JP4359973B2 - Power circuit - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧（主として商用交流電圧である。）を受電して全波整流した電圧をスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路に係り、入力皮相電力に対する電源回路の有効電力の比である力率を改善することができ、突入電流防止回路を必要とせず、更に、入力交流電圧の振幅が所定の値より小さくなるにも安定な電圧を負荷に供給することができる電源回路に関する。
【０００２】
通信装置や情報処理装置など種々の電子装置は、当然のことながら、電源回路からエネルギー（電力）の供給を受けて初めてそれら電子装置本来の機能や性能を発揮することができる。通常は、電源回路はそれら電子装置に直流によって電力を供給する。
【０００３】
通信装置や情報処理装置などの電子装置の機能や性能を発揮する主機能回路がＷワットの電力を消費するものとし、電源回路の電力効率をη（％表示ではなく、実数表示である。従って、０＜η＜１である。）とすると、（１−η）Ｗ／ηの電力を電源回路が消費することになる。
【０００４】
一般に、電子装置内で電源回路に割り当てられる単位消費電力当たりの実装スペースと主機能回路に割り当てられる実装スペースを比較すると、電源回路に割り当てられる実装スペースの方が遙に小さい。
【０００５】
従って、電源回路の電力効率の改善が極めて重要となる。
【０００６】
ところで、電源回路は、入力電源種別によって分類すると、交流（多くは商用交流）を受電するもの（交流入力方式）と直流を受電するもの（直流入力方式）があり、上記電子装置の設置環境によって交流入力方式と直流入力方式が適宜選択される。
【０００７】
又、電圧変換・安定化の方式によって分類すると、シリーズ・レギュレータ方式とスイッチング・レギュレータ方式とがあり、電力効率の向上に期待が大きいことから、スイッチング・レギュレータ型を適用する電源回路が主流になっている。
【０００８】
本発明は、かかる背景の中にあって、交流入力方式で、スイッチング・レギュレータ方式を適用する電源回路を改良せんとするものである。
【０００９】
【従来の技術】
図６は、従来の交流入力でスイッチング・レギュレータ方式の電源回路で、負荷も含めて図示している。
【００１０】
図６において、１は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主流である。
【００１１】
２は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【００１２】
３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジ（以降では、これを「全波整流回路」と記載することがある。）を構成するダイオードである。
【００１３】
４ａは電力変換用トランスで、この場合、一次巻線４−１及び二次巻線４−２を備えている。
【００１４】
５は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【００１５】
６は電力変換用トランス４ａの二次巻線４−２に生じた交流を整流するダイオード、
７は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【００１６】
８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【００１７】
９は負荷である。
【００１８】
１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に保つために第一のスイッチング・トランジスタ５のオン、オフを制御する第一の制御回路である。
【００１９】
本発明の本質ではないので簡単なコメントに止めるが、第一の制御回路１０は、抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器の出力に応じた幅のパルスを出力して第一のスイッチング・トランジスタ５のオン、オフを制御している。即ち、パルス幅変調による出力電圧の制御（一般に、ＰＷＭ制御と呼ばれる。尚、ＰＷＭは「pulse Width Modulation」の略である。）を行なっている。
【００２０】
２１は上記ダイオード・ブリッジによる全波整流回路で全波整流した電圧を平滑する入力コンデンサである。
【００２１】
２２は、スイッチ２を投入する際に瞬間的に流れる電流、即ち、突入電流を抑圧する突入電流防止回路である。
【００２２】
そして、トランス４ａ、第一のスイッチング・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【００２３】
入力交流電圧は該ダイオード・ブリッジによる全波整流回路で全波整流され、入力コンデンサ２１によって平滑されて一旦直流に変換され、第一のスイッチング・トランジスタ５によって１００ｋＨｚ前後の周波数でスイッチングされて再度交流電圧に変換され、トランス４ａの二次側に生ずる交流電圧がダイオード６及びコンデンサ７によって整流、平滑されて再び直流に変換されて負荷９に供給される。
【００２４】
この時、第一のスイッチング・トランジスタ５がオンの時にはトランス４ａの一次巻線４−１には、巻き始めから巻き終り（一次巻線４−１の傍らに付した、トランスの巻線の巻き方向を示す・印がある方を巻き始めとし、・印がない方を巻き終りと定義する。）の方向に電流が流れ、一次巻線４−１の巻き始め側が高電圧になる。
【００２５】
トランス４ａの２つの巻線４−１、４−２の巻線の方向は図６の通りであるので、第一のスイッチング・トランジスタ５がオンの時には二次巻線４−２の巻き始め側が高電圧になる。従って、第一のスイッチング・トランジスタ５がオンの時にはダイオード６はオフになり、コンデンサ７はそれまでに充電された電荷を負荷側に放電する。
【００２６】
次に、第一のスイッチング・トランジスタ５がオフになっても、トランス４ａは一次巻線のリアクティブ作用によって一次巻線に同じ方向の電流を流し続けようとするので、一次巻線の巻き始め側が低電圧になり、二次巻線の巻き始め側も低電圧になる。従って、ダイオード６がオンになることができて、コンデンサ７を充電する。
【００２７】
上記の動作を繰り返して、ダイオード６とコンデンサ７はトランス４ａの二次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑して、負荷９に電圧を供給する。
【００２８】
そして、負荷９に供給される電圧を抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器によって検出し、検出した電圧を第一の制御回路１０に供給してＰＷＭ制御して、負荷に供給する電圧を安定化している。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
図７は、図６の構成の一次巻線側の各部の波形である。
【００３０】
図７（イ）は、入力交流電圧である。最近は、発電機が出力する交流の周波数及び位相を正確に制御しているので、入力交流電圧の波形は正確な正弦波であると見てよい。
【００３１】
図７（ロ）は、入力コンデンサ２１の端子電圧で、併せて、ダイオード３乃至３ｃよりなる全波整流回路を抵抗性の負荷で終端した時の該全波整流回路の出力も示している。
【００３２】
即ち、該全波整流回路を抵抗性の負荷で終端する時、入力交流電圧の正の半周期ではダイオード３、抵抗性の負荷、ダイオード３ｃを経由して電流が流れ、入力交流電圧の負の半周期ではダイオード３ｂ、抵抗性の負荷、ダイオード３ａを経由して電流が流れるので、図７（ロ）に破線で示すような全波整流電圧が生ずる。
【００３３】
実際には、その全波整流電圧を入力コンデンサ２１で平滑するので、入力コンデンサ２１の端子電圧は図７（ロ）の実線のようになる。
【００３４】
図７（ハ）は、入力コンデンサ２１を流れる電流である。
【００３５】
コンデンサ中を流れる電流ＩC は、当該コンデンサに蓄積されている電荷を時間で微分したものである。コンデンサに蓄積される電荷はコンデンサの容量値をＣとし、端子電圧をＶC とすれば、
ＩC ＝Ｃ（ｄＶC ／ｄｔ）
であるので、図７（ロ）に実線で示す如き電圧が入力コンデンサ２１に印加されると、図７（ハ）の如く、入力コンデンサ２１には全波整流波形のピーク近傍の時間に幅の狭いパルス状の電流が流れる。この電流のピークは、平均電流の３〜５倍にもなり、入力コンデンサの容量値が大きい程大きくなる。
【００３６】
さて、図６の構成の電源回路の力率ＰFは次のように定義される。
【００３７】
まず、主コンバータの電力効率をη0 とする時、負荷に供給される電力ＷL を電力効率η0 で除算した電力ＷE （＝ＷC ／η0 ）を図６の構成の電源回路の有効電力と定義する。
【００３８】
一方、入力交流電源の正弦波電圧の実効値と入力交流電源から供給される正弦波電流の実効値の積が図６の構成の電源回路の皮相電力Ｗｓである。
【００３９】
この時、力率ＰF は有効電力を皮相電力で除算した値であるから、図６の構成の電源回路の力率ＰF は、
ＰF ＝ＷE ／ＷS
で定義される。
【００４０】
上記の如く、入力コンデンサ２１に常時幅が狭いパルス状の電流が流れるので、皮相電力を増加させる原因となり、結局、電源回路の力率を低下させる原因になる。
【００４１】
力率が低下する分だけ電源回路の有効電力が低下する結果、負荷に供給できる電力が低下するので、それを入力側で補償するためには、交流入力電圧を高くする必要が生ずる。これは、交流入力方式の電源回路のトータルな電力効率の低下を意味する上、入力側の回路に適用すべき部品の耐圧を上昇させることにつながるので、電源回路に不利益をもたらす。
【００４２】
又、入力コンデンサ２１が全波整流回路に並列に接続されているために、電源回路が停止している状態でスイッチ２を投入すると、蓄積電荷がない状態の入力コンデンサ２１に全波整流された電圧が急に印加されることになるので、入力交流電圧の位相とスイッチ投入のタイミングとの関係によっては、入力コンデンサ２１を通って瞬間的な大電流、即ち、突入電流が流れることになる。通常、入力コンデンサの容量値は極めて大きいので、突入電流の振幅は極めて大きなものとなる。
【００４３】
これは、電源投入直後に入力コンデンサ２１やスイッチ２に過大なストレスを与える要因になり、電源回路自体の信頼性を低下させる主要な原因の１つになる。
【００４４】
従って、突入電流防止回路２２を挿入して、電源回路の入力電流が徐々に立ち上がるようにしている。
【００４５】
突入電流防止回路２２は、基本的には、電界効果トランジスタと、該電界効果トランジスタのゲートに接続される抵抗と、該電界効果トランジスタのゲートとソースの間に接続されるコンデンサとを備えており、該抵抗のゲートには接続されていない方の端子を図６のトランス４ａの一次巻線の巻き始め側に接続し、該電界効果トランジスタのドレインを入力コンデンサ２１とスイッチング・トランジスタ５の接続点に接続し、該電界効果トランジスタのソースをダイオード３ａ及びダイオード３ｃのアノードに接続して構成する。
【００４６】
これによって、電源投入後徐々に該電界効果トランジスタのゲート電圧が上昇してゆき、該電界効果トランジスタのスレショルド電圧を超えて初めて該電界効果トランジスタがオンする。
【００４７】
従って、電源投入後に入力コンデンサ２１の端子電圧が急激に変化しても、突入電流防止回路を構成する電界効果トランジスタがオフしている間は突入電流が入力コンデンサ２１を流れることができない。そして、該電界効果トランジスタのゲート電圧が徐々に上がるのにつれてチャネル抵抗が徐々に低下してゆくので、電源投入後の入力電流は徐々に上昇してゆく。
【００４８】
尚、電界効果トランジスタの代わりにバイポーラ・トランジスタを使用し、該バイポーラ・トランジスタのベースに接続される抵抗と、該バイポーラ・トランジスタのベースとエミッタの間に接続されるコンデンサとを備えており、該抵抗のベースには接続されていない方の端子を図６のトランス４ａの一次巻線の巻き始め側に接続し、該バイポーラ・トランジスタのコレクタを入力コンデンサ２１とスイッチング・トランジスタ５の接続点に接続し、該バイポーラ・トランジスタのエミッタをダイオード３ａ及びダイオード３ｃのアノードに接続して突入電流防止回路を構成してもよい。
【００４９】
上記の理由で、図６の構成では、突入電流を抑圧するために電界効果トランジスタ、抵抗及びコンデンサを実装しなければならない。ところで、一般にトランス４ａの一次側は高圧なので、突入電流防止回路に適用する電界効果トランジスタ、コンデンサ及び抵抗には高耐圧のものを適用する必要があり、図６の電源回路の外形を大きくする原因になる。
【００５０】
このように、図６の構成は、入力コンデンサ２１が全波整流回路に並列に接続されているために、幅の狭いパルス状の電流が流れて電源回路の力率を低下させる上に突入電流の原因になっている。かかる好ましくない事項の原因となっている入力コンデンサを除去したいが、入力コンデンサ２１を除去するだけでは、安定な電源回路を構成することができない。
【００５１】
図８は、図６の構成から入力コンデンサ２１を除去した構成である。
【００５２】
図８の構成は、図６の構成から入力コンデンサ２１を除去しただけの回路であるから、構成の説明は省略する。
【００５３】
図９は、図８の構成の一次巻線側の各部の波形である。
【００５４】
図９（イ）は、入力交流電圧である。最近は、発電機が出力する交流の周波数及び位相を正確に制御しているので、入力交流電圧の波形は正確な正弦波であると見てよい。
【００５５】
図９（ロ）は、全波整流回路の出力の包絡線である。入力交流電圧の正の半周期では図８のダイオード３、トランス４ａの一次巻線、ダイオード３ｃを経由して電流が流れ、入力交流電圧の負の半周期ではダイオード３ｂ、トランス４ａの一次巻線、ダイオード３ａを経由して電流が流れるので、ダイオード３ｂのカソードとダイオード３ｃのアノードの間の電圧は、入力交流電圧の正の半周期にも負の半周期にも同一の極性の電圧となり、全波整流波形になる。尚、上に「全波整流回路の出力の包絡線」と記載したのは、全波整流された電圧が第一のスイッチング・トランジスタ５によって１００ｋＨｚ前後の周波数でスイッチングされているので、実際の波形は正弦波をオン、オフした波形になっていることを表わしている。
【００５６】
図９（ハ）は、トランスの一次巻線の電流の包絡線である。トランス４ａの二次側の電圧は基本的には一定であるので、二次側の電圧より全波整流した電圧が低い場合にはトランス４ａの一次巻線４−１には電流が流れない。
【００５７】
又、全波整流した電圧の振幅が十分大きくて一次巻線４−１に電流が流れている間は、負荷に一定の電力を供給しているので、一次巻線に注入される電力も一定となる。つまり、一次巻線を流れる電流の包絡線の振幅は全波整流波形の正弦波の振幅に逆比例することになり、図９（ハ）のようになる。
【００５８】
即ち、図６の構成においては、全波整流回路に並列に接続されるコンデンサが除去されているので、図７（ハ）に示した幅が狭いパルス状の電流が流れることはない。
【００５９】
又、全波整流回路に並列に接続されるコンデンサが除去されているので、電源投入直後に突入電流が生ずることがない。
【００６０】
しかし、図８の構成では、入力交流電圧の振幅が小さい時に負荷に供給する電力が変動するという問題が生ずる。
【００６１】
図１０は、図８の構成が負荷に供給する電圧の変化を説明する図である。
【００６２】
図１０（イ）は、入力交流電圧で、一部に瞬断が発生することも想定して図示している。
【００６３】
図１０（ロ）は、図１０（イ）の入力交流電圧を全波整流した電圧の包絡線である。瞬断が発生している時間を除いては、図９（ロ）と同じ波形になる。トランス４ａの二次側の電圧は基本的には一定であるので、二次側の電圧より全波整流した電圧が低い場合にはトランス４ａの一次巻線４−１には電流が流れない。
【００６４】
このため、トランス４ａの二次巻線４−２側に対するエネルギーの供給が一時的に途絶え、図１０（ハ）の如く、瞬断時も含めて全波整流電圧が二次側の電圧より低い時間には、負荷に供給される電圧は低下する。
【００６５】
つまり、図６の構成から入力コンデンサ２１を除去しただけでは、負荷に一定の電力を供給することができない。
【００６６】
