JP5895440B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置の高調波抑制に係り、特に、アクティブフィルタの高調波抑制に関する。 The present invention relates to harmonic suppression of a power converter, and more particularly to harmonic suppression of an active filter.
本願発明者は、先に制御系の伝達特性をシステム同定によって複素数で表現し、この複素数とＤＦＴ（離散フーリエ変換）演算，外乱オブザーバによって高調波電流を抑制するアクティブフィルタ制御の提案を行った。この提案の制御では、以下の点を特徴としている。 The inventor of the present application has previously proposed active filter control in which the transfer characteristic of the control system is expressed as a complex number by system identification, and the harmonic current is suppressed by the complex number, DFT (discrete Fourier transform) calculation, and a disturbance observer. This proposed control is characterized by the following points.
フィルタや系統のインピーダンスが未知で共通点が多数存在する場合も、試運転によって係数Ｑａ，Ｑｂの測定を行うことにより、安定した高調波抑制が可能となり、制御パラメータの設計が不要になる。 Even when the impedance of the filter or the system is unknown and there are many common points, stable harmonics can be suppressed by measuring the coefficients Qa and Qb by trial operation, and design of control parameters becomes unnecessary.
また、系統条件に生じた変動が小さければ、係数Ｑａ，Ｑｂを変更する必要が無く安定した高調波抑制を持続することができる。さらに、系統条件に大きな変動が生じた場合も、試運転をやり直し係数Ｑａ，Ｑｂを再測定するだけで高調波抑制が対応可能となる。 Moreover, if the fluctuation | variation which arose in system | strain conditions is small, it is not necessary to change coefficient Qa, Qb, and can maintain the stable harmonic suppression. Furthermore, even when a large fluctuation occurs in the system conditions, harmonic suppression can be dealt with by simply restarting the trial run and re-measuring the coefficients Qa and Qb.
また、本願発明者は、システム同定の結果を自動補正する提案を行った。この方法では、以下の点で特徴としている。 Further, the inventor of the present application has proposed to automatically correct the result of system identification. This method is characterized by the following points.
指令値から出力電流までの伝達特性の逆関数である係数Ｑａ，Ｑｂの補正を自動的に行い、負荷変動など系統条件の変化による制御の不安定化を防ぎ、変化に追従した高調波抑制を行うことができる。また、この方法では、係数Ｑａ，Ｑｂの初期値が大きな誤差を含む不適切な値でも、高調波補償を行いながら補正により係数Ｑａ，Ｑｂを適切な値にすることができるため、試運転が不要となる。 Automatically corrects the coefficients Qa and Qb, which are inverse functions of the transfer characteristics from the command value to the output current, to prevent control destabilization due to changes in system conditions such as load fluctuations, and to suppress harmonics following changes It can be carried out. Further, in this method, even if the initial values of the coefficients Qa and Qb are inappropriate values including a large error, the coefficients Qa and Qb can be set to appropriate values by correction while performing harmonic compensation. It becomes.
しかしながら、系統のインダクタンスとコンデンサの共振により、特定次数の高調波に対して連系点から見た系統側のインピーダンスが極端に大きくなり、アクティブフィルタの出力電流がほぼすべて負荷に流れ込むという現象が発生することがある。 However, due to resonance of the inductance and capacitor of the system, the impedance on the system side viewed from the connection point with respect to the harmonics of a specific order becomes extremely large, and a phenomenon occurs in which almost all of the output current of the active filter flows into the load. There are things to do.
図１７は、上記のように、アクティブフィルタの効果が低下する系統条件の構成を示す図である。図１７において、Ｌｓはトランスやケーブルの寄生インピーダンスなどの系統１のインダクタンス成分を示し、Ｃｓは力率調整用コンデンサや他の負荷フィルタコンデンサ，ケーブル等の寄生容量などを示す。
FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration of a system condition that reduces the effect of the active filter as described above. In FIG. 17, Ls indicates an inductance component of the
図１７の例では、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの共振点が１１次と仮定した場合、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの並列インピーダンスが１１次で無限大となる。この場合、１１次高調波電流は連系点よりも系統１側であるＩｓ１を流れず、アクティブフィルタ３が出力するフィルタ出力電流Ｉｏｕｔの１１次高調波電流はすべて高調波負荷２に流れ込む。そのため、インダクタンス成分Ｌｓと寄生容量Ｃｓの共振点が１１次で、かつ、並列インピーダンスが１１次で無限大の場合は、１１次高調波電流においてＩｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ＝０が成立する。これは、アクティブフィルタ３の補償の有効・無効にかかわらず成立し、他の次数の高調波電流では成立しない。
In the example of FIG. 17, assuming that the resonance point of the inductance component Ls and the parasitic capacitance Cs is the 11th order, the parallel impedance of the inductance component Ls and the parasitic capacitance Cs is the 11th order and becomes infinite. In this case, the eleventh harmonic current does not flow through Is 1 that is on the
一般的なアクティブフィルタ３の制御ではＩｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ＝０とすることが目的であるため、この系統１に適用しても高調波電流の補償は行われない。
In general control of the
しかし、高調波負荷２には適切な高調波電流を流す必要がある。負荷高調波電流が適切でないと、連系点電圧Ｖｓに高調波ひずみが生じ、系統電流Ｉｓをひずませてしまう。また、連系点電圧Ｖｓのひずみが他の負荷に悪影響を与えてしまう。
However, an appropriate harmonic current needs to flow through the
背景技術で説明した制御方法をアクティブフィルタに応用し、図１７に示すような系統１に適用すると、伝達特性の同定結果（Ｐａ＋ｊＰｂ）-1＝Ｑａ＋Ｑｂの振幅が非常に大きくなり、また検出信号「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」やＩｓ１からは非常に小さな高調波信号しか検出できないため、一般的なアクティブフィルタ同様、高調波補償が行われない。また、高調波補償が適切に行われずに高調波電流を出力し、連系点電圧Ｖｓのひずみを大きくしてしまうこともある。
When the control method described in the background art is applied to the active filter and applied to the
特許文献１などのような配電系統向けアクティブフィルタでは、不特定多数の高調波負荷に対応するため、電圧ひずみと同相の高調波電流を吸収させ、「電圧ひずみに対してインバータを抵抗Ｒに見せかけダンピングさせる」制御を行う方式が一般的である。この制御方式は原理的に安定であるが、系統の条件によっては、ひずみ補償効果が非常に小さくなってしまう。
In an active filter for a power distribution system such as
例えば、図１８に示すように、系統１とアクティブフィルタ３，高調波負荷２がリアクトルＬ４，Ｌ５，Ｌ６で接続された場合を考える。高調波負荷２が高調波の負荷電流Ｉｌｏａｄを出力すると連系点電圧Ｖｓの高調波ひずみは負荷電流Ｉｌｏａｄに対して９０ｄｅｇ進み位相となる。そのため、アクティブフィルタ３が高調波負荷２の負荷電流Ｉｌｏａｄを吸収するためには、連系点電圧Ｖｓに対して９０ｄｅｇ遅れの高調波電流を吸収する（アクティブフィルタ３を連系点電圧Ｖｓに対してＬとして動作させる）必要がある。
For example, as shown in FIG. 18, a case is considered in which
このような場合でも、ゲインを無限大とすれば、高調波に対して連系点が短絡されていることと同等となり、電圧ひずみを除去できる。すなわち、配電系統向けアクティブフィルタの一般的な制御法として、系統電圧の特定次数の高調波成分をＶｈ，ゲインをＧｖ，装置が吸い込む高調波電流指令値をＩｈ*としてＩｈ*＝Ｖｈ×Ｇｖとして制御を行っている。これを系統１側から見ると、装置のインピーダンスはＲ＝Ｖｈ÷Ｉｈ*＝１／Ｇｖとなり、ゲインを無限大にすれば、Ｒ＝０となる。Ｒ＝０ならば抵抗に高調波電流が流れても電圧の高調波は０となるので、電圧ひずみを除去できる。
Even in such a case, if the gain is infinite, it is equivalent to that the interconnection point is short-circuited with respect to the harmonic, and the voltage distortion can be removed. That is, as a general control method of an active filter for a distribution system, the harmonic component of a specific order of the system voltage is Vh, the gain is Gv, the harmonic current command value that the device sucks is Ih * , and Ih * = Vh × Gv Control is in progress. When this is seen from the
しかし、ゲインＧｖを大きく設定すると、制御遅延などの影響により制御が不安定になりやすく、電圧ひずみを逆に増大させることもある。そのため、ゲインＧｖの調整やフィルタによる制御遅延の補償などが必要となり、調整や補償が煩雑になってしまっていた。また、系統変動により最適なゲインなどが変化してしまうとその都度調整が必要となる。さらにゲインを下げると電圧ひずみ除去の効果も低下し、これも問題となる。 However, if the gain Gv is set to be large, the control tends to become unstable due to the influence of the control delay or the like, and the voltage distortion may be increased conversely. For this reason, adjustment of the gain Gv and compensation of control delay by a filter are necessary, and adjustment and compensation become complicated. Also, adjustments are required each time the optimum gain or the like changes due to system fluctuations. If the gain is further reduced, the effect of removing the voltage distortion also decreases, which also becomes a problem.
特許文献２は電力の潮流方向を監視することにより、電圧ひずみ補償，電流ひずみ補償の運転を切り換えるものである。この方法でも、系統インピーダンスを監視するわけではないため、共振により系統インピーダンスが極端に高くなると図１７と同様の問題が発生する。また、この方式では、別途電力の潮流方向を検出する手段が必要となってしまっていた。
In
以上示したようなことから、系統側に共振点があり、特定次数の高調波に対して系統側インピーダンスが極端に高くなる系統条件に対しても、高調波を抑制することができる電力変換装置を提供することが課題となる。 As described above, there is a resonance point on the grid side, and a power converter that can suppress harmonics even for grid conditions where the grid side impedance becomes extremely high with respect to harmonics of a specific order Providing is a challenge.
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、電源の系統母線に一端が接続されたＡＣフィルタおよび該ＡＣフィルタの他端に接続された電力変換装置の高調波抑制装置であって、前記電力変換装置に流れる電流と電力変換装置の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御する電流制御手段と、前記系統と電力変換装置との連系点電圧を入力とし、該連系点電圧中の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力する高調波検出部と、制御系の伝達特性に基づいて決定された高調波抑制電流指令値から前記連系点電圧までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けた信号と、高調波抑制電流指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差をとることにより高調波の外乱を推定する外乱オブザーバと、前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する加算器と、を有する高調波抑制制御手段と、を備え、前記電流制御手段の電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電圧を抑制することを特徴とする。 The present invention has been devised in view of the above-described conventional problems. One aspect of the present invention is an AC filter having one end connected to a system bus of a power supply and a power converter connected to the other end of the AC filter . A harmonic suppression device that takes a deviation between a current flowing through the power conversion device and a current command value of the power conversion device and controls the power conversion device based on the deviation output; and Determined based on the transfer characteristic of the control system, and the harmonic detection unit that outputs the harmonics in the order of the suppression target in the connection point voltage as a DC value, and the connection point voltage with the power converter A signal obtained by multiplying the output signal of the harmonic detection unit by an integrator using a coefficient defined as an inverse function of a transfer function from the harmonic suppression current command value to the interconnection point voltage, and a harmonic suppression current command value A signal with only detection delay added to And taking the difference between the disturbance observer that estimates the disturbance of the harmonics by taking the difference between the disturbance disturbance value that suppresses the disturbance, and the disturbance of the harmonics estimated by the disturbance observer. A harmonic suppression control means having an adder for calculating a value, and superimposing a harmonic suppression current command value calculated by the harmonic suppression control means on a current command value of the current control means It is characterized by suppressing the harmonic voltage.
また、別の態様として、前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、ＡＣフィルタの出力電流と前記系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流との加算電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする。 As another aspect, the harmonic detection unit replaces the interconnection point voltage with a value obtained by multiplying the interconnection point voltage and the gain, and outputs to the load connected to the output current of the AC filter and the system bus. A subtracted signal obtained by subtracting the added current from the flowing load current is output as a DC value as a harmonic in the order of suppression of the subtracted signal, and the coefficient of the disturbance observer is subtracted from the harmonic suppressed current command value It is defined as an inverse function of a transfer function up to a signal.
また、別の態様として、前記高調波検出部は、前記連系点電圧に代えて、連系点電圧とゲインを乗算した値から、系統に流れる系統電流、を減算した減算信号とし、前記減算信号の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力し、前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする。 As another aspect, the harmonic detection unit uses the subtraction signal obtained by subtracting the system current flowing in the system from the value obtained by multiplying the connection point voltage and the gain, instead of the connection point voltage. Harmonics at the order of signal suppression are output as DC values, and the coefficient of the disturbance observer is defined as an inverse function of a transfer function from a harmonic suppression current command value to the subtraction signal, To do.
また、別の態様として、前記高調波抑制制御手段を複数の高調波次数分並列に設け、該各高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を加算し、該加算された指令値を前記電流制御手段の電流指令値に重畳することを特徴とする。 Further, as another aspect, the harmonic suppression control means is provided in parallel for a plurality of harmonic orders, the harmonic suppression current command value calculated by each of the harmonic suppression control means is added, and the added command The value is superimposed on the current command value of the current control means.
また、別の態様として、前記複数の高調波次数分並列に設けられた高調波抑制制御手段のうち、特定次数の高調波抑制制御手段の入力を、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とすることを特徴とする。 As another aspect, among the harmonic suppression control means provided in parallel for the plurality of harmonic orders, the input of the harmonic suppression control means of a specific order is the system current flowing through the system, the output current of the AC filter , A load current flowing in a load connected to the system bus, or an addition current obtained by adding the output current and the load current.
