JP4339959B2 - Ｏｆｄｍ伝送のための変調装置、復調装置および伝送システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（以下「ＯＦＤＭ」という）伝送に用いる変調装置および復調装置に関し、特に位相補正技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体向けデジタル音声放送や地上系デジタルテレビ放送などにおいてＯＦＤＭ技術を用いた伝送方式が注目されている。このＯＦＤＭ技術はマルチキャリア変調方式の一種で、送信すべきデータ（送信データ）を隣接間で互いに直交する多数のサブキャリアに割り当て、さらに逆フーリエ変換することにより時間領域のデジタル変調信号に変換してＯＦＤＭ信号を生成する。ＯＦＤＭ伝送においては、送信側で送信データに前述の処理を施して生成したＯＦＤＭ信号を受信側に伝送する。そして受信側では、伝送されたＯＦＤＭ信号に送信側で施された処理と逆の処理を施すことにより送信データを再生するものである。ＯＦＤＭ信号は、サブキャリアに分割された各々のデータの周期が長くなるため、マルチパスなどの遅延波の影響を受け難い特徴を有している。
【０００３】
ＯＦＤＭ復調は、直交検波器によりベースバンド帯域にダウンコンバートしたＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（以下「ＦＦＴ」という）回路を用いてフーリエ変換処理を施すことで行う。このとき、直交検波器では送受信間での正確な周波数同期の確立が必要であり、またＦＦＴでは受信したＯＦＤＭ信号から１シンボル区間を規定のクロックで正確に取り込み、フーリエ変換することで各サブキャリアの位相と振幅情報を得る必要がある。
【０００４】
送受信のそれぞれにおけるＯＦＤＭ信号に関して、周波数ずれおよび正確に１シンボル区間を取り込めない時間ずれがある場合、各サブキャリアは位相回転を起こし、送信データを再生できない。このように、ＯＦＤＭ復調には正確な周波数同期、シンボル同期およびクロック同期が必要であり、従来のＯＦＤＭ復調装置では同期用シンボルを用いて周波数同期、シンボル同期、およびクロック同期のそれぞれを確立する必要がある。このために、ＯＦＤＭ信号Ｓｏは、図１１に示すように、それぞれ複数（・・・、ｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、・・・）のサブキャリアＳＣより成る複数のＯＦＤＭシンボルＯＳにより伝送フレームが構成され、フレーム毎に同期用シンボルが挿入されて伝送される。同図において、縦軸は位相φ、横軸はサブキャリア周波数Ｆを表している。そして△φは隣接サブキャリア間の位相誤差を示している。
【０００５】
更に、図１２に示すように、ｎ（ｎは１以上の整数）個のＯＦＤＭシンボルＯＳの先頭に同期用シンボルＲＳとしてヌルシンボルを挿入して１つの伝送フレームＦｒを構成しており、このヌルシンボルを連続して検出することで同期を確立する。なお、ヌルシンボルはＯＦＤＭ変調したものでなくても良く、同期情報が得られやすい信号を用いることができる。つまり、ＯＦＤＭ信号Ｓｏは、ランダムノイズ状の波形となるため、これらの同期情報を時間軸波形から直接得ることが困難であるからである。そのため、周波数同期のためには正弦波形の信号を、クロック同期のためにはクロック成分が抽出しやすい振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）方式により変調された波形信号を用いることができる。
【０００６】
図１３を参照して、このように構成されたＯＦＤＭ信号の概念について説明する。ＯＦＤＭ信号の周波数領域での状態ＳＦを図左半部に、時間領域での状態ＳＴを図右半部に模式的に示している。周波数軸信号ＳＦは、各ＯＦＤＭシンボルＯＳ１〜ＯＳｎのそれぞれが、周波数軸Ｆ上に多数のサブキャリアＳＣを直交するように配置して構成される。この周波数軸信号ＳＦを逆フーリエ変換してＯＦＤＭ変調することによって、時間軸信号ＳＴが生成される。各サブキャリアＳＣは送信側で一次変調された間隔Ｐ＝１／ＰＳ（Ｈｚ）でサブキャリアを配置し、逆フーリエ変換してシンボル期間ＰＳ（ｓｅｃ）の時間軸Ｔ上の信号ＳＴに変換される。
【０００７】
送信側から伝送する場合はこのＯＦＤＭシンボルＯＳと同期基準シンボルＲＳでＯＦＤＭ信号の送信フレームを構成して伝送する。同期基準シンボルＲＳはＯＦＤＭ変調したシンボルである必要はなく、同期処理に使いやすい波形の信号であれば良い。
【０００８】
受信側では、入力された時間軸上の信号ＳＴから同期用基準シンボルＲＳだけを取り出して同期制御を行う。ＯＦＤＭシンボルＯＳはシンボル期間ＰＳ毎に切り出され、更にフーリエ変換を施されて周波数軸上の信号ＳＦに変換されることにより、ＯＦＤＭシンボルＯＳが各サブキャリアＳＣに分離される。その後、分離された各サブキャリアＳＣに対して一次復調（データ復調）が施されることにより、受信データが得られる即ち送信データが再生される。このようなＯＦＤＭ信号の復調処理において同期を正確に維持するには定期的に同期基準シンボルを伝送する必要が有る。
【０００９】
以下に、図１４を参照して、このような従来のＯＦＤＭ復調装置の一例として、特開平８−１０２７６９号公報に開示されているＯＦＤＭ復調装置について説明する。ＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣは、Ａ／Ｄ変換器１０１、クロック同期確立器１０２、直交検波器１０３、周波数同期確立器１０４、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１０５、シンボル同期確立器１０６、および一次復調器１０７を有する。送信側より伝送されたＯＦＤＭ信号Ｓｏ’は、Ａ／Ｄ変換器１０１、クロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６のそれぞれに供給される。