その上、負荷に供給される電圧が図１０（ハ）の如く変化すると、高周波雑音が重畳した直流電圧が負荷に供給されることになり、電力の供給を受ける電子装置の主機能回路において電源線から漏れ込む雑音によって、アナログ回路の部分では信号帯雑音比が低下する原因になり、デジタル回路の部分では符号誤りの原因になる。
【００６７】
本発明は、かかる問題に鑑み、交流電圧を受電して整流した電圧をスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路において、突入電流防止回路を必要とせず、入力皮相電力に対する電源回路の有効電力の比である力率を改善することができ、且つ、入力交流電圧の振幅が小さくなる時間にも安定な電圧を負荷に供給することができる電源回路を提供することを目的とする。
【００６８】
【課題を解決するための手段】
本発明の原理は、全波整流した電圧を入力コンデンサで平滑せずに直接スイッチングして交流電圧に変換し、電力変換用トランスの二次側に生ずる交流電圧を主コンバータによって整流、平滑すると共に、三次巻線に生ずる交流を整流、平滑し、入力交流電圧の振幅が小さい時間に低下する主コンバータからの電力供給を補う補助コンバータを備える技術である。
【００６９】
本発明の原理によれば、入力コンデンサを全波整流回路に並列に接続しないので、いかなる場合にも突入電流を避けることができ、高耐圧部品を必要とする突入電流防止回路を挿入する必要性がなくなるので、電源回路の小型化が可能になる。
【００７０】
又、該入力コンデンサを除去しているので、全波整流電圧の特定の位相で幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなり、電源回路の力率を改善することができ、ひいては、電源回路トータルの電力効率を改善することが可能になる。
【００７１】
更に、入力交流電圧の振幅が小さくなる時間には、主コンバータから負荷に供給される電圧が低下する分を補助コンバータから供給するので、電源回路の出力電圧を安定化することができると共に、電力の供給を受ける電子装置の主機能回路における性能の低下を防止することができる。
【００７２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第一の実施の形態である。
【００７３】
図１において、１は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。
【００７４】
２は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【００７５】
３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオードである。
【００７６】
４は電力変換用トランスで、この場合、一次巻線４−１、二次巻線４−２の他に三次巻線４−３を備えている。
【００７７】
５は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【００７８】
６は電力変換用トランス４の二次側巻線４−２に生じた交流を整流するダイオード、
７は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【００７９】
８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【００８０】
９は負荷である。
【００８１】
１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に保つために第一のスイッチング・トランジスタ５のオン、オフを制御する第一の制御回路で、ＰＷＭ制御による出力電圧の制御を行なっている。
【００８２】
そして、トランス４、第一のスイッチング・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【００８３】
更に、図１に示す本発明の第一の実施の形態においては、以下の構成要素によってなる回路が付加される。
【００８４】
即ち、１１は三次巻線４−３に生ずる交流電圧を整流するダイオードである。
【００８５】
１２はダイオード１１によって整流された電圧を平滑するコンデンサである。
【００８６】
そして、トランス４の一次巻線４−１、三次巻線４−３、ダイオード１１及びコンデンサ１２はフライ・バック回路を構成している。
【００８７】
尚、第一のスイッチング・トランジスタ５のスイッチングに伴ってトランス４の三次巻線に生ずる電圧と、ダイオード１１及びコンデンサ１２による該三次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図６の構成の動作の説明において記載しているので、省略する。
【００８８】
１３は該フライ・バック回路が整流、平滑した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッチング・トランジスタである。
【００８９】
１４は第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンしている時に磁気エネルギーを蓄積するコイルである。
【００９０】
１５は第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンしている時に負荷側からコイル１４に電流が逆流するのを阻止し、第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフしている時にコイル１４に蓄積された磁気エネルギーを負荷側に供給可能にするダイオードである。
【００９１】
１６及び１６ａは負荷に供給されている電圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。
【００９２】
１７は負荷に供給される電圧を平滑するコンデンサである。
【００９３】
１８は三次巻線の端子電圧を監視して、、即ち、全波整流された電圧を監視する電圧監視回路、
１９は電圧監視回路１８の出力を反転入力端子に受け、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の値以下の時に論理レベル「１」を出力し、所定以上の電圧である時に論理レベル「０」を出力するコンパレータ、
２０はコンパレータ１９の出力によって動作可能又は動作不可能に制御され、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧器の出力によってＰＷＭ制御をする第二の制御回路である。
【００９４】
そして、第二のスイッチング・トランジスタ１３、コイル１４、ダイオード１５、コンデンサ１７、抵抗１６及び抵抗１６ａ、第二の制御回路２０によってバック・ブースト方式の補助コンバータを構成する。
【００９５】
図１の構成の、電力変換用トランス４の一次側の動作については図８の構成と全く同じなので重複する説明は省略し、ここでは、図１の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路を中心に、全波整流した電圧が所定の値より低下した時にも負荷に一定な電力を供給できることについて説明する。
【００９６】
図２は、図１の構成が負荷に一定電力を供給できることを説明する図である。
【００９７】
図２（イ）は、入力交流電圧で、一部に瞬断が発生することも想定して図示している。
【００９８】
図２（ロ）は、図２（イ）の入力交流電圧を全波整流した電圧で、この波形は図１０（ロ）と全く同じである。トランス４の二次側の電圧は基本的には一定であるので、三次巻線側のフライ・バック回路とバック・ブースト方式の補助コンバータがない場合には、二次側の電圧より全波整流した電圧が低い場合にはトランス４の一次巻線４−１には電流が流れない。
【００９９】
このため、三次巻線側のフライ・バック回路とバック・ブースト方式の補助コンバータがない場合には、トランス４の二次巻線４−２側に対するエネルギーの供給が一時的に途絶え、図２（ハ）の如く、全波整流電圧が二次側の電圧より低い時間には、負荷に供給される電圧が変化（低下）する。
【０１００】
図２（ニ）は、コンパレータの出力である。コンパレータ１９は、電圧監視回路１８の出力を反転入力端子に受け、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧器の出力を非反転入力端子に受けて、全波整流した電圧が所定の電圧より低いか否かを判定して、所定の電圧より低い場合に論理レベル「１」を出力して、第二の制御回路２０に供給する。
【０１０１】
一方、第二の制御回路２０は、抵抗１６及び抵抗１６ａよりなる分圧器の出力を受けて、スイッチング・トランジスタをオン、オフするＰＷＭパルスを生成している。
【０１０２】
そこへ、コンパレータ１９から論理レベル「１」が供給されると、第二の制御回路２０は生成しているＰＷＭパルスを出力してスイッチング・トランジスタ１３のベースに供給して、スイッチング・トランジスタ１３のオン、オフを制御する。尚、コンパレータ１９から論理レベル「０」が供給されると、第二の制御回路は生成しているＰＷＭパルスを出力することができない。
【０１０３】
第二の制御回路２０が出力するＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンすると、コンデンサ１２に蓄積された電荷を源とする電流がコイル１４に流れる。これによって、コイル１４に磁気エネルギーの形でエネルギーが蓄積される。尚、この時には、コイル１４の端子電圧はスイッチング・トランジスタのエミッタ側で高電圧になるので、ダイオード１５によってブロックされて、負荷側には電流が流れることはできない。
【０１０４】
この状態で、第二の制御回路２０が出力するＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフすると、コイル１４はリアクティブ作用によって同じ方向に電流を流し続けようとするので、コイル１４の端子電圧は第二のスイッチング・トランジスタ１３のエミッタ側が低電圧になり、コイル１４、負荷９、ダイオード１５を経由して電流が流れて負荷に電圧が供給される。
【０１０５】
即ち、三次巻線側のフライ・バック回路と補助コンバータからは、二次巻線側のフライ・バック回路から供給される電圧が低下する時に負荷に電圧が供給される。
【０１０６】
そして、第一の制御回路１０は抵抗８及び抵抗８ａよりなる分圧器の出力を受けてＰＷＭ制御しており、第二の制御回路２０は抵抗１６及び抵抗１６ａよりなる分圧器の出力を受けてＰＷＭ制御しているので、三次巻線側のフライ・バック回路と補助コンバータがある図１の構成の場合には負荷に供給される電圧は一定に制御される。
【０１０７】
従って、図１の構成は、一次側に入力コンデンサを接続していないために、幅の狭いパルス状の電流が流れず、電源回路の力率を改善することができ、又、一次側に入力コンデンサを接続していないために、突入電流を防止することができ、且つ、入力交流電圧が所定値より低下する時間にも負荷に一定の電圧を供給することができる。そして、一定の電圧を供給するということは高周波雑音を抑圧していることであるので、電力の供給を受ける電子装置の主機能回路の性能の低下を防止することにもつながる。
【０１０８】
尚、図１の構成では、コンデンサ１７と抵抗１６及び１６ａよりなる分圧器を補助コンバータに設けるものとして示しているが、抵抗１６及び１６ａよりなる分圧器は抵抗８及び８ａよりなる分圧器と並列に接続されており、コンデンサ１７はコンデンサ７と並列に接続されているので、抵抗１６及び１６ａとコンデンサ１７を省くことができる。そして、抵抗１６及び１６ａよにる分圧器を省く場合には、コンパレータ１９及び第二の制御回路２０に与える電圧は抵抗８及び８ａよりなる分圧器からとればよい。そして、このことは以降に説明する他の発明の実施の形態においても同様である。
【０１０９】
図３は、本発明の第二の実施の形態である。
【０１１０】
図３において、１は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。
【０１１１】
２は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【０１１２】
３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオードである。
【０１１３】
４は電力変換用トランスで、この場合、一次側巻線４−１、二次側巻線４−２の他に三次巻線４−３を備えている。
【０１１４】
５は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【０１１５】
６は電力変換用トランス４の二次側巻線４−２に生じた交流を整流するダイオード、
７は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【０１１６】
８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【０１１７】
９は負荷である。
【０１１８】
１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に保つために第一のスイッチング・トランジスタ５のオン、オフを制御する第一の制御回路で、ＰＷＭ制御による出力電圧の制御を行なっている。
【０１１９】
そして、トランス４、第一のスイッチング・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【０１２０】
更に、図３に示す本発明の第二の実施の形態においては、以下の構成要素によって構成される回路が付加される。
【０１２１】
即ち、１１は三次巻線４−３に生ずる交流電圧を整流するダイオードである。
【０１２２】
１２はダイオード１１によって整流された電圧を平滑するコンデンサである。
【０１２３】
そして、トランス４の一次巻線４−１、三次巻線４−３、ダイオード１１及びコンデンサ１２はフライ・バック回路を構成している。
【０１２４】
尚、第一のスイッチング・トランジスタ５のスイッチングに伴ってトランス４の三次巻線に生ずる電圧と、ダイオード１１及びコンデンサ１２による該三次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図６の構成の動作の説明において記載しているので、省略する。
【０１２５】
１３は該フライ・バック回路が整流、平滑した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッチング・トランジスタである。
【０１２６】
１４は第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンしている時に直接負荷側に電流を供給すると共に磁気エネルギーを蓄積し、第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフしている時には蓄積した磁気エネルギーを放出して負荷側に電流を供給するコイルである。
【０１２７】
１５は第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンしている時にオフとなって第二のスイッチング・トランジス１３とコイル１４を経由して負荷側に電流の供給を可能にし、第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフしている時にはコイル１４に蓄積した磁気エネルギーを放出して負荷側に電流を供給可能にするダイオードである。
【０１２８】
１６及び１６ａは負荷に供給されている電圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。
【０１２９】
１７は負荷に供給される電圧を平滑するコンデンサである。
【０１３０】
１８は三次巻線の端子電圧を監視して、全波整流した電圧が所定の電圧以下であることを監視する電圧監視回路、
１９は電圧監視回路１８の出力を反転入力端子に受け、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の電圧以下の時に論理レベル「１」を出力し、所定以上の電圧である時に論理レベル「０」を出力するコンパレータ、
２０はコンパレータ１９の出力によって動作可能又は動作不可能に制御され、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧器の出力によってＰＷＭ制御をする第二の制御回路である。
