JP4382665B2 - パルス電源装置 - Google Patents
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Description
これら放電スイッチには、通常、クランプ回路と呼ばれるダイオードが誘導性負荷に並列、もしくはコンデンサに並列に接続された回路が接続される。誘導性負荷に流れる電流が最大になった後、コンデンサの電圧の極性が逆転するときに、ダイオードが導通し、誘 導性負荷を流れる電流がダイオードに環流することで、コンデンサの逆充電を防いでいる 。ダイオードでクランプされた電流は、誘導性負荷の電気抵抗により、時定数L/Rで減衰しながら流れ続ける。
コンデンサの放電電流が必要な電流値に達した場合、放電スイッチの制御により放電電流の上昇を停止させるには、放電スイッチをイグナイトロン、放電ギャップスイッチ、サイリスタのようなオン制御のみが可能なスイッチ回路から、GTOサイリスタやIGBT(Insulated−gate Bipolar Transistor)のようにゲート信号による自己消弧能力を持った半導体スイッチに換えればできる。
本発明において、半導体スイッチで、オフ状態のときに順方向には電流を流さない(阻 止)が、逆方向には導通するタイプの半導体スイッチを逆導通型半導体スイッチと呼んで いる。パワーMOSFET、逆導通型GTOサイリスタ、または、ダイオードとIGBT 等の半導体スイッチとの並列接続したユニットなどはその例である。
以下、逆導通型半導体スイッチを「オン」にするとは、半導体スイッチをオン状態にし て、順方向の電流を流す(導通)することを意味し、「オフ」にするとは、半導体スイッ チをオフの状態にして、順方向には電流を流さない(阻止)が、逆方向の電流を流す(導 通)ことを意味している。
放電スイッチとエネルギー源コンデンサからなる回路の態様は、特許文献1に開示され ている「スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方向スイッチ」の構成と同じになる。特許文献1に記載のスナバーエネルギーを一時的に蓄積するコンデンサが、本発明ではエネルギー源コンデンサに対応する。
しかし、特許文献1で開示されているのは、「スナバーエネルギーを回生する電流順逆 両方向スイッチ」で、回路に流れる電流を遮断したときに発生するスナバーエネルギーをスナバーコンデンサに一時的に蓄え、次回「スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方 向スイッチ」が導通した時に、スナバーコンデンサに、電荷として一時的に蓄えられたス ナバーエネルギーを、負荷に放出する「電流スイッチ」である。
これに対して、本発明では、エネルギー源コンデンサに全エネルギーが充電されており、そのエネルギーのみで誘導性負荷を駆動し、単パルスの印加が終了する際に、誘導性負荷に残った磁気エネルギーのすべてを、エネルギー源コンデンサに回生する点が異なっている。
以下の説明で、逆導通型半導体スイッチを構成する半導体スイッチの部分を「スイッチ」 、逆導通のためのダイオードを、単に「ダイオード」と呼んでいる。
(a)始めに、コンデンサ1を、図2で示した極性のように充電しておく。(コンデンサ 1を充電する回路は、表記を省略してある。)
(b)次に、スイッチS1とスイッチS2をオンすると、コンデンサ1の電荷が放電され 、誘導性負荷(図2では、抵抗RとインダクタンスLの直列接続の負荷で示されている。 )に電流が流れ始める。
(c)誘導性負荷に流れる電流が最大になり、コンデンサ1の電圧が負(一時的にアンダ ーシュートを起こした状態で、図2で示した極性の逆になる。ダイオードの順方向電圧分)になると、負荷電流は逆導通型半導体スイッチS3とS4のダイオードを介して環流し、フリーホイーリング状態になる。負荷電流は「メイン電流の流れるパス」と書かれているような方向に、スイッチS1と逆導通型半導体スイッチS4のダイオードが直列に接続 された経路と、スイッチS2と逆導通型半導体スイッチS3のダイオードが直列に接続さ れた経路のそれぞれを経由する経路(以下、「2並列」という。)で流れ続ける。
