィードフォワードでＰＷＭ信号発生器に与えることで、電流ＰＩ制御なしでＴ型フィルタを考慮したＰＷＭ制御が可能になる。
【００６８】
実施形態８
図１１に実施形態８に係る電源側にキャリア除去Ｔ型フィルタが接続されている三相ＰＷＭコンバータの制御回路を示す。この制御回路１０Ｈは、電源電圧Ｖ_sから電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wを演算する電流指令演算部１１と、電流指令Ｉ_R1とコンバータ検出電流Ｉ２からコンバータ発生電圧Ｖ_cを決定するコンバータ発生電圧計算部１１０と、この計算に基づく電圧指令Ｖ_cu、Ｖ_cwから電圧指令Ｖ_cvを求める加算器４５と、電圧指令をＰＷＭ信号に変えるＰＷＭ信号発生器４６で構成されている。
【００６９】
コンバータ発生電圧計算部１１０は、電流指令Ｉ_R1u、Ｉ_R1wがそれぞれ入力する伝達関数Ｃ（ｓ）回路１１１，１１２と、電流検出器ＣＴ１から検出電流Ｉ２がそれぞれ入力する伝達関数Ｄ（ｓ）回路１１３、１１４と、それぞれ伝達関数Ｃ（ｓ）回路１１１，１１２の出力信号と伝達関数Ｄ（ｓ）回路１１３、１１４の出力信号との差をとり電圧指令Ｖ_cu、Ｖ_cwを出力する加算器１１５、１１６とで構成されている。
【００７０】
この実施形態の原理について説明する。（１）式、（１３）式より、Ｖ_cをＩ_R1、Ｉ₂で表すと以下の式になる。
【００７１】
【数１７】