【０１３１】
そして、第二のスイッチング・トランジスタ１３、コイル１４、ダイオード１５、コンデンサ１７、抵抗１６及び抵抗１６ａ、第二の制御回路２０によってバック方式の補助コンバータを構成する。
【０１３２】
図１の構成の、電力変換用トランス４の一次側の動作については図３の構成と全く同じなので重複する説明は省略する。一方、図１の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作と図３の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作は類似しているものの、本発明の重要なポイントであるので、負荷に一定の電圧が供給できることについて簡単に説明する。
【０１３３】
もし、三次巻線側のフライ・バック回路とバック方式の補助コンバータがない場合には、負荷に供給される電圧は一定にはならない。
【０１３４】
ここで、三次巻線側にフライ・バック回路を設けているので、ダイオード１１とコンデンサ１２は三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。
【０１３５】
そして、第二の制御回路が出力するＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンの時には、コンデンサ１２に蓄積された電荷がスイッチング・トランジスタ１３、コイル１４を経由して放電され、負荷に電流が供給される。
【０１３６】
一方、第二の制御回路が出力するＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフの時には、コイル１４はリアクティブ作用によって同じ方向に電流を流し続けようとするので、コイル１４と第二のスイッチング・トランジスタ１３のエミッタの接続点側の電位が低電位になり、コイル１４に蓄積された磁気エネルギーがコイル１４、負荷９、ダイオード１５を経由して放出され、負荷に電流が供給される。
【０１３７】
そして、上記動作は、全波整流した波形の振幅が小さい時に第二のスイッチング・トランジスタ１３のベースに第二の制御回路２０の出力をして行なわれ、しかも、第一の制御回路１０と第二の制御回路２０が負荷に供給される電圧を一定に保つように制御している。
【０１３８】
これによって、図６における入力コンデンサ２１を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時に負荷に供給される電圧が低下することがなくなり、重畳される高周波雑音も小さくなる。
【０１３９】
その上、図６の構成のように、幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の力率を改善することができ、突入電流が流れることもなくなる。
【０１４０】
図４は、本発明の第三の実施の形態である。
【０１４１】
図４において、１は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。
【０１４２】
２は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【０１４３】
３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオードである。
【０１４４】
４は電力変換用トランスで、この場合、一次側巻線４−１、二次側巻線４−２の他に三次巻線４−３を備えている。
【０１４５】
５は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【０１４６】
６は電力変換用トランス４の二次側巻線４−２に生じた交流を整流するダイオード、
７は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【０１４７】
８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【０１４８】
９は負荷である。
【０１４９】
１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に保つためにスイッチング・トランジスタ５のオン、オフを制御する第一の制御回路で、ＰＷＭ制御による出力電圧の制御を行なっている。
【０１５０】
そして、トランス４、第一のスイッチング・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【０１５１】
更に、図３に示す本発明の第二の実施の形態においては、以下の構成要素によってなる回路が付加される。
【０１５２】
即ち、１１は三次巻線４−３に生ずる交流電圧を整流するダイオードである。
【０１５３】
１２はダイオード１１によって整流された電圧を平滑するコンデンサである。
【０１５４】
そして、トランス４の一次巻線４−１、三次巻線４−３、ダイオード１１及びコンデンサ１２はフライ・バック回路を構成している。
【０１５５】
尚、第一のスイッチング・トランジスタ５のスイッチングに伴ってトランス４の三次巻線に生ずる電圧と、ダイオード１１及びコンデンサ１２による該三次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図６の構成の動作の説明において記載しているので、省略する。
【０１５６】
１３はオンの時に該フライ・バック回路が整流、平滑した電圧を源とする電流を流して後述するコイル１４に磁気エネルギーを蓄積させ、オフの時にコイル１４に蓄積した磁気エネルギーをダイオード１５を経由して放出して負荷に電流供給を可能にする第二のスイッチング・トランジスタである。
【０１５７】
１４は第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンしている時にコンデンサ１２が放出する電気エネルギーを磁気エネルギーに変換して蓄積し、第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフしている時に蓄積した磁気エネルギーを放出して負荷側に電流を供給するコイルである。
【０１５８】
１５は第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンしている時にオフとなって負荷側からコイル１４への逆流を阻止し、第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフの時にコイル１４に蓄積された磁気エネルギーを放出して負荷に電流を供給するダイオードである。
【０１５９】
１６及び１６ａは負荷に供給されている電圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。
【０１６０】
１７は負荷に供給される電圧を平滑するコンデンサである。
【０１６１】
１８は三次巻線の端子電圧を監視して、全波整流した電圧が所定の電圧以下であることを監視する電圧監視回路、
１９は電圧監視回路１８の出力を反転入力端子に受け、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の電圧以下の時に論理レベル「１」を出力し、所定以上の電圧の時に論理レベル「０」を出力するコンパレータ、
２０はコンパレータ１９の出力によって動作可能又は動作不可能に制御され、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧器の出力によってＰＷＭ制御をする第二の制御回路である。
【０１６２】
そして、第二のスイッチング・トランジスタ１３、コイル１４、ダイオード１５、コンデンサ１７、抵抗１６及び抵抗１６ａ、第二の制御回路２０によってバック方式の補助コンバータを構成する。
【０１６３】
図１の構成の、電力変換用トランス４の一次側の動作については図８の構成と全く同じなので重複する説明は省略する。一方、図１及び図３の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作は類似しているものの、本発明の重要なポイントであるので、負荷に一定の電圧が供給されることについて簡単に説明する。
【０１６４】
もし、三次巻線側のフライ・バック回路とブースト方式の補助コンバータがない場合には、負荷に供給される電圧は一定にはならない。
【０１６５】
ここで、三次巻線側にフライ・バック回路を設けているので、ダイオード１１とコンデンサ１２は三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。
【０１６６】
そして、第二の制御回路が出力するＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンの時には、コンデンサ１２に蓄積された電荷がコイル１４、第二のスイッチング・トランジスを経由して放電され、コイル１４に磁気エネルギーの形で蓄積する。
【０１６７】
一方、第二の制御回路が出力するＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフの時には、コイル１４はリアクティブ作用によって電流を流し続けようとするので、コイル１４と第二のスイッチング・トランジスタ１３のコレクタの接続点側の電位が高電位になり、コイル１４に蓄積された磁気エネルギーがダイオード１５を経由して放出され、負荷に電流が供給される。
【０１６８】
そして、上記動作は、全波整流した波形の振幅が小さい時に第二のスイッチング・トランジスタ１３のベースに第二の制御回路２０の出力を供給して行なわれ、しかも、第一の制御回路１０も負荷に供給される電圧を一定に保つように制御している。
【０１６９】
これによって、図６における入力コンデンサ２１を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時に負荷に供給される電圧が低下することがなくなる。この結果、負荷に供給される直流電圧に重畳される高周波雑音も軽減され、電力の供給を受ける電子装置の主機能回路の性能低下を防止できる。
【０１７０】
その上、図６の構成のように、幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の力率を改善することができ、突入電流が流れることもなくなる。
【０１７１】
ところで、上においては、三次巻線側に設けられたフライ・バック回路で整流、平滑してコンデンサに蓄積した電荷を源として流す電流によって磁気エネルギーをコイルに蓄積する例を以て発明の実施の形態を説明してきた。
【０１７２】
しかし、磁気エネルギーを蓄積し、負荷側に放出する素子はコイルには限定されない。
【０１７３】
図５は、本発明の第一の実施の形態の変形である。
【０１７４】
図５は、図１の構成の変形ではあるが、先に説明したように省略しうる素子を省略しているために若干回路形が異なるので、重複を顧みずに構成の説明をする。
【０１７５】
図５において、１は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。
【０１７６】
２は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【０１７７】
３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオードである。
【０１７８】
４は電力変換用トランスで、この場合、一次巻線４−１、二次巻線４−２の他に三次巻線４−３を備えている。
【０１７９】
５は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【０１８０】
６は電力変換用トランス４の二次側巻線４−２に生じた交流を整流するダイオード、
７は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【０１８１】
８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【０１８２】
９は負荷である。
【０１８３】
１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に保つために第一のスイッチング・トランジスタ５のオン、オフを制御する第一の制御回路で、ＰＷＭ制御による出力電圧の制御を行なっている。
【０１８４】
そして、トランス４、第一のスイッチング・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【０１８５】
更に、図５に示す本発明の第一の実施の形態の変形においては、以下の構成要素によってなる回路が付加される。
【０１８６】
即ち、１１は三次巻線４−３に生ずる交流電圧を整流するダイオードである。
【０１８７】
１２はダイオード１１によって整流された電圧を平滑するコンデンサである。
【０１８８】
そして、トランス４の一次巻線４−１、三次巻線４−３、ダイオード１１及びコンデンサ１２はフライ・バック回路を構成している。
【０１８９】
尚、第一のスイッチング・トランジスタ５のスイッチングに伴ってトランス４の三次巻線に生ずる電圧と、ダイオード１１及びコンデンサ１２による該三次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図６の構成の動作の説明において記載しているので、省略する。
【０１９０】
１３は該フライ・バック回路が整流、平滑した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッチング・トランジスタである。
【０１９１】
２３は第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンしている時に磁気エネルギーを蓄積するトランスで、一次巻線２３−１と二次巻線２３−２を有している。 １５は第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンしている時に負荷側からトランス２３の二次巻線に電流が逆流するのを阻止し、第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフしている時にトランス２３に蓄積された磁気エネルギーを負荷側に供給可能にするダイオードである。
【０１９２】
１８は三次巻線の端子電圧を監視して、、即ち、全波整流された電圧を監視する電圧監視回路、
１９は電圧監視回路１８の出力を反転入力端子に受け、抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の値以下の時に論理レベル「１」を出力し、所定以上の電圧である時に論理レベル「０」を出力するコンパレータ、
２０はコンパレータ１９の出力によって動作可能又は動作不可能に制御され、抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器の出力によってＰＷＭ制御をする第二の制御回路である。
【０１９３】
そして、第二のスイッチング・トランジスタ１３、トランス２３、ダイオード１５、コンデンサ７、抵抗８及び抵抗８ａ、第二の制御回路２０によってバック・ブースト方式の補助コンバータを構成する。
【０１９４】
図５の構成の、電力変換用トランス４の一次側の動作については図３の構成と全く同じなので重複する説明は省略する。一方、図１の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作と図５の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作は酷似しているものの、図１の構成を図５の如く変形しても同じ動作を実現できることの説明は重要であるので、図５の構成によっても負荷に一定の電圧が供給できることについて簡単に説明する。
【０１９５】
もし、三次巻線側のフライ・バック回路とバック・ブースト方式の補助コンバータがない場合には、負荷に供給される電圧は一定にはならない。
【０１９６】
ここで、三次巻線側にフライ・バック回路を設けているので、ダイオード１１とコンデンサ１２は三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。
【０１９７】
そして、第二の制御回路が出力するＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオンの時には、コンデンサ１２に蓄積された電荷が第二のスイッチング・トランジスタ１３、トランス２３の一次巻線を経由して放電される。