また、別の態様として、前記高調波抑制制御手段は、前記特定次数の高調波抑制制御手段として、連系点電圧を入力とした電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とを入力とした電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を備え、前記それぞれの高調波抑制制御手段に入力された所定次数における電圧高調波，電流高調波の振幅値の比較に基づいて、電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を切り換えて、高調波抑制電流指令値を算出することを特徴とする。 Further, as another aspect, the harmonic suppression control means includes, as the harmonic suppression control means of the specific order, a harmonic suppression control means for voltage distortion compensation using a connection point voltage as input, and a system flowing in the system Harmonic distortion suppression control means for current distortion compensation using, as input, current, output current of an AC filter, load current flowing through a load connected to a system bus, or an addition current obtained by adding the output current and the load current; And a harmonic suppression control means for voltage distortion compensation based on a comparison of amplitude values of voltage harmonics and current harmonics in a predetermined order input to the respective harmonic suppression control means, and current distortion compensation The harmonic suppression current command value is calculated by switching between the harmonic suppression control means for use.
また、別の態様として、前記外乱オブザーバにおける係数は、制御系の伝達特性を測定するか、又は測定せずに決定されており、前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出部と、前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正手段と、を備えたことを特徴とする。 As another aspect, the coefficient in the disturbance observer is determined by measuring or not measuring the transfer characteristic of the control system, and the harmonic detection value of the output signal of the harmonic detection unit and the output A change amount of the harmonic detection value of the previous period of the signal is obtained, and a phase difference between the harmonic detection value of the output signal of the harmonic detection unit of the previous period and the change amount is calculated as a phase correction amount of the coefficient. A coefficient correction amount calculation unit that calculates a difference in amplitude between a harmonic detection value one cycle before the output signal of the harmonic detection unit and the amount of change as an amplitude correction amount of the coefficient, and the coefficient correction Coefficient correction means for correcting the phase and amplitude of the coefficient by the phase correction amount and amplitude correction amount calculated by the amount calculation unit, respectively.
また、別の態様として、前記係数の振幅が大きくなった場合、高調波抑制制御手段の入力を、連系点電圧と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流と、で切り換えることを特徴とする。 As another aspect, when the amplitude of the coefficient increases, the input of the harmonic suppression control means is connected to the interconnection point voltage, the system current flowing through the system, the output current of the AC filter, and the system bus Switching is performed according to a load current flowing through the load or an addition current obtained by adding the output current and the load current.
本発明によれば、系統側に共振点があり、特定次数の高調波に対して系統側インピーダンスが極端に高くなる系統条件に対しても、高調波を抑制することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to suppress harmonics even for system conditions in which there is a resonance point on the system side and the system side impedance becomes extremely high with respect to harmonics of a specific order.
図１６は、一般的な外乱オブザーバの構成を示すブロック図である。以下、一般的な外乱オブザーバについて説明する。 FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a general disturbance observer. Hereinafter, a general disturbance observer will be described.
まず、実システムから除去対象である周期性外乱を重畳した信号ｈｄｅｔを検出し、入力する。また、実システムから位相を入力する。この位相は、例えば、系統１に連系された電力変換装置ならば系統電圧Ｖｓを入力としたＰＬＬの出力結果であり、モータならばロータリエンコーダの出力である。
First, a signal hdet on which a periodic disturbance to be removed is superimposed is detected and input from an actual system. In addition, the phase is input from the actual system. This phase is, for example, the output result of the PLL that receives the system voltage Vs in the case of a power conversion device linked to the
除去したい周期性外乱の周波数に合わせ、ゲインブロック６０１により、位相をｎ倍し、ｓｉｎ，ｃｏｓブロック６０２ａ，６０２ｂにより、ｎ倍した位相に対応する三角関数を呼び出す。積算器６０３ａ，６０３ｂにより、得られた三角関数と入力信号ｈｄｅｔとの積を取る。抑制対象の周波数成分をＬＰＦ６０５ａ，６０５ｂにより直流に変換する。基本波周波数をω［ｒａｄ／ｓ］として周期性外乱をｈｄｅｔ＝ｃｏｓ（ｍωｔ），三角関数をｃｏｓ（ｎωｔ）とする。周期性外乱はｍ次高調波，抽出対象はｎ次高調波とすると、ｍ≠ｎのとき下記（１）式となり、直流成分を持たないので後段のＬＰＦ６０５ｂの出力は０となる。
In accordance with the frequency of the periodic disturbance to be removed, the
また、ｍ＝ｎのとき、下記（２）式となり、直流成分として１／２があるため、後段のＬＰＦ６０５ｂでこれを抽出し、出力は１／２となる。
When m = n, the following equation (2) is obtained, and since there is 1/2 as a DC component, this is extracted by the
以上の演算で抑制対象の周波数成分を直流へ変換する。なお、ＬＰＦ６０５ａ（ｓｉｎ）の時も同様である。 The frequency component to be suppressed is converted to direct current by the above calculation. The same applies to the LPF 605a (sin).
なお、振幅１の高調波を入力した時、直流成分として１が出力される必要がある。そのため、乗算器６０３ａ，６０３ｂの後段に２倍するブロック６０４ａ，６０４ｂを設ける。しかし、２倍しない場合も逆モデル測定や自動補正機能を適用すれば、２倍された係数Ｑａ＋ｊＱｂが得られるので、２倍しなくても正しく動作する。
When a harmonic having an amplitude of 1 is input, 1 must be output as a DC component. For this reason, blocks 604a and 604b that are doubled are provided after the
ここでは、正弦波を基準とし、正弦波と同相成分を実軸成分ｈｎｄｅｔｒｅ，９０ｄｅｇ進み成分を虚軸成分ｈｎｄｅｔｉｍとした。得られた信号ｈｎｄｅｔｒｅ，ｈｎｄｅｔｉｍを外乱オブザーバ６１３に入力する。外乱オブザーバ６１３の構成を以下に示す。
Here, the sine wave is used as a reference, the in-phase component of the sine wave is the real axis component hndret, and the 90 deg lead component is the imaginary axis component hndetim. The obtained signals hndret and hndetim are input to the
ｈｎｄｅｔｒｅを実部，ｈｎｄｅｔｉｍを虚部として、乗算器６０６ａ〜６０６ｄ，加算器６０７ａ，６０７ｂを設置し、複素数Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取る。これにより、実システムを通過し実システムの伝達特性を打ち消した信号であり、実システムの周期性外乱と検出遅延を含んだ信号を得る。この演算により、周期性外乱の推定値を抽出する。
この信号（Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取った信号）と、外乱オブザーバ６１３の出力にＬＰＦ６０９ａ，６０９ｂにおいてＬＰＦ処理を行い検出遅延のみを付加した信号と、の差（外乱推定値）を加算器６０８ａ，６０８ｂにより算出する。得られた外乱推定値と、外乱指令値である零との差を加算器６１０ａ，６１０ｂにより算出し、外乱を打ち消すための指令値実軸成分ｈｎｒｅｆｒｅ，指令値虚軸成分ｈｎｒｅｆｉｍを算出する。
The difference (disturbance estimated value) between this signal (a signal obtained by multiplying the product of Qa + jQb) and a signal obtained by performing LPF processing on the output of the
指令値実軸成分ｈｎｒｅｆｒｅ，虚軸成分ｈｎｒｅｆｉｍを交流信号に戻すため、乗算器６１１ａ，６１１ｂにより、それぞれに正弦波，余弦波を乗算し、その乗算器６１１ａ，６１１ｂの出力を加算器６１２により足し合わせ、高調波抑制信号ｈｒｅｆを算出する。
In order to return the command value real axis component hnrefre and imaginary axis component hnrefim to the AC signal, the
以下、本実施形態１〜７における電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。
Hereinafter, the power converters in
［実施形態１］
図１は、本実施形態１における電力変換装置の構成を示し、（ａ）は主回路，（ｂ）は電流制御部，（ｃ）は高調波抑制制御部を各々示している。
[Embodiment 1]
FIG. 1 shows a configuration of a power conversion apparatus according to the first embodiment, where (a) shows a main circuit, (b) shows a current control unit, and (c) shows a harmonic suppression control unit.
図１（ａ）において、三相のアクティブフィルタ機能付きの電力変換装置１０は、半導体スイッチング素子とダイオードの逆並列体を三相ブリッジ接続したインバータを備えており、その直流側にはコンデンサＣ１が接続され、コンデンサＣ１に蓄えられた電力を電力変換装置１０で交流に変換し、系統１に出力する。電力変換装置１０の交流側は、リアクトルＬ１，Ｌ２，コンデンサＣ２から成るＬＣＬフィルタ１１（ＡＣフィルタ）を介して系統母線１２に接続される。
In FIG. 1A, a
Ｌｓはトランスやケーブルの寄生インピーダンスなどの系統１のインダクタンス成分を示し、Ｃｓは力率調整用コンデンサや他の負荷フィルタコンデンサ，ケーブル等の寄生容量などを示す。
Ls represents an inductance component of the
２は、系統母線１２に接続された高調波負荷である。ＣＴ１はインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出器，ＣＴ２はフィルタ出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流検出器，ＣＴ３は負荷電流Ｉｌｏａｄを検出する電流検出器，ＰＴは系統１とアクティブフィルタ３との連系点電圧Ｖｓを検出する変圧器である。
2 is a harmonic load connected to the
図１（ｂ）は、電流制御部２０の構成を示すブロック図である。図１（ｂ）に示す電流制御部２０では、電流検出器ＣＴ１により検出されたインバータ電流Ｉｉｎｖをｄｑ変換部２１によって回転座標上の値であるｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑに変換する。ｄｑ変換に用いる位相は連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御部３１により求める。
FIG. 1B is a block diagram illustrating a configuration of the
このｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑは減算器２３ｄ，２３ｑによって電流指令値と比較される。
The d-axis inverter current Iinvd and the q-axis inverter current Iinvq are compared with current command values by the
この電流指令値は、後述する高調波抑制のためのｄ軸高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，ｑ軸高調波抑制指令値Ｉｈｑｒｅｆと、装置の目的に応じたｄ軸出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆと、を加算器２２ｄ，２２ｑにて加算した和信号Ｉｄｒｅｆ＋Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆ＋Ｉｈｑｒｅｆである。
This current command value includes a d-axis harmonic suppression current command value Ihdref, a q-axis harmonic suppression command value Ihqref for harmonic suppression described later, and a d-axis output current command value Idref, q-axis according to the purpose of the apparatus. These are the sum signals Idref + Ihref, Iqref + Ihqref obtained by adding the current command value Iqref to the
ｄ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｄ，ｑ軸インバータ電流Ｉｉｎｖｑと、前記加算器２２ｄ，２２ｑから出力される電流指令値を比較して得られた偏差を比例積分制御器２４ｄ，２４ｑにかけることで出力電圧指令Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを求める。
The deviation obtained by comparing the d-axis inverter current Iinvd and q-axis inverter current Iinvq with the current command value output from the
前記ｄ軸出力電圧指令Ｖｄｒｅｆには、ｄ軸電圧指令加算器２５により「基準電圧」が加算される。この「基準電圧」は、系統電圧の定格振幅の値を加算することを意味する。これは、その後のｄｑ逆変換と併せて連系点電圧Ｖｓの位相に同期した基準正弦波を加えることと等価となる。
A “reference voltage” is added to the d-axis output voltage command Vdref by the d-axis
前記ｄ軸電圧指令加算器２５により「基準電圧」が加算されたｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸比例積分制御器２４ｑから出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆをｄｑ逆変換部２６に入力して３相の電圧指令値Ｖｒｅｆを得る。ｄｑ逆変換に用いる位相は連系点電圧Ｖｓを入力したＰＬＬ制御器３１により求める。
The d-axis
最後に、ｄｑ逆変換部２６の出力である３相の電圧指令値Ｖｒｅｆを、電流制御部２０の出力側に設けられたＰＷＭゲート信号作成部３０によってＰＷＭ変調することにより、ゲート信号Ｇａｔｅを生成し、インバータを駆動する。
Finally, the three-phase voltage command value Vref, which is the output of the dq
なお、３１は、図４（ａ）の変圧器ＰＴにより検出された連系点電圧Ｖｓを入力し、ｄｑ変換部２１およびｄｑ逆変換部２６に位相を出力するＰＬＬ（位相同期回路）制御器である。
In addition, 31 is a PLL (phase synchronization circuit) controller that inputs the interconnection point voltage Vs detected by the transformer PT in FIG. 4A and outputs a phase to the
図１（ｃ）に示す高調波抑制制御部４０ａでは、図１（ａ）の変圧器ＰＴにより検出された、高調波の抑制対象である連系点電圧Ｖｓがｄｑ変換部４１に入力される。
In the harmonic
連系点電圧Ｖｓは、ここでは、相電圧を検出して入力することを想定している。線間電圧の場合、位相が３０ｄｅｇずれ、振幅も√３倍になってしまうため、ｄｑ変換を行う際に連系点電圧Ｖｓの入力を１／√３倍し、位相に３０ｄｅｇのオフセットを加える必要がある。なお、下記（３）式の演算で線間電圧から相電圧に変換して、この演算で算出した相電圧を連系点電圧「Ｖｓ」としてｄｑ変換を行っても良い。
Here, it is assumed that the interconnection point voltage Vs is detected by inputting a phase voltage. In the case of a line voltage, the phase is shifted by 30 degrees and the amplitude is also increased by √3. Therefore, when performing dq conversion, the input of the interconnection point voltage Vs is multiplied by 1 / √3 and an offset of 30 deg is added to the phase. There is a need. Note that the line voltage may be converted into the phase voltage by the calculation of the following equation (3), and the dq conversion may be performed using the phase voltage calculated by the calculation as the interconnection point voltage “Vs”.