【００１０】
クロック同期確立器１０２は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、ＯＦＤＭ信号の送受信間におけるサンプリングクロックの同期ずれを検出する。クロック同期確立器１０２は、更に検出された同期ずれを補正して同期確立させたサンプリングクロック信号Ｓｓｃを生成してＡ／Ｄ変換器１０１に出力する。Ａ／Ｄ変換器１０１は、このサンプリングクロック信号Ｓｓｃに基づいて、アナログのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’をサンプリングクロック成分の同期が確立されたデジタルのＯＦＤＭ信号Ｓｏに変換して、直交検波器１０３に出力する。
【００１１】
周波数同期確立器１０４は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、送受信間に於けるキャリア信号の周波数の同期ずれを検出して、同期確立させた周波数信号Ｓｃｆを生成して直交検波器１０３に出力する。直交検波器１０３は、この周波数信号Ｓｃｆに基づいて、サンプリングクロック成分の同期確立されたデジタルのＯＦＤＭ信号ＳｏのＯＦＤＭシンボルＯＳ（サブキャリアＳＣ）を直交検波して、中間周波数帯域からベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに変換して、高速フーリエ変換器１０５に出力する。このベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂが、キャリア信号の周波数成分の同期確立と併せて、サンプリングクロック成分の同期確立がされていることは言うまでもない。
【００１２】
シンボル同期確立器１０６は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、送受信間におけるシンボル時間窓の同期ずれを検出して、同期確立させたシンボル時間窓信号Ｓｓｔを生成し、同信号Ｓｓｔを高速フーリエ変換器１０５に出力する。高速フーリエ変換器１０５は、シンボル時間窓信号Ｓｓｔに基づいて、ベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに高速フーリエ変換処理を施す。そして、高速フーリエ変換器１０５は、個々のＯＦＤＭシンボルＯＳ毎に、時間領域の信号から周波数領域の各サブキャリアＳＣに分離して、シンボル同期の確立したサブキャリア信号Ｓｃを生成し、そして同信号Ｓｃを一次復調器１０７に出力する。このサブキャリア信号Ｓｃは、シンボル窓の同期確立に併せて、サンプリングクロック同期およびキャリア信号の周波数同期が確立されている。
【００１３】
一次復調器１０７は、高速フーリエ変換器１０５から出力されたサブキャリア信号Ｓｃを各サブキャリア毎に復調して送信データＳｄを再生する。
【００１４】
従来のＯＦＤＭ復調器ＤＭＣは、直交検波器１０３によりベースバンド帯域にダウンコンバートしたＯＦＤＭ信号Ｓｂに、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）器１０５を用いてフーリエ変換演算を施す。このとき、直交検波器１０３では送受信間での正確な周波数同期確立が必要であり、またＦＦＴでは受信したＯＦＤＭ信号から１シンボル区間を規定のクロックで正確に取り込み、フーリエ変換することで各サブキャリアの位相と振幅情報を得る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭ復調器側においては、サンプリングクロック、キャリア周波数、およびＦＦＴシンボル窓時間に関して、送信側におけるのと同一の条件を正確に再現してデータ処理を行う必要がある。つまり、ＯＦＤＭ復調時には、サンプリングクロック、キャリア周波数、およびシンボル時間窓の同期を確立しなければならない。これに対して、従来のＯＦＤＭ復調装置では所定の間隔で間欠的に挿入される同期用シンボルを検出してシンボル同期およびクロック同期を確立している。この場合同期を確立するまでに数フレーム分の同期用シンボルの検出が必要であり、その間のＯＦＤＭシンボルは正確に復調できない。しかし、送受信間での同期ずれは、例えば伝送環境の変化によって容易に生じて、クロックずれ、周波数ずれ、および時間窓のずれを招く。これらのずれが生じている場合に、ＯＦＤＭ変調を行ったシンボルの各キャリアは、送信時の位相からこれらのずれに相当する量だけ位相回転を生じる。各サブキャリアの位相には情報（送信データ）が割り当てられているため、送信データが誤って再生されてしまう。
【００１６】
これらのずれに対しては、同期用基準シンボルからその情報を検出して、サンプリングクロックずれ、キャリア周波数ずれ、シンボル時間窓ずれをそれぞれの誤差信号としてフィードバックして、逐一調整（同期確立）して同期をとっている。そのため、これらのずれが生じた時点で復調したＯＦＤＭシンボルのサブキャリアには位相回転誤差が生じているため、送信データが誤って再生されてしまう。更に、所定の間隔で連続的に同期シンボルを検出できないと、安定した同期を確立することができないため、バースト状に送信されるＯＦＤＭシンボルを正確に復調することが非常に困難である。
【００１７】