【０１９８】
しかし、この時にはトランス２３の二次巻線の巻き始め側が高電圧になっているので、ダイオード１５にブロックされて負荷側に電流は供給されない。
【０１９９】
一方、第二の制御回路が出力するＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオフの時には、トランス２３の一次巻線２３−１は誘導性のリアクティブ作用によって同じ方向に電流を流し続けようとするので、トランス２３の一次巻線２３−１の巻き始め側が低電圧になり、従って、トランス２３の二次巻線２３−２の巻き始め側も低電圧になり、トランス２３に蓄積された磁気エネルギーがトランス２３の二次巻線２３−２、ダイオード１５を経由して放出され、負荷９に電流が供給される。
【０２００】
つまり、図１の構成において、補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積して放出する素子はコイルに限定されず、トランスでもよく、誘導性のリアクティブ素子でよいということになる。
【０２０１】
そして、上記動作は、全波整流した波形の振幅が小さい時に第二の制御回路２０が出力するＰＷＭパルスを第二のスイッチング・トランジスタ１３のベースに供給して行なわれ、しかも、第一の制御回路１０と第二の制御回路２０が負荷に供給される電圧を一定に保つように制御している。
【０２０２】
これによって、図６における入力コンデンサ２１を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時に負荷に供給される電圧が低下することがなくなり、重畳される高周波雑音も小さくなる。
【０２０３】
その上、図６の構成のように、幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の力率を改善することができ、突入電流が流れることもなくなる。
【０２０４】
ここでは、図１の構成に対して、補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積する素子をトランスにする変形を説明したが、図３及び図４の構成において補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積する素子をトランスにする変形も可能である。しかし、これについては説明の重複を避けるために記載を省略する。
【０２０５】
そして、補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積して放出する素子としてトランスを適用すると、該トランスの巻き数比によって該補助コンバータの出力電圧を柔軟に決めることができる。このことは、電源回路の出力電圧を柔軟に決めることができることも意味し、トランスを適用する利点となる。
【０２０６】
さて、上記説明においては一貫して、第一のスイッチング・トランジスタ及び第二のスイッチング・トランジスタがバイポーラ・トランジスタである場合について説明してきたが、両者が電界効果トランジスタであってもよく、又、一方がバイポーラ・トランジスタでもう一方が電界効果トランジスタであってもよい。
【０２０７】
そして、電界効果トランジスタを適用する場合には、ゲートをバイポーラ・トランジスタのベースに対応させ、ドレインをバイポーラ・トランジスタのコレクタに対応させ、ソースをバイポーラ・トランジスタのエミッタに対応させて、配線設計をすればよい。尚、電界効果トランジスタは、耐圧はバイポーラ・トランジスタより優れており、オンの時の損失についてはバイポーラ・トランジスタに匹敵するようになっているので、最近は電界効果トランジスタを適用するケースが増えている。
【０２０８】
【発明の効果】
以上詳述した如く、本発明によれば、商用交流電圧を受電して全波整流した電圧を第一のスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路において、入力コンデンサを全波整流回路に並列に接続しないので、突入電流を避けることができ、突入電流防止回路を挿入する必要性がなくなるために電源回路の小型化が可能になる。
【０２０９】
又、該入力コンデンサを除去しているので、全波整流電圧の特定の位相で幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなり、電源回路の力率を改善することができる。
【０２１０】
更に、入力交流電圧の振幅が小さくなる時間と瞬断が生じている時に主コンバータから負荷に供給される電圧が低下する分を補助コンバータから供給することができるので、負荷に供給される電圧を一定に保つことができる。これは、電源回路の出力雑音の低下をも意味する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第一の実施の形態。
【図２】 負荷に一定電圧を供給できることを説明する図。
【図３】 本発明の第二の実施の形態。
【図４】 本発明の第三の実施の形態。
【図５】 本発明の第一の実施の形態の変形。
【図６】 従来の交流入力でスイッチング・レギュレータ方式の電源回路。
【図７】 図６の構成の一次巻線側の各部の波形。
【図８】 図６の構成から入力コンデンサを除去した構成。
【図９】 図８の構成の一次巻線側の各部の波形。
【図１０】 図８の構成が負荷に供給する電圧の変化を説明する図。
【符号の説明】
１ 入力交流電圧源
２ スイッチ
３ ダイオード
３ａ ダイオード
３ｂ ダイオード
３ｃ ダイオード
４ トランス
４−１ 一次巻線
４−２ 二次巻線
４−３ 三次巻線
５ 第一のスイッチング・トランジスタ
６ ダイオード
７ コンデンサ
８ 抵抗
８ａ 抵抗
９ 負荷
１０ 第一の制御回路
１１ ダイオード
１２ コンデンサ
１３ 第二のスイッチング・トランジスタ
１４ コイル
１５ ダイオード
１６ 抵抗
１６ａ 抵抗
１７ コンデンサ
１８ 電圧監視回路
１９ コンパレータ
２０ 第二の制御回路
２１ 入力コンデンサ
２２ 突入電流防止回路
２３ トランス
２３−１ 一次巻線
２３−２ 二次巻線[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
In the present invention, AC voltage (mainly commercial AC voltage) received and full-wave rectified is converted into AC by a switching transistor, and AC voltage generated on the secondary side of the power conversion transformer is converted by the main converter. It relates to a power supply circuit that supplies a rectified and smoothed DC voltage to a load, can improve the power factor, which is the ratio of the active power of the power supply circuit to the input apparent power, and does not require an inrush current prevention circuit. The present invention relates to a power supply circuit that can supply a stable voltage to a load even when the amplitude of the AC voltage is smaller than a predetermined value.
[0002]
Naturally, various electronic devices such as communication devices and information processing devices can exhibit their original functions and performances only after receiving energy (electric power) from a power supply circuit. Usually, the power supply circuit supplies power to these electronic devices by direct current.
[0003]
It is assumed that a main functional circuit that exhibits the functions and performance of an electronic device such as a communication device or an information processing device consumes W watts of power, and the power efficiency of the power supply circuit is not a η (% display but a real number display. , 0 <η <1), the power supply circuit consumes power of (1−η) W / η.
[0004]
In general, when the mounting space per unit power consumption allocated to the power supply circuit in the electronic device is compared with the mounting space allocated to the main function circuit, the mounting space allocated to the power supply circuit is much smaller.
[0005]
Therefore, improvement of the power efficiency of the power supply circuit is extremely important.
[0006]
By the way, power supply circuits can be classified according to the type of input power supply, one receiving AC (mostly commercial AC) (AC input method) and one receiving DC (DC input method), depending on the installation environment of the electronic device. An AC input method and a DC input method are appropriately selected.
[0007]
In addition, there are two types of regulators, switching regulators and switching regulators, depending on the voltage conversion / stabilization method. Since there is a great expectation for improving power efficiency, power supply circuits that use switching regulators have become mainstream. ing.
[0008]
In this background, the present invention is to improve a power supply circuit to which an AC input method and a switching regulator method are applied.
[0009]
[Prior art]
FIG. 6 shows a conventional AC input switching regulator type power supply circuit including a load.
[0010]
In FIG. 6, reference numeral 1 denotes an input AC voltage source, which is not necessarily limited, but a commercial AC voltage source is mainstream.
[0011]
Reference numeral 2 denotes a switch for starting and stopping the power supply.
[0012]
Reference numerals 3, 3a, 3b, and 3c denote diodes that constitute a diode bridge that performs full-wave rectification of an input AC voltage (hereinafter, this may be referred to as a “full-wave rectification circuit”).
[0013]
4a is a transformer for power conversion, and in this case, includes a primary winding 4-1 and a secondary winding 4-2.
[0014]
Reference numeral 5 denotes a first switching transistor that switches the full-wave rectified voltage to an alternating current.
[0015]
6 is a diode that rectifies the alternating current generated in the secondary winding 4-2 of the power conversion transformer 4a;
A capacitor 7 smoothes the rectified waveform.
[0016]
8 and 8a are resistors and constitute a voltage divider for detecting the output voltage.
[0017]
9 is a load.
[0018]
A first control circuit 10 receives the output of the voltage divider composed of the resistor 8 and the resistor 8a and controls on / off of the first switching transistor 5 in order to keep the voltage supplied to the load 9 constant. is there.
[0019]
Since it is not the essence of the present invention, the first control circuit 10 outputs a pulse having a width corresponding to the output of the voltage divider composed of the resistor 8 and the resistor 8a to output the first switching transistor 5. Controls on / off. That is, control of the output voltage by pulse width modulation (generally called PWM control. PWM is an abbreviation of “pulse Width Modulation”).