【００７２】
よって、コンバータ発生電圧計算部１１０の伝達関数Ｃ（ｓ）、伝達関数Ｄ（ｓ）を（３０）式に基づいて設定することで、コンバータ発生電圧指令値Ｖ_cを計算することができる。
【００７３】
この実施形態によれば、電流指令Ｉ_R1およびコンバータ検出電流Ｉ₂からコンバータ発生電圧の指令値を予め計算して、フィードフォワードでＰＷＭ信号発生器４６に与えることで、電流ＰＩ制御なしでＴ型フィルタを考慮したＰＷＭ制御が可能になる。
【００７４】
実施形態９
図１２に、ＰＷＭコンバータ２を電流源として用いた高調波抑制装置の例を示す。図１２において、５は電源１に接続されている高調波負荷、１２１は電圧検出器ＰＴ₁で検出した電源電圧Ｖ_sの同期信号を生成する同期信号生成回路、１２２は同期信号生成回路１２１からの同期信号と電流検出器ＣＴ３で検出した負荷電流Ｉ_Lとから高調波電流を検出する高調波検出回路、１２３は高調波電流検出回路１２２からの高調波電流に基づいて高調波電流を抑制するための高調波電流指令値を設定してフィルタ補償回路２０（図４）に出力する電流指令値生成回路である。なお、図４と同一構成部分には同一符号を付してその重複する説明を省略する。
【００７５】
この実施形態によれば、フィルタ補償回路２０によりフィルタ３に基づく電流誤差のない制御ができるので、電源側波形が高調波等で歪んでも正確な高調波補償電流を流すことができる。
【００７６】
実験例
実施形態３（図６）のＰＷＭコンバータの負荷としてインバータおよび誘導電動機／発電機を接続した場合の実験結果を図１３に示す。実験条件として、誘導電動機／発電機トルクおよび無効電力指令値を変化させ、系統連係点における電流値の誤差、すなわち無効電力値の指令値に対する誤差を測定している。誤差は、無効電力実測値の定格容量に対する誤差率（無効電力実測値−無効電力指令値）／定格×１００［％］で示している。
【００７７】
図１３の実験結果によれば、フィルタを考慮しない補償なしの場合は、フィルタのインピーダンスと電源電圧の影響による電流誤差によって誤差率が１５％前後生じているのに対し、この制御方式を用いた補償ありの場合、全無効電力範囲、すなわち定格範囲内におけるあらゆる振幅・位相の指令電流に対して系統連係点誤差を４％未満に低減できた。
【００７８】
【発明の効果】
本発明は、上述のとおり構成されているので、以下に記載する効果を奏する。（１）ＰＷＭコンバータの入力フィルタのインピーダンスおよび電源電圧の影響を考慮し、電流誤差を制御系で補償することができるため、より高精度な電流を流すことができる。特に電流指令が小さいときに有効である。
（２）定格範囲内におけるあらゆる振幅・位相の指令電流に対して系統連係点誤差を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】入力フィルタを有するコンバータの主回路図。
【図２】入力フィルタを有するコンバータの４端子回路図。
【図３】Ｔ型フィルタの構成説明図。
【図４】実施形態１に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図５】実施形態２に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図６】実施形態３に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図７】実施形態４に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図８】実施形態５に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図９】実施形態６に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図１０】実施形態７に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図１１】実施形態８に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図１２】実施形態９に係るＰＷＭコンバータの制御ブロック図。
【図１３】実施形態３に係るＰＷＭコンバータの実験結果を示す無効電力誤差特性図。
【符号の説明】
１…電源
２…ＰＷＭコンバータ
３…入力フィルタ、キャリア除去フィルタ、Ｔ型フィルタ
１０、１０Ａ〜１０…制御回路
２０、５０、６０、７０、８０…フィルタ補償回路
９０、１００、１１０…コンバータ発生電圧計算部
ｒ…キャリア除去フィルタ抵抗
Ｌ₁、Ｌ₂…キャリア除去フィルタインダクタンス
Ｃ…キャリア除去フィルタコンデンサ
Ｖｓ…電源電圧
Ｖｃ…ＰＷＭコンバータ発生電圧
Ｉ₁…ＰＷＭコンバータ電源電流
Ｉ₂…ＰＷＭコンバータ発生電流
Ｉ_R…電流指令
Ｉ_r…フィルタ特性および電流制御系を考慮した電流指令[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a PWM converter that takes an input filter into account, a control method thereof, and a harmonic suppression device.
[0002]
[Prior art]
A diode rectifier is used as the most common method for performing AC-DC conversion, and the diode rectifier is often accompanied by a large-capacitance capacitor in order to suppress fluctuations in DC voltage. When AC-DC conversion is performed, the alternating current is pulsed and a large harmonic current flows to the system power supply. Therefore, a PWM converter is used as an AC-DC converter that converts the input current into a sine wave (see, for example, Non-Patent Document 1).
[0003]
[Non-Patent Document 1]
Takashi Kodama et al. 3, 1990 Annual Meeting of the Institute of Electrical Engineers of Japan, “Motor Drive Inverter Device with Harmonic Suppression Function of System 117” p477
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
A filter is often installed between the system power supply and the PWM converter. The filter of this input part plays the role which does not flow the harmonic current generated by PWM control to the system power supply side. However, due to this filter characteristic, an error occurs in the current flowing between the PWM converter input unit and the system power supply side, and as a result, the commanded current does not flow to the system power supply. A current error also occurs when the characteristics of the current control system are not ideal. In particular, a high accuracy is required in applications in which harmonics of other systems are compensated by a PWM converter, which is a big problem.
The present invention has been made to solve such problems, and a PWM converter that takes into account an input filter capable of compensating a current error based on the above-described filter by a control system and allowing a current with higher accuracy to flow, and a PWM converter thereof It is an object to provide a control method and a harmonic suppression device.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
A PWM converter according to a first aspect of the present invention is a PWM converter that is connected to an AC power supply via an input filter and controls a converter generated current by a PI controller based on a current command value. A filter compensation circuit for correcting the current command value in consideration of a current error is provided, The filter compensation circuit includes a transfer function H (s) circuit to which a current command value from a current command calculation unit is input, a transfer function G (s) circuit to which a power supply voltage is input, and the transfer function H (s). An adder that takes the difference between the output of the circuit and the output of the transfer function G (s) circuit, a transfer function Q (s) circuit that receives the output of the adder, and a transfer function M ( s) and an adder that outputs a current command value that corrects a current error by taking the difference between the output of the circuit and the transfer function Q (s) circuit and the output of the transfer function M (s) circuit, A current error based on the input filter is corrected by a control system.
[0008]
Claim 2 The PWM converter control method according to the invention is a PWM converter that is connected to an AC power source via an input filter and controls the converter generated current by PI control based on a current command value. The input filter characteristics, the current control system, and the current A filter compensation circuit having a circuit for calculating a term related to the current command value and a circuit for calculating a term related to the power supply voltage in the equation for calculating the converter current command value derived from the command value and the power supply voltage is provided. The circuit includes a transfer function H (s) circuit to which a current command value from a current command calculation unit is input, a transfer function Q (s) circuit to which an output of the transfer function H (s) circuit is input, and a power supply voltage A gain circuit having a gain applied to the phase voltage of the current, a current command value from the transfer function Q (s) circuit, and a current related to the power supply voltage from the gain circuit. The circuit coefficient related to the power supply voltage is calculated and calculated at a constant power supply frequency because the parameters of the input filter and the power supply frequency are almost constant. The circuit configuration for calculating the term relating to the power supply voltage is simplified, and the filter compensation calculation is facilitated.