本実施形態１では、抑制対象である連系点電圧Ｖｓが３相のため、ｄｑ変換を用いて、周期性外乱（高調波）を直流成分に変換する。抑制対象の高調波がｎ次の場合、図１（ｂ）のＰＬＬ制御器３１により求めた位相信号を積算器４１ｎによって周波数をｎ倍（ｎは整数）し、ｄｑ変換部４１にてｄｑ変換を行うことで、ｎ次高調波を直流信号に変換する。ここでは、ｄｑ変換を、Ｕ相の電圧を基準に設定し、基準と同位相の成分をｄ軸，９０ｄｅｇ進みの成分をｑ軸にとる。
In the first embodiment, since the interconnection point voltage Vs to be suppressed is three-phase, periodic disturbance (harmonic) is converted into a DC component using dq conversion. When the harmonics to be suppressed are of the nth order, the phase signal obtained by the
次に、ｄｑ変換部４１の出力に、ｄ軸ＬＰＦ４２ｄ，ｑ軸ＬＰＦ４２ｑを適用し、直流成分のみを抽出したｄ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｑを得る。ｄｑ変換部４１のそれぞれの出力信号には基本波周波数の信号や抽出する特定次数とは異なる次数の高調波が含まれ、これらは交流信号として重畳している。この交流信号を除去し、直流成分のみ抽出する。
Next, the d-
また、ｄｑ変換部４１の出力側にはフィルタによる平均処理を行う平均処理部５２ｄ，５２ｑが設けられ、直流成分を効果的に抽出する。本実施形態１では、ｄｑ変換部４１と、平均処理部５２ｄ，５２ｑによって、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）演算部（高調波検出部）１４１を構成している。
Further, on the output side of the
次に、ｄ軸，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑを外乱オブザーバ４３に入力し、高調波の外乱を推定してｄ軸，ｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎを出力する。
Next, the d-axis and q-axis filter output signals Vsd and Vsq are input to the
外乱オブザーバ４３から出力されるｄ，ｑ軸高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎはｄｑ逆変換部４４に入力され、ｄｑ逆変換が行われる。抑制対象の高調波がｎ次の場合、図１（ｂ）のＰＬＬ制御部３１により求めた位相信号を積算部４４ｎによって周波数ｎ倍（ｎは整数）し、ｄｑ逆変換部４４にてｄｑ逆変換が行われる。
The d and q-axis harmonic suppression current command values Idn and Iqn output from the
ｄｑ逆変換部４４から出力される信号はｄｑ変換部５１においてｄｑ変換されて、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆとなり、図１（ｂ）のｄ軸出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，ｑ軸出力電流指令値Ｉｑｒｅｆに各々加算される。
The signal output from the dq
上述したように、前記ｄｑ変換部４１やｄｑ逆変換部４４には位相信号も入力している。すなわち、図１（ｂ）のＰＬＬ制御器３１から出力された位相を抑制対象の高調波次数に合わせてｎ倍する積算器４１ｎ，４４ｎを経由してｄｑ変換部４１やｄｑ逆変換部４４に入力する。最後段のｄｑ変換部５１へは、積算器を介さずそのまま位相信号を入力する。これは、図１（ｂ）の電流制御部２０における基本波ｄｑ座標上でのＰＩ演算に合わせて基本波のｄｑ座標に合わせるためである。
As described above, a phase signal is also input to the
次に、外乱オブザーバ４３の詳細を説明する。
Next, details of the
まず、積算器４５ｄａ，４５ｄｂ，４５ｑａ，４５ｑｂにおいて、前記ｄ軸，ｑ軸フィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑと、係数Ｑａ＋ｊＱｂとの積を取り、加算器４６ｄ、４６ｑにより加算し、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔを算出する。ｄ軸を実軸，ｑ軸を虚軸とするため、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔは下記（４）式となる。
First, in the integrators 45da, 45db, 45qa, 45qb, the products of the d-axis and q-axis filter output signals Vsd, Vsq and the coefficient Qa + jQb are taken and added by the
係数Ｑａ，Ｑｂは、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから連系点電圧Ｖｓまでの伝達特性の逆関数であり、予め求めた値を用いる。これにより、位相遅れなどの伝達特性を打ち消すことができる。 The coefficients Qa and Qb are inverse functions of transfer characteristics from the harmonic suppression current command values Ihdref and Ihqref to the interconnection point voltage Vs, and values obtained in advance are used. Thereby, transfer characteristics such as phase delay can be canceled.
次に、外乱の推定を行う。外乱は２つの信号の偏差をとることで求める。
（１）高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎが実システムを通り、係数Ｑａ，Ｑｂとの積をかけて実システムの伝達特性を打ち消したもの（Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔ）。
（２）高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎが実システムを通らず、平均処理部５３ｄ，５３ｑ，検出用ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑだけを適用したもの。
Next, disturbance is estimated. Disturbance is obtained by taking the deviation of two signals.
(1) Harmonic suppression current command values Idn and Iqn are passed through the actual system and multiplied by the coefficients Qa and Qb to cancel the transmission characteristics of the actual system (Vsddet, Vsqdet).
(2) The harmonic suppression current command values Idn and Iqn do not pass through the actual system, and only the
前記（１）は実システム上の外乱が重畳された信号、前記（２）は高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎに、平均処理部５３ｄ，５３ｑ，ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑを適用しただけであり、外乱を含まない信号である。この２つの信号の差分を加算器４８ｄ，４８ｑによってとることで、外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔを求めることができる。
The above (1) is a signal on which a disturbance on the actual system is superimposed, and (2) is simply the application of the
そして、加算器４９ｄ，４９ｑにおいて、前記で求めた外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔと外乱指令値との偏差を取る。通常は外乱指令値を０とする。
Then,
この演算により高調波抑制のための電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎを求める。また、前記高調波抑制電流指令値Ｉｄｎ，Ｉｑｎは平均処理部５３ｄ，５３ｑ，ＬＰＦ４７ｄ，４７ｑにより、平均処理，ＬＰＦ処理を行い、Ｖｓｄｄｅｔ，Ｖｓｑｄｅｔと比較し、外乱Ｖｓｄｄｉｓｔ，Ｖｓｑｄｉｓｔの推定に使用する。
By this calculation, current command values Idn and Iqn for suppressing harmonics are obtained. The harmonic suppression current command values Idn and Iqn are averaged and LPF processed by the
以上示したように、本実施形態１における電力変換装置は、高調波抑制制御部の外乱オブザーバ４３にて係数Ｑａ，Ｑｂとの積を取るが、係数Ｑａ，Ｑｂは電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから実際の連系点電圧Ｖｓの検出値までの伝達特性の逆関数である。
As described above, the power conversion device according to the first embodiment takes the product of the coefficients Qa and Qb by the
本発明による制御を実現させるためには、係数Ｑａ，Ｑｂを予め求める必要がある。係数Ｑａ，Ｑｂの測定方法はガウス性ノイズ信号を入力し入出力のパワースペクトル密度の比から求めるなど、様々な方法がある。ここでは、最も単純な方法を説明する。 In order to realize the control according to the present invention, it is necessary to obtain the coefficients Qa and Qb in advance. There are various methods for measuring the coefficients Qa and Qb, such as obtaining a ratio of input and output power spectral densities by inputting a Gaussian noise signal. Here, the simplest method will be described.
まず、ｄ軸を実部、ｑ軸を虚部と定義する。これにより、伝達特性である振幅変化と位相変化を複素数で表現する。 First, the d-axis is defined as the real part and the q-axis is defined as the imaginary part. As a result, the amplitude change and phase change, which are transfer characteristics, are expressed in complex numbers.
次に、図１（ｃ）の高調波抑制制御部４０を図２のように開ループに変更する。ｎ次高調波のｄ軸ｑ軸電流指令値に零を設定し（スイッチＳＷ３を下側にすることでｄｑ軸変換部４４に入力されるｄ軸，ｑ軸の電流指令値を共に零にする）、電力変換装置１０を動作させ、そのときのｄ軸ｑ軸の連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波検出値をそれぞれＶｓｄ０，Ｖｓｑ０とする。連系点電圧Ｖｓｄ０，Ｖｓｑ０の測定後、図２にあるスイッチＳＷ１〜ＳＷ３をすべて上側に切り替え、ｄ軸電流指令値をＩｈｄｒｅｆ１に変更し、ｄ軸ｑ軸の連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波Ｖｓｄ１，Ｖｓｑ１を測定する。以上の測定により、電流指令値Ｉｈｄｒｅｆから連系点電圧Ｖｓ検出までの伝達特性Ｐａ＋ｊＰｂは下記（５）式で表すことができる。
Next, the harmonic
Ｐａは入力指令値に対して同位相の出力を、Ｐｂは入力指令値に対して９０ｄｅｇ位相進みの出力を表している。逆特性Ｑａ＋ｊＱｂは、下記（６）式のように伝達特性Ｐａ＋ｊＰｂの逆数になる。 Pa represents an output of the same phase with respect to the input command value, and Pb represents an output of 90 deg phase advance with respect to the input command value. The inverse characteristic Qa + jQb is an inverse number of the transfer characteristic Pa + jPb as shown in the following equation (6).
連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波検出値がＶｓｄ，Ｖｓｑの時、下記（７）式の演算により伝達特性を打ち消すことができる。 When the n-th harmonic detection value of the interconnection point voltage Vs is Vsd, Vsq, the transfer characteristic can be canceled by the calculation of the following equation (7).
高調波抑制制御部４０ａの入力を連系点電圧Ｖｓの信号に変更したことにより、抑制対象は連系点電圧Ｖｓのｎ次高調波となる。これにより、アクティブフィルタ３は連系点電圧Ｖｓのひずみを抑制するような電流を出力する。そのため、図１７のように、系統１側に共振があり、特定次数の高調波に対する系統インピーダンスが高くなり、電流ひずみ補償型アクティブフィルタでは補償効果が得られないような系統条件に対しても、連系点電圧Ｖｓが正弦波になるような高調波電流を負荷２に流し込むことができ、補償効果を得ることができる。
By changing the input of the harmonic
本実施形態１では、入力を連系点電圧Ｖｓの信号に切り換え、係数Ｑａ，Ｑｂを再測定するだけで、連系点電圧Ｖｓのひずみ補償の機能を実現することができる。そのため、系統条件が概知で電流検出によるアクティブフィルタ動作が不可能あることが分かっている場合には、高調波抑制制御部４０の入力を切り換え電圧ひずみ補償をすることでアクティブフィルタ３の機能低下を抑制することができる。
In the first embodiment, it is possible to realize the distortion compensation function of the connection point voltage Vs simply by switching the input to the signal of the connection point voltage Vs and re-measuring the coefficients Qa and Qb. Therefore, when it is known that the system condition is general and the active filter operation by current detection is impossible, the function of the
また、本実施形態１では、係数Ｑａ，Ｑｂとの積をとることで出力電流から連系点電圧Ｖｓまでの伝達特性を考慮することができる。これにより、電圧ひずみを抑制するための出力電流の位相を最適な値にすることができる。このため、従来の「電圧ひずみに対してインバータをＲに見せかけダンピング動作させる」方式（特許文献１）に比べ高い電圧ひずみ抑制効果を得ることができる。 In the first embodiment, the transfer characteristic from the output current to the interconnection point voltage Vs can be taken into consideration by taking the product of the coefficients Qa and Qb. Thereby, the phase of the output current for suppressing the voltage distortion can be set to an optimum value. For this reason, a high voltage distortion suppression effect can be obtained as compared with the conventional method (Patent Document 1) in which a “damping operation is performed by making the inverter appear to be R against voltage distortion”.
すなわち、従来の電圧補償型アクティブフィルタや後述する実施形態６と比較して、単純な抵抗動作ではなく出力電流・連系点電圧Ｖｓ間の位相 特性を考慮するため、高い電圧ひずみ補償効果を得ることが可能となる。 That is, compared with the conventional voltage compensation type active filter and the embodiment 6 described later, the phase characteristic between the output current and the connection point voltage Vs is considered rather than a simple resistance operation, so that a high voltage distortion compensation effect is obtained. It becomes possible.
