CN113225274A - 一种针对快速移动的多径信道模型测量方法 - Google Patents

一种针对快速移动的多径信道模型测量方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种针对快速移动的多径信道模型测量方法,包括：T1利用导频信道估计值，采用频域相关法，估计链路的定时同步偏差，测量带宽为***带宽；T2采用时域定时估计算法，跟踪到达信号第一径，以及各条路径的大小，并使用SRS进行IRT估计；T3根据T2的结果，采用时域定时估计算法，依据总功率比例得到RMS延时的方法；T4对最大多普勒偏移和扩展进行计算得到测量；本发明在信道估计参数未发生变化时，确定信道相关信息为前一次信道估计时使用的信道相关信息；当信道估计参数发生变化时，根据功率时延谱，多普勒扩展重新确定信道相关信息，解决了如何在准确估计多径的同时尽可能的减少噪声对***的影响的问题。

Description

一种针对快速移动的多径信道模型测量方法
技术领域
本发明涉及通信天线技术领域，具体涉及一种针对快速移动的多径信道模型测量方法。
背景技术
移动无线信道是弥散信道，即信号通过无线空间将在时间域和频率域产生弥散，即本来在时间和频谱上分开的波形会产生交叠，使信号出现衰落失真。这便是选择性衰落。所谓选择性是指在不同的空间，不同的频率和不同的时间其衰落特性是不一样的。一般快衰落将影响无线信道的选择性。按选择性的不同可分为以下三类：空间选择性衰落、频率选择性衰落、时间选择性衰落。
一、各种影响弥散信道的因素
多径效应在时域上引起信号的时延扩展，使得接收信号的时域波形展宽，相应地在频域上规定了相关(干)带宽性能。当信号带宽大于相关带宽时就会发生频率选择性衰落。功率时延分布(PDP，Power Delay Profile)
多普勒效应在频域上引起频谱扩展，使得接收信号的频谱产生多普勒扩展，相应地在时域上规定了相关(干)时间性能。多普勒效应会导致发送信号在传输过程中，信道特性发生变化，产生所谓的时间选择性衰落。多普勒功率谱密度(DPSD，Doppler PowerSpread Density)
散射效应会引起角度扩展。移动台或基站周围的本地散射以及远端散射会使得天线的点波束产生角度扩散，在空间上规定了相关距离性能。空域上波束的角度扩散造成了同一时间、不同地点的信号衰落起伏不一样，即所谓的空间选择性。功率角度谱(PAS，PowerAzimuth Spectrum)
二、频率选择性衰落:信号频谱内具有不同增益
①时间色散(Time Dispersion Parameters)
原因：因多径传播造成信号时间扩散的现象。典型情况：由远处的山丘与高大建筑物反射而形成的干扰信号，使得信号在时域和空间角度上产生了扩散。
定义：发射信号经过不同路径到达接收点的时间各不相同。
如图2时变多径信道响应示例(a)N＝3(b)N＝4(c)N＝5
假设发射端发射的是一个时间宽度极窄的脉冲信号，经过多径信道后，由于各信道时延的不同，接收端接收到的信号为一串脉冲，即接收信号的波形比原脉冲展宽了。这种由于信道时延引起的信号波形的展宽称为时延扩展，或叫时间弥散，它会引起码间干扰。描述时间色散的重要参数:
1)平均附加时延
Figure RE-GDA0003143355050000021
2)rms时延扩展
Figure RE-GDA0003143355050000022
其中
Figure RE-GDA0003143355050000023
3)最大附加时延(XdB)：多径能量从初值衰落到低于最大能量处XdB的时延，即tx-t0
通常时延功率谱曲线p(τ)满足负指数分布，即
Figure RE-GDA0003143355050000031
由于指数分布的均值
Figure RE-GDA0003143355050000032
和均方根值στ相同，即
Figure RE-GDA0003143355050000033
时延扩展典型实测值如P29。时延扩展的取值范围1μs～nμs，市区的时延要比郊区大，市区一般大于3μs，郊区和开阔地带较小，分别小于0.5μs和0.2μs。即从多径时间色散考虑，市区传播条件更为恶劣。为了避免码间干扰，如无抗多径措施，则要求信号的传输速率必须比1/στ低得多。
②相关带宽
时延扩展产生频率选择性衰落。在信号频率间隔很小的单音的衰落在时间上近乎一致，所以它们在所有时刻具有相同的衰落；然而当两个单音频率间隔增大时，他们的衰落将趋向独立，这意味着在某个特定时间，两单音信号的衰落不同。若信号中同时包含着两种频率的分量，经过多径信道，两分量的衰减不同，这种现象叫频率选择性衰落。
频率选择性衰落用相干带宽描述。相关带宽：其定义为信道在两个频移处的频率响应保持强相关时的最大频率差。相干带宽越小，时延扩展越大；反之，相干带越大大，时延扩展越小。由时域和频域的相关函数是一对傅立叶变换对已知知相关带宽
Figure RE-GDA0003143355050000034
(推导可见p30)。
如果相干带宽定义为频率相关系数大于0.9的某特定带宽，则相干带宽近似为：
Figure RE-GDA0003143355050000035
如果将定义放宽至相关函数值大于0.5，则相干带宽近似为：
Figure RE-GDA0003143355050000036
而工程上，一般计算相关带宽
Figure RE-GDA0003143355050000041
Figure RE-GDA0003143355050000042
例如，Δ＝3μs，则
Figure RE-GDA0003143355050000043
此时的传输信号带宽应小于53 kHz。
③抗多径措施：均衡技术
如图3所示时间选择性衰落:符号的尾端与符号的前端的信道特性发生了变化
原因：由于快速移动用户附近物体的反射而形成的干扰信号，在信号频域上产生Doppler扩散而引起的。由移动台与基站间的相对运动或是信道中物体运动引起的。
接收机的移动对所有的频率均产生频率偏移，这便是多普勒频移。若接收到多条不同入射角的多径信号，多普勒频移成为多普勒频谱扩展
Figure RE-GDA0003143355050000044
将使发送某一单音信号会接收到一个具有非零带宽频谱的信号。在时域体现为：在不同的时间，信号有不同的衰落(即时间选择性衰落)。时间选择性衰落用相干时间描述。
定义：相干时间为两个瞬时时间的信道冲激响应保持强相关时的最大时间间隔。相干时间越小，多普勒频移越大；反之，相干时间越大，多普勒频移越小。令多普勒频移宽度为fm，其相干时间
Figure RE-GDA0003143355050000045