[0009]
Claim 3 The PWM converter control method according to the invention is a PWM converter that is connected to an AC power source via an input filter and controls the converter generated current by PI control based on a current command value. The input filter characteristics, the current control system, and the current A filter compensation circuit having a circuit for calculating a term related to the current command value and a circuit for calculating a term related to the power supply voltage in the equation for calculating the converter current command value derived from the command value and the power supply voltage is provided. The circuit includes a transfer function H (s) circuit to which a current command value from a current command calculation unit is input, a transfer function Q (s) circuit to which an output of the transfer function H (s) circuit is input, and a synchronization signal A gain circuit having a gain to which a U-phase synchronization signal from the circuit is input; an adder that adds the outputs of the gain circuit to obtain a U-phase signal; The difference between the current command from the Q (s) circuit and the voltage output from the adder and the W-phase signal obtained by shifting the U-phase signal by 2π / 3 is taken to output a current command that corrects the current error. A power supply voltage synchronization signal and a synchronization signal whose phase is advanced by 90 degrees from the synchronization signal, and the two synchronization signals and the power supply frequency are constant. The structure of the circuit to be calculated is simplified, and the filter compensation calculation is facilitated.
[0010]
Claim 4 The PWM converter control method according to the invention is a PWM converter that is connected to an AC power source via an input filter and controls the converter generated current by PI control based on a current command value. The input filter characteristics, the current control system, and the current A filter compensation circuit having a circuit for calculating a term related to the current command value and a circuit for calculating a term related to the power supply voltage in the equation for calculating the converter current command value derived from the command value and the power supply voltage is provided. The circuit includes a transfer function H (s) circuit to which a current command value from the current command calculation unit is input, a transfer function G (s) circuit to which a power supply voltage is input, and the transfer function H (s) circuit. It is composed of an adder that outputs a current command in which a current error is corrected by taking a difference between the current command and a signal related to the power supply voltage from the transfer function G (s) circuit. When the control gain is sufficiently large and ideal, the circuit that calculates the term related to the current command value and the circuit that calculates the term related to the power supply voltage omit the part where the coefficient is 1 or 0, thereby simplifying the filter compensation calculation. It is characterized by that.
[0012]
Claim 5 The harmonic suppression device according to the invention is a harmonic suppression device using a PWM converter that is connected to an AC power supply via an input filter and controls a harmonic suppression current based on a current command value as a current source. And a filter compensation circuit for correcting the current command value in consideration of the output current error due to the power supply voltage, and this filter compensation circuit calculates the difference between the current command value from the current command calculation unit and the power supply current from the current detector. An adder to detect, a transfer function H (s) circuit to which a current difference from the adder is input, a PI operation circuit that performs PI operation on the output of the transfer function H (s) circuit, and a phase voltage of the power supply voltage A gain circuit having a gain to be input, and a current command in which a current error is corrected by taking a difference between the current command from the PI operation circuit and the current related to the power supply voltage from the gain circuit. Is constituted by an adder which, and correcting the control system of the current error based on the input filter.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows the main circuit configuration of the three-phase PWM converter. Reference numeral 2 denotes a three-phase PWM converter in which switching elements S1 to S6, to which diodes are connected in antiparallel, are connected in a three-phase bridge so that forward conversion is possible, and the system is connected via a carrier removal filter (input filter) 3 installed in the input section. A smoothing capacitor C is connected to the power source 1 and to the output section.
[0017]
Thus, when the filter 3 is installed at the input part of the three-phase PWM converter 2, the converter generated voltage V generated by the PWM converter. _c And power supply voltage V _s , And the impedance of the filter 3 connected therebetween, determines the current that flows. Normally, the power source 1 side tries to pass a fundamental wave current with a power factor of 1, but there are two voltage sources, the power source 1 and the converter 2, and the impedance of the filter 3 affects the converter input side and the power source side. Then, a current error occurs.
[0018]
When the input filter 3 of FIG. 1 is represented by a four-terminal circuit as shown in FIG. 2, the equation of the current control system of the three-phase PWM converter is as follows.
[0019]
[Expression 1]