［実施形態２］
図３は本実施形態２における電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｂの構成図である。本実施形態２は、図１（ｃ）示す高調波抑制制御部４０を複数個並列に接続したものである。なお、図１（ｃ）と同一の部分は同一の符号を付し、その説明を省略する。
[Embodiment 2]
FIG. 3 is a configuration diagram of the harmonic
図３において、４０ｎ１〜４０ｎ３は、図１（ｃ）と同一に各々構成された３つの高調波抑制制御部であり、それらの各出力であるｎ１次〜ｎ３次の各高調波抑制電流指令値（ｄｑ変換部４４１〜４４ｎ）を加算器６１で加算し、それをｄｑ変換部５１によってｄｑ変換して高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆを求め、高調波抑制電流指令値を図１（ｂ）の電流制御部２０へ入力している。
In FIG. 3, reference numerals 40n1 to 40n3 denote three harmonic suppression control units each configured in the same manner as in FIG. 1 (c), and the respective harmonic suppression current command values of the n1st order to the n3rd order that are their outputs. (
本実施形態２における高調波抑制制御部４０ｂは、１つのブロックにつき特定次数の高調波を１つ抑制することができるが、通常のアクティブフィルタのように高調波抑制制御部４０ｎ１〜４０ｎ３を並列接続することにより複数の次数の高調波を抑制することができる。ｄｑ変換部４１によりＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行うことによって異なる次数の高調波との干渉を完全に打ち消しているため、複数の次数の高調波の抑制を行うことができる。
Although the harmonic
また、図３では、ｎ１，ｎ２次高調波が電流補償型アクティブフィルタでの補償が不可能である次数として、ｎ１，ｎ２次数高調波における高調波抑制制御部４０ｎ１，４０ｎ２の入力を連系点電圧Ｖｓにして電圧ひずみ補償を行い、ｎ３次高調波は高調波抑制制御部４０ｎ３の入力を「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」にして電流ひずみ補償を行っている。このように、入力のすべてを連系点電圧Ｖｓに統一する必要は無く、次数ごとに電圧ひずみ補償と電流ひずみ補償を分けることも可能である。 Further, in FIG. 3, the input of the harmonic suppression control units 40n1 and 40n2 for the n1 and n2 order harmonics is assumed as the order at which the n1 and n2 order harmonics cannot be compensated by the current compensation active filter. Voltage distortion compensation is performed at the voltage Vs, and current distortion compensation is performed for the n3rd harmonic by setting the input of the harmonic suppression control unit 40n3 to “Iout + Iload”. Thus, it is not necessary to unify all of the inputs to the interconnection point voltage Vs, and voltage distortion compensation and current distortion compensation can be divided for each order.
また、図３は、３種類の周波数の高調波を抑制する回路であるが、ＣＰＵなど制御回路の演算能力に余裕があればさらに多くの次数の高調波を抑制できる。 FIG. 3 shows a circuit that suppresses harmonics of three types of frequencies, but more harmonics of orders can be suppressed if there is a margin in the calculation capability of a control circuit such as a CPU.
係数Ｑａ，Ｑｂは次数ごとに異なるため、予め測定する必要がある。また、実施形態２により複数の高調波に対応した係数Ｑａ，Ｑｂを求める場合、異なる次数の高調波との干渉はないため、一度に複数の次数の高調波の指令値を入力して求めることもできる。 The coefficients Qa and Qb need to be measured in advance because they differ for each order. In addition, when obtaining the coefficients Qa and Qb corresponding to a plurality of harmonics according to the second embodiment, there is no interference with harmonics of different orders, so that the command values of the harmonics of a plurality of orders are input and obtained at a time. You can also.
［実施形態３］
ＡＣフィルタの系統内のコンデンサやトランス、負荷との間の共振条件の変化は頻繁に発生する。ＬＣフィルタを搭載した電力変換装置の追加や力率改善用コンデンサの投入・遮断の他、負荷変動だけでも発生する。負荷にＬやＣがあれば共振周波数も大きく変化し、そのたびに装置の停止・試運転が必要となってしまう。変動条件が概知であればテーブル作成により対応する方法もあるが、変動条件が多岐にわたる場合は、テーブルが大規模になり、測定条件が増加し、試運転に時間がかかってしまう。さらに、未知の系統変動には対応できない。また、非線形負荷の場合、電力変換装置の出力電流が変化するだけで特性が変化することがあり、このような負荷に対しては適用が困難である。
[Embodiment 3]
Changes in resonance conditions among capacitors, transformers, and loads in the AC filter system frequently occur. In addition to the addition of a power converter equipped with an LC filter and the insertion / cutoff of a power factor improving capacitor, load fluctuation alone can occur. If there is L or C in the load, the resonance frequency also changes greatly, and each time a stop / trial operation of the device is required. If the fluctuation conditions are known, there is a method to deal with the table creation. However, when the fluctuation conditions are diverse, the table becomes large, the measurement conditions increase, and the test run takes time. Furthermore, it cannot cope with unknown system fluctuations. Further, in the case of a non-linear load, the characteristics may change only by changing the output current of the power converter, and it is difficult to apply to such a load.
そこで、本実施形態３では、図４に示すように、高調波電流抑制制御部４０ｃに、高調波抑制電流指令値Ｉｈｄｒｅｆ，Ｉｈｑｒｅｆから連系点電圧Ｖｓ検出値までの伝達関数の逆関数である前記係数Ｑａ，Ｑｂを補正する機能を追加した。
Therefore, in the third embodiment, as shown in FIG. 4, the harmonic current
なお、補正動作をわかりやすくするため、係数Ｑａ，Ｑｂを極座標変換して入力するように変更している。 In order to make the correction operation easy to understand, the coefficients Qa and Qb are changed so as to be input after being subjected to polar coordinate conversion.
図４は本実施形態３における高調波抑制制御部４０ｃの構成を示しており、主回路および電流制御部は図１（ａ），（ｂ）と同様であるため、図示省略している。また、図１と同一部分は同一符号を付して、その説明は省略する。
FIG. 4 shows the configuration of the harmonic
図４において、ＤＦＴ演算部（高調波検出部）１４１の出力である高調波検出分は、ＬＰＦ４２ｄ，４２ｑに入力される共に、係数補正量算出部１００に入力される。
In FIG. 4, the harmonic detection amount output from the DFT calculation unit (harmonic detection unit) 141 is input to the
係数補正量演算部１００では、係数の振幅補正量Ｑａｃと位相補正量Ｑｐｃと、を算出し、係数補正部１０１では、前記振幅補正量Ｑａｃ，位相補正量Ｑｐｃに基づいて係数Ｑａ，Ｑｂの位相，振幅を各々補正する。
The coefficient
係数補正部１０１では、係数補正量算出部１００で算出された係数の振幅補正量ＱａｃとＺ-1演算器２０２ａで算出された１周期前の補正量とを乗算器２０１で乗算する。この乗算器２０１の出力は乗算器２０３において、係数（振幅）の初期値Ｑａｉと乗算される。
In the
係数補正量乗算部１００で算出された係数の位相補正量ＱｐｃとＺ-1演算器２０２ｐで算出された１周期前の補正量との偏差を減算器２０４で算出する。この減算器２０４の出力は、加算器２０５において、係数（位相）の初期値Ｑｐｉと加算される。
A
乗算器２０３および加算器２０５の出力を極座標変換部２０６に入力し、それらを極座標変換して係数Ｑａ，Ｑｂを出力する。前記係数Ｑａ，Ｑｂは乗算器４５ｄａ，４５ｄｂ，４５ｑａ，４５ｑｂによりフィルタ出力信号Ｖｓｄ，Ｖｓｑと乗算され、図１（ｃ）と同様に各加算器４６ｄ，４６ｑに入力される。
The outputs of the
次に、係数補正量演算部１００について説明する。
Next, the coefficient correction
まず、ＤＦＴ演算部１４１から出力されるｄ軸の現在の高調波検出値Ｖｈｄと、該ＶｈｄをＺ-1演算器１０２により演算して求めた１周期前の高調波検出値と、の偏差を減算器１０１ｄにより算出する。また、ＤＦＴ演算部１４１から出力されるｑ軸の現在の高調波検出値Ｖｈｑと、該ＶｈｑをＺ-1演算器１０３により演算して求めた１周期前の高調波検出値と、の偏差を減算器１０１ｑにより算出する。
First, the deviation between the d-axis current harmonic detection value Vhd output from the
前記高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑの１周期前の高調波検出値をＺ-1演算器１０４，１０５により各々求める。 The harmonic detection values one cycle before the harmonic detection values Vhd and Vhq are obtained by the Z -1 calculators 104 and 105, respectively.
前記減算器１０１ｄ，１０１ｑの出力は、高調波成分の１周期前と現時点の変化量であり、Ｚ-1演算器１０４，１０５の出力は、１周期前の高調波検出値であり、これらの変化量と１周期前の高調波検出値を極座標変換部１０６，１０７によって、各々極座標変換した後、それらを加算器１０８〜１１０において各々比較する。
The outputs of the
すなわち、加算器１０８では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力を乗算器１１１により０．９倍したものをマイナス入力として高調波ベクトルの振幅を比較している。
That is, the
また、加算器１０９では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力を乗算器１１２により０．２倍したものをマイナス入力として高調波ベクトルの振幅を比較している。
The
また、加算器１１０では、極座標変換部１０６の出力をプラス入力とし、極座標変換部１０７の出力をマイナス入力とし、さらに、πをプラス入力として高調波ベクトルの位相を比較している。
The
前記加算器１０９の出力が零未満か否か（後述する振幅の変化量が２０％を超えたか否か）を判定器１１３において判定し、零未満である場合は振幅補正量切換スイッチＳＷ１１４を２倍側に切り換える。
Whether or not the output of the
前記加算器１０８の出力が零を越えたか否か（後述する振幅の変化量が９０％未満であるか否か）を判定器１１５において判定し、零を超えた場合は、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１６を０．５倍側に切り換える。
Whether or not the output of the
前記加算器１１０の出力である位相ずれφの１周期前の成分をＺ-1演算器１１７により求める。また、Ｚ-1演算器１１７の出力の１周期前の成分をＺ-1演算器１１８により求める。加算器１１０の出力である位相ずれφの３周期分の和を加算器１１９により求める。この位相ずれφの３周期分の移動平均を平均処理部１２０で求める。
The Z −1 calculator 117 obtains a component one cycle before the phase shift φ, which is the output of the
平均処理部１２０の出力である移動平均のばらつきがπ／６以内であるか否かを判定器１２１で判定し、ばらつきがπ／６以内であれば位相補正量切換スイッチＳＷ１２２を平均処理部１２０側に切り換える。
The
極座標変換部１０７の出力（高調波）が０．５％以内であるか否かを判定器１２３で判定し、０．５％以内である場合は、振幅補正量切換スイッチＳＷ１２４を１倍側に、位相補正量切換スイッチＳＷ１２５を零側に切り換える。
The
前記切換スイッチＳＷ１１４，ＳＷ１１６，ＳＷ１２４によって切り換えられた（セットされた）補正量が係数の振幅補正量Ｑａｃとして前記乗算器２０１に入力される。前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５によって切り換えられた（セットされた）補正量が、係数の位相補正量Ｑｐｃとして前記加算器２０４に入力される。
The correction amount switched (set) by the change-over switches SW114, SW116, and SW124 is input to the
次に、上記のように構成された装置の動作を説明する。まず、係数の入力部分を説明する。係数の初期値をＱａｉ，Ｑｐｉとして設定する。この初期値は例えば、実施形態１と同様に、高調波を入力して応答を測定する等の方法で求める。 Next, the operation of the apparatus configured as described above will be described. First, the coefficient input part will be described. The initial values of the coefficients are set as Qai and Qpi. This initial value is obtained by, for example, a method of measuring a response by inputting a harmonic, as in the first embodiment.
Ｑａｃ，Ｑｐｃは、係数の補正量であるが、制御の動作前は初期値を変更せずそのまま制御に適用するため、それぞれ１，０である（前記切換スイッチＳＷ１２４が１側、切換スイッチＳＷ１２５が０側）。そのため、初期値がそのまま極座標変換２０６に入力される。
Qac and Qpc are correction amounts of the coefficients, but are 1 and 0, respectively, since the initial values are not changed before the control operation and are applied to the control as they are (the changeover switch SW124 is 1 side, the changeover switch SW125 is 0 side). Therefore, the initial value is input to the polar coordinate
極座標変換部２０６では、下記（８）式の演算を行い係数Ｑａ，Ｑｂを求める。
The polar coordinate
この係数Ｑａ，Ｑｂを用いて伝達特性を打ち消し、高調波抑制を行う。 These coefficients Qa and Qb are used to cancel the transfer characteristics and suppress harmonics.
次に、係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能を説明する。ＤＦＴ演算部１４１により直流信号に変換した高調波ベクトルを極座標変換部１０６，１０７によって極座標変換することで複素平面上に展開する。高調波ベクトルは以下の２種類を用いる。
・１周期前の高調波検出値
・１周期前と現時点での高調波検出値の変化量
この２つのベクトルの振幅と位相を加算器１０８〜１１０によって各々比較することにより、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅と位相の補正量を求め、係数の振幅補正量Ｑａｃ，位相補正量Ｑｐｃに設定する。
Next, the correction function for the coefficients Qa and Qb will be described. The harmonic vector converted into a DC signal by the
・ Harmonic detection value of one cycle before ・ Change amount of harmonic detection value of one cycle before and present time By comparing the amplitude and phase of these two vectors by the
セットされた値はバッファ（図示省略）に蓄えられ、位相補正量Ｑｐｃは加算器２０５において初期値Ｑｐｉに加算することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相の補正を行う。振幅補正量Ｑａｃは、乗算器２０３において初期値Ｑａｉとの積をとることで係数Ｑａ，Ｑｂの振幅を補正する。
The set value is stored in a buffer (not shown), and the phase correction amount Qpc is added to the initial value Qpi in the
次に、高調波抑制制御部４０ｃの動作について説明する。
Next, the operation of the harmonic
係数Ｑａ，Ｑｂの値が最適の条件で制御を有効にした場合、連系点電圧ＶｓのＤＦＴ演算部１４１による高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図５に示す。制御開始前の連系点電圧Ｖｓのｄ軸、ｑ軸高調波検出値をＶｈｄ０，Ｖｈｑ０、制御開始後ｎ周期後のｄ軸，ｑ軸高調波検出値をＶｈｄｎ，Ｖｈｑｎとおき、複素平面上にプロットした。係数Ｑａ，Ｑｂが最適であれば検出した高調波の軌跡は直線的に原点に向かい、高調波が抑制されていく。
FIG. 5 shows how the harmonic detection values Vhd and Vhq of the interconnection point voltage Vs by the
次に、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は最適であるが、位相が最適値よりも＋６０ｄｅｇずれている時の高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図６に示す。この図６では制御による補償量を示すベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）が原点と（Ｖｈｑ０，Ｖｈｑ０）間の線分に対して角度φずれて、曲線の軌跡を描き時間をかけて収束する。このφが係数Ｑａ，Ｑｂの位相のずれに相当し、この例では＋６０ｄｅｇとなる。そのため、補償動作中の角度φを検出することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相ずれを求めることができる。 Next, FIG. 6 shows how the harmonic detection values Vhd and Vhq change when the amplitudes of the coefficients Qa and Qb are optimum, but the phase is shifted by +60 deg from the optimum value. In FIG. 6, the vector (Vhd1-Vhd0, Vhq1-Vhq0) indicating the compensation amount by the control is shifted by an angle φ with respect to the line segment between the origin and (Vhq0, Vhq0), and the locus of the curve is drawn and converged over time. To do. This φ corresponds to the phase shift between the coefficients Qa and Qb, and is +60 deg in this example. Therefore, the phase shift between the coefficients Qa and Qb can be obtained by detecting the angle φ during the compensation operation.