それ故に、本発明は、上記問題を解決すべくなされたものであって、送受信間で周波数ずれや時間ずれがあるような場合でも、各サブキャリアの位相誤差を補正し、ＯＦＤＭシンボルの復調を可能にする、ＯＦＤＭ伝送のための変調装置および復調装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
上記のような目的を達成するために、本発明は、以下に示すような特徴を有している。
【００１９】
第１の発明は、複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を、各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えている。
【００２０】
上記のような第１の発明によれば、パイロットキャリアの送受信間位相差が検出され、この位相差に基づいてキャリア周波数に対する送受信間位相回転量の変化量が算出され、この変化量に基づいて各サブキャリアの位相補正量が算出されるため、この位相補正量は各サブキャリアの絶対位相誤差（送受信間の位相誤差）に対応する。したがって、サブキャリアに対しＱＰＳＫやＱＡＭ変調のような絶対位相変調が行われているＯＦＤＭ信号に対しても、各サブキャリアの位相誤差を補正して正しく復調することができる。
【００２１】
第２の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相差と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相差の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００２２】
第３の発明は、第２の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相差と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相差の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００２３】
第４の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相差、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相差及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相差及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出する。
【００２４】
第５の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相差の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出する。
第６の発明は、第１の発明において、
前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後のデータキャリアを復調するデータ復調手段をさらに備えている。
【００２５】
第７の発明は、第１の発明において、
前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される。
【００２６】
第８の発明は、
複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するステップと、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出するステップと、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出するステップと、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出するステップと、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正するステップとを含む。
【００２７】
第９の発明は、
複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置とを備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ既知の位相と振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えている。
【００２８】
第１０の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えている。
【００２９】
上記のような第９の発明によれば、受信されたパイロットキャリアの位相に基づいてサブキャリア間の位相補正量が求められ、パイロットキャリアの送受信間の位相差は求められない。したがって、サブキャリアに対し周波数方向の差動変調が行われているＯＦＤＭ信号に対しては、簡単な構成で、サブキャリア間の位相差の誤差を補正して正しく復調することができる。
【００３０】
第１１の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００３１】
第１２の発明は、第１０の発明において、
前記位相補正手段は、前記隣接位相差から前記変化量を引くことにより前記隣接位相差を補正する。
【００３２】
第１３の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出する。
【００３３】
第１４の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出する。
第１５の発明は、第１０の発明において、