[0020]
Reference numeral 21 denotes an input capacitor for smoothing the voltage that has been full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit using the diode bridge.
[0021]
An inrush current prevention circuit 22 suppresses a current that flows instantaneously when the switch 2 is turned on, that is, an inrush current.
[0022]
The transformer 4a, the first switching transistor 5, the diode 6, the capacitor 7, the resistor 8, the resistor 8a, and the first control circuit 10 constitute a flyback type main converter.
[0023]
The input AC voltage is full-wave rectified by a full-wave rectifier circuit using the diode bridge, smoothed by the input capacitor 21, temporarily converted to DC, and switched by the first switching transistor 5 at a frequency of about 100 kHz and then AC again. The alternating voltage generated on the secondary side of the transformer 4 a is rectified and smoothed by the diode 6 and the capacitor 7, converted into direct current again, and supplied to the load 9.
[0024]
At this time, when the first switching transistor 5 is on, the primary winding 4-1 of the transformer 4a is wound from the beginning to the end of winding (the winding of the transformer winding attached to the side of the primary winding 4-1). (The direction with the mark indicating the direction is defined as the start of winding, and the direction without the mark is defined as the end of winding.) Current flows in the direction of the winding, and the winding start side of the primary winding 4-1 becomes a high voltage.
[0025]
Since the directions of the two windings 4-1 and 4-2 of the transformer 4a are as shown in FIG. 6, when the first switching transistor 5 is on, the winding start side of the secondary winding 4-2 is High voltage. Accordingly, when the first switching transistor 5 is on, the diode 6 is turned off, and the capacitor 7 discharges the charge charged so far to the load side.
[0026]
Next, even if the first switching transistor 5 is turned off, the transformer 4a tries to keep the current flowing in the same direction through the primary winding due to the reactive action of the primary winding. The side becomes low voltage, and the winding start side of the secondary winding also becomes low voltage. Therefore, the diode 6 can be turned on and the capacitor 7 is charged.
[0027]
By repeating the above operation, the diode 6 and the capacitor 7 rectify and smooth the AC voltage generated in the secondary winding of the transformer 4 a and supply the voltage to the load 9.
[0028]
Then, the voltage supplied to the load 9 is detected by a voltage divider made up of the resistor 8 and the resistor 8a, and the detected voltage is supplied to the first control circuit 10 to perform PWM control to stabilize the voltage supplied to the load. ing.
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 7 is a waveform of each part on the primary winding side of the configuration of FIG.
[0030]
FIG. 7A shows the input AC voltage. Recently, since the frequency and phase of the alternating current output by the generator is accurately controlled, the waveform of the input alternating voltage can be regarded as an accurate sine wave.
[0031]
FIG. 7 (b) also shows the output of the full-wave rectifier circuit when the full-wave rectifier circuit composed of the diodes 3 to 3c is terminated with a resistive load, together with the terminal voltage of the input capacitor 21.
[0032]
That is, when the full-wave rectifier circuit is terminated with a resistive load, current flows through the diode 3, the resistive load, and the diode 3c in the positive half cycle of the input AC voltage, and the negative of the input AC voltage Since a current flows through the diode 3b, the resistive load, and the diode 3a in the half cycle, a full-wave rectified voltage as shown by a broken line in FIG.
[0033]
Actually, since the full-wave rectified voltage is smoothed by the input capacitor 21, the terminal voltage of the input capacitor 21 is as shown by a solid line in FIG.
[0034]
FIG. 7C shows the current flowing through the input capacitor 21.
[0035]
Current I flowing in the capacitorCIs obtained by differentiating the electric charge accumulated in the capacitor with respect to time. The electric charge accumulated in the capacitor is C, and the terminal voltage is V.Cgiven that,
IC= C (dVC/ Dt)
Therefore, when a voltage as shown by a solid line in FIG. 7B is applied to the input capacitor 21, the input capacitor 21 has a width in the time near the peak of the full-wave rectified waveform as shown in FIG. A narrow pulse current flows. The peak of this current is 3 to 5 times the average current, and increases as the capacitance value of the input capacitor increases.
[0036]
Now, the power factor P of the power supply circuit having the configuration shown in FIG.FIs defined as:
[0037]
First, the power efficiency of the main converter is0Power W supplied to the loadLThe power efficiency η0Power W divided byE(= WC/ Η0) Is defined as the active power of the power supply circuit having the configuration shown in FIG.
[0038]
On the other hand, the product of the effective value of the sine wave voltage of the input AC power supply and the effective value of the sine wave current supplied from the input AC power supply is the apparent power Ws of the power supply circuit having the configuration shown in FIG.
[0039]
At this time, power factor PFIs the value obtained by dividing the active power by the apparent power, so the power factor P of the power supply circuit having the configuration of FIG.FIs
PF= WE/ WS
Defined by
[0040]
As described above, since a pulse-like current always flows through the input capacitor 21, it causes the apparent power to increase, and eventually causes the power factor of the power supply circuit to decrease.
[0041]
As the effective power of the power supply circuit decreases as the power factor decreases, the power that can be supplied to the load decreases. To compensate for this on the input side, it is necessary to increase the AC input voltage. This means a reduction in the total power efficiency of the AC input type power supply circuit and leads to an increase in the withstand voltage of the parts to be applied to the input side circuit, resulting in a disadvantage in the power supply circuit.
[0042]
In addition, since the input capacitor 21 is connected in parallel to the full-wave rectifier circuit, if the switch 2 is turned on while the power supply circuit is stopped, the input capacitor 21 is full-wave rectified to a state where there is no accumulated charge. Since a voltage is suddenly applied, an instantaneous large current, that is, an inrush current flows through the input capacitor 21 depending on the relationship between the phase of the input AC voltage and the switch-on timing. Usually, since the capacitance value of the input capacitor is extremely large, the amplitude of the inrush current is extremely large.
[0043]
This becomes a factor which gives excessive stress to the input capacitor 21 and the switch 2 immediately after the power is turned on, and is one of the main causes for reducing the reliability of the power supply circuit itself.
[0044]
Therefore, the inrush current prevention circuit 22 is inserted so that the input current of the power supply circuit gradually rises.
[0045]
The inrush current prevention circuit 22 basically includes a field effect transistor, a resistor connected to the gate of the field effect transistor, and a capacitor connected between the gate and source of the field effect transistor. The terminal not connected to the gate of the resistor is connected to the winding start side of the primary winding of the transformer 4a in FIG. 6, and the drain of the field effect transistor is the connection point between the input capacitor 21 and the switching transistor 5 And the source of the field effect transistor is connected to the anodes of the diode 3a and the diode 3c.
[0046]
As a result, the gate voltage of the field effect transistor gradually rises after the power is turned on, and the field effect transistor is turned on only after the threshold voltage of the field effect transistor is exceeded.
[0047]
Therefore, even if the terminal voltage of the input capacitor 21 changes abruptly after the power is turned on, the inrush current cannot flow through the input capacitor 21 while the field effect transistor constituting the inrush current prevention circuit is off. Since the channel resistance gradually decreases as the gate voltage of the field effect transistor gradually increases, the input current after power-on gradually increases.
[0048]
A bipolar transistor is used instead of the field effect transistor, and a resistor connected to the base of the bipolar transistor and a capacitor connected between the base and the emitter of the bipolar transistor are provided. The terminal not connected to the base of the resistor is connected to the winding start side of the primary winding of the transformer 4a in FIG. 6, and the collector of the bipolar transistor is connected to the connection point between the input capacitor 21 and the switching transistor 5. The inrush current prevention circuit may be configured by connecting the emitter of the bipolar transistor to the anodes of the diode 3a and the diode 3c.
[0049]
For the above reason, in the configuration of FIG. 6, a field effect transistor, a resistor and a capacitor must be mounted in order to suppress the inrush current. By the way, since the primary side of the transformer 4a is generally high voltage, it is necessary to apply a high withstand voltage to the field effect transistor, capacitor and resistor applied to the inrush current prevention circuit. become.
[0050]
Thus, in the configuration of FIG. 6, since the input capacitor 21 is connected in parallel to the full-wave rectifier circuit, a narrow pulse-shaped current flows to reduce the power factor of the power supply circuit and inrush current. It is the cause. Although it is desired to remove the input capacitor that causes such an undesirable matter, a stable power supply circuit cannot be configured simply by removing the input capacitor 21.
[0051]
FIG. 8 shows a configuration in which the input capacitor 21 is removed from the configuration of FIG.
[0052]
The configuration in FIG. 8 is a circuit in which the input capacitor 21 is simply removed from the configuration in FIG.
[0053]
FIG. 9 is a waveform of each part on the primary winding side of the configuration of FIG.
[0054]
FIG. 9A shows the input AC voltage. Recently, since the frequency and phase of the alternating current output by the generator is accurately controlled, the waveform of the input alternating voltage can be regarded as an accurate sine wave.
[0055]
FIG. 9B is an output envelope of the full-wave rectifier circuit. In the positive half cycle of the input AC voltage, current flows through the diode 3 and the primary winding of the transformer 4a and the diode 3c in FIG. 8, and in the negative half cycle of the input AC voltage, the primary winding of the diode 3b and the transformer 4a. Since the current flows through the diode 3a, the voltage between the cathode of the diode 3b and the anode of the diode 3c has the same polarity in both the positive half cycle and the negative half cycle of the input AC voltage, Full wave rectified waveform. Note that the above-described “envelope of the output of the full-wave rectifier circuit” is the actual waveform because the full-wave rectified voltage is switched by the first switching transistor 5 at a frequency of about 100 kHz. Indicates that the sine wave is turned on and off.
[0056]
FIG. 9C is a current envelope of the primary winding of the transformer. Since the voltage on the secondary side of the transformer 4a is basically constant, no current flows through the primary winding 4-1 of the transformer 4a when the full-wave rectified voltage is lower than the voltage on the secondary side.
[0057]
Also, while the full-wave rectified voltage has a sufficiently large amplitude and a current flows through the primary winding 4-1, a constant power is supplied to the load, so that the power injected into the primary winding is also constant. It becomes. That is, the amplitude of the envelope of the current flowing through the primary winding is inversely proportional to the amplitude of the sine wave of the full-wave rectified waveform, as shown in FIG.
[0058]
That is, in the configuration of FIG. 6, since the capacitor connected in parallel to the full-wave rectifier circuit is removed, the pulsed current with a narrow width shown in FIG. 7C does not flow.
[0059]
In addition, since the capacitor connected in parallel to the full-wave rectifier circuit is removed, an inrush current does not occur immediately after the power is turned on.
[0060]
However, the configuration shown in FIG. 8 has a problem that the power supplied to the load varies when the amplitude of the input AC voltage is small.
[0061]
FIG. 10 is a diagram for explaining a change in voltage supplied to the load by the configuration of FIG.
[0062]
FIG. 10 (a) shows an assumption that a momentary interruption may occur in part with the input AC voltage.
[0063]
FIG. 10B is an envelope of a voltage obtained by full-wave rectifying the input AC voltage of FIG. Except for the time when the instantaneous interruption occurs, the waveform is the same as in FIG. Since the voltage on the secondary side of the transformer 4a is basically constant, no current flows through the primary winding 4-1 of the transformer 4a when the full-wave rectified voltage is lower than the voltage on the secondary side.
[0064]
For this reason, the supply of energy to the secondary winding 4-2 side of the transformer 4a is temporarily interrupted, and the full-wave rectified voltage including the momentary interruption is lower than the voltage on the secondary side as shown in FIG. In time, the voltage supplied to the load drops.
[0065]
That is, it is not possible to supply constant power to the load simply by removing the input capacitor 21 from the configuration of FIG.