若时间相关函数定义为大于0.5时，相干时间近似为：
Figure RE-GDA0003143355050000046
在现代数字通信中，一种普遍的定义方法是将相干时间定义为上面两式的几何平均，即：
Figure RE-GDA0003143355050000051
措施：克服手段：接收机采用锁相技术。即接收机的本振信号频率跟随接收信号频率的变化而变化，使得信号不丢失。采用信道交织技术，但交织区间一定要大于83μs。
例：在fc＝1900MHz及v＝50m/s情况下，移动10m需要多少样值？假设测量能够在运动的车辆上实时进行，则进行这些测量需要多少时间？信道的多普勒扩展BD为多少？
解：
Figure DEST_PATH_BDA0003019582620000044
采样频率为实际信号的两倍频，即ΔT＝282.5μs。
对应的空间取样间隔Δx＝V×ΔT＝50m/s×282.5μs＝1.41cm，
需要样点数：Nx＝10m/1.41cm＝708
需要时间：T＝10m/50m/s＝0.2s
多普勒扩展：BD＝fm＝316.66Hz
四、空间选择性衰落
原因：由基站附近的建筑物和其他物体的反射而形成的干扰信号，其特点是严重影响到达天线的信号的入射角的分布。
定义：角度扩展：多径信号到达天线阵列的到达角度的展宽。其数值上为归一化角度功率谱的均方根值。
Figure RE-GDA0003143355050000061
角度扩展越大，表明散射越强，信号在空间的色散度越高；反之，角度扩展越小，表明散射越弱，信号在空间的色散度越低。角度扩展给出信号的主要能量的角度范围，产生空间选择性衰落。空间选择性衰落用相干距离描述。
相干距离定义为两根天线上的信道响应保持强相关时的最大空间距离。相干距离越短，角度扩展越大；反之，相干距离越长，角度扩展越小。若⊿φ为天线扩散角，则
Figure RE-GDA0003143355050000062
与角度扩展的关系：是角度扩展在空域的表示，具体为
Figure RE-GDA0003143355050000063
相关距离除了与角度扩展有关外，还与来波到达角有关。为了保证相邻两根天线经历的衰落不相关，在弱散射下的天线间隔要比在强散射下的天线间隔要大一些。
措施：采用空间分集手段，但分级接收机间的距离要大于3λ。
根据信号带宽和信道带宽的比较：
平坦衰落：如果移动无线信道带宽远大于发送信号的带宽，且在带宽范围内有恒定增益及线性相位，则接收信号就会经历平坦衰落过程。判决条件Bs<<Bc or Ts>>στ。这类信号的特点：在信号带宽范围内，各频点的幅度有基本相同的增益，也就是说，发送信号的频谱基本保持不变；但是信道的增益是随着时间变化的，也就是接收端信号的功率是不断变化的，接收信号忽大忽不小的变化就是衰落。克服方法：AGC
频率选择性衰落：如果信道具有恒定增益和线性相位的带宽范围小于发送信号带宽，则该信道特性会导致接收信号产生选择性衰落。判决条件Bs>Bc or Ts<στ，克服方法：均衡等
根据发送信号与信道变化快慢程度
快衰落：信道的冲激响应在符号周期内变化很快，即信道的相干时间比发送信号的符号周期短。定量判据:符号周期(Ts)>相干时间(Tc)或多普勒扩展(BD)>信号带宽(Bs)
慢衰落：信道的冲激响应变化率比发送的基带信号变化率低。即信道的相干时间比发送信号的符号周期长。定量判据:符号周期(Ts) <<相干时间(Tc)或多普勒扩展(BD)<<信号带宽(Bs)
正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术是一种多载波传输技术。OFDM技术中，将整个信道带宽划分成多个子载波，且各个子载波之间互相重叠正交，具有很高的频谱效率。同时，由于在时域上符号周期较长，且每个符号前插有循环前缀，因而对于无线信道的多径时延以及信道中的脉冲干扰都有很好的抵抗作用。此
外，由于OFDM技术中将频率选择性的无线信道转换为针对每个子载波的平坦衰落信道，所以接收机可以采用单抽头的简单均衡技术，从而显著的降低了接收机的复杂度。综上所述，OFDM技术是多径衰落信道下高速无线数据传输有效的解决方案，在采用相干检测的OFDM ***中，如采用了高阶多幅度星座调制的OFDM***中，接收机为了进行有效的相干检测，必须对无线信道的信道频率响应幅度和相位进行估计，即信道估计。信道估计的精度对***接收的性能有着至关重要的影响。信道的信道频域响应(CFR，Channel.FrequencyResponse) 随时间和频率而变化，但变化有一定的周期性，即有一定的相关时间和相关带宽，他们分别与信道的最大多普勒(Doppler)频率和最大延迟有关。
上面描述了一般应用场景下的时间选择性衰落，频率选择性衰落以及相关的概念。运用这些概念来优化设计通信***。无论克服上面哪种衰落，首先都要对信道进行准确估计。在准确估计信道之前，需要了解各种信道的特征，根据信道特征设计信道估计模型。
一般针对室外传输距离远，主路径和其他路径的最大时间差距较远，多径分布分散大，不同频率间抖动较大一些，针对室外-例如城市信道，郊区信道这些研究比较深入。但是针对封闭环境，例如在室内，此时多径不断的反射，绕射，折射，多径信号多而密集，如何准确估计需要仔细考虑。
对于OFDM***，在频域进行谱型估计的时候，噪声的存在对信道冲击响应长度有着极为不利的影响。对于有效的多径信息进行高估或者低估都会影响时域的相关值，较少的估计有效径的数量会造成信道均衡时存在相位估计的偏差，造成性能的恶化；较多的估计有效径的信息会引入更多的噪声，也会降低性能。
同时现有技术对所估计的CFR对应到时域信道冲激响应(CIR) 的所有采样点中，只有在信道最大多径时延扩展范围内的才是信号径，最大多径时延扩展范围之外的为噪声径，因此，在时域上通过对CIR 进行加窗处理以消除噪声径上的采样，提高估计的精度，但是，实际应用中为了处理的简化，将时域的加窗转换到频域形成一个平滑滤波器，通过该平滑滤波器对CFR的估计值进行改善处理，从而无法对信道的最大多径时延扩展进行准确的估计；为了保证平滑滤波不会对信号径造成破坏，通常选取的CIR加窗的宽度会大于最大多径时延扩展值，从而对噪声抑制能力造成影响，同时对于信道最大多径时延扩展值范围之内的噪声径无法进行抑制。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明公开了一种针对快速移动的多径信道模型测量方法，解决如何在准确估计多径的同时尽可能的减少噪声对***的影响，解决OFDM***信道估计性能提升问题。
本发明通过以下技术方案予以实现：