前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後のデータキャリアを復調するデータ復調手段をさらに備えている。
【００３４】
第１６の発明は、第１０の発明において、
前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される。
【００３５】
第１７の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出するステップと、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出するステップと、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正するステップとを備えている。
【００３６】
第１８の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置とを備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ同一の位相及び振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた隣接するサブキャリアの位相と振幅の差を有する位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えている。
【００６４】
【発明の実施の形態】
図２を参照して、先ず、本発明に係るＯＦＤＭ信号およびその変調と復調の基本概念について説明する。ＯＦＤＭ信号の周波数領域での状態Ｓｆが図左半部に、時間領域での状態Ｓｔが図右半部に模式的に示されている。周波数軸信号Ｓｆは、周波数軸Ｆ上に直交するように配置された多数のサブキャリアＳＣの間に、パイロットキャリアＰＣと呼ばれる既知の位相を持つサブキャリアが埋め込まれて構成される。つまり、各ＯＦＤＭシンボルＯＳを構成する複数のサブキャリアＳＣの内、所定の間隔のサブキャリアＳＣのそれぞれに既知の位相を与えて、この既知の位相を有するサブキャリアＳＣをパイロットキャリアＰＣとする。図２に示すように、本発明に係るＯＦＤＭ信号Ｓｏは同期シンボルＲＳを必要としない構成である。
【００６５】
図１５に示すように、ＯＦＤＭ信号を用いたデータ伝送システムにおいて、送信側では、送信装置１２０内に含まれるＯＦＤＭ変調装置１２１が次のようにしてＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、まず、送信すべきデータ（送信データ）を複数のサブキャリアに割り当てると共にそれらのサブキャリアの間にパイロットキャリアＰＣを挿入することにより、伝送に使用されるサブキャリアＳＣを生成する。次に、パイロットキャリアの埋め込まれたこのサブキャリアＳＣに対してシンボル期間毎に逆フーリエ変換を施すことにより、時間領域信号Ｓｔを生成する。この時間領域信号Ｓｔは、変調された後にＯＦＤＭ信号Ｓｏ’として伝送路１３０を介して送信装置１２０から受信装置１４０へと伝送される。受信側では、このＯＦＤＭ信号Ｓｏ’を受信して、受信装置１４０に含まれるＯＦＤＭ復調装置１４１がこのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’から次のようにして受信データを得る。すなわち、まず、このＯＦＤＭ信号Ｓｏ’を復調してベースバンド信号である時間領域信号Ｓｔを得る。次に、この時間領域信号Ｓｔをシンボル期間ＰＳ毎に切り出し、切り出された時間領域信号Ｓｔにフーリエ変換を施して周波数軸Ｆ上の各サブキャリアＳＣに分離する。分離後、パイロットキャリアＰＣの位相からそのＯＦＤＭシンボル内の位相回転誤差を推定し、各サブキャリアＳＣの位相誤差を補償する。この位相誤差の補償された各サブキャリアの位相と振幅を求めることにより受信データを得る。
【００６６】
このように本発明においては、同期ずれによる位相誤差を補正しているので、バースト状に複数のＯＦＤＭシンボルＯＳが送信される場合に、個々のＯＦＤＭシンボルＯＳを正しく復調できる。
【００６７】
更に、ＯＦＤＭシンボルＯＳ自体に埋め込まれたパイロットキャリアＰＣに基づいて、同期ずれによる位相誤差を補償できるので、同期検出部の検出精度が劣っている、或いは同期検出部が無くても、高精度にデータを復調できる。
【００６８】
また、本発明は図１２および図１３に示した従来のＯＦＤＭ信号のようにフレーム構成で送信される場合にも適用できる。つまり、フレームを構成する各シンボル内にパイロットキャリアＰＣを埋め込むことにより、シンボル単位での同期ずれを補正できるので、ＯＦＤＭシンボルが連続的に入力される場合にも正しく同期補正できる。
【００６９】
後に詳述するが、同期基準シンボルＲＳに基づいてある程度同期をとった後、同期確立器で追い込めないずれに関して位相補償をかけて、さらに復調の精度を上げることができる。本発明が、同期シンボルＲＳを含む従来のＯＦＤＭ信号にも適用できることは、後ほど図９を参照して詳しく説明する。
【００７０】