[0020]
[Expression 2]

[0021]
[Equation 3]

[0022]
[Expression 4]

[0023]
[Equation 5]

[0024]
Embodiment 1
FIG. 4 shows a control circuit for a three-phase PWM converter in which a carrier removal filter is connected to the power source according to the first embodiment. The control circuit 10A for controlling the PWM converter 2 is connected to the power supply voltage V _s To current command I _R1u , I _R1w A current command calculation unit 11 for correcting the current command, a filter compensation circuit 20 for correcting the current command to correct a current error based on the carrier removal filter 3, and a current command I corrected by the filter compensation circuit 20. _ru , I _rw And current detector CT _1u , CT _1w Converter generated current I detected by _2u , I _2w Adders 41 and 42 for detecting deviations from each other, PI controllers 43 and 44 for controlling the current deviations to be eliminated, and U and W phase voltage commands V output from the PI controllers 43 and 44, respectively. _cu , V _cw To V phase voltage command V _cv And a PWM signal generator 46 that converts this three-phase voltage command into a PWM signal.
[0025]
The filter compensation circuit 20 includes a current command I from the current command calculation unit 11. _R1u , I _R1w Are input to the transfer function H (s) circuits 21 and 22 and the power supply voltage V. _su , V _sw Are input to the transfer function G (s) circuits 23 and 24, respectively, and the outputs of the transfer function H (s) circuits 21 and 22 and the transfer function G (s), respectively. circuit Adders 25 and 26 that take the difference from the outputs of 23 and 24, transfer function Q (s) circuits 31 and 32 to which the outputs of the adders 25 and 26 are input, respectively, and the power supply voltage V _su , V _sw The difference between the outputs of the transfer function M (s) circuits 33 and 34 and the transfer function Q (s) circuits 31 and 32 and the outputs of the transfer function M (s) circuits 33 and 34, respectively, is corrected to correct the current error. Current command I _ru , I _rw Are added to the adders 35 and 36, respectively.
[0026]
The principle of this embodiment will be described. The carrier removal filter 3 in this embodiment uses a T-type filter having the configuration shown in FIG. Each element of the T-type filter is expressed by the following formula.
[0027]
[Formula 6]

[0028]
The current control is performed by PI control, and is performed as follows.
[0029]
[Expression 7]

[0030]
From equation (11), the converter current command value I considering the filter characteristics and the current control system _r Can be expressed as:
[0031]
[Equation 8]

[0032]
Each transfer function of the filter compensation circuit 20 is expressed by the following equation (16).
[0033]
[Equation 9]