位相ずれφの算出には、以下のベクトルが必要となる。
・１周期前の高調波検出値（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）（極座標変換部１０７の出力）
・１周期前と現時点での高調波検出値の変化量（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−ｖｈｑ０）（極座標変換部１０６の出力）
φは次の式で求めることができる。
For calculating the phase shift φ, the following vectors are required.
・ Harmonic detection value one cycle before (Vhd0, Vhq0) (output of polar coordinate converter 107)
-Amount of change in harmonic detection value before one cycle and at the present time (Vhd1-Vhd0, Vhq1-vhq0) (output of polar coordinate conversion unit 106)
φ can be obtained by the following equation.
ただし、ａｒｇ：複素平面の偏角を表す記号。 Where arg is a symbol representing the angle of deviation of the complex plane.
以上は、ベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）に相当する高調波の変化が補償動作によるものと仮定した場合である。しかし、実際には負荷変動による高調波の変化など、外乱も含まれる。この外乱の影響を取り除く必要がある。 The above is a case where it is assumed that the change in the harmonics corresponding to the vectors (Vhd1-Vhd0, Vhq1-Vhq0) is due to the compensation operation. However, it actually includes disturbances such as changes in harmonics due to load fluctuations. It is necessary to remove the influence of this disturbance.
外乱を除去する方法として、まず検出したφに対して平均処理部１２０により、３周期分の移動平均を取る。次に、３周期分のφのばらつきを判定器１２１により確認する。ばらつきが大きければφに外乱による誤差が含まれると考え、位相補正量切換スイッチＳＷ１２２を零に切り換え、位相補正を行わない。これが条件１であり、図４では、ばらつきを±π／６以内としている。
As a method of removing the disturbance, first, a moving average for three periods is taken by the
また、判定器１２３の判定により高調波が定格の０．５％以内と判定された場合も、位相補正量切換スイッチＳＷ１２５を零側に切り換え、位相補正を行わない。これは、以下の２つの理由による。
・０．５％以内であれば高調波抑制が正常に動作し、係数Ｑａ，Ｑｂも適切であると考えられるため
・振幅が小さいと極座標変換の精度が低下するため
以上により求めた位相ずれφを係数の位相補正量Ｑｐｃにセットし、位相補正を行う。
Further, even when the
・ If it is within 0.5%, harmonic suppression works normally and the coefficients Qa and Qb are considered to be appropriate. ・ If the amplitude is small, the accuracy of the polar coordinate conversion is reduced. Is set to the coefficient phase correction amount Qpc to perform phase correction.
係数Ｑａ，Ｑｂの位相が最適値よりも−１０ｄｅｇずれ、さらに振幅が最適値の２．５倍に設定されている時の高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが変化する様子を図７に示す。この図７では、制御による補償量を示すベクトル（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が、（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）の振幅よりも長くなり、補償動作にオーバーシュートが生じている。このように補償量が検出値を上回ることを検出することにより、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が過剰であることを検出することができる。同様に、補償量が検出値に対して極端に小さい場合は係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が不足していることを意味する。 FIG. 7 shows how the harmonic detection values Vhd and Vhq change when the phases of the coefficients Qa and Qb are shifted by −10 deg from the optimum value and the amplitude is set to 2.5 times the optimum value. In FIG. 7, the amplitude of the vector (Vhd1-Vhd0, Vhq1-Vhq0) indicating the compensation amount by the control is longer than the amplitude of (Vhd0, Vhq0), and overshoot occurs in the compensation operation. By detecting that the compensation amount exceeds the detection value in this way, it is possible to detect that the amplitudes of the coefficients Qa and Qb are excessive. Similarly, when the compensation amount is extremely small with respect to the detected value, it means that the amplitudes of the coefficients Qa and Qb are insufficient.
この高調波検出値が変化する様子は、ＤＦＴ演算部１４１に使用している一次遅れフィルタ（ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑ）、または平均処理部５２ｄ、５２ｑのフィルタにより変化する。図７では平均処理と時定数２０ｍｓの一次遅れフィルタ（ＬＰＦ４２ｄ、４２ｑ）を用いている。そのため係数Ｑａ，Ｑｂが適切ならば、図５のように収束動作は一次遅れフィルタの特性に近くなる。時定数２０ｍｓでは（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅は（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して約６０％となる。これは係数Ｑａ、Ｑｂの位相にずれがある場合も同様である。
The manner in which the harmonic detection value changes varies depending on the first-order lag filter (
このため、図４では（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して９０％を超えていたら判定器１１５により、振幅過剰と判断し、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１６を０．５側に切り換え、振幅を０．５倍している。同様に２０％未満であれば判定器１１３により、振幅不足と判定して、振幅補正量切換スイッチＳＷ１１４を２側に切り換え振幅を２倍する。これにより振幅を適正値に近づけることができる。
Therefore, in FIG. 4, when the amplitude of (Vhd1-Vhd0, Vhq1-Vhq0) exceeds 90% with respect to (Vhd0, Vhq0), the
ここまでの補正動作を図８のフローチャートに示す。 The correction operation so far is shown in the flowchart of FIG.
ステップＳ１：ＤＦＴ演算部１４１により高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑが検出される。
Step S1: The harmonic detection values Vhd and Vhq are detected by the
ステップＳ２：極座標変換部１０６，１０７により補償量が検出される。
Step S2: The compensation amount is detected by the polar coordinate
ステップＳ３：判定器１２３により高調波Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０が定格の０．５％以上かが判定される。
Step S3: The
ステップＳ４：ステップＳ３の判定結果がＮＯの場合、前記スイッチＳＷ１２４を１側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに１をセットする。 Step S4: If the decision result in the step S3 is NO, the switch SW124 is switched to the 1 side to set the amplitude correction amount Qac to 1.
ステップＳ５：ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合、判定器１１５によって、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して９０％を超えているかが判定される。
Step S5: When the determination result in Step S3 is YES, the
ステップＳ６：ステップＳ５の判定結果がＹＥＳの場合、前記スイッチＳＷ１１６を０．５側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに０．５をセットする。 Step S6: If the decision result in the step S5 is YES, the switch SW116 is switched to the 0.5 side and the amplitude correction amount Qac is set to 0.5.
ステップＳ７：ステップＳ５の判定結果がＮＯの場合、判定器１１３によって、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して２０％未満であるかが判定される。その判定結果がＮＯの場合はステップＳ４を実行する。
Step S7: If the determination result in step S5 is NO, the
ステップＳ８：ステップＳ７の判定結果がＹＥＳの場合、前記スイッチＳＷ１１４を２側に切り換えて振幅補正量Ｑａｃに２をセットする。 Step S8: If the decision result in the step S7 is YES, the switch SW114 is switched to the 2 side and 2 is set to the amplitude correction amount Qac.
ステップＳ９：加算器１１０による加算動作によって位相ずれφが測定される。
Step S9: The phase shift φ is measured by the addition operation by the
ステップＳ１０：平均処理部１２０によって位相ずれφの３周期分の平均が演算される。
Step S10: The
ステップＳ１１：判定器１２１によって位相ずれφの３周期分の平均のばらつきが演算される。
Step S11: The average variation for three periods of the phase shift φ is calculated by the
ステップＳ１２：判定器１２１によって前記φのばらつきがπ／６以内かが判定される。
Step S12: The
ステップＳ１３：ステップＳ１２の判定結果がＹＥＳの場合、判定器１２３により高調波が定格の０．５％以上かが判定される。
Step S13: When the determination result in step S12 is YES, the
ステップＳ１４：ステップＳ３の判定結果がＹＥＳの場合、前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５を零と反対側（平均処理部１２０側）に切り換えて位相補正量Ｑｐｃにφをセットする。
Step S14: If the decision result in the step S3 is YES, the changeover switches SW122 and SW125 are switched to the side opposite to zero (the
ステップＳ１５：ステップＳ１２、Ｓ１３の判定結果がＮＯの場合、前記切換スイッチＳＷ１２２，ＳＷ１２５を零に切り換えて位相補正量Ｑｐｃに零をセットする。 Step S15: If the determination results in steps S12 and S13 are NO, the selector switches SW122 and SW125 are switched to zero to set the phase correction amount Qpc to zero.
また、上記補正動作は目的に応じて変更することができる。例えばオーバーシュートの発生を抑制したい場合は、ある一定の周期すべてで振幅不足を検出することを振幅増加の条件に設定し、さらに振幅増加量を１．５倍などと小さくする方法がある。 The correction operation can be changed according to the purpose. For example, when it is desired to suppress the occurrence of overshoot, there is a method of setting an amplitude increase condition to detect an amplitude shortage in all fixed periods and further reducing the amplitude increase amount to 1.5 times.
また、高調波抑制の応答を高速にするなど係数Ｑａ、Ｑｂの振幅の精度を上げる必要がある場合は、振幅過不足の条件として８０％以上、５０％未満など条件を緩く設定し、さらに振幅調整量を１．１倍、０．９倍などに小さく設定することで実現できる。 Also, when it is necessary to increase the accuracy of the amplitudes of the coefficients Qa and Qb, for example, by increasing the response of harmonic suppression, the conditions for over / under amplitude are set loosely such as 80% or more and less than 50%, and the amplitude This can be realized by setting the adjustment amount as small as 1.1 times or 0.9 times.
以上はＤＦＴ演算部１４１のフィルタに５０Ｈｚ平均処理とＬＰＦを組み合わせた場合である。前記フィルタが異なれば高調波抑制動作も変化する。例えば前記フィルタに５０Ｈｚ移動平均を選択した場合、係数Ｑａ、Ｑｂが適切ならば（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）と（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）の振幅は一致する。そのため、（Ｖｈｄ１−Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ１−Ｖｈｑ０）の振幅が（Ｖｈｄ０，Ｖｈｑ０）に対して１２０％を超えていたら振幅過剰と判断し振幅を０．５倍、５０％未満であれば振幅不足として振幅を２倍、などのように振幅補正の条件を変更する必要がある。
The above is the case where the filter of the
以上の補正機能を適用すれば、振幅の初期値Ｑａｉ，位相の初期値Ｑｐｉが大きな誤差を含む不適切な値でも自動的に係数Ｑａ，Ｑｂの補正を行い安定した高調波抑制を実現できる。 By applying the above correction function, even if the initial value Qai of the amplitude and the initial value Qpi of the phase are inappropriate values including a large error, the coefficients Qa and Qb are automatically corrected to realize stable harmonic suppression.
万一、位相ずれがπ／２以上の場合、制御開始後の数周期は逆に高調波を増大させてしまうが、この時も補償動作中の角度φを検出することで係数Ｑａ，Ｑｂの位相ずれを補正することができ、高調波の抑制動作に切り換わる。そのため、どのような状態であっても、最終的に高調波を抑制するので、試運転を省略することもできる。 In the unlikely event that the phase shift is π / 2 or more, the harmonics increase on the contrary several cycles after the start of the control. At this time, the coefficients Qa and Qb are detected by detecting the angle φ during the compensation operation. The phase shift can be corrected, and the operation switches to the harmonic suppression operation. Therefore, in any state, since harmonics are finally suppressed, the trial run can be omitted.
この係数Ｑａ、Ｑｂの補正機能は、基本波１周期間で１回動作させることを想定している。この理由を以下に示す。
・ＤＦＴ演算に平均処理を使用しており、検出値の更新に基本波１周期分の時間がかかるため
・高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑの変化量を求めるにはある程度の時間経過が必要であるため
・係数Ｑａ、Ｑｂの推定に使用する極座標変換は演算負荷が高く、間隔を開けることで演算負荷を低減するため
しかし、高調波抑制までの時間を早めたい場合や演算負荷をさらに低減する場合など、目的に応じて補正間隔を変更することができる。
It is assumed that the correction functions for the coefficients Qa and Qb are operated once during one period of the fundamental wave. The reason is shown below.