[0066]
In addition, when the voltage supplied to the load changes as shown in FIG. 10C, a DC voltage on which high frequency noise is superimposed is supplied to the load, and the power supply is supplied to the main functional circuit of the electronic device receiving the power supply. Noise leaking from the line causes the signal-to-noise ratio to decrease in the analog circuit portion, and causes a code error in the digital circuit portion.
[0067]
In view of such a problem, the present invention converts a voltage obtained by receiving and rectifying an alternating voltage into an alternating current by a switching transistor, and a direct current voltage obtained by rectifying and smoothing the alternating voltage generated on the secondary side of the power conversion transformer by the main converter. In the power supply circuit that supplies the load to the load, the inrush current prevention circuit is not required, the power factor that is the ratio of the effective power of the power supply circuit to the input apparent power can be improved, and the amplitude of the input AC voltage is reduced An object of the present invention is to provide a power supply circuit that can supply a stable voltage to a load over time.
[0068]
[Means for Solving the Problems]
The principle of the present invention is that a full-wave rectified voltage is directly switched without being smoothed by an input capacitor and converted into an AC voltage, and the AC voltage generated on the secondary side of the power conversion transformer is rectified and smoothed by the main converter. This is a technique that includes an auxiliary converter that rectifies and smoothes the alternating current generated in the tertiary winding and compensates for the power supply from the main converter in which the amplitude of the input alternating voltage decreases in a small time.
[0069]
According to the principle of the present invention, since the input capacitor is not connected in parallel to the full-wave rectifier circuit, inrush current can be avoided in any case, and the necessity to insert an inrush current prevention circuit that requires high voltage components Therefore, the power supply circuit can be downsized.
[0070]
In addition, since the input capacitor is removed, a narrow pulse current does not flow at a specific phase of the full-wave rectified voltage, and the power factor of the power supply circuit can be improved. Total power efficiency can be improved.
[0071]
Further, during the time when the amplitude of the input AC voltage is small, the voltage supplied from the main converter to the load is supplied from the auxiliary converter, so that the output voltage of the power supply circuit can be stabilized and the power It is possible to prevent the performance of the main functional circuit of the electronic device receiving the supply from being deteriorated.
[0072]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.
[0073]
In FIG. 1, reference numeral 1 denotes an input AC voltage source, which is not necessarily limited, but is mainly a commercial AC voltage source.
[0074]
Reference numeral 2 denotes a switch for starting and stopping the power supply.
[0075]
Reference numerals 3, 3a, 3b and 3c denote diodes constituting a diode bridge for full-wave rectification of the input AC voltage.
[0076]
Reference numeral 4 denotes a power conversion transformer. In this case, a tertiary winding 4-3 is provided in addition to the primary winding 4-1 and the secondary winding 4-2.
[0077]
Reference numeral 5 denotes a first switching transistor that switches the full-wave rectified voltage to an alternating current.
[0078]
6 is a diode that rectifies the alternating current generated in the secondary winding 4-2 of the power conversion transformer 4,
A capacitor 7 smoothes the rectified waveform.
[0079]
8 and 8a are resistors and constitute a voltage divider for detecting the output voltage.
[0080]
9 is a load.
[0081]
A first control circuit 10 receives the output of the voltage divider composed of the resistor 8 and the resistor 8a and controls on / off of the first switching transistor 5 in order to keep the voltage supplied to the load 9 constant. The output voltage is controlled by PWM control.
[0082]
The transformer 4, the first switching transistor 5, the diode 6, the capacitor 7, the resistor 8, the resistor 8a, and the first control circuit 10 constitute a flyback main converter.
[0083]
Furthermore, in the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1, a circuit comprising the following components is added.
[0084]
That is, 11 is a diode that rectifies the AC voltage generated in the tertiary winding 4-3.
[0085]
A capacitor 12 smoothes the voltage rectified by the diode 11.
[0086]
The primary winding 4-1, the tertiary winding 4-3, the diode 11 and the capacitor 12 of the transformer 4 constitute a flyback circuit.
[0087]
The rectification and smoothing operation of the voltage generated in the tertiary winding of the transformer 4 with the switching of the first switching transistor 5 and the voltage generated in the tertiary winding by the diode 11 and the capacitor 12 is the operation of the configuration of FIG. Since it is described in the description of, it is omitted.
[0088]
Reference numeral 13 denotes a second switching transistor that turns on and off the current that is generated from the voltage rectified and smoothed by the flyback circuit.
[0089]
A coil 14 stores magnetic energy when the second switching transistor 13 is on.
[0090]
15 prevents the current from flowing back to the coil 14 from the load side when the second switching transistor 13 is on, and the magnetism stored in the coil 14 when the second switching transistor 13 is off. It is a diode that makes it possible to supply energy to the load side.
[0091]
Reference numerals 16 and 16a denote resistors constituting a voltage dividing circuit for detecting a voltage supplied to the load.
[0092]
A capacitor 17 smoothes the voltage supplied to the load.
[0093]
18 is a voltage monitoring circuit that monitors the terminal voltage of the tertiary winding, that is, monitors the full-wave rectified voltage;
19 receives the output of the voltage monitoring circuit 18 at the inverting input terminal, and receives the output of the voltage dividing circuit composed of the resistor 16 and the resistor 16a at the non-inverting input terminal. ”And a comparator that outputs a logic level“ 0 ”when the voltage is equal to or higher than a predetermined voltage,
Reference numeral 20 denotes a second control circuit which is controlled to be operable or inoperable by the output of the comparator 19 and performs PWM control by the output of the voltage divider composed of the resistor 16 and the resistor 16a.
[0094]
The second switching transistor 13, the coil 14, the diode 15, the capacitor 17, the resistor 16, the resistor 16a, and the second control circuit 20 constitute a buck-boost type auxiliary converter.
[0095]
The operation on the primary side of the power conversion transformer 4 in the configuration of FIG. 1 is exactly the same as the configuration of FIG. 8, and thus redundant description is omitted. Here, the secondary winding side and the tertiary winding of the configuration of FIG. A description will be given of the fact that constant power can be supplied to the load even when the full-wave rectified voltage drops below a predetermined value, focusing on the circuit on the side.
[0096]
FIG. 2 is a diagram illustrating that the configuration of FIG. 1 can supply constant power to a load.
[0097]
FIG. 2 (a) shows an assumption that an instantaneous interruption occurs in part with the input AC voltage.
[0098]
2B is a voltage obtained by full-wave rectification of the input AC voltage of FIG. 2A, and this waveform is exactly the same as FIG. Since the secondary side voltage of the transformer 4 is basically constant, if there is no flyback circuit on the tertiary winding side and an auxiliary converter of the buck-boost method, full-wave rectification is performed from the secondary side voltage. When the applied voltage is low, no current flows through the primary winding 4-1 of the transformer 4.
[0099]
For this reason, in the absence of the flyback circuit on the tertiary winding side and the buck-boost type auxiliary converter, the supply of energy to the secondary winding 4-2 side of the transformer 4 is temporarily interrupted, and FIG. As in (c), when the full-wave rectified voltage is lower than the voltage on the secondary side, the voltage supplied to the load changes (decreases).
[0100]
FIG. 2D shows the output of the comparator. The comparator 19 receives the output of the voltage monitoring circuit 18 at the inverting input terminal, receives the output of the voltage divider composed of the resistor 16 and the resistor 16a at the non-inverting input terminal, and determines whether the full-wave rectified voltage is lower than a predetermined voltage. When the voltage is lower than the predetermined voltage, the logic level “1” is output and supplied to the second control circuit 20.
[0101]
On the other hand, the second control circuit 20 receives the output of the voltage divider composed of the resistor 16 and the resistor 16a, and generates a PWM pulse for turning on and off the switching transistor.
[0102]
When the logic level “1” is supplied from the comparator 19, the second control circuit 20 outputs the generated PWM pulse and supplies it to the base of the switching transistor 13. Control on and off. When the logic level “0” is supplied from the comparator 19, the second control circuit cannot output the generated PWM pulse.
[0103]
When the second switching transistor 13 is turned on by the PWM pulse output from the second control circuit 20, a current using the electric charge accumulated in the capacitor 12 as a source flows through the coil 14. As a result, energy is stored in the coil 14 in the form of magnetic energy. At this time, since the terminal voltage of the coil 14 becomes a high voltage on the emitter side of the switching transistor, it is blocked by the diode 15 and no current can flow on the load side.
[0104]
In this state, when the second switching transistor 13 is turned off by the PWM pulse output from the second control circuit 20, the coil 14 tries to continue to flow the current in the same direction by the reactive action. As for the voltage, the emitter side of the second switching transistor 13 becomes a low voltage, and a current flows through the coil 14, the load 9 and the diode 15, and the voltage is supplied to the load.
[0105]
That is, a voltage is supplied from the flyback circuit on the tertiary winding side and the auxiliary converter to the load when the voltage supplied from the flyback circuit on the secondary winding side decreases.
[0106]
The first control circuit 10 receives the output of the voltage divider formed of the resistor 8 and the resistor 8a and performs PWM control, and the second control circuit 20 receives the output of the voltage divider formed of the resistor 16 and the resistor 16a. Since the PWM control is performed, the voltage supplied to the load is controlled to be constant in the configuration of FIG. 1 having the flyback circuit on the tertiary winding side and the auxiliary converter.
[0107]
Therefore, since the input capacitor is not connected to the primary side in the configuration of FIG. 1, a narrow pulse current does not flow, the power factor of the power supply circuit can be improved, and the input to the primary side can be improved. Since no capacitor is connected, an inrush current can be prevented, and a constant voltage can be supplied to the load even when the input AC voltage drops below a predetermined value. Supplying a constant voltage suppresses high-frequency noise, which leads to prevention of deterioration of the performance of the main functional circuit of the electronic device that receives power supply.
[0108]
In the configuration of FIG. 1, the voltage divider composed of the capacitor 17 and the resistors 16 and 16a is shown as being provided in the auxiliary converter. However, the voltage divider composed of the resistors 16 and 16a is in parallel with the voltage divider composed of the resistors 8 and 8a. Since the capacitor 17 is connected in parallel with the capacitor 7, the resistors 16 and 16a and the capacitor 17 can be omitted. When the voltage divider made up of the resistors 16 and 16a is omitted, the voltage applied to the comparator 19 and the second control circuit 20 may be taken from the voltage divider made up of the resistors 8 and 8a. This also applies to other embodiments of the invention described below.
[0109]
FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention.
[0110]
In FIG. 3, reference numeral 1 denotes an input AC voltage source, which is not necessarily limited, but is mainly a commercial AC voltage source.
[0111]
Reference numeral 2 denotes a switch for starting and stopping the power supply.
[0112]
Reference numerals 3, 3a, 3b and 3c denote diodes constituting a diode bridge for full-wave rectification of the input AC voltage.
[0113]
Reference numeral 4 denotes a power conversion transformer. In this case, a tertiary winding 4-3 is provided in addition to the primary winding 4-1 and the secondary winding 4-2.
[0114]
Reference numeral 5 denotes a first switching transistor that switches the full-wave rectified voltage to an alternating current.
[0115]
6 is a diode that rectifies the alternating current generated in the secondary winding 4-2 of the power conversion transformer 4,
A capacitor 7 smoothes the rectified waveform.
[0116]
8 and 8a are resistors and constitute a voltage divider for detecting the output voltage.
[0117]
9 is a load.
[0118]
A first control circuit 10 receives the output of the voltage divider composed of the resistor 8 and the resistor 8a and controls on / off of the first switching transistor 5 in order to keep the voltage supplied to the load 9 constant. The output voltage is controlled by PWM control.
[0119]
The transformer 4, the first switching transistor 5, the diode 6, the capacitor 7, the resistor 8, the resistor 8a, and the first control circuit 10 constitute a flyback main converter.
[0120]
Further, in the second embodiment of the present invention shown in FIG. 3, a circuit constituted by the following components is added.