[0034]
Therefore, the transfer functions Q (s), H (s), G (s), and M (s) of the filter compensation circuit 20 are represented by equations (16) to (19), respectively. Thus, since the filter compensation circuit 20 is configured to be able to calculate Equation (15), the current command I _R1u , I _R1w Is a current command I in which the current error due to the T-type filter 3 is corrected. _ru , I _rw Can be changed to
[0035]
According to this embodiment, in the control circuit of the PWM converter, it is possible to give a converter current command value in consideration of the filter characteristics and the characteristics of the current control system as expressed by the equation (15). And the current error on the converter input side can be eliminated.
[0036]
Embodiment 2
FIG. 5 shows a control circuit of a three-phase PWM converter in which a carrier removal T-type filter is connected to the power supply side according to the second embodiment. The filter compensation circuit 50 of the control circuit 10B includes a current command I from the current command calculation unit 11. _R1u , I _R1w Are respectively input transfer function H (s) circuits 21 and 22, transfer function H (s) circuits 21 and 22 are respectively input transfer function Q (s) circuits 31 and 32, and power supply voltage Vs u, Current commands 1 from gain circuits 51 and 52 having gains Tu and Tw respectively applied to v-phase voltages, and transfer function Q (s) circuits 31 and 32, respectively. _RU , I _RW And the current I relating to the power supply voltage from the gain circuits 51 and 52 _TU , I _TI Current command I corrected for current error _ru , I _rw Are added to the adders 53 and 54. In the figure, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and redundant description thereof is omitted.
[0037]
The principle of this embodiment will be described. Since the power supply voltage is a sine wave having a fixed frequency, the power supply voltage V in the above equation (15) is used. _s Can be expressed as follows.
[0038]
[Expression 10]

[0039]
Therefore, from equation (20), the power supply voltage V _s Since the gains Tu and Tw to be applied to each phase are expressed by equation (21), the power supply voltage V as shown in FIG. _s Gain T _u , T _w Multiplied by I _tu , I _tw The current command I output from the transfer function Q (S) circuits 31, 32 _Ru , I _Rw Is provided through adders 53 and 54. As a result, the current command I without current error by the T-type filter is obtained. _ru , I _rw Is obtained.
[0040]
## EQU11 ##

[0041]
According to this embodiment, since the transfer functions G (s) and M (s) relating to the power supply voltage of the first embodiment can be calculated in advance at a constant power supply frequency, they can be given as gains. it can.
[0042]
Embodiment 3
FIG. 6 shows a control circuit of a three-phase PWM converter in which a carrier removal T-type filter is connected to the power supply side according to the third embodiment. Reference numeral 60 denotes a filter compensation circuit provided in the control circuit 10C, and reference numeral 61 denotes a synchronization signal circuit for giving a synchronization signal to the filter compensation circuit. The synchronization signal circuit 61 is connected to the power supply voltage V _s The synchronization signal for each phase is output, and the synchronization signal Vq in the U phase and the synchronization signal Vd advanced by π / 2 phase from the synchronization signal Vq are generated.
[0043]
The filter compensation circuit 60 receives the current command I from the current command calculation unit 11. _R1u , I _R1w From the transfer function H (s) circuits 21 and 22, the transfer function Q (s) circuits 31 and 32 to which the outputs of the transfer function H (s) circuits 21 and 22 are respectively input, and the synchronization signal circuit 61. The U-phase synchronization signals Vq and Vd are input to the gain T in the above equation (22) _R , T _I Gain circuits 63 and 64 and the outputs of the gain circuits 63 and 64 are added to obtain a U-phase signal I _rvu And an adder 65 for obtaining a transfer function Q (s) circuit Current command I from 31 and 32 _RU And I _RW And the U-phase signal I relating to the voltage output from the adder 65 _rvu And this U-phase signal I _rvu Phase signal I shifted by 2π / 3 _rvw Current command I corrected for current error _ru , I _rw Are added to the adders 65 and 66. In the figure, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and redundant description thereof is omitted.
[0044]
The principle of this embodiment will be described. In the second embodiment, the three-phase power supply voltage V _s The gains Tu and Tw are given to the respective phases of the power supply voltage V. In this embodiment, the synchronizing signal circuit 61 supplies the power supply voltage V expressed by the equation (23) _s The signal Vd is advanced in phase by π / 2 from the synchronization signals Vq and Vq. (Vm: instantaneous power supply phase voltage)
[0045]
[Expression 12]

[0046]
From the expressions (20), (22), and (23), the term relating to the voltage in the above expression (20) is expressed by the expression (24).
[0047]
[Formula 13]
I _rv =-(Vq · T _R + Vd · T _I (24)
Therefore, the gain T of the gain circuits 63 and 64 _R , T _I Is given by equation (22). As a result, the circuits (61 to 65) relating to the power source voltage calculate the formula (24) and calculate I _rv Is output. The current command I output from the transfer function Q (S) circuits 31 and 32 is transmitted from the transfer function Q (S) circuits 31 and 32. _Ru , I _Rw And the U and W phase I related to the power supply voltage output from the adder 65 _rvu , I _rvw Is taken by adders 67 and 68 to obtain a current command I with no current error by the T-type filter. _ru , I _rw Is obtained.
[0048]
According to this embodiment, it is possible to give a gain calculated in advance using the fact that the synchronization signal and the power supply frequency are constant.
[0049]
Embodiment 4
FIG. 7 shows a control circuit of a three-phase PWM converter in which a carrier removal T-type filter is connected to the power supply side according to the fourth embodiment. The filter compensation circuit 70 of the control circuit 10D includes a current command I from the current command calculation unit 11. _R1u , I _R1w Are input to the transfer function H (s) circuits 21 and 22 and the power supply voltage V. _su , V _sw Are input to transfer function G (s) circuits 71 and 72, and current command 1 from transfer function H (s) circuits 21 and 22, respectively. _RU , I _RW And a current command I obtained by correcting a current error by taking a difference between signals related to the power supply voltage from the transfer function G (s) circuits 71 and 72 _ru , I _rw Are added to the adders 73 and 74. Note that the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and redundant description thereof is omitted.
[0050]
The principle of this embodiment will be described. When current control is ideally performed, it can be considered that Q (s) = 1 and M (s) = 0 in the equations (15) to (19), and can be expressed by the following equations.
[0051]
[Expression 14]