・ Because average processing is used for DFT calculation, it takes time for one period of the fundamental wave to update the detection value. ・ A certain amount of time is required to obtain the amount of change in the harmonic detection values Vhd and Vhq.・ Polar coordinate transformation used to estimate the coefficients Qa and Qb has a high calculation load. To reduce the calculation load by increasing the interval, however, when it is desired to shorten the time to suppress harmonics or to further reduce the calculation load For example, the correction interval can be changed according to the purpose.
本実施形態３では抑制する高調波は１つのみであるが、実施形態２のように複数の高調波抑制制御部を設けた場合にもすべての高調波抑制制御部に補正機能を追加することができる。 Although only one harmonic is suppressed in the third embodiment, a correction function is added to all harmonic suppression control units even when a plurality of harmonic suppression control units are provided as in the second embodiment. Can do.
最後に、本実施形態３の制御方法が理論的にも正しいことを検討する。図９は、簡略化した高調波抑制制御の制御ブロック図である。図９では、検討を簡単にするため、ＤＦＴ演算に使用する平均処理を省略し、ＬＰＦを一次遅れとする。なお、図９において図１と同一部分は同一符号をもって示し、その説明は省略する。 Finally, it is examined that the control method of the third embodiment is theoretically correct. FIG. 9 is a control block diagram of simplified harmonic suppression control. In FIG. 9, in order to simplify the examination, the averaging process used for the DFT calculation is omitted, and the LPF is set as the first-order lag. 9, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
図９における実システムには指令値の入力からＡＣＲ（図１（ｂ）の電流制御部）、ＰＷＭゲート信号作成部３０、インバータを駆動し連系点電圧Ｖｓ信号を検出するまでが含まれている。ここで、システム同定結果の（Ｑａ＋ｊＱｂ）-1に振幅誤差ａ、位相誤差φがあるとし、実システムの逆数と同定誤差に分離し、下式（１０）で表す。
The actual system in FIG. 9 includes from input of a command value to ACR (current control unit in FIG. 1B), PWM gate
この結果より、図９の制御ブロックを変形すると、図１０が得られる。外乱は連系点電圧Ｖｓ以外にも実システム内部のＩｉｎｖやＰＷＭなどでの入力も考えられるが、図１０では代表してＶｓ外乱としている。図１０の制御ブロックを整理すると、Ｖｓ外乱入力からＶｓ出力までの伝達関数は図１１に示すように、次の式（１１）となる。 From this result, when the control block of FIG. 9 is modified, FIG. 10 is obtained. In addition to the interconnection point voltage Vs, the disturbance may be input by Iinv or PWM in the actual system, but in FIG. 10, the Vs disturbance is representative. When the control block of FIG. 10 is arranged, the transfer function from the Vs disturbance input to the Vs output is expressed by the following equation (11) as shown in FIG.
次に、この伝達関数のステップ応答を求める。入力をステップ関数の１／ｓとし、ラプラス逆変換により時間関数を求めると、以下の式（１２）となる。 Next, the step response of this transfer function is obtained. When the input is set to 1 / s of the step function and the time function is obtained by Laplace inversion, the following equation (12) is obtained.
実部の時間関数は下記（１３）式となる。 The real part time function is expressed by the following equation (13).
同様に虚部の時間関数は、下記（１４）式となる。 Similarly, the time function of the imaginary part is expressed by the following equation (14).
これを極座標で表すと、下記（１５），（１６）式となる。 When this is expressed in polar coordinates, the following equations (15) and (16) are obtained.
今、Ｖｓ高調波が制御により微小時間ｄｔ間で図１２に示す矢印のように変化したとする。この時、矢印の長さｌは次の式(１７)で表される。 Now, it is assumed that the Vs harmonic changes as shown by the arrow in FIG. At this time, the length l of the arrow is expressed by the following equation (17).
Ｖｓの高調波検出値ｒi（ｔ）に対する矢印の長さｌは、下記（１８）式となる。 The length l of the arrow with respect to the harmonic detection value r i (t) of Vs is expressed by the following equation (18).
ここで、Ｔは一次遅れフィルタの時定数で既知である。よって、Ｖｓ高調波検出値ｒi（ｔ）と矢印の長さｌを検出することにより、実システムと同定結果の振幅誤差ａを検出することができる。また、原点に対する高調波変化量の角度ψは、次の式（１９）で表される。 Here, T is known as the time constant of the first-order lag filter. Therefore, the amplitude error a between the actual system and the identification result can be detected by detecting the Vs harmonic detection value r i (t) and the length l of the arrow. Further, the angle ψ of the harmonic change amount with respect to the origin is expressed by the following equation (19).
よって、実システムと同定結果の位相誤差φを求めるためには、角度ψを検出するだけでよいことがわかる。 Therefore, in order to obtain the phase error φ between the actual system and the identification result, it is understood that it is only necessary to detect the angle ψ.
本実施形態３の制御ではＤＦＴの演算に平均処理を行うため、振幅誤差ａや位相誤差φが正確な値とならない可能性がある。しかし、外乱オブザーバにより係数Ｑａ、Ｑｂはもともと高い精度を必要としないため、補正動作には影響を及ぼさない。 In the control of the third embodiment, since the averaging process is performed for the DFT calculation, the amplitude error a and the phase error φ may not be accurate values. However, since the coefficients Qa and Qb do not originally require high accuracy due to the disturbance observer, the correction operation is not affected.
本実施形態３における高調波抑制制御部４０ｃは、実施形態１の効果に加え以下の作用効果が得られる。
In addition to the effects of the first embodiment, the harmonic
系統条件の変動が大きくても、変動に対応した係数Ｑａ，Ｑｂを自動的に学習し補正を行うため、条件の変動が頻発する系統や未知の系統、試運転の実施が不可能な系統に対しても装置を導入でき、安定した電圧ひずみ補償機能を提供することができる。 Even if the fluctuation of the system condition is large, the coefficients Qa and Qb corresponding to the fluctuation are automatically learned and corrected. Therefore, for the system where the condition changes frequently, the unknown system, and the system where the trial operation is impossible However, a device can be introduced and a stable voltage distortion compensation function can be provided.
［実施形態４］
図１３に本実施形態４の電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｄの構成を示す。本実施形態４では、系統条件に応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えて制御を行うものである。
[Embodiment 4]
FIG. 13 shows the configuration of the harmonic
そのため、高調波抑制制御部４０を２つ準備し、片方は「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」を入力し電流ひずみ補償を行い、もう片方は連系点電圧Ｖｓを入力し電圧ひずみ補償を行う。それぞれの高調波抑制制御部の出力にはスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３を追加し、指令値の有効，無効を切り換える。このスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は、どちらか一方の補償が必ず有効になり、他方が無効になるように接続する。
Therefore, two harmonic
ＤＦＴ変換１４１から出力された高調波検出値Ｖｈｄ，Ｖｈｑに対して、二乗和演算部３０１，３０２によりｄ軸ｑ軸の二乗和を求め、抑制対象次数の「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」電流高調波の振幅，「Ｖｓ」電圧高調波の振幅を演算する。
For the harmonic detection values Vhd and Vhq output from the DFT transform 141, the sum of squares of the d-axis and q-axis are obtained by the square
この二乗和演算部３０１，３０２の後段の比較器３０３，３０４により、電流「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」，電圧「Ｖｓ」の高調波振幅が例えば０．０１ｐ．ｕを上回るか否かを検出する。比較器３０３の出力はＳＲラッチ３０９のＳに入力され、比較器３０４の出力はＡＮＤ回路３０８に入力される。
By means of the
また、例えば、電流高調波振幅の１０倍が電圧高調波振幅より小さいことを検出する比較器３０７を合わせて設置する。まず、乗算器３０５により電流高調波振幅を１０倍する。そして、減算器３０６により、その１０倍した電流高調波振幅から電圧高調波振幅を減算する。最後に、比較器３０７により、減算器３０６の出力が０より小さいか否かを判定し、小さい場合は、ＡＮＤ回路３０８に「１」レベルの信号を出力する。
Further, for example, a
ＡＮＤ回路３０８は、比較器３０４，３０７の出力が両方とも「１」レベルの場合は、ＳＲラッチ３０９のＲに「１」レベルの信号を出力する。
The AND
ＳＲラッチ３０９の出力は、高調波抑制制御部４０の出力に追加したスイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３の制御信号とする。
The output of the
ここで、ＳＲラッチ３０９の動作を説明する。Ｓ＝「０」，Ｒ＝「０」では、Ｑ＝「０」である。Ｓ＝「１」を入力するとＱ＝「１」となるが、ここで、Ｓ＝「０」に戻してもＱ＝「１」のまま保持される。Ｒ＝「１」を入力するとラッチがリセットされて、Ｑ＝「０」に戻る。スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は「１」が入力されると、上側に切り替わり、電流ひずみ補償が有効になる。また、「０」が入力されると下側に切り替わり、電圧ひずみ補償が有効になる。
Here, the operation of the
補償切換動作は以下の手順で行う。 The compensation switching operation is performed according to the following procedure.
（１）抑制対象次数の「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」電流高調波の振幅を検出する。
（２）抑制対象次数の連系点電圧Ｖｓの高調波の振幅を検出する。
（３）電流高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＳ側に１を入力する。
（４）電圧高調波の振幅が電流高調波の振幅の１０倍以上、かつ電圧高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＲ側に「１」を入力する。
(1) The amplitude of the suppression target order “Iout + Iload” current harmonic is detected.
(2) Detect the amplitude of the harmonic of the linkage point voltage Vs of the order to be suppressed.
(3) If the amplitude of the current harmonic is 1% or more of the rated value, 1 is input to the S side of the
(4) If the amplitude of the voltage harmonic is 10 times or more of the amplitude of the current harmonic and the amplitude of the voltage harmonic is 1% or more of the rating, “1” is input to the R side of the
条件（３）が一旦成立したら、ＳＲラッチ３０９から「１」が出力され続け、スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は上側（電流高調波抑制）に切り替わる。これにより、電流ひずみ補償が有効になる。補償により電流高調波が小さくなっても、電圧高調波が増加しない限り電流ひずみ補償が有効のままになり、外乱などによる高調波の変動に対応する。
Once the condition (3) is satisfied, “1” is continuously output from the
条件（４）が成立した場合、ＳＲラッチ３０９から０が出力され続け、スイッチＳＷ３１０〜ＳＷ３１３は下側に切り替わる。これにより、電圧ひずみ補償が有効になる。電流高調波が増加しなければ常に電圧ひずみ補償が有効になる。
When the condition (4) is satisfied, 0 is continuously output from the
以下の条件で電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償が切り替わる。 Current distortion compensation and voltage distortion compensation are switched under the following conditions.
電流高調波が増加した場合 →電流ひずみ補償に切換
電圧高調波が増加した場合 →電圧ひずみ補償に切換
電流高調波も電圧高調波も大きい場合 →電流ひずみ補償に切換
電流高調波も電圧高調波も小さい場合 →前のひずみ補償を保持
以上示したように、本実施形態４における高調波抑制制御部４０ｄによれば、系統条件の変動により系統インピーダンスが極端に大きくなった場合でも電圧高調波の増加を検出することで電流ひずみ補償から電圧ひずみ補償に切り換えることができる。
When current harmonics increase → When switching voltage harmonics increase for current distortion compensation → When switching current harmonics and voltage harmonics are large for voltage distortion compensation → Both switching current harmonics and voltage harmonics for current distortion compensation If small → keeps previous distortion compensation As described above, according to the harmonic
また、系統インピーダンスが共振により極端に小さくなることも考えられる。このような場合、電流を出力しても連系点電圧Ｖｓはほとんど変化しないため、電圧ひずみ補償をやめて電流ひずみ補償に切り換える必要が生じる。本実施形態４の制御方法ならば電流ひずみ補償への切り換えも可能であるため、アクティブフィルタ３の適用可能な系統条件の範囲をさらに広げることができる。すなわち、系統インピーダンスの大きさに応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を自動的に切り替えるため、事前に共振条件を確認することなく高い補償効果を得ることができる。
It is also conceivable that the system impedance becomes extremely small due to resonance. In such a case, the connection point voltage Vs hardly changes even when a current is output, so that it is necessary to stop the voltage distortion compensation and switch to the current distortion compensation. Since the control method of the fourth embodiment can be switched to current distortion compensation, the range of system conditions to which the
なお、この例では、電流ひずみ補償を優先しているが、この動作は装置の目的に応じて変更することができる。例えば、系統電源１３と負荷２の間のケーブルが長くインピーダンスが大きい場合や、アクティブフィルタ３を連系点の末端に接続する場合など、電圧ひずみ補償の方が有効に動作することが予想される条件下では電圧ひずみ補償を優先的に使用することもできる。この場合、条件（３），（４）を以下のように変更し、さらにＳＲラッチ３０９の出力を反転する。
In this example, priority is given to current distortion compensation, but this operation can be changed according to the purpose of the apparatus. For example, when the cable between the
（３´）電圧高調波の振幅が定格の１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＳ側に「１」を入力する。
(3 ′) If the amplitude of the voltage harmonic is 1% or more of the rating, “1” is input to the S side of the
（４´）電流高調波の振幅が電圧高調波の振幅の１０倍以上、かつ電流高調波の振幅が１％以上であれば、ＳＲラッチ３０９のＲ側に「１」を入力する。
(4 ′) If the amplitude of the current harmonic is 10 times or more of the amplitude of the voltage harmonic and the amplitude of the current harmonic is 1% or more, “1” is input to the R side of the
また、系統１に特別な共振点がない場合、装置が系統の上位側に接続されると連系点間のインピーダンスが小さくなり、電圧高調波よりも電流高調波の方が大きくなるため、自動的に電流ひずみ補償が有効になる。また、装置が系統の下位側に接続されると、系統と連系点間のインピーダンスが大きくなるため、電流高調波よりも電圧高調波の方が大きくなり、自動的に電圧ひずみ補償に切り替わる。
In addition, when there is no special resonance point in the
よって、別途電力潮流の検出手段を用意しなくても特許文献２のように電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えることができる。さらに、この方法では、電流高調波と電圧高調波を比較するため、装置が系統の上位にあるが系統共振により電流ひずみ補償の効果が得られない場合も、自動的に電圧ひずみ補償に切り換えることができる。
Therefore, it is possible to switch between current distortion compensation and voltage distortion compensation as disclosed in
すなわち、特許文献２と比較して、電力の潮流方向ではなく系統インピーダンスの大きさに応じて電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えるため、系統変動により電流ひずみ補償の効果が得られない条件に切り替わっても高い補償効果を得ることができる。同様に、電圧ひずみ補償の効果が得られない条件に切り替わっても自動的に電流ひずみ補償に戻すことができる。
That is, compared with
また、この方法は、実施形態２と組み合わせて複数の高調波を抑制することができる。さらに、実施形態３と組み合わせて係数Ｑａ，Ｑｂの自動補正機能を持たせることもできる。 In addition, this method can suppress a plurality of harmonics in combination with the second embodiment. Furthermore, an automatic correction function for the coefficients Qa and Qb can be provided in combination with the third embodiment.