[0121]
That is, 11 is a diode that rectifies the AC voltage generated in the tertiary winding 4-3.
[0122]
A capacitor 12 smoothes the voltage rectified by the diode 11.
[0123]
The primary winding 4-1, the tertiary winding 4-3, the diode 11 and the capacitor 12 of the transformer 4 constitute a flyback circuit.
[0124]
The rectification and smoothing operation of the voltage generated in the tertiary winding of the transformer 4 with the switching of the first switching transistor 5 and the voltage generated in the tertiary winding by the diode 11 and the capacitor 12 is the operation of the configuration of FIG. Since it is described in the description of, it is omitted.
[0125]
Reference numeral 13 denotes a second switching transistor that turns on and off the current that is generated from the voltage rectified and smoothed by the flyback circuit.
[0126]
14 supplies a current directly to the load side when the second switching transistor 13 is on and stores magnetic energy, and releases the stored magnetic energy when the second switching transistor 13 is off. Coil that supplies current to the load side.
[0127]
15 is turned off when the second switching transistor 13 is turned on, and the current can be supplied to the load side via the second switching transistor 13 and the coil 14. This is a diode that discharges the magnetic energy accumulated in the coil 14 and can supply a current to the load side when is turned off.
[0128]
Reference numerals 16 and 16a denote resistors constituting a voltage dividing circuit for detecting a voltage supplied to the load.
[0129]
A capacitor 17 smoothes the voltage supplied to the load.
[0130]
18 is a voltage monitoring circuit that monitors the terminal voltage of the tertiary winding and monitors that the full-wave rectified voltage is equal to or lower than a predetermined voltage;
19 receives the output of the voltage monitoring circuit 18 at the inverting input terminal, and receives the output of the voltage dividing circuit composed of the resistors 16 and 16a at the non-inverting input terminal. When the full-wave rectified voltage is equal to or lower than a predetermined voltage, the logic level “1 ”And a comparator that outputs a logic level“ 0 ”when the voltage is equal to or higher than a predetermined voltage,
Reference numeral 20 denotes a second control circuit which is controlled to be operable or inoperable by the output of the comparator 19 and performs PWM control by the output of the voltage divider composed of the resistor 16 and the resistor 16a.
[0131]
The second switching transistor 13, the coil 14, the diode 15, the capacitor 17, the resistor 16, the resistor 16a, and the second control circuit 20 constitute a buck type auxiliary converter.
[0132]
Since the operation of the primary side of the power conversion transformer 4 in the configuration of FIG. 1 is exactly the same as the configuration of FIG. On the other hand, although the circuit and operation on the secondary winding side and the tertiary winding side in the configuration of FIG. 1 and the operation on the secondary winding side and the tertiary winding side of the configuration in FIG. Therefore, it will be briefly described that a constant voltage can be supplied to the load.
[0133]
If there is no flyback circuit on the tertiary winding side and a buck type auxiliary converter, the voltage supplied to the load will not be constant.
[0134]
Here, since the flyback circuit is provided on the tertiary winding side, the diode 11 and the capacitor 12 rectify and smooth the alternating current generated in the tertiary winding.
[0135]
When the second switching transistor 13 is turned on by the PWM pulse output from the second control circuit, the electric charge accumulated in the capacitor 12 is discharged via the switching transistor 13 and the coil 14, and the current is supplied to the load. Is supplied.
[0136]
On the other hand, when the second switching transistor 13 is turned off by the PWM pulse output from the second control circuit, the coil 14 tries to keep the current flowing in the same direction by the reactive action. The potential on the connection point side of the emitter of the switching transistor 13 becomes a low potential, and the magnetic energy accumulated in the coil 14 is released through the coil 14, the load 9, and the diode 15, and a current is supplied to the load.
[0137]
The above operation is performed by outputting the output of the second control circuit 20 to the base of the second switching transistor 13 when the amplitude of the full-wave rectified waveform is small. The second control circuit 20 performs control so that the voltage supplied to the load is kept constant.
[0138]
Accordingly, since the input capacitor 21 in FIG. 6 is removed, the voltage supplied to the load does not decrease when the amplitude of the full-wave rectified voltage is small, and the superimposed high-frequency noise is also reduced.
[0139]
In addition, since the narrow pulse current does not flow as in the configuration of FIG. 6, the power factor of the power supply circuit can be improved, and no inrush current flows.
[0140]
FIG. 4 shows a third embodiment of the present invention.
[0141]
In FIG. 4, reference numeral 1 denotes an input AC voltage source, which is not necessarily limited, but is mainly a commercial AC voltage source.
[0142]
Reference numeral 2 denotes a switch for starting and stopping the power supply.
[0143]
Reference numerals 3, 3a, 3b and 3c denote diodes constituting a diode bridge for full-wave rectification of the input AC voltage.
[0144]
Reference numeral 4 denotes a power conversion transformer. In this case, a tertiary winding 4-3 is provided in addition to the primary winding 4-1 and the secondary winding 4-2.
[0145]
Reference numeral 5 denotes a first switching transistor that switches the full-wave rectified voltage to an alternating current.
[0146]
6 is a diode that rectifies the alternating current generated in the secondary winding 4-2 of the power conversion transformer 4,
A capacitor 7 smoothes the rectified waveform.
[0147]
8 and 8a are resistors and constitute a voltage divider for detecting the output voltage.
[0148]
9 is a load.
[0149]
A first control circuit 10 receives the output of the voltage divider composed of the resistor 8 and the resistor 8a and controls on / off of the switching transistor 5 in order to keep the voltage supplied to the load 9 constant. The output voltage is controlled by.
[0150]
The transformer 4, the first switching transistor 5, the diode 6, the capacitor 7, the resistor 8, the resistor 8a, and the first control circuit 10 constitute a flyback main converter.
[0151]
Further, in the second embodiment of the present invention shown in FIG. 3, a circuit comprising the following components is added.
[0152]
That is, 11 is a diode that rectifies the AC voltage generated in the tertiary winding 4-3.
[0153]
A capacitor 12 smoothes the voltage rectified by the diode 11.
[0154]
The primary winding 4-1, the tertiary winding 4-3, the diode 11 and the capacitor 12 of the transformer 4 constitute a flyback circuit.
[0155]
The rectification and smoothing operation of the voltage generated in the tertiary winding of the transformer 4 with the switching of the first switching transistor 5 and the voltage generated in the tertiary winding by the diode 11 and the capacitor 12 is the operation of the configuration of FIG. Since it is described in the description of, it is omitted.
[0156]
Reference numeral 13 denotes a magnetic current stored in a coil 14 to be described later by passing a current from a voltage rectified and smoothed by the flyback circuit when turned on, and the magnetic energy stored in the coil 14 is passed through a diode 15 when turned off. A second switching transistor that discharges and allows the load to supply current.
[0157]
14 converts the electrical energy emitted by the capacitor 12 when the second switching transistor 13 is on into magnetic energy and stores it, and stores the magnetic energy stored when the second switching transistor 13 is off. A coil that discharges and supplies current to the load side.
[0158]
15 is turned off when the second switching transistor 13 is turned on to prevent backflow from the load side to the coil 14, and the magnetic energy stored in the coil 14 when the second switching transistor 13 is turned off. Is a diode that supplies current to the load by discharging.
[0159]
Reference numerals 16 and 16a denote resistors constituting a voltage dividing circuit for detecting a voltage supplied to the load.
[0160]
A capacitor 17 smoothes the voltage supplied to the load.
[0161]
18 is a voltage monitoring circuit that monitors the terminal voltage of the tertiary winding and monitors that the full-wave rectified voltage is equal to or lower than a predetermined voltage;
19 receives the output of the voltage monitoring circuit 18 at the inverting input terminal, and receives the output of the voltage dividing circuit composed of the resistors 16 and 16a at the non-inverting input terminal. When the full-wave rectified voltage is equal to or lower than a predetermined voltage, the logic level “1 ”And outputs a logic level“ 0 ”when the voltage exceeds a predetermined level.
Reference numeral 20 denotes a second control circuit which is controlled to be operable or inoperable by the output of the comparator 19 and performs PWM control by the output of the voltage divider composed of the resistor 16 and the resistor 16a.
[0162]
The second switching transistor 13, the coil 14, the diode 15, the capacitor 17, the resistor 16, the resistor 16a, and the second control circuit 20 constitute a buck type auxiliary converter.
[0163]
The operation on the primary side of the power conversion transformer 4 in the configuration of FIG. 1 is exactly the same as the configuration of FIG. On the other hand, although the operation is similar to the circuits on the secondary winding side and the tertiary winding side in the configuration of FIGS. 1 and 3, it is an important point of the present invention, so that a constant voltage is supplied to the load. A brief explanation will be given.
[0164]
If there is no flyback circuit on the tertiary winding side and boost type auxiliary converter, the voltage supplied to the load will not be constant.
[0165]
Here, since the flyback circuit is provided on the tertiary winding side, the diode 11 and the capacitor 12 rectify and smooth the alternating current generated in the tertiary winding.
[0166]
When the second switching transistor 13 is turned on by the PWM pulse output from the second control circuit, the electric charge accumulated in the capacitor 12 is discharged via the coil 14 and the second switching transistor, and the coil 14 is stored in the form of magnetic energy.
[0167]
On the other hand, when the second switching transistor 13 is turned off by the PWM pulse output from the second control circuit, the coil 14 tries to keep the current flowing due to the reactive action, so the coil 14 and the second switching transistor The potential on the connection point side of the collector 13 becomes a high potential, the magnetic energy accumulated in the coil 14 is released via the diode 15, and a current is supplied to the load.
[0168]
The above operation is performed by supplying the output of the second control circuit 20 to the base of the second switching transistor 13 when the amplitude of the full-wave rectified waveform is small. Control is performed so that the voltage supplied to the load is kept constant.
[0169]
As a result, the voltage supplied to the load does not decrease when the amplitude of the full-wave rectified voltage is small because the input capacitor 21 in FIG. 6 is removed. As a result, the high frequency noise superimposed on the DC voltage supplied to the load is also reduced, and the performance degradation of the main functional circuit of the electronic device receiving the power supply can be prevented.
[0170]
In addition, since the narrow pulse current does not flow as in the configuration of FIG. 6, the power factor of the power supply circuit can be improved, and no inrush current flows.
[0171]
By the way, in the above, the embodiment of the invention is described with an example in which magnetic energy is accumulated in the coil by a current that is rectified and smoothed by a fly-back circuit provided on the tertiary winding side and the electric charge accumulated in the capacitor is supplied as a source. I have explained.
[0172]
However, the element that stores magnetic energy and releases it to the load side is not limited to a coil.
[0173]
FIG. 5 is a modification of the first embodiment of the present invention.
[0174]
Although FIG. 5 is a modification of the configuration of FIG. 1, since the elements that can be omitted are omitted as described above, the circuit configuration is slightly different, and thus the configuration will be described without considering duplication.
[0175]
In FIG. 5, reference numeral 1 denotes an input AC voltage source, which need not be limited, but is mainly a commercial AC voltage source.
[0176]
Reference numeral 2 denotes a switch for starting and stopping the power supply.
[0177]
Reference numerals 3, 3a, 3b and 3c denote diodes constituting a diode bridge for full-wave rectification of the input AC voltage.
[0178]
Reference numeral 4 denotes a power conversion transformer. In this case, a tertiary winding 4-3 is provided in addition to the primary winding 4-1 and the secondary winding 4-2.
[0179]
Reference numeral 5 denotes a first switching transistor that switches the full-wave rectified voltage to an alternating current.
[0180]
6 is a diode that rectifies the alternating current generated in the secondary winding 4-2 of the power conversion transformer 4,
A capacitor 7 smoothes the rectified waveform.