[0052]
Therefore, by setting the transfer functions H (s) and G (s) of the filter compensation circuit 70 to the expressions (26) and (27), current commands Iru and Irw in which the current error due to the T-type filter is corrected can be obtained.
[0053]
According to this embodiment, when the current control system is performed with substantially ideal accuracy and environment, PWM control considering the T-type filter can be performed.
[0054]
Embodiment 5
FIG. 8 shows a control circuit of a three-phase PWM converter in which a carrier removal T-type filter is connected to the power supply side according to the fifth embodiment. The filter compensation circuit 80 of the control circuit 10 includes a current command I from the current command calculation unit 11. _R1u , I _R1w And current detector CT _2u , CT _2w Power supply current I _1u , I _1w Of the adders 81 and 82 for detecting the difference between them, transfer function H (s) circuits 21 and 22 to which current differences from the adders 81 and 82 are input, and transfer function H (s) circuits 21 and 22, respectively. PI operation circuits 83 and 84 for performing PI operation on output, and power supply voltage V _s U and v-phase voltages are input respectively, and gain T in equation (21) _u , T _w Current circuits 1 and 52, and current commands 1 from PI operation circuits 83 and 84, respectively. _RU , I _RW And the current I relating to the power supply voltage from the gain circuits 51 and 52 _TU , I _TI Current command I corrected for current error _ru , I _rw 4 is different from the control circuit shown in FIG. Note that the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and redundant description thereof is omitted.
[0055]
This filter compensation circuit 80 sends a current command I to the filter compensation circuit 50 of the second embodiment (FIG. 5). _R1u , I _R1w And power supply current I _1u , I _1w PI control circuits 83 and 84 for PI calculation of current deviation from the power supply current I _1u , I _1w I am trying to feed back.
[0056]
Since the control circuits of FIGS. 4 to 7 compensate for the error due to the voltage in the feedforward, an error occurs if the impedance value of the input filter 3 is not accurate. In this embodiment, the power supply current I _1u , I _1w Therefore, the feedforward error in the second embodiment can be reduced, and more accurate control can be realized.
[0057]
In the first, third, and fourth embodiments, the power source current I is the same as in this embodiment. ₁ By feeding back the feedforward error, the feedforward error can be reduced.
[0058]
Embodiment 6
FIG. 9 shows a control circuit for a three-phase PWM converter in which a carrier removal T-type filter is connected to the power supply side according to the sixth embodiment. This control circuit 10F has a power supply voltage V _s To current command I _R1u , I _R1w Current command calculation unit 11 for calculating the power supply voltage V _s And current command I _R1 And converter detection current I2 to converter generation voltage V _c Converter generated voltage calculator 90 for determining the voltage command V based on this calculation _cu , V _cw To voltage command V _cv And a PWM signal generator 46 that converts a voltage command into a PWM signal.
[0059]
The converter generated voltage calculation unit 90 is configured to output the current command I from the current command calculation unit 11. _R1u , I _R1w (S ・ L ₁ ) (S ・ L ₁ ) Circuits 91, 92 and power supply voltage V _su , V _sw And (s · L ₁ ) Adders 35 and 36 that take a difference from the output signals of the circuits 91 and 92, and a current detector CT _1u , CT _1w Detected current I _2u , I _2w (S ・ L ₂ ) (S ・ L ₂ ) Circuits 93 and 94, and output signals of adders 93 and 94, respectively, and (s · L ₂ ) The voltage command V is obtained by taking the difference from the output signals of the circuits 93 and 94. _cu , V _cw Are added to the adders 95 and 96.
[0060]
The principle of this embodiment will be described. In the case of the T-type filter 3, the converter generated voltage can be expressed by the following equation from the equations (1) and (13).
[0061]
[Expression 15]
V _c = V _s -S ・ L ₁ ・ I _R1 -S ・ L ₂ ・ I ₂ (28)
The converter generated voltage calculation unit 90 is based on the equation (28). According to this embodiment, the power supply voltage V _s , Current command I _R1 And converter detection current I ₂ To converter generated voltage V _c Is calculated in advance and given to the PWM signal generator in a feed forward manner, PWM control considering the T-type filter without current PI control becomes possible.
[0062]
Embodiment 7
FIG. 10 shows a control circuit for a three-phase PWM converter in which a carrier removal T-type filter is connected to the power supply side according to the seventh embodiment. The control circuit 10G has a power supply voltage V _s To current command I _R1u , I _R1w Current command calculation unit 11 for calculating the power supply voltage V _s And current command I _R1 And converter detection current I2 to converter generation voltage V _c Converter generated voltage calculation unit 100 for determining the voltage, and voltage command V based on this calculation _cu , V _cw To voltage command V _cv And a PWM signal generator 46 that converts a voltage command into a PWM signal. Note that the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and redundant description thereof is omitted.
[0063]
Converter generated voltage calculation unit 100 calculates power supply voltage V _s Current command I from the transfer function A (s) circuits 101 and 102 and the current command calculator 11 to which u and v phase voltages of the current are respectively input. _R1u , I _R1w The difference between the output of the transfer function B (s) circuits 103 and 104 and the output of the transfer function A (s) circuits 101 and 102 and the output of the transfer function B (s) circuits 103 and 104 is obtained respectively. _Cu , V _Cw Are added to the adders 105 and 106.
[0064]
The principle of this embodiment will be described. From the above equations (1) and (13), V _c V _s , I _R1 Is represented by the following formula.
[0065]
[Expression 16]