［実施形態５］
図１４に本実施形態５における電力変換装置の高調波抑制制御部４０ｅの構成を示す。これは、実施形態３とほぼ同一であるが、以下の点を変更している。
[Embodiment 5]
FIG. 14 shows a configuration of the harmonic
係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が１０を越えているかどうかを判定する比較器５０１が追加される。また、比較器５０１の後段には、スイッチＳＷ５０２を追加し、条件成立のたびにバッファの内容を１と０で反転する。比較器５０１の後段にはさらにスイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４を追加し、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅と位相を初期値にリセットする。スイッチＳＷ５０２の後段には、高調波抑制制御部の入力を「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」と「Ｖｓ」で切り換えるスイッチＳＷ５０５を設置する。
A
本実施形態５では、係数Ｑａ，Ｑｂの補正結果に基づき、電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償を切り換えて制御を行う。切り替えの条件は、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅が１０を越えた時である。 In the fifth embodiment, control is performed by switching between current distortion compensation and voltage distortion compensation based on the correction results of the coefficients Qa and Qb. The switching condition is when the amplitudes of the coefficients Qa and Qb exceed 10.
図１４のスイッチ動作を説明する。Ｑａｉ＞１０が不成立の時は、図１４に示すように、スイッチＳＷ５０２が下、スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４が上に接続されていることとする。また、スイッチＳＷ５０２に接続されるＺ-1演算器５０６の初期値は零であり、この時スイッチＳＷ５０５は上に接続されている。 The switch operation of FIG. 14 will be described. When Qai> 10 is not established, as shown in FIG. 14, the switch SW502 is connected to the lower side and the switches SW503 and SW504 are connected to the upper side. The initial value of the Z -1 calculator 506 connected to the switch SW502 is zero, and at this time, the switch SW505 is connected to the upper side.
最初は高調波抑制制御部の入力が「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」で電流高調波を抑制する動作を行う。その後、負荷変動が生じ、電圧高調波抑制動作に切り換える時の動作を以下に説明する。
１．通常はＱａ１（Ｑａ，Ｑｂのゲイン）＜１０が成立し、スイッチＳＷ５０２は下に接続されており、Ｚ-1演算器５０６の出力である零がそのままＺ-1演算器５０６に入力される。
２．スイッチＳＷ５０５は上に接続されており、高調波抑制制御部は「Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ」を入力する。
３．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４は上に接続されており、これまでの学習結果が係数Ｑａ，Ｑｂに入力される。
Initially, the operation of suppressing the current harmonic is performed when the input of the harmonic suppression control unit is “Iout + Iload”. Thereafter, an operation when a load change occurs and the operation is switched to the voltage harmonic suppression operation will be described below.
1. Usually Qa1 (Qa, gain Qb) <10 is satisfied, the switch SW502 is connected to the lower, which is the output zero Z -1 calculator 506 is inputted as it is to the Z -1 calculator 506.
2. The switch SW505 is connected to the upper side, and the harmonic suppression control unit inputs “Iout + Iload”.
3. The switches SW503 and SW504 are connected to the upper side, and the learning results so far are input to the coefficients Qa and Qb.
ここで、Ｑａ１が１０を越え、入力信号を切り換える必要が生じたとする。
４．スイッチＳＷ５０２が上に切り替わり、Ｚ-1演算器５０６から出力された「０」の信号が、ＮＯＴ回路５０７を介して「１」となり、スイッチＳＷ５０２から「１」が出力される。
５．Ｚ-1演算器５０６に「１」が入力される。
６．スイッチＳＷ５０５が下に切り替わり、高調波抑制制御部に連系点電圧「Ｖｓ」が入力される。
７．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４が下側に切り替わり、Ｚ-1演算器５０８，５０９が初期値にリセットされる。
Here, it is assumed that Qa1 exceeds 10 and the input signal needs to be switched.
4). The switch SW502 is switched upward, and the signal “0” output from the Z −1 calculator 506 becomes “1” via the
5. “1” is input to the Z −1 calculator 506.
6). The switch SW505 is switched down, and the interconnection point voltage “Vs” is input to the harmonic suppression control unit.
7). The switches SW503 and SW504 are switched to the lower side, and the Z- 1
ここで、次の演算周期に移行する。
８．スイッチＳＷ５０３の後段に接続されているＺ-1演算器５０８が「１」を出力する。
９．Ｑａ１＝Ｑａｉとなり、これまでの学習結果はリセットされる。
１０．その結果、Ｑａ１＞１０は不成立となり（比較器５０１）、スイッチＳＷ５０２は下側に切り換わる。
１１．スイッチＳＷ５０２に接続されているＺ-1演算器５０６は「１」を出力する。
１２．スイッチＳＷ５０２は「１」を出力し、スイッチＳＷ５０５は下側との接続を維持する。（高調波抑制制御部の入力を連系点電圧Ｖｓのままとする。）
１３．スイッチＳＷ５０３，ＳＷ５０４は上側に切り換わり、これから先の学習結果を保持することとなる。
Here, the processing shifts to the next calculation cycle.
8). The Z −1 computing unit 508 connected to the subsequent stage of the switch SW503 outputs “1”.
9. Qa1 = Qai and the learning result so far is reset.
10. As a result, Qa1> 10 is not satisfied (comparator 501), and the switch SW502 is switched to the lower side.
11. The Z −1 computing unit 506 connected to the switch SW502 outputs “1”.
12 The switch SW502 outputs “1”, and the switch SW505 maintains the connection with the lower side. (The input of the harmonic suppression control unit is kept at the interconnection point voltage Vs.)
13. The switches SW503 and SW504 are switched to the upper side and hold the previous learning result.
この後、再び、入力信号を切り換える必要が生じた場合、スイッチＳＷ５０２に接続されているＺ-1演算器５０６の出力は「１」から「０」に切り換わり、上記と同じ動作となる。 Thereafter, when it becomes necessary to switch the input signal again, the output of the Z −1 computing unit 506 connected to the switch SW502 is switched from “1” to “0”, and the same operation as described above is performed.
係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能（係数補正量演算部１００）では、高調波抑制制御部の動作中における高調波検出値の変化量を調べ、変化量が小さければ振幅を増加させている。図１７のように、共振のため電流高調波の抑制が困難な系統条件の場合、高調波検出値の変化は非常に小さくなり、補正機能により係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は増加し続ける。 The coefficient Qa, Qb correction function (coefficient correction amount calculation unit 100) checks the amount of change in the harmonic detection value during the operation of the harmonic suppression control unit, and increases the amplitude if the amount of change is small. As shown in FIG. 17, in the case of a system condition in which it is difficult to suppress current harmonics due to resonance, the change in the harmonic detection value becomes very small, and the amplitudes of the coefficients Qa and Qb continue to increase due to the correction function.
この動作を利用し、振幅が１０を超えたら入力を切り換えることにより、電流ひずみ補償から電圧ひずみ補償に変更する。この時、係数Ｑａ，Ｑｂを初期値に戻すことにより切り換え時の影響を小さくする。この初期値が不適切であれば、高調波を増加させてしまうが、補正機能が有効であるため、すぐに適切な係数Ｑａ，Ｑｂにとなり高調波を抑制する。 By using this operation and switching the input when the amplitude exceeds 10, the current distortion compensation is changed to the voltage distortion compensation. At this time, the influence at the time of switching is reduced by returning the coefficients Qa and Qb to the initial values. If this initial value is inappropriate, harmonics are increased. However, since the correction function is effective, the coefficients Qa and Qb immediately become appropriate and the harmonics are suppressed.
この後、系統変動により系統インピーダンスが共振により極端に小さくなった場合、再度、係数Ｑａ，Ｑｂの振幅は増加し、電圧ひずみ補償から電流ひずみ補償に切り換わる。このため、実施形態４と同様に系統条件により自動的に適切なひずみ補償を選択することができる。 Thereafter, when the system impedance becomes extremely small due to resonance due to system fluctuation, the amplitudes of the coefficients Qa and Qb increase again, and the voltage distortion compensation is switched to the current distortion compensation. For this reason, appropriate distortion compensation can be automatically selected according to the system conditions as in the fourth embodiment.
本実施形態５では、電流ひずみ補償と電圧ひずみ補償の優先度は同一である。電流ひずみ補償の優先度を上げたい場合は、例えば電圧ひずみ補償が有効な時は比較器５０１において切り換えの閾値を５にし、電流ひずみ補償が有効な時は閾値を１０にするなど閾値を変えることで実現できる。
In the fifth embodiment, the priorities of current distortion compensation and voltage distortion compensation are the same. To increase the priority of current distortion compensation, for example, when the voltage distortion compensation is effective, the threshold value for switching is set to 5 in the
また、本実施形態５は、実施形態２と組み合わせることにより、複数の高調波を抑制することが可能となる。 In addition, the fifth embodiment can be combined with the second embodiment to suppress a plurality of harmonics.
本実施形態５における高調波抑制制御部は、実施形態３と実施形態４の効果に加え以下の効果が得られる。 In addition to the effects of the third and fourth embodiments, the harmonic suppression control unit according to the fifth embodiment provides the following effects.
実施形態４に係数Ｑａ，Ｑｂの補正機能を追加する場合に比べ、高調波抑制制御部は１つでよい。そのため実施形態４に比べ実装が容易であり、演算負荷を低減することができる。 Compared to the case where the correction function for the coefficients Qa and Qb is added to the fourth embodiment, only one harmonic suppression control unit is required. Therefore, the mounting is easier than in the fourth embodiment, and the calculation load can be reduced.
［実施形態６］
図１５に実施形態６の構成を示す。これは、実施形態１とほぼ同等であるが、以下の点で異なる。
[Embodiment 6]
FIG. 15 shows the configuration of the sixth embodiment. This is substantially the same as that of the first embodiment, but differs in the following points.
本実施形態６では、高調波抑制制御部の入力を連系点電圧「Ｖｓ」から減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」に変更している。図１５での連系点電圧「Ｖｓ」は相電圧を想定している。線間電圧を用いる場合、位相を補正し、フィルタ出力電流Ｉｏｕｔや負荷電流Ｉｌｏａｄと合わせる必要がある。また、位相補正ではなく、線間電圧から相電圧への変換式（Ｖｕ＝（Ｖｕｒ−Ｖｗｕ）／３，Ｖｖ＝（Ｖｖｗ−Ｖｕｒ）／３，Ｖｗ＝（Ｖｗｕ−Ｖｖｗ）／３）で算出した相電圧を連系点電圧「Ｖｓ」として用いても良い。 In the sixth embodiment, the input of the harmonic suppression control unit is changed from the interconnection point voltage “Vs” to the subtraction signal “Vs × Gv− (Iout + Iload)”. The connection point voltage “Vs” in FIG. 15 assumes a phase voltage. When the line voltage is used, it is necessary to correct the phase and match it with the filter output current Iout and the load current Iload. Moreover, it is calculated not by phase correction but by a conversion formula from line voltage to phase voltage (Vu = (Vur−Vwu) / 3, Vv = (Vvw−Vur) / 3, Vw = (Vwu−Vvw) / 3)). The phase voltage thus obtained may be used as the interconnection point voltage “Vs”.