一种针对快速移动的多径信道模型测量方法，所述测量方法包括： T1利用导频信道估计值，采用频域相关法，估计链路的定时同步偏差，测量带宽为***带宽；
T2采用时域定时估计算法，跟踪到达信号第一径，以及各条路径的大小，并使用SRS进行IRT估计；
T3根据T2的结果，采用时域定时估计算法，依据总功率比例得到 RMS延时的方法；
T4对最大多普勒偏移和扩展进行计算得到测量。
更进一步的，所述测量方法在信道估计参数未发生变化时，确定信道相关信息为前一次信道估计时使用的信道相关信息；在信道估计参数发生变化时，根据功率时延谱，多普勒扩展重新确定信道相关信息。
更进一步的，所述T1包括以下步骤：
Step11：将导频信道估计
Figure RE-GDA0003143355050000101
按导频所在的OFDM符号排列；
排列后的导频信道估计表示为
Figure RE-GDA0003143355050000102
nRS＝1,…,NRB表示一个OFDM符号中含导频的个数；
Step12：求每个导频所在OFDM符号中频域相邻的导频位置处导频信道估计的相关值
Figure RE-GDA0003143355050000103
Figure RE-GDA0003143355050000104
其中conj()表示求共轭运算；
Step13：计算相关值
Figure RE-GDA0003143355050000105
相对于子载波和OFDM符号的和值；
Figure RE-GDA0003143355050000106
Step14：求sum_Rf对应的角度；
Figure RE-GDA0003143355050000107
其中angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现；
Step15：估计定时同步偏差；
Figure RE-GDA0003143355050000108
其中Lp为相邻子载波间隔，例如***中Lp＝6；分母中的π可以与分子中
Figure RE-GDA0003143355050000109
的单位相抵消，除以2Lp的操作可以转化为乘以1/(2Lp)，N 是OFDM中所有子载波个数。
更进一步的，所述T2包括以下步骤：
S1按照配置的用于IRT计算时SRS信道估计窗长，计算信号窗索引并提取出相应位置的信道估计值；
Figure RE-GDA0003143355050000111
Lchest_irt＝8时数值如下：
len1＝NRB·/2，len2＝NRB·1/4
index1＝len1-1；index2＝N-len2，则
indexh＝[0:index1 index2:N]，h1＝h(indexh)
此时信号窗长度N1＝N/2，其中N为传入信道估计的样值点数；
S2求信道估计的功率值:
Figure RE-GDA0003143355050000112
Figure RE-GDA0003143355050000113
的定标为；
S3求天线频域AGC、IDFT因子的总和；
Figure RE-GDA0003143355050000114
S4从总的接收天线AGC因子中查找最小值，记为gmin；
S5消除各接收天线AGC因子的影响；
Figure RE-GDA0003143355050000115
S6先将
Figure RE-GDA0003143355050000121
右移5bit，然后将各接收天线的信道估计功率值相加；
Figure RE-GDA0003143355050000122
S7求取
Figure RE-GDA0003143355050000123
最大值，及其对应的位置索引；
S8获取搜索第一径的窗长：
Figure RE-GDA0003143355050000124
S9判断搜索第一径窗的起始位置是否超出信道估计后窗的起始位置，若超出则改变窗长使得窗起始位置不超出信道估计后窗的起始位置；
Figure RE-GDA0003143355050000125
Figure RE-GDA0003143355050000126
end
S10从最大路径位置
Figure RE-GDA0003143355050000127
处超前
Figure RE-GDA0003143355050000128
开始取信号抽头，则取窗范围为：
Figure RE-GDA0003143355050000129
其中window_index表示的是比最大抽头提前的窗的方位，
Figure RE-GDA00031433550500001210
表示的是用户占用窗的长度，如果
Figure RE-GDA00031433550500001211
则表明搜索从频域右端开始
Figure RE-GDA00031433550500001212
则信道窗为，此时
Figure RE-GDA00031433550500001213
Figure RE-GDA00031433550500001214
S11计算搜索第一径的门限；
Figure RE-GDA0003143355050000131
S12从最大路径之前
Figure RE-GDA0003143355050000132
开始搜索，
Figure RE-GDA0003143355050000133
中搜索出大于门限的第一条径的位置I0，推出循环，表明找到了超过门限的索引位置
k＝0；
Figure DEST_PATH_BDA00030195826200001013
k＝k+1；
End
I0＝(k)
S13估计定时偏差
Figure RE-GDA0003143355050000135
Figure RE-GDA0003143355050000136
S14将
Figure RE-GDA0003143355050000137
转换成基本时间单位为Ts,此时得到的就是采样点的个数；
Figure RE-GDA0003143355050000138
其中NFFT＝1792，不随当前的***带宽配置而改变。由于SRS带宽
Figure RE-GDA0003143355050000139
的取值256，所以上式中的除法
Figure RE-GDA00031433550500001310
可以通过查表快速得到。
NFFT＝2048,
Figure RE-GDA00031433550500001311
此时Nv＝1.14
更进一步的，所述T3中，信道频域估计
Figure RE-GDA00031433550500001312
Figure RE-GDA00031433550500001313
其中信道脉冲响应CIR