[0066]
Therefore, by setting the transfer function A (s) and transfer function B (s) of the converter generated voltage calculation unit 100 based on the equation (29), the converter generated voltage command value V _c Can be calculated.
[0067]
According to this embodiment, the power supply voltage V _s , Current command I _R1 By calculating the command value of the converter generated voltage in advance and supplying it to the PWM signal generator by feedforward, PWM control considering the T-type filter is possible without current PI control.
[0068]
Embodiment 8
FIG. 11 shows a control circuit for a three-phase PWM converter in which a carrier removal T-type filter is connected to the power supply side according to the eighth embodiment. This control circuit 10H has a power supply voltage V _s To current command I _R1u , I _R1w Current command calculation unit 11 for calculating the current command I _R1 And converter detection current I2 to converter generation voltage V _c Converter generated voltage calculation unit 110 for determining the voltage and the voltage command V based on this calculation _cu , V _cw To voltage command V _cv And a PWM signal generator 46 that converts a voltage command into a PWM signal.
[0069]
Converter generated voltage calculation unit 110 receives current command I _R1u , I _R1w Are respectively input transfer function C (s) circuits 111 and 112, transfer function D (s) circuits 113 and 114 to which detection current I2 is input from current detector CT1, and transfer function C (s) circuits 111 and 114, respectively. The difference between the output signal of 112 and the output signals of the transfer function D (s) circuits 113 and 114 is taken to obtain a voltage command V _cu , V _cw And adders 115 and 116 for outputting.
[0070]
The principle of this embodiment will be described. From equation (1) and equation (13), V _c I _R1 , I ₂ Is represented by the following formula.
[0071]
[Expression 17]

[0072]
Therefore, by setting the transfer function C (s) and the transfer function D (s) of the converter generated voltage calculation unit 110 based on the equation (30), the converter generated voltage command value V _c Can be calculated.
[0073]
According to this embodiment, the current command I _R1 And converter detection current I ₂ By calculating in advance the command value of the converter generated voltage and giving it to the PWM signal generator 46 by feedforward, PWM control considering the T-type filter is possible without current PI control.
[0074]
Embodiment 9
FIG. 12 shows an example of a harmonic suppression device using the PWM converter 2 as a current source. In FIG. 12, 5 is a harmonic load connected to the power source 1, and 121 is a voltage detector PT. ₁ Detected power supply voltage V _s The synchronization signal generation circuit 122 generates a synchronization signal of the synchronization signal from the synchronization signal generation circuit 121 and the load current I detected by the current detector CT3. _L A harmonic detection circuit 123 detects a harmonic current from the harmonic current detection circuit 123, and a filter compensation circuit 20 sets a harmonic current command value for suppressing the harmonic current based on the harmonic current from the harmonic current detection circuit 122. FIG. 4 is a current command value generation circuit that outputs to (FIG. 4). Note that the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and redundant description thereof is omitted.
[0075]
According to this embodiment, since the filter compensation circuit 20 can perform control without current error based on the filter 3, an accurate harmonic compensation current can be supplied even if the power supply side waveform is distorted by harmonics or the like.
[0076]
Experimental example
FIG. 13 shows the experimental results when an inverter and an induction motor / generator are connected as the load of the PWM converter of the third embodiment (FIG. 6). As experimental conditions, the induction motor / generator torque and the reactive power command value are changed, and the error of the current value at the system linkage point, that is, the error of the reactive power value with respect to the command value is measured. The error is indicated by an error rate (actual power measured value−reactive power command value) / rated × 100 [%] with respect to the rated capacity of the reactive power measured value.
[0077]
According to the experimental result of FIG. 13, in the case of no compensation without considering the filter, the error rate is about 15% due to the current error due to the influence of the impedance of the filter and the power supply voltage, whereas this control method was used. In the case of compensation, the system linkage point error can be reduced to less than 4% with respect to the command current of any amplitude / phase within the entire reactive power range, that is, the rated range.
[0078]
【The invention's effect】
Since this invention is comprised as mentioned above, there exists an effect described below. (1) Since the current error can be compensated by the control system in consideration of the impedance of the input filter of the PWM converter and the influence of the power supply voltage, a more accurate current can be passed. This is particularly effective when the current command is small.
(2) System linkage point errors can be reduced for command currents of any amplitude and phase within the rated range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main circuit diagram of a converter having an input filter.
FIG. 2 is a four-terminal circuit diagram of a converter having an input filter.
FIG. 3 is a diagram illustrating the configuration of a T-type filter.
FIG. 4 is a control block diagram of the PWM converter according to the first embodiment.
FIG. 5 is a control block diagram of a PWM converter according to the second embodiment.
FIG. 6 is a control block diagram of a PWM converter according to the third embodiment.
FIG. 7 is a control block diagram of a PWM converter according to a fourth embodiment.
FIG. 8 is a control block diagram of a PWM converter according to a fifth embodiment.
FIG. 9 is a control block diagram of a PWM converter according to a sixth embodiment.
FIG. 10 is a control block diagram of a PWM converter according to a seventh embodiment.
FIG. 11 is a control block diagram of a PWM converter according to an eighth embodiment.
FIG. 12 is a control block diagram of a PWM converter according to a ninth embodiment.
FIG. 13 is a reactive power error characteristic diagram showing an experimental result of the PWM converter according to the third embodiment.
[Explanation of symbols]
1 ... Power supply
2 ... PWM converter
3. Input filter, carrier removal filter, T-type filter
10, 10A-10 ... Control circuit
20, 50, 60, 70, 80... Filter compensation circuit
90, 100, 110 ... Converter generated voltage calculator
r: Carrier removal filter resistance
L ₁ , L ₂ ... Carrier removal filter inductance
C: Carrier removal filter capacitor
Vs: Power supply voltage
Vc: PWM converter generated voltage
I ₁ ... PWM converter power supply current
I ₂ ... Current generated by PWM converter
I _R ... Current command
I _r ... Current command considering filter characteristics and current control system