(d)次に、スイッチS1とスイッチS2を、同時にオフにすれば、フリーホイーリング状態の電流は遮断され、逆導通型半導体スイッチS3と逆導通型半導体スイッチS4のそ れぞれのダイオード、都合2つのダイオードを介して、コンデンサ1は、初期の充電した ときと同じ極性で再充電されることで、フリーホイーリング状態の電流は急速に減少する 。
(e)フリーホイーリング状態の電流が略零になると、ダイオードが逆電流を阻止するため、電流は停止し、(a)の状態に戻る。
さらに、一度オフにしたスイッチS1またはスイッチS2、またはスイッチS1とスイ ッチS2の両方を、再びオンにすると、負荷電流の量は上昇を再開する。スイッチS1と スイッチS2を、コンデンサ1に電圧が残るように、高速にオン・オフすることで、コンデンサ1の放電電流のPWM制御ができる。コンデンサ1の放電電流のPWM制御ができ る機能は、特許文献1に記載の「スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方向スイッチ 」で開示された、単なる「電流スイッチ」では、できなかったことである。
図2で示した本発明の基本動作の説明の通り、スイッチとダイオードを用いれば、スイッチS1とスイッチS2のオン・オフをコンデンサ1の電圧の状態に応じて制御することにより、コンデンサ1の放電を開始、維持、減少させることができ、かつ、誘導性負荷の磁気エネルギーは、コンデンサ1に、放電時と同じ極性で充電、すなわち回生される。
以下の説明で、逆導通型半導体スイッチを構成する半導体スイッチを「スイッチ」、逆 導通のためのダイオードを、単に「ダイオード」と呼んでいる。
図4が図2の本発明の基本動作(一方向の電流の向きの場合)説明と異なるところは、スイッチとダイオードを並列接続したユニット(逆導通型半導体スイッチの機能全体を模 式的に表記)を4つ、図4に示した通りに逆直列・逆並列に接続したことで、誘導性負荷に双方向の電流を流せるようにした点である。スイッチをオフしたときに、コンデンサ1に磁気エネルギーが回生される点は同じである(図4においても、図2と同様にコンデン サ1を充電する回路は、表記を省略してある)。
図5では、コンデンサ1の電圧と負荷電流が、コンデンサ1を放電させた回数と共に上昇している。これは、誘導性負荷3の直流抵抗分(抵抗R)の両端に生じる電圧以上の電圧を、外部の電源から注入することで、コンデンサ1の放電電流が上昇するものである。
上述の説明の様に、外部の電源の電圧を増減すれば、誘導性負荷3に供給するバイポー ラーパルス電流の電流値を制御することができる。
図1が図4と異なるところは、誘導性負荷は、加速器用偏向電磁石6を電流トランス3を介して接続したものであり、パルス電流で励磁するものである。また、逆導通型半導体ス イッチとしてパワーMOSFETを4つを逆直列・逆並列に接続したもので構成したものである。4つのパワーMOSFETは、ブリッジ回路を構成している。
本発明の具体的な実施形態で用いるパワーMOSFETは、高耐圧でオン・オフのスイ ッチング速度が速く、導通損が少ない特徴があり、かつ、ボディーダイオード(寄生ダイオードとも呼ばれる)が、並列ダイオードの代用として有効に利用できるシリコンカーバイド(SiC)製のパワーMOSFETを想定している。
ボディーダイオードが実用にならない現在のシリコン製のパワーMOSFETを用いても、逆導通状態になった時にゲート制御で強制的にオン状態にすることで、代用可能である。代用品として逆導通型GTOサイリスタ、またはダイオードとIGBT等の半導体スイッチとの並列接続から成るユニットなどでも、本発明の効果を発揮することができる。
また、図1では、誘導性負荷6と電流スイッチ2の間に低電圧大電流電源5が直列に挿入されている。低電圧大電流電源5の電圧を、コンデンサ1の放電電流に直列に印加することで、コンデンサ1にエネルギーを放電毎に補給することができる。
さらに、バイポーラーパルス電流の初回印加時に、低電圧大電流電源5により、回路に電流4を流しておき、電流スイッチ2で遮断することで、コンデンサ1をスナバーコンデンサのように充電できるので、コンデンサ1の初期充電のために別の高電圧電源を用意することなく、低電圧電源のみで高速立ち上げのパルス電流を得ることができる。もちろん、コンデンサ1に充電用の電源を接続して、コンデンサを初期充電する一般的方法も有効である。