Figure RE-GDA00031433550500001314
针对CIR,h,通过如下算案发寻找CIR的第一条路径，当M是2的幂次方是后面的Nifft＝M, 否则就是Nifft＝2^(ceil(log2(M)).)
p(n)＝|h(n)|2，n＝1,2…M
(1)计算总功率
Figure RE-GDA0003143355050000141
(2)设置搜索窗，假设时延扩展the delay spread小于CP长度, t因此搜索范围可以设置为
Figure RE-GDA0003143355050000142
对应到搜索的点的位置就是导频窗口的最左端和最右端。
Figure RE-GDA0003143355050000143
其中λ＝length(h)/NsymbIFFT.也就是λ等于一个符号中导频个数比上一个符号的IFFT点数；
(3)第一条路径就是在搜索窗内第一个被发现超过噪声门限的点所在的位置，
Figure RE-GDA0003143355050000144
当然这个检测可能也失败，当定时误差搜索素窗口外。
(4)接下来进行延时扩张评估DSPE-Delay spread profile estimate。
更进一步的，CIR延时扩展结合OFDM***的定时估计，当完成第一条路径估计后，最后一条路径从第一条路径开始，基于同样功率判决的估计|h(i)|2.最后时延扩展基于(the delay spread)第一条和最后一条路径的距离,
Figure RE-GDA0003143355050000145
上面得到的实际上是最大延时扩展，是最大附加时延：多径能量从第一条路径初值衰落到低于总能量处XdB的时延。
更进一步的，通过阈值判别算法装置，够判别出K条路径
1)平均附加时延
Figure RE-GDA0003143355050000151
2)均方根下(rms)的时延扩展
Figure RE-GDA0003143355050000152
其中
Figure RE-GDA0003143355050000153
得到的最大时延扩展信息后续用于LMMSE算法。
更进一步的，所述T4中，多普勒频移通过两个相邻近的导频相关计算得到，信道估计进行下行频偏的估计；
Figure RE-GDA0003143355050000154
其中conj()表示求共轭运算；
1)求
Figure RE-GDA0003143355050000155
对应的角度；
Figure RE-GDA0003143355050000156
其中angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现，。
2)计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；
对于：
L＝·(NFFT+N′CP)
3)计算频率偏差；
Figure RE-GDA0003143355050000157
4)对收发天线的频率偏差取平均获得最终的频率偏差值；
Figure RE-GDA0003143355050000161
更进一步的，完成了多普勒频移修正后，多普勒扩展仍然存在，此时采用的算法就是记录不同OFDM符号ns在同一个位置的导频子载波信息，
H(m)＝[H1(m),H2(m),...Hns(m),...HN(m)]
然后对这个N点的H信号进行FFT，得到信道的频域响应；
H_Doppler_spread＝FFT(H(m))
采用FIFO结构存储这个导频信息，输入一个新的符号后，移除最前面符号的导频，考虑间隔L个符号计算一次，可满足一次FFT计算的周期。
本发明的有益效果为：
本发明在信道估计参数未发生变化时，确定信道相关信息为前一次信道估计时使用的信道相关信息；当信道估计参数发生变化时，根据功率时延谱，多普勒扩展重新确定信道相关信息，解决了如何在准确估计多径的同时尽可能的减少噪声对***的影响，解决了OFDM***信道估计性能提升问题的问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1信道估计前后的时延扩展计算和多普勒扩频计算和多普勒频移计算流程图；
图2是图时变多径信道响应示例图；
图3是时间选择性衰落图；
图4是典型城市信道多径模型图；
图5是多普勒扩展计算图；
图6是128个符号200HZ多普勒扩展图；
图7是64个符号200HZ多普勒扩展图；
图8是32个符号200HZ多普勒扩展图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1
本实施例中，就是要解决如何在准确估计多径的同时尽可能的减少噪声对***的影响成为本文要解决的问题。当信道估计参数未发生变化时，确定信道相关信息为前一次信道估计时使用的信道相关信息；当信道估计参数发生变化时，根据功率时延谱，多普勒扩展重新确定信道相关信息。
根据接收信号的信噪比以及能量值确定噪声径的检测门限，根据所述检测门限对所示CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值本步骤中通过接收信号的信噪比和能量值对 CIR中的噪声水平进行估计的方法与在所采用的估计方法有关。
在OFDM***中，符号同步的目的是接收端能够准确确定每个OFDM 符号的起止时刻，即确定每个FFT窗的位置，并进一步实现块同步或帧同步。样值定时同步是为了使接收端确定每个样值符号的起止时刻。
用户(例如无人机)的上行链路数据传输必须时刻保持定时同步，因为定时同步的偏差不但会引起本用户的信道检测差错，而且会带来多用户之间的干扰，影响其他用户的信号检测性能，所以***必须周期地对用户上行定时进行跟踪校正，以防止用户因移动距离变化或意外链路中断造成定时的偏移。
同步定时偏差估计的方案一，利用导频信道估计值，采用频域相关法，估计链路的定时同步偏差，测量带宽为***带宽。
Step1：将导频信道估计
Figure RE-GDA0003143355050000181
按导频所在的OFDM符号排列；
排列后的导频信道估计表示为
Figure RE-GDA0003143355050000182
nRS＝1,…,NRB表示一个OFDM符号中含导频的个数。
Step2：求每个导频所在OFDM符号中频域相邻的导频位置处导频信道估计的相关值
Figure RE-GDA0003143355050000183
Figure RE-GDA0003143355050000184
其中conj()表示求共轭运算；。
Step3：计算相关值
Figure RE-GDA0003143355050000191