この方法では、入力を減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」に変更したため、減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）」を零に制御する。すなわち、（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）＝Ｉｓ１＝Ｖｓ／Ｇｖとなり、特定次数の電圧高調波ひずみに対して図１５（ａ）の点線枠内７００を抵抗として動作させている。ここでゲインＧｖは点線枠内７００をＧｖ［ｐ．ｕ］の抵抗負荷として動作させるという意味になる。
In this method, since the input is changed to the subtraction signal “Vs × Gv− (Iout + Iload)”, the subtraction signal “Vs × Gv− (Iout + Iload)” is controlled to zero. That is, (Iout + Iload) = Is1 = Vs / Gv is satisfied, and the dotted
この方法では、電圧ひずみがない場合は（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）が零となるような制御とするため、背景技術で説明した方法（電流ひずみ補償型アクティブフィルタ）と同等の電流ひずみ補償の効果が得られる。系統１側が共振点に入り、インピーダンスが無限大となり（Ｉｏｕｔ＋Ｉｌｏａｄ）＝０となる場合、今度は電圧ひずみを除去するように動作するため、実施形態１と同等の電圧ひずみ補償の効果が得られる。系統電圧のひずみが大きいときは、従来の電圧補償型アクティブフィルタと同等の効果が得られる。そのため、実施形態４，５のように回路を追加することなく、以上の３つの動作を切り換えることが可能となる。
In this method, when there is no voltage distortion, control is performed such that (Iout + Iload) becomes zero. Therefore, an effect of current distortion compensation equivalent to the method described in the background art (current distortion compensation active filter) can be obtained. When the
また、ゲインＧｖを小さく設定すれば電圧信号が相対的に小さくなるため、背景技術で説明した方法（電流ひずみ補償型アクティブフィルタ）のように電流ひずみ補償動作に近くなる。 ゲインＧｖを大きく設定すれば電圧信号が相対的に大きくなるため、動作は実施形態１に近づくこととなる。 Further, if the gain Gv is set to be small, the voltage signal becomes relatively small, so that it becomes close to the current distortion compensation operation as in the method described in the background art (current distortion compensation type active filter). If the gain Gv is set large, the voltage signal becomes relatively large, so that the operation approaches that of the first embodiment.
また、非特許文献１ではインバータのみを抵抗として動作させるだけであった。しかし、本実施形態６ではＬＣＬフィルタ１１や高調波負荷２までを含めて抵抗Ｒとして動作させるため、フィルタＬＣと系統１側との共振による高調波拡大を抑制でき、さらに高調波負荷２から流出する高調波電流を効果的に補償できる。また、本実施形態６では外乱オブザーバを使用しているため、制御遅延や高調波負荷を含めた実システム特性をあらかじめ測定し係数Ｑａ，Ｑｂを設定することで、安定した制御を行うことができゲインＧｖを高く設定でき、従来の電圧補償型アクティブフィルタよりも高い補償効果を得ることができる。
In
さらに、本実施形態６は、実施形態２と組み合わせ複数の高調波を抑制することができる。また、実施形態３と組み合わせて係数Ｑａ，Ｑｂの自動補正機能を持たせることも可能である。さらに、入力を減算信号「Ｖｓ×Ｇｖ−Ｉｓ１」に変更し、必要なＣＴを少なくする構成をとることもできる。 Furthermore, the sixth embodiment can suppress a plurality of harmonics in combination with the second embodiment. It is also possible to provide an automatic correction function for the coefficients Qa and Qb in combination with the third embodiment. Further, the input can be changed to the subtraction signal “Vs × Gv−Is1” to reduce the necessary CT.
ただし、ゲインＧｖは有限の値であるため、実施形態１に比べると電圧ひずみ補償の効果は低下する。 However, since the gain Gv is a finite value, the effect of voltage distortion compensation is reduced as compared with the first embodiment.
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。 Although the present invention has been described in detail only for the specific examples described above, it is obvious to those skilled in the art that various changes and modifications are possible within the scope of the technical idea of the present invention. Such variations and modifications are naturally within the scope of the claims.
例えば、実施形態３では、係数Ｑａ，Ｑｂを自動補正したが、系統１の変動条件が概知である場合には、係数Ｑａ，Ｑｂのテーブルを予め作成しておき、対応しても良い。
For example, in the third embodiment, the coefficients Qa and Qb are automatically corrected. However, if the fluctuation conditions of the
１…系統
２…高調波負荷
３…アクティブフィルタ
１０…電力変換装置
１１…ＬＣＬフィルタ
１２…系統母線
２０…電流制御部
２１，４１，５１…ｄｑ変換部
２４ｄ，２４ｑ…比例積分制御器
２５…ｄ軸電圧指令加算部
２６，４４…ｄｑ逆変換部
３０…ＰＷＭゲート信号作成部
３１…ＰＬＬ制御器
４０…高調波抑制制御部
４３・・・外乱オブザーバ
１００…係数補正量加算部
１０１…係数補正手段
１０６，１０７，２０６…極座標変換部
１１３，１１５，１２１，１２３…判定器
１２０…平均処理部
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記電力変換装置に流れる電流と電力変換装置の電流指令値との偏差をとり、該偏差出力に基づいて前記電力変換装置を制御する電流制御手段と、
前記系統と電力変換装置との連系点電圧を入力とし、該連系点電圧中の抑制対象の次数における高調波を直流値として出力する高調波検出部と、
制御系の伝達特性に基づいて決定された高調波抑制電流指令値から前記連系点電圧までの伝達関数の逆関数として定義された係数を用いた積算器で前記高調波検出部の出力信号を掛けた信号と、高調波抑制電流指令値に検出遅延のみを付加した信号と、の差をとることにより高調波の外乱を推定する外乱オブザーバと、
前記外乱オブザーバによって推定された高調波の外乱と、外乱を抑制する外乱指令値との偏差をとって高調波抑制電流指令値を算出する加算器と、
を有する高調波抑制制御手段と、を備え、
前記電流制御手段の電流指令値に、前記高調波抑制制御手段で算出された高調波抑制電流指令値を重畳して高調波電圧を抑制することを特徴とする電力変換装置の高調波抑制装置。 An AC filter having one end connected to the power system bus and a harmonic suppression device for a power converter connected to the other end of the AC filter,
A current control means for taking a deviation between a current flowing through the power converter and a current command value of the power converter, and controlling the power converter based on the deviation output;
A harmonic detection unit that inputs the interconnection point voltage of the system and the power converter, and outputs a harmonic in the order of the suppression target in the interconnection point voltage as a DC value;
The output signal of the harmonic detection unit is an integrator using a coefficient defined as an inverse function of the transfer function from the harmonic suppression current command value determined based on the transfer characteristic of the control system to the interconnection point voltage. A disturbance observer that estimates the harmonic disturbance by taking the difference between the multiplied signal and the signal obtained by adding only the detection delay to the harmonic suppression current command value;
An adder for calculating a harmonic suppression current command value by taking a deviation between a disturbance of the harmonic estimated by the disturbance observer and a disturbance command value for suppressing the disturbance;
A harmonic suppression control means having
A harmonic suppression device for a power converter, wherein a harmonic voltage is suppressed by superimposing a harmonic suppression current command value calculated by the harmonic suppression control unit on a current command value of the current control unit .
前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の高調波抑制装置。 The harmonic detection unit adds the output current of the AC filter and the load current flowing through the load connected to the system bus from the value obtained by multiplying the connection point voltage and the gain instead of the connection point voltage. , And a subtraction signal obtained by subtracting, and output harmonics in the order of suppression of the subtraction signal as a DC value,
The harmonic suppression device for a power converter according to claim 1, wherein the coefficient of the disturbance observer is defined as an inverse function of a transfer function from a harmonic suppression current command value to the subtraction signal.
前記外乱オブザーバの前記係数は、高調波抑制電流指令値から前記減算信号までの伝達関数の逆関数として定義されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の高調波抑制装置。 The harmonic detection unit sets a subtraction signal obtained by subtracting a system current flowing through the system from a value obtained by multiplying the connection point voltage and the gain, instead of the connection point voltage, in the order of suppression of the subtraction signal. Output harmonics as DC values,
The harmonic suppression device for a power converter according to claim 1, wherein the coefficient of the disturbance observer is defined as an inverse function of a transfer function from a harmonic suppression current command value to the subtraction signal.
前記特定次数の高調波抑制制御手段として、連系点電圧を入力とした電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、系統に流れる系統電流，ＡＣフィルタの出力電流，系統母線に接続された負荷に流れる負荷電流，または、前記出力電流と負荷電流とを加算した加算電流とを入力とした電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を備え、
前記それぞれの高調波抑制制御手段に入力された抑制対象の次数における電圧高調波，電流高調波の振幅値の比較に基づいて、電圧ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、電流ひずみ補償用の高調波抑制制御手段と、を切り換えて、高調波抑制電流指令値を算出することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置の高調波抑制装置。 The harmonic suppression control means is
As the harmonic suppression control means of the specific order, the harmonic suppression control means for voltage distortion compensation using the interconnection point voltage as input, the system current flowing through the system, the output current of the AC filter, and the load connected to the system bus A harmonic current suppression control means for current distortion compensation using, as an input, a load current flowing through the output current, or an addition current obtained by adding the output current and the load current,
Based on the comparison of amplitude values of voltage harmonics and current harmonics in the order of the suppression target input to the respective harmonic suppression control means, the harmonic suppression control means for voltage distortion compensation and the current distortion compensation The harmonic suppression device for a power converter according to claim 5 , wherein the harmonic suppression current command value is calculated by switching between the harmonic suppression control means.
前記高調波検出部の出力信号の高調波検出値と前記出力信号の１周期前の高調波検出値との変化量を求めて、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との位相差を前記係数の位相補正量として算出し、前記高調波検出部の出力信号の１周期前の高調波検出値と前記変化量との振幅の差を前記係数の振幅補正量として算出する係数補正量算出部と、
前記係数補正量算出部により算出された位相補正量、振幅補正量によって前記係数の位相、振幅を各々補正する係数補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置の高調波抑制装置。 The coefficient in the disturbance observer is determined by measuring or not measuring the transfer characteristic of the control system,
Detecting the amount of change between the harmonic detection value of the output signal of the harmonic detection unit and the harmonic detection value of the output signal one cycle before, and detecting the harmonic of one cycle before the output signal of the harmonic detection unit The phase difference between the value and the amount of change is calculated as the phase correction amount of the coefficient, and the difference in amplitude between the harmonic detected value one cycle before the output signal of the harmonic detector and the amount of change is calculated as the coefficient. A coefficient correction amount calculation unit for calculating the amplitude correction amount;
The coefficient correction means for correcting each of the phase and amplitude of the coefficient by the phase correction amount and amplitude correction amount calculated by the coefficient correction amount calculation unit, respectively. Harmonic suppression apparatus of the power converter device of clause.
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107168071A (en) * | 2017-07-17 | 2017-09-15 | 北京航空航天大学 | A kind of nonlinear system Auto-disturbance-rejection Control based on interference observer |
| CN109617111A (en) * | 2018-12-14 | 2019-04-12 | 华南理工大学 | The method for measuring multi-infeed HVDC system Inverter Station exchange side harmonic wave interaction intensity |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104578070A (en) * | 2014-12-15 | 2015-04-29 | 国家电网公司 | Double-voltage closed-loop-control harmonic current detection method and system |
| JP6515588B2 (en) * | 2015-02-27 | 2019-05-22 | 富士電機株式会社 | Resonance suppression device and resonance suppression method |
| CN108988392B (en) * | 2018-08-17 | 2024-04-19 | 国网山西省电力公司大同供电公司 | Power distribution network self-adaptive low-voltage anti-island method based on back-to-back converter |
| CN110429623B (en) * | 2019-08-30 | 2021-04-30 | 北京同时开关技术有限公司 | Voltage phase change method, phase change device, electronic device and readable storage medium |
| CN111814102B (en) * | 2020-03-02 | 2023-09-26 | 中国电建集团华东勘测设计研究院有限公司 | Harmonic parameter optimization method for offshore wind power alternating current submarine cable network sending-out system |
| CN111276994B (en) * | 2020-03-02 | 2021-12-28 | 中国电建集团华东勘测设计研究院有限公司 | Method for analyzing response characteristics of rectifying side converter of offshore converter station to harmonic waves |
| CN113420449B (en) * | 2021-06-28 | 2023-07-14 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | Transformer higher harmonic transfer function identification method |
| CN113507122A (en) * | 2021-06-28 | 2021-10-15 | 深圳市禾望电气股份有限公司 | Resonance suppression method, module and device for converter |
| CN113783195B (en) * | 2021-09-26 | 2024-01-23 | 上海匡盈电气有限公司 | High-performance anti-interference active filter device |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09233701A (en) * | 1996-02-29 | 1997-09-05 | Hitachi Ltd | Controller of active filter |
| JP3729616B2 (en) * | 1997-09-08 | 2005-12-21 | 関西電力株式会社 | Active filter operation / control method |
| JP3661012B2 (en) * | 2001-04-20 | 2005-06-15 | 国立大学法人 岡山大学 | Power distribution system active filter device and control system |
| JP4411848B2 (en) * | 2003-02-20 | 2010-02-10 | 株式会社明電舎 | PWM converter in consideration of input filter, control method thereof, and harmonic suppression device |
| JP4327185B2 (en) * | 2006-08-14 | 2009-09-09 | 中国電力株式会社 | Active filter and voltage flicker suppression method |
| JP5446988B2 (en) * | 2010-02-25 | 2014-03-19 | 株式会社明電舎 | Torque ripple suppression control device and control method for rotating electrical machine |
| JP5644396B2 (en) * | 2010-08-06 | 2014-12-24 | 株式会社明電舎 | Harmonic current suppression device and harmonic current suppression method for power converter |
-
2011
- 2011-10-14 JP JP2011227282A patent/JP5895440B2/en active Active
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107168071A (en) * | 2017-07-17 | 2017-09-15 | 北京航空航天大学 | A kind of nonlinear system Auto-disturbance-rejection Control based on interference observer |
| CN107168071B (en) * | 2017-07-17 | 2018-03-27 | 北京航空航天大学 | A kind of nonlinear system Auto-disturbance-rejection Control based on interference observer |
| CN109617111A (en) * | 2018-12-14 | 2019-04-12 | 华南理工大学 | The method for measuring multi-infeed HVDC system Inverter Station exchange side harmonic wave interaction intensity |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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