負荷電流の電流減少時には、系の残留磁気エネルギーがコンデンサに回生され、放電の ときと同じ極性で充電されることが特徴である。
また、図5の説明で示した通り、低電圧大電流電源5を誘導性負荷と本発明に係るパル ス電源装置に直列に挿入すれば、コンデンサの放電サイクルを繰り返しながら、コンデンサの充電電圧の増減を制御することができる。
4個の逆導通型半導体スイッチの総電力容量は、耐電圧をパワーMOSFETの2直列で持たせられれば、個々の逆導通型半導体スイッチの分担電圧は半分で良い。かつ、フリ ーホイーリング電流が2並列に流れることなどを考慮すれば、電流容量も半分で済む。従来のパルス電源装置に較べて、本発明に係るパルス電源装置では、電圧・電流容量を基本的には増加させずに対応させることができる。
Claims (6)
- 誘導性負荷に、高い繰り返しでバイポーラーパルス電流を供給するとともに、系の残留磁気エネルギーを回生して次周期の前記バイポーラーパルス電流の放電に用いるパルス電源装置であって、該パルス電源装置は、
4個の逆導通型半導体スイッチで構成されるブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された、初期充電されたエネルギー源コンデンサと、
各前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御回路と、を具備し、
前記制御回路は、前記ブリッジ回路を構成する4個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、前記ブリッジ回路の対角線上に位置する2個の前記逆導通型半導体スイッチを1組のペアとし、2組あるペアのうち、一方のペアを構成する2個の前記逆導通型半導体スイッチのうち、少なくとも1個の前記逆導通型半導体スイッチがオンのときは、他方のペアの2個の前記逆導通型半導体スイッチは両方ともオフになるように制御し、
かつ、前記制御手段は、前記エネルギー源コンデンサを放電して前記誘導性負荷に前記バイポーラーパルス電流を供給し、かつ、
前記制御手段は、前記エネルギー源コンデンサの電圧が負になって、フリーホイーリング状態の前記バイポーラーパルス電流を、前記エネルギー源コンデンサに回生させて前記エネルギー源コンデンサを充電させ、前記次周期のバイポーラーパルス電流の供給に使用し、
前記ブリッジ回路の交流端子間に前記誘導性負荷を接続することを特徴とするパルス電源装置。 - 前記制御手段は、前記エネルギー源コンデンサ放電して前記誘導性負荷に前記バイポーラーパルス電流を供給するときに、前記エネルギー源コンデンサに電圧が残っている時間内に、オンである前記逆導通型半導体スイッチをオフにして、前記バイポーラーパルス電流の上昇を停止させ、かつ、直前でオフにした前記逆導通型半導体スイッチを再びオンにして前記バイポーラーパルス電流を上昇させることを特徴とする請求項1に記載のパルス電源装置。
- 前記誘導性負荷と直列に低電圧大電流の電源を挿入し、前記初期充電されたエネルギー源コンデンサが放電中に失うエネルギーを補充して、前記次周期のバイポーラーパルス電流量を増減させることを特徴とする請求項1または2に記載のパルス電源装置。
- 前記各逆導通型半導体スイッチが、寄生ダイオードを内蔵したパワーMOSFET、逆導通型GTOサイリスタ、またはダイオードとIGBT等の半導体スイッチとの並列接続から成るユニットのいずれかである請求項1乃至3のいずれかに記載のパルス電源装置。
- 前記2組のペアの逆導通型半導体スイッチのうち、いずれか一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチを、ダイオードで置き換えたことを特徴とする請求項1乃至4のいずれかに記載のパルス電源装置。
- 請求項1乃至4のいずれかに記載のパルス電源装置を用い、
さらに、前記誘導性負荷が加速器用偏向電磁石を電流トランスを介したものであることを特徴とする前記加速器用偏向電磁石をパルス電流で励磁するための加速器用偏向電磁石の励磁用電源装置。
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