相对于子载波和OFDM符号的和值；
Figure RE-GDA0003143355050000192
Step4：求sum_Rf对应的角度；
Figure RE-GDA0003143355050000193
其中angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现，。
Step5：估计定时同步偏差；
Figure RE-GDA0003143355050000194
其中Lp为相邻子载波间隔，例如***中Lp＝6；分母中的π可以与分子中
Figure RE-GDA0003143355050000195
的单位相抵消，除以2Lp的操作可以转化为乘以1/(2Lp)，N 是OFDM中所有子载波个数。
上面方案一介绍的IRT估计采用的是频域相关法，现在更新的算法是在时域进行IRT估计。频域IRT估计是以能量最集中径为基准，因而估计出的值还依赖于信道多径分布,无法有效跟踪第一径。
实施例2
本本实施例中，采用时域定时估计算法，可以有效的跟踪到达信号第一径，以及各条路径的大小，这里推荐使用SRS进行IRT估计，
具体步骤如下，此时考虑了多天线的情况
Figure RE-GDA0003143355050000196
Figure RE-GDA0003143355050000201
Figure RE-GDA0003143355050000202
按照配置的用于IRT计算时SRS信道估计窗长，计算信号窗索引并提取出相应位置的信道估计值；
Figure RE-GDA0003143355050000203
Lchest_irt＝8时数值如下：
len1＝NRB·/2，len2＝NRB·1/4
index1＝len1-1；index2＝N-len2，则
indexh＝[0:index1index2:N]，h1＝h(indexh)
此时信号窗长度N1＝N/2，其中N为传入信道估计的样值点数 N＝256，例如FFTSIZE＝1792，导频点数N＝256，。
求信道估计的功率值:
Figure RE-GDA0003143355050000211
Figure RE-GDA0003143355050000212
的定标为。
求天线频域AGC、IDFT因子的总和；
Figure RE-GDA0003143355050000213
从总的接收天线AGC因子中查找最小值，记为gmin；
消除各接收天线AGC因子的影响；
Figure RE-GDA0003143355050000214
先将
Figure RE-GDA0003143355050000215
右移5bit，然后将各接收天线的信道估计功率值相加，；
Figure RE-GDA0003143355050000216
求取
Figure RE-GDA0003143355050000217
最大值(记为
Figure RE-GDA0003143355050000218
)及其对应的位置索引(记为
Figure RE-GDA0003143355050000219
)；
获取搜索第一径的窗长：
Figure RE-GDA00031433550500002110
(窗长为CP/2)；
判断搜索第一径窗的起始位置是否超出信道估计后窗的起始位置，若超出则改变窗长使得窗起始位置不超出信道估计后窗的起始位置。
Figure RE-GDA00031433550500002111
Figure RE-GDA00031433550500002112
end
从最大路径位置
Figure RE-GDA0003143355050000221
处超前
Figure RE-GDA0003143355050000222
开始取信号抽头，则取窗范围为：
Figure RE-GDA0003143355050000223
其中window_index表示的是比最大抽头提前的窗的方位，
Figure RE-GDA0003143355050000224
表示的是用户占用窗的长度，如果
Figure RE-GDA0003143355050000225
则表明搜索从频域右端开始
Figure RE-GDA0003143355050000226
则信道窗为，此时
Figure RE-GDA0003143355050000227
Figure RE-GDA0003143355050000228
计算搜索第一径的门限；
Figure RE-GDA0003143355050000229
当然阈值threshold有许多种选择，上面第一种是最大值的比例，还可以设置超过均值功率的比例大小
其中参数Γ可配，大于此门限的路径就是有用的多径信号。
从最大路径之前
Figure RE-GDA00031433550500002210
开始搜索，
Figure RE-GDA00031433550500002211
中搜索出大于门限的第一条径的位置I0，推出循环，表明找到了超过门限的索引位置
Figure RE-GDA00031433550500002212
估计定时偏差
Figure RE-GDA00031433550500002213
Figure RE-GDA0003143355050000231
将
Figure RE-GDA0003143355050000232
转换成基本时间单位为Ts,此时得到的就是采样点的个数；
Figure RE-GDA0003143355050000233
其中NFFT＝1792，不随当前的***带宽配置而改变。由于SRS带宽
Figure RE-GDA0003143355050000234
的取值256，所以上式中的除法
Figure RE-GDA0003143355050000235
可以通过查表快速得到。
NFFT＝2048,
Figure RE-GDA0003143355050000236
此时Nv＝1.14。
实施例3
本实施例中，采用时域定时估计算法，依据总功率比例关系得到，同时还得到计算RMS延时的方法，因为许多时候不是看最大路径延时，还要看各个延时的功率大小，功率太小的多径是可以忽略的，根据功率大小和延时大小来共同确定最终的延时，这就是均方根的时延。
信道频域估计
Figure RE-GDA0003143355050000237
Figure RE-GDA0003143355050000238
其中信道脉冲响应CIR
Figure RE-GDA0003143355050000239
针对CIR,h,通过如下算案发寻找CIR的第一条路径。当M是2的幂次方是后面的Nifft＝M, 否则就是Nifft＝2^(ceil(log2(M)).)