[0181]
8 and 8a are resistors and constitute a voltage divider for detecting the output voltage.
[0182]
9 is a load.
[0183]
A first control circuit 10 receives the output of the voltage divider composed of the resistor 8 and the resistor 8a and controls on / off of the first switching transistor 5 in order to keep the voltage supplied to the load 9 constant. The output voltage is controlled by PWM control.
[0184]
The transformer 4, the first switching transistor 5, the diode 6, the capacitor 7, the resistor 8, the resistor 8a, and the first control circuit 10 constitute a flyback main converter.
[0185]
Further, in the modification of the first embodiment of the present invention shown in FIG. 5, a circuit comprising the following components is added.
[0186]
That is, 11 is a diode that rectifies the AC voltage generated in the tertiary winding 4-3.
[0187]
A capacitor 12 smoothes the voltage rectified by the diode 11.
[0188]
The primary winding 4-1, the tertiary winding 4-3, the diode 11 and the capacitor 12 of the transformer 4 constitute a flyback circuit.
[0189]
The rectification and smoothing operation of the voltage generated in the tertiary winding of the transformer 4 with the switching of the first switching transistor 5 and the voltage generated in the tertiary winding by the diode 11 and the capacitor 12 is the operation of the configuration of FIG. Since it is described in the description of, it is omitted.
[0190]
Reference numeral 13 denotes a second switching transistor that turns on and off the current that is generated from the voltage rectified and smoothed by the flyback circuit.
[0191]
Reference numeral 23 denotes a transformer for storing magnetic energy when the second switching transistor 13 is on, and has a primary winding 23-1 and a secondary winding 23-2. 15 prevents the current from flowing backward from the load side to the secondary winding of the transformer 23 when the second switching transistor 13 is on, and the transformer 23 when the second switching transistor 13 is off. It is a diode that makes it possible to supply the magnetic energy stored in to the load side.
[0192]
18 is a voltage monitoring circuit that monitors the terminal voltage of the tertiary winding, that is, monitors the full-wave rectified voltage;
19 receives the output of the voltage monitoring circuit 18 at the inverting input terminal, and receives the output of the voltage dividing circuit composed of the resistors 8 and 8a at the non-inverting input terminal. ”And a comparator that outputs a logic level“ 0 ”when the voltage exceeds a predetermined level
Reference numeral 20 denotes a second control circuit which is controlled to be operable or inoperable by the output of the comparator 19 and performs PWM control by the output of the voltage divider composed of the resistor 8 and the resistor 8a.
[0193]
The second switching transistor 13, the transformer 23, the diode 15, the capacitor 7, the resistor 8, the resistor 8a, and the second control circuit 20 constitute a buck-boost type auxiliary converter.
[0194]
Since the operation of the primary side of the power conversion transformer 4 in the configuration of FIG. 5 is exactly the same as the configuration of FIG. On the other hand, although the circuit and operation on the secondary winding side and the tertiary winding side in the configuration of FIG. 1 and the operation on the secondary winding side and the tertiary winding side in the configuration of FIG. 5 are very similar, FIG. Since it is important to explain that the same operation can be realized even if the configuration shown in FIG. 5 is modified as shown in FIG.
[0195]
If there is no flyback circuit on the tertiary winding side and a buck-boost type auxiliary converter, the voltage supplied to the load will not be constant.
[0196]
Here, since the flyback circuit is provided on the tertiary winding side, the diode 11 and the capacitor 12 rectify and smooth the alternating current generated in the tertiary winding.
[0197]
When the second switching transistor 13 is turned on by the PWM pulse output from the second control circuit, the electric charge accumulated in the capacitor 12 passes through the primary winding of the second switching transistor 13 and the transformer 23. Discharged.
[0198]
However, at this time, since the winding start side of the secondary winding of the transformer 23 is at a high voltage, it is blocked by the diode 15 and no current is supplied to the load side.
[0199]
On the other hand, when the second switching transistor 13 is turned off by the PWM pulse output from the second control circuit, the primary winding 23-1 of the transformer 23 will continue to flow current in the same direction by the inductive reactive action. Therefore, the winding start side of the primary winding 23-1 of the transformer 23 becomes a low voltage, and therefore the winding start side of the secondary winding 23-2 of the transformer 23 also becomes a low voltage and accumulated in the transformer 23. Magnetic energy is released via the secondary winding 23-2 of the transformer 23 and the diode 15, and a current is supplied to the load 9.
[0200]
That is, in the configuration of FIG. 1, the element that accumulates and releases the magnetic energy in the auxiliary converter is not limited to the coil, but may be a transformer or an inductive reactive element.
[0201]
The above operation is performed by supplying the PWM pulse output from the second control circuit 20 to the base of the second switching transistor 13 when the amplitude of the full-wave rectified waveform is small. The circuit 10 and the second control circuit 20 perform control so that the voltage supplied to the load is kept constant.
[0202]
Accordingly, since the input capacitor 21 in FIG. 6 is removed, the voltage supplied to the load does not decrease when the amplitude of the full-wave rectified voltage is small, and the superimposed high-frequency noise is also reduced.
[0203]
In addition, since the narrow pulse current does not flow as in the configuration of FIG. 6, the power factor of the power supply circuit can be improved, and no inrush current flows.
[0204]
Here, a modification has been described in which the element that stores magnetic energy in the auxiliary converter is a transformer in the configuration of FIG. 1, but the element that stores magnetic energy in the auxiliary converter in the configuration of FIGS. 3 and 4 is a transformer. Variations are also possible. However, the description is omitted to avoid duplication of explanation.
[0205]
When a transformer is applied as an element for storing and releasing magnetic energy in the auxiliary converter, the output voltage of the auxiliary converter can be determined flexibly according to the turns ratio of the transformer. This also means that the output voltage of the power supply circuit can be determined flexibly, which is an advantage of applying a transformer.
[0206]
In the above description, the case where the first switching transistor and the second switching transistor are bipolar transistors has been described consistently, but both may be field effect transistors, May be bipolar transistors and the other may be field effect transistors.
[0207]
When applying field effect transistors, the wiring design should be such that the gate corresponds to the base of the bipolar transistor, the drain corresponds to the collector of the bipolar transistor, and the source corresponds to the emitter of the bipolar transistor. That's fine. The field effect transistor has a higher withstand voltage than the bipolar transistor, and the loss at the time of turning on is comparable to the bipolar transistor. .
[0208]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, a voltage obtained by receiving commercial AC voltage and full-wave rectified is AC converted by the first switching transistor, and AC voltage generated on the secondary side of the power conversion transformer is In the power supply circuit that supplies the DC voltage rectified and smoothed by the main converter to the load, the input capacitor is not connected in parallel to the full-wave rectifier circuit, so that inrush current can be avoided and there is a need to insert an inrush current prevention circuit. Therefore, the power supply circuit can be downsized.
[0209]
In addition, since the input capacitor is removed, a narrow pulse current does not flow at a specific phase of the full-wave rectified voltage, and the power factor of the power supply circuit can be improved.
[0210]
Further, since the time when the amplitude of the input AC voltage is reduced and the momentary interruption occurs, the voltage supplied from the main converter to the load can be reduced from the auxiliary converter. Can be kept constant. This also means a reduction in output noise of the power supply circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating that a constant voltage can be supplied to a load.
FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 shows a modification of the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a conventional switching regulator type power supply circuit with AC input.
7 is a waveform of each part on the primary winding side in the configuration of FIG. 6;
8 is a configuration in which an input capacitor is removed from the configuration of FIG.
9 is a waveform of each part on the primary winding side in the configuration of FIG. 8;
10 is a diagram for explaining a change in voltage supplied to a load by the configuration of FIG. 8;
[Explanation of symbols]
1 Input AC voltage source
2 switch
3 Diode
3a diode
3b diode
3c diode
4 transformer
4-1 Primary winding
4-2 Secondary winding
4-3 Tertiary winding
5 First switching transistor
6 Diode
7 capacitors
8 resistance
8a resistance
9 Load
10 First control circuit
11 Diode
12 capacitors
13 Second switching transistor
14 coils
15 Diode
16 resistance
16a resistance
17 Capacitor
18 Voltage monitoring circuit
19 Comparator
20 Second control circuit
21 Input capacitor
22 Inrush current prevention circuit
23 transformer
23-1 Primary winding
23-2 Secondary winding

Claims (4)

交流電圧を受電して全波整流した電圧を、第一の制御回路によってオン、オフ制御される第一のスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用トランスの二次巻線に生ずる交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路において、
前記電力変換用トランスの一次巻線側の全波整流回路には入力コンデンサを並列に接続せず、
前記電力変換用トランスの三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によって磁気エネルギーをコイルに蓄積し、前記三次巻線の端子電圧が所定の値より低い時に、蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供給する補助コンバータを備える
ことを特徴とする電源回路。A voltage obtained by receiving the AC voltage and full-wave rectified is AC converted by the first switching transistor which is controlled to be turned on and off by the first control circuit, and the AC voltage generated in the secondary winding of the power conversion transformer is In the power supply circuit that supplies the DC voltage rectified and smoothed by the main converter to the load,
Without connecting the input capacitor in parallel to the full-wave rectifier circuit on the primary winding side of the transformer for power conversion ,
AC energy generated in the tertiary winding of the transformer for power conversion is rectified, magnetic energy is stored in the coil by a current from a smoothed voltage, and stored when the terminal voltage of the tertiary winding is lower than a predetermined value. A power supply circuit comprising: an auxiliary converter that supplies a current that is generated from magnetic energy to a load. 請求項１に記載の電源回路であって、
上記補助コンバータは、
出力線に直列に配置された、出力電圧を一定に制御する第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のスイッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によって、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積し、
該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供給するバック・ブースト方式の補助コンバータである
ことを特徴とする電源回路。The power supply circuit according to claim 1,
The auxiliary converter is
The AC voltage generated in the tertiary winding is rectified and smoothed while the second switching transistor, which is placed in series with the output line and is controlled to be turned on and off by the second control circuit that controls the output voltage to be constant, is turned on. The magnetic energy is stored in the inductive reactive element by the current generated from the generated voltage,
A power supply circuit comprising a buck-boost type auxiliary converter that supplies a load with a current generated by magnetic energy stored in the inductive reactive element while the second switching transistor is off . 請求項１に記載の電源回路であって、
上記補助コンバータは、
出力線に直列に配置された、出力電圧を一定に制御する第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のスイッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によって、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積すると共に、負荷に電流を供給し、
該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供給するバック方式の補助コンバータであることを特徴とする電源回路。The power supply circuit according to claim 1,
The auxiliary converter is
The AC voltage generated in the tertiary winding is rectified and smoothed while the second switching transistor, which is placed in series with the output line and is controlled to be turned on and off by the second control circuit that controls the output voltage to be constant, is turned on. The magnetic current is stored in the inductive reactive element, and the current is supplied to the load.
A power supply circuit comprising a buck-type auxiliary converter that supplies a load with a current generated by magnetic energy stored in the inductive reactive element while the second switching transistor is off. 請求項１に記載の電源回路であって、
上記補助コンバータは、
出力線に並列に配置された、出力電圧を一定に制御する第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のスイッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によって、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積し、
該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供給するブースト方式の補助コンバータであることを特徴とする電源回路。The power supply circuit according to claim 1,
The auxiliary converter is
Rectifying and smoothing the AC voltage generated in the tertiary winding while the second switching transistor, which is on / off controlled by the second control circuit that controls the output voltage to be constant, is placed in parallel with the output line. The magnetic energy is stored in the inductive reactive element by the current generated from the generated voltage,
A power supply circuit comprising a boost type auxiliary converter that supplies a load with a current generated by magnetic energy stored in the inductive reactive element while the second switching transistor is off.
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