Claims (5)

交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいてＰＩ制御器でコンバータ発生電流を制御するＰＷＭコンバータにおいて、
入力フィルタのパラメータ及び電源電圧によるコンバータ電流誤差を考慮した前記電流指令値を補正するフィルタ補償回路を設け、
このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、電源電圧が入力される伝達関数Ｇ（ｓ）回路と、前記伝達関数Ｈ（ｓ）回路の出力と伝達関数Ｇ（ｓ）回路の出力との差をとる加算器と、この加算器の出力が入力される伝達関数Ｑ（ｓ）回路と、電源電圧が入力される伝達関数Ｍ（ｓ）回路および伝達関数Ｑ（ｓ）回路の出力と伝達関数Ｍ（ｓ）回路の出力の差をとり電流誤差を補正した電流指令値を出力する加算器とにより構成され、
前記入力フィルタに基づく電流誤差を制御系で補正することを特徴とするＰＷＭコンバータ。In a PWM converter connected to an AC power source via an input filter and controlling a converter generated current with a PI controller based on a current command value,
Provided with a filter compensation circuit for correcting the current command value in consideration of converter current error due to input filter parameters and power supply voltage,
The filter compensation circuit includes a transfer function H (s) circuit to which a current command value from a current command calculation unit is input, a transfer function G (s) circuit to which a power supply voltage is input, and the transfer function H (s). An adder that takes the difference between the output of the circuit and the output of the transfer function G (s) circuit, a transfer function Q (s) circuit to which the output of the adder is input, and a transfer function M ( s) an adder that outputs a current command value that corrects a current error by taking a difference between the output of the circuit and the transfer function Q (s) circuit and the output of the transfer function M (s) circuit;
A PWM converter, wherein a current error based on the input filter is corrected by a control system. 交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいてＰＩ制御でコンバータ発生電流を制御するＰＷＭコンバータにおいて、
入力フィルタ特性、電流制御系および前記電流指令値、電源電圧から導出されるコンバータ電流指令値を計算する式の、前記電流指令値に関する項を計算する回路と電源電圧に関する項を計算する回路とを有するフィルタ補償回路を設け、
このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、この伝達関数Ｈ（ｓ）回路の出力が入力される伝達関数Ｑ（ｓ）回路と、電源電圧の相電圧に掛けるゲインを有するゲイン回路と、前記伝達関数Ｑ（ｓ）回路からの電流指令値とゲイン回路からの電源電圧に関する電流の差をとり電流誤差を補正した電流指令を出力する加算器で構成され、
前記電源電圧に関する回路の係数を入力フィルタのパラメータおよび電源周波数がほぼ一定であることから一定な電源周波数で計算して求めておき前記電源電圧に関する項を計算する回路の構成を簡単化し、
フィルタ補償の計算を容易にしたことを特徴とするＰＷＭコンバータの制御方法。In a PWM converter that is connected to an AC power source via an input filter and controls a converter generated current by PI control based on a current command value,
A circuit for calculating a term for the current command value and a circuit for calculating a term for the power supply voltage in an expression for calculating a converter current command value derived from the input filter characteristics, the current control system, the current command value, and the power supply voltage. A filter compensation circuit having
The filter compensation circuit includes a transfer function H (s) circuit to which a current command value from a current command calculation unit is input, and a transfer function Q (s) circuit to which an output of the transfer function H (s) circuit is input. , A gain circuit having a gain to be applied to the phase voltage of the power supply voltage, and a current command in which a current error is corrected by taking a difference between the current command value from the transfer function Q (s) circuit and the power supply voltage from the gain circuit It consists of an adder that
Simplify the configuration of the circuit for calculating the term related to the power supply voltage by calculating the coefficient of the circuit related to the power supply voltage at a constant power supply frequency because the parameters of the input filter and the power supply frequency are almost constant,
A PWM converter control method characterized by facilitating calculation of filter compensation. 交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいてＰＩ制御でコンバータ発生電流を制御するＰＷＭコンバータにおいて、
入力フィルタ特性、電流制御系および前記電流指令値、電源電圧から導出されるコンバータ電流指令値を計算する式の、前記電流指令値に関する項を計算する回路と電源電圧に関する項を計算する回路とを有するフィルタ補償回路を設け、
このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、この伝達関数Ｈ（ｓ）回路の出力が入力される伝達関数Ｑ（ｓ）回路と、同期信号回路からのＵ相の同期信号が入力されるゲインを有するゲイン回路と、このゲイン回路の出力を加算しＵ相信号を得る加算器と、前記伝達関数Ｑ（ｓ）回路からの電流指令と加算器から出力される電圧に関するＵ相信号及びこのＵ相信号を２π／３ずらしたＷ相信号の差をとり電流誤差を補正した電流指令を出力する加算器とで構成され、
電源電圧の同期信号およびこの同期信号より９０度位相を進ませた同期信号を生成し、
前記２つの同期信号および電源周波数が一定であることから前記電源電圧に関する項を計算する回路の構成を簡単化し、
フィルタ補償の計算を容易にしたことを特徴とするＰＷＭコンバータの制御方法。In a PWM converter that is connected to an AC power source via an input filter and controls a converter generated current by PI control based on a current command value,
A circuit for calculating a term for the current command value and a circuit for calculating a term for the power supply voltage in an expression for calculating a converter current command value derived from the input filter characteristics, the current control system, the current command value, and the power supply voltage. A filter compensation circuit having
The filter compensation circuit includes a transfer function H (s) circuit to which a current command value from a current command calculation unit is input, and a transfer function Q (s) circuit to which an output of the transfer function H (s) circuit is input. A gain circuit having a gain to which a U-phase synchronization signal from the synchronization signal circuit is input, an adder that adds the outputs of the gain circuit to obtain a U-phase signal, and a current from the transfer function Q (s) circuit An adder that outputs a current command in which a current error is corrected by taking a difference between the command and a U-phase signal related to the voltage output from the adder and a W-phase signal obtained by shifting the U-phase signal by 2π / 3,
A power supply voltage synchronization signal and a synchronization signal whose phase is advanced by 90 degrees from the synchronization signal are generated,
Since the two synchronization signals and the power supply frequency are constant, the circuit configuration for calculating the term related to the power supply voltage is simplified,
A PWM converter control method characterized by facilitating calculation of filter compensation. 交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいてＰＩ制御でコンバータ発生電流を制御するＰＷＭコンバータにおいて、
入力フィルタ特性、電流制御系および前記電流指令値、電源電圧から導出されるコンバータ電流指令値を計算する式の、前記電流指令値に関する項を計算する回路と電源電圧に関する項を計算する回路とを有するフィルタ補償回路を設け、
このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、電源電圧が入力される伝達関数Ｇ（ｓ）回路と、前記伝達関数Ｈ（ｓ）回路からの電流指令と伝達関数Ｇ（ｓ）回路からの電源電圧に関する信号の差をとり電流誤差を補正した電流指令を出力する加算器で構成され、
電流制御系ゲインが十分大きく理想的な場合に、前記電流指令値に関する項を計算する回路と電源電圧に関する項を計算する回路における係数が１又は０となる部分を省略し、
フィルタ補償の計算を簡単化したことを特徴とするＰＷＭコンバータの制御方法。In a PWM converter that is connected to an AC power source via an input filter and controls a converter generated current by PI control based on a current command value,
A circuit for calculating a term for the current command value and a circuit for calculating a term for the power supply voltage in an expression for calculating a converter current command value derived from the input filter characteristics, the current control system, the current command value, and the power supply voltage. A filter compensation circuit having
The filter compensation circuit includes a transfer function H (s) circuit to which a current command value from a current command calculation unit is input, a transfer function G (s) circuit to which a power supply voltage is input, and the transfer function H (s). It is composed of an adder that outputs a current command that corrects a current error by taking a difference between a current command from the circuit and a signal relating to the power supply voltage from the transfer function G (s) circuit,
When the current control system gain is sufficiently large and ideal, the part where the coefficient in the circuit for calculating the term relating to the current command value and the circuit for calculating the term relating to the power supply voltage is 1 or 0 is omitted,
A PWM converter control method characterized by simplifying the calculation of filter compensation. 交流電源に入力フィルタを介して接続され電流指令値に基づいて高調波抑制電流を制御するＰＷＭコンバータを電流源とした高調波抑制装置において、
入力フィルタのパラメータ及び電源電圧による出力電流誤差を考慮した前記電流指令値を補正するフィルタ補償回路を設け、
このフィルタ補償回路は、電流指令演算部からの電流指令値と電流検出器からの電源電流との差を検出する加算器と、この加算器からの電流差が入力される伝達関数Ｈ（ｓ）回路と、この伝達関数Ｈ（ｓ）回路の出力をＰＩ演算するＰＩ演算回路と、電源電圧の相電圧が入力されるゲインを有するゲイン回路と、前記ＰＩ演算回路からの電流指令とゲイン回路からの電源電圧に関する電流の差をとり電流誤差を補正した電流指令を出力する加算器とで構成され、
入力フィルタに基づく電流誤差を制御系で補正することを特徴とする高調波抑制装置。In a harmonic suppression device using a PWM converter connected to an AC power supply via an input filter and controlling a harmonic suppression current based on a current command value as a current source,
Provided with a filter compensation circuit for correcting the current command value in consideration of output current error due to input filter parameters and power supply voltage,
This filter compensation circuit includes an adder that detects a difference between the current command value from the current command calculation unit and the power supply current from the current detector, and a transfer function H (s) to which the current difference from the adder is input. A circuit, a PI operation circuit for performing PI operation on the output of the transfer function H (s) circuit, a gain circuit having a gain to which the phase voltage of the power supply voltage is input, a current command from the PI operation circuit, and a gain circuit It consists of an adder that outputs a current command that corrects the current error by taking the difference in current related to the power supply voltage of
A harmonic suppression device, wherein a current error based on an input filter is corrected by a control system.

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