p(n)＝|h(n)|2，n＝1,2…M
(1)计算总功率
Figure RE-GDA00031433550500002310
(2)设置搜索窗，假设时延扩展the delay spread小于CP长度, t因此搜索范围可以设置为
Figure RE-GDA00031433550500002311
对应到搜索的
Figure RE-GDA00031433550500002312
点的位置就是导频窗口的最左端和最右端。
其中λ＝length(h)/NsymbIFFT.也就是λ等于一个符号中导频个数比上一个符号的IFFT点数。(例如OFDM导频个数256,一个符号的IFFT点数是2048)
(3)第一条路径就是在搜索窗内第一个被发现超过噪声门限的点所在位置，
Figure 1
当然这个检测可能也失败，当定时误差在搜索窗口外.
(4)接下来进行延时扩张评估DSPE-Delay spread profile estimate
CIR延时扩展可以结合OFDM***的定时估计，当完成第一条路径估计后，最后一条路径可以从第一条路径开始，基于同样功率判决的估计h(i)2.最后这个时延扩展可以基于(the delay spread)第一条和最后一条路径的距离.,
Figure RE-GDA0003143355050000242
上面得到的实际上是最大延时扩展，也就是最大附加时延(XdB)：多径能量从第一条路径初值衰落到低于总能量处XdB的时延。
通过阈值判别算法装置，如果能够判别出K条路径
1)平均附加时延
Figure RE-GDA0003143355050000251
2)均方根下(rms)的时延扩展
Figure RE-GDA0003143355050000252
其中
Figure RE-GDA0003143355050000253
最大时延扩展信息可以后续用于LMMSE算法的最重要参数。
如图4典型城市信道多径模型
第一条路径在信道估计的最右端242，总共256个信道H.最后一条路径在信道估计的左端。最前面的路径在最右端的1/4，也就是信道 CIR的[3/4Nrb,Nrb],最后面的路径在CIR的[1,Nrb/2]
根据一般情况下的设置len1＝NRB·/2，len2＝NRB·1/4index1＝len1-1； index2＝N-len2，则信道窗口所在范围indexh＝[0:index1index2:N]，h1＝h(indexh)
得到的最大路径时延时
Nrb-242+37＝17+37＝54,转换到Ts则，此时如果NFFT＝4096， Nrb＝256,每一个RB有7个子载波，则此时detI＝4096*54/(256*7)＝123 个采样点，采样速率fs＝34.56*10^6msps,则最大附加延时等于 fs/detI＝123/(34.56*10^6)＝3.5590e-06
典型城市信道模型如下：
path_num＝6；
Power_dB＝[-3 0 -2 -6 -8 -10]；％ Average power[dB]
Delay_s＝[0 200 600 1600 2400 5000]*1.0e-9；％ Relative delay(s)
延时均方根RMS的计算如下，得到的结果是1.7760e-06
mtao＝sum(Power_dB.*Delay_s)./sum(Power_dB)；
tao2m＝sum(Power_dB.*Delay_s.^2)./sum(Power_dB)；
rms_tao＝sqrt(tao2m-mtao^2)
所以均方根的RMS计算结果一般要小于最大附加延时，后续在考虑信道模型变化时给予RMS的延时考虑。
实施例4
本实施例设计最大多普勒扩展，多普勒扩展不同于多普勒频移，多普勒频移信道特征在频域仅仅体现为一个单音，多普勒扩展体现的是一个展宽的窄带信号。
多普勒频移仅仅通过两个相邻近的导频相关计算得到，信道估计进行下行频偏的估计。
Figure RE-GDA0003143355050000261
其中conj()表示求共轭运算。
Step3：求
Figure RE-GDA0003143355050000262
对应的角度；
Figure RE-GDA0003143355050000263
其中angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现，。
Step4：计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；
对于：
L＝·(NFFT+NC′P)
Step5：计算频率偏差；
Figure RE-GDA0003143355050000271
Step6：对收发天线的频率偏差取平均获得最终的频率偏差值；
Figure RE-GDA0003143355050000272
一般情况下最大多普勒频移要大于最大多普勒扩展。
完成了多普勒频移修正之后，多普勒扩展仍然存在，需要
此时采用的算法就是记录不同OFDM符号ns在同一个位置(位置信息是m)的导频子载波信息，
H(m)＝[H1(m),H2(m),...Hns(m),...HN(m)]。
然后对这个N点的H信号进行FFT，得到信道的频域响应，这个频率响应的带宽就是多普勒扩展。不同于现有技术，通过搜索同一个符号下不同子载波的相位信息才能计算出多普勒扩展，同一个符号下不同子载波的相位信息只能计算出频偏，不能计算出多普勒频移。
H_Doppler_spread＝FFT(H(m))
采用FIFO结构存储这个导频信息，输入一个新的符号后，移除最前面符号的导频，由于多普勒扩展的更新速度不会太快，可以考虑间隔L个符号计算一次。这样就可以满足一次FFT计算的周期。FIFO架构如图5示意；128个符号200HZ多普勒扩展如图6所示，64个符号200HZ多普勒扩展如图7所示，32个符号200HZ多普勒扩展如图8所示。
如图1所示信道估计前后的时延扩展计算和多普勒扩频计算和多普勒频移计算流程图
在完成时延扩展和多普勒扩展之后，就可以选择接下来的信道估计算法模型，如下表
低多普勒小延迟扩展(平坦慢衰落):选择线性插值
高多普勒大延迟扩展(平坦慢衰落):选择LMMSE插值
Figure RE-GDA0003143355050000281
本发明就是要解决如何在准确估计多径的同时尽可能的减少噪声对***的影响成为本文要解决的问题。当信道估计参数未发生变化时，确定信道相关信息为前一次信道估计时使用的信道相关信息；当信道估计参数发生变化时，根据功率时延谱，多普勒扩展重新确定信道相关信息
同步定时偏差估计的方案一，利用导频信道估计值，采用频域相关法，估计链路的定时同步偏差，测量带宽为***带宽。方案二采用时域定时估计算法，可以有效的跟踪到达信号第一径，以及各条路径的大小，这里推荐使用SRS进行IRT估计；方案三，根据方案二的结果，仍然采用时域定时估计算法，依据总功率比例得到RMS延时的方法，
此时采用的算法就是记录不同OFDM符号ns在同一个位置(位置信息是m)的导频子载波信息，
H(m)＝[H1(m),H2(m),...Hns(m),...HN(m)]。
然后对这个N点的H信号进行FFT，得到信道的频域响应，这个频率响应的带宽就是多普勒扩展。通过搜索同一个符号下不同子载波的相位信息才能计算出多普勒扩展，
H_Doppler_spread＝FFT(H(m))，采用FIFO结构存储这个导频信息，输入一个新的符号后，移除最前面符号的导频，由于多普勒扩展的更新速度不会太快，可以考虑间隔L个符号计算一次。这样就可以满足一次FFT计算的周期。
提供完整的频率偏移，定时同步，多普勒扩展，最大时延扩展流程。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (9)

1.一种针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，所述测量方法包括：T1利用导频信道估计值，采用频域相关法，估计链路的定时同步偏差，测量带宽为***带宽；
T2采用时域定时估计算法，跟踪到达信号第一径，以及各条路径的大小，并使用SRS进行IRT估计；
T3根据T2的结果，采用时域定时估计算法，依据总功率比例得到RMS延时的方法；
T4对最大多普勒偏移和扩展进行计算得到测量。
2.根据权利要求1所述的针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，所述测量方法在信道估计参数未发生变化时，确定信道相关信息为前一次信道估计时使用的信道相关信息；在信道估计参数发生变化时，根据功率时延谱，多普勒扩展重新确定信道相关信息。
3.根据权利要求1所述的针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，所述T1包括以下步骤：
Step11：将导频信道估计
Figure FDA0003019582610000011
按导频所在的OFDM符号排列；
排列后的导频信道估计表示为
Figure FDA0003019582610000012
nRS＝1,…,NRB表示一个OFDM符号中含导频的个数；
Step12：求每个导频所在OFDM符号中频域相邻的导频位置处导频信道估计的相关值
Figure FDA0003019582610000013
Figure FDA0003019582610000014
其中conj()表示求共轭运算；
Step13：计算相关值
Figure FDA0003019582610000015
相对于子载波和OFDM符号的和值；
Figure FDA0003019582610000016
Step14：求sum_Rf对应的角度；
Figure FDA0003019582610000017
其中angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现；
Step15：估计定时同步偏差；
Figure FDA0003019582610000021
其中Lp为相邻子载波间隔，例如***中Lp＝6；分母中的π可以与分子中
Figure FDA0003019582610000022
的单位相抵消，除以2Lp的操作可以转化为乘以1/(2Lp)，N是OFDM中所有子载波个数。
4.根据权利要求1所述的针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，所述T2包括以下步骤：
S1按照配置的用于IRT计算时SRS信道估计窗长，计算信号窗索引并提取出相应位置的信道估计值；
Figure FDA0003019582610000023
Lchest_irt＝8时数值如下：
len1＝NRB·/2，len2＝NRB·1/4
index1＝len1-1；index2＝N-len2，则
indexh＝[0:index1 index2:N]，h1＝h(indexh)
此时信号窗长度N1＝N/2，其中N为传入信道估计的样值点数；
S2求信道估计的功率值:
Figure FDA0003019582610000024
Figure FDA0003019582610000025
的定标为；
S3求天线频域AGC、IDFT因子的总和；
Figure FDA0003019582610000026
S4从总的接收天线AGC因子中查找最小值，记为gmin；
S5消除各接收天线AGC因子的影响；
Figure FDA0003019582610000027
S6先将
Figure FDA0003019582610000031
右移5bit，然后将各接收天线的信道估计功率值相加；
Figure FDA0003019582610000032
S7求取
Figure FDA0003019582610000033
最大值，及其对应的位置索引；
S8获取搜索第一径的窗长：
Figure FDA0003019582610000034
S9判断搜索第一径窗的起始位置是否超出信道估计后窗的起始位置，若超出则改变窗长使得窗起始位置不超出信道估计后窗的起始位置；
if
Figure FDA0003019582610000035
Figure FDA0003019582610000036
end
S10从最大路径位置
Figure FDA0003019582610000037
处超前
Figure FDA0003019582610000038
开始取信号抽头，则取窗范围为：
Figure FDA0003019582610000039
其中window_index表示的是比最大抽头提前的窗的方位，
Figure FDA00030195826100000310
表示的是用户占用窗的长度，如果
Figure FDA00030195826100000311
则表明搜索从频域右端开始
Figure FDA00030195826100000312
则信道窗为，此时
Figure FDA00030195826100000313
Figure FDA00030195826100000314
S11计算搜索第一径的门限；
Figure FDA00030195826100000315
S12从最大路径之前
Figure FDA00030195826100000316
开始搜索，
Figure FDA00030195826100000317
中搜索出大于门限的第一条径的位置I0，推出循环，表明找到了超过门限的索引位置
k＝0；
while
Figure FDA00030195826100000318
k＝k+1；
End
I0＝(k)
S13估计定时偏差
Figure FDA0003019582610000041
Figure FDA0003019582610000042
S14将
Figure FDA0003019582610000043
转换成基本时间单位为Ts,此时得到的就是采样点的个数；
Figure FDA0003019582610000044
其中NFFT＝1792，不随当前的***带宽配置而改变。由于SRS带宽
Figure FDA0003019582610000045
的取值256，所以上式中的除法
Figure FDA0003019582610000046
可以通过查表快速得到。
NFFT＝2048,
Figure FDA0003019582610000047
此时Nv＝1.14。
5.根据权利要求1所述的针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，所述T3中，信道频域估计
Figure FDA0003019582610000048
Figure FDA0003019582610000049
其中信道脉冲响应CIR
Figure FDA00030195826100000410
针对CIR,h,通过如下算案发寻找CIR的第一条路径，当M是2的幂次方是后面的Nifft＝M,否则就是Nifft＝2^(ceil(log2(M)).)
p(n)＝|h(n)|2，n＝1,2…M
(1)计算总功率
Figure FDA00030195826100000411
(2)设置搜索窗，假设时延扩展the delay spread小于CP长度,t因此搜索范围可以设置为
Figure FDA00030195826100000412
对应到搜索的点的位置就是导频窗口的最左端和最右端。
Figure FDA00030195826100000413
其中λ＝length(h)/NsymbIFFT.也就是λ等于一个符号中导频个数比上一个符号的IFFT点数；
(3)第一条路径就是在搜索窗内第一个被发现超过噪声门限的点所在的位置，
Figure FDA00030195826100000414
当然这个检测可能也失败，当定时误差在搜索窗口外。
(4)接下来进行延时扩张评估DSPE-Delay spread profile estimate。
6.根据权利要求5所述的针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，CIR延时扩展结合OFDM***的定时估计，当完成第一条路径估计后，最后一条路径从第一条路径开始，基于同样功率判决的估计|h(i)|2.最后时延扩展基于(the delay spread)第一条和最后一条路径的距离,
Figure FDA0003019582610000051
上面得到的实际上是最大延时扩展，是最大附加时延：多径能量从第一条路径初值衰落到低于总能量处XdB的时延。
7.根据权利要求5所述的针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，通过阈值判别算法装置，够判别出K条路径
1)平均附加时延
Figure FDA0003019582610000052
2)均方根下(rms)的时延扩展
Figure FDA0003019582610000053
其中
Figure FDA0003019582610000054
得到的最大时延扩展信息后续用于LMMSE算法。
8.根据权利要求1所述的针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，所述T4中，多普勒频移通过两个相邻近的导频相关计算得到，信道估计进行下行频偏的估计；
Figure FDA0003019582610000055
其中conj()表示求共轭运算；
1)求
Figure FDA0003019582610000056
对应的角度；
Figure FDA0003019582610000057
其中angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现，。
2)计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；
对于：
L＝·(NFFT+N′CP)
3)计算频率偏差；
Figure FDA0003019582610000061
4)对收发天线的频率偏差取平均获得最终的频率偏差值；
Figure FDA0003019582610000062
9.根据权利要求8所述的针对快速移动的多径信道模型测量方法，其特征在于，完成了多普勒频移修正后，多普勒扩展仍然存在，此时采用的算法就是记录不同OFDM符号ns在同一个位置的导频子载波信息，
H(m)＝[H1(m),H2(m),...Hns(m),...HN(m)]
然后对这个N点的H信号进行FFT，得到信道的频域响应；
H_Doppler_spread＝FFT(H(m))
采用FIFO结构存储这个导频信息，输入一个新的符号后，移除最前面符号的导频，考虑间隔L个符号计算一次，可满足一次FFT计算的周期。
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