図３を参照して、図２に示したＯＦＤＭ周波数軸信号ＳｆにおけるサブキャリアＳＣの詳細について更に説明する。周波数軸Ｆ上に配置された多数のサブキャリアＳＣの内、所定のサブキャリアに基準位相となる所定の複素数を割り当て、これをパイロットキャリアＰＣ（点線の矢印で表示）とする。パイロットキャリアＰＣに割り当てる複素数は、例えば（１，０）などを用いる。ただし、実部ｉおよび虚部ｑからなる複素数を“（ｉ，ｑ）”と表記するものとする。パイロットキャリアＰＣは、例えば一定周波数間隔のサブキャリアＳＣに割り当てられる。或いは、各パイロットキャリアＰＣの間に入るサブキャリアＳＣの数（つまり、サブキャリア間隔）が１，３，５，・・・のように、一定の増分で増加する周波数間隔のサブキャリアＳＣをパイロットキャリアＰＣに割り当ててもよい。さらに所定のＰＮ系列で規定される周波数間隔のサブキャリアに、パイロットキャリアＰＣを割り当てることもできる。このように、本発明においては、パイロットキャリアＰＣを一定周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号、パイロットキャリアＰＣを所定の増分で増加する周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号、パイロットキャリアＰＣ、および所定のＰＮ系列で規定される周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号のいずれも正しく復調できる。
【００７１】
パイロットキャリアＰＣ以外のサブキャリアＳＣには送信データを割り当て、これをデータキャリアＤＣと呼ぶ。データキャリアＤＣに送信データを割り当てるには様々な変調方式を用いることができ、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどがある。また、隣接するデータキャリアＤＣ間で差動変調しても良く、例えば、ＤＱＰＳＫやＤＡＰＳＫなどを用いることができる。このように、差動変調に多値差動位相変調や多値差動振幅位相変調を用いることができる。
【００７２】
送信側は、このように構成したサブキャリアＳＣに逆フーリエ変換を施してＯＦＤＭ変調を行い時間領域信号ＳＴに変換したＯＦＤＭ信号に、ガードインターバルを付加する。ガードインターバルが付加されたＯＦＤＭ信号は、連続的に送信或いはＯＦＤＭシンボル毎にバースト的に送信される。
【００７３】
＜ＯＦＤＭ変調装置＞
以下、本発明のＯＦＤＭ変調装置の実施形態について説明する。
図１６は、本発明のＯＦＤＭ変調装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。この第１の実施形態のＯＦＤＭ変調装置は、データ変調部２０１と直並列変換部２０３とＯＦＤＭ信号生成部２００とを備えており、ＯＦＤＭ信号生成部２００は、逆フーリエ変換部２０５と、ガード挿入部２０７と、直交変調部２０９と、発振器２１１と、Ｄ／Ａ変換器２１３と、ローパスフィルタ２１５とを有している。送信データＳＤは、このＯＦＤＭ変調装置におけるデータ変調部２０１に入力される。データ変調部２０１は、この送信データＳＤを所定のブロックに区切り、各ブロックのデータを、各サブキャリアの位相と振幅に対応する１個の複素数（またはベクトル）に変換し、その複素数を各サブキャリアに割り当てる（このようにして各ブロックのデータに対応する複素数の割り当てられたサブキャリアを「データキャリア」という）。また、データ変調部２０１は、送信データＳＤの供給を受ける他、位相と振幅に対応する既知複素数の割り当てられたパイロットキャリアＰＣおよびパイロットキャリアの挿入に対応するタイミング信号Ｓitの供給を受け、そのタイミング信号Ｓitに基づき、データキャリアに対しパイロットキャリアＰＣを挿入する。このようにしてパイロットキャリアＰＣがデータキャリアに埋め込まれることにより、伝送に使用されるサブキャリアが周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣとして得られる。これらの周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣの位相と振幅に対応するデータが、１シンボル期間に相当する伝送サブキャリアを単位として、直並列変換部２０３で並列データに変換された後に逆フーリエ変換部２０５に入力される。逆フーリエ変換部２０５は、その並列データを逆フーリエ変換することにより、時間領域信号Ｓｔに変換する。この時間領域信号Ｓｔは、ガード挿入部２０７によりガードインターバルを付加された後、直交変調器２０９において、発振器２１１により生成された信号を用いて直交変調される。この直交変調後の信号は、Ｄ／Ａ変換器２１３によりアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ２１５を経て、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’としてＯＦＤＭ変調装置から出力される。
【００７４】
図１７は、本発明のＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。この第２の実施形態のＯＦＤＭ変調装置は、差動変調部２３１と直並列変換部２０３とＯＦＤＭ信号生成部２００とを備えており、ＯＦＤＭ信号生成部２００は、逆フーリエ変換部２０５と、ガード挿入部２０７と、直交変調部２０９と、発振器２１１と、Ｄ／Ａ変換器２１３と、ローパスフィルタ２１５とを有している。この第２の実施形態における構成要素のうち、第１の実施形態と同一の構成要素については同一の参照符号が付されている。
【００７５】
送信データＳＤは、上記のＯＦＤＭ変調装置における差動変調部２３１に入力される。差動変調部２３１は、この送信データＳＤを所定のブロックに区切り、各ブロックのデータを用いて次のような差動変調を行う。すなわち、差動変調部２３１は、図１８に示すように、後述のパイロットキャリアを基準に、周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調を行う。この差動変調の方式として差動位相変調方式を用いるものとすると、差動変調部２３１は、送信データＳＤを構成する各ブロックのデータを、周波数方向に隣接するサブキャリアの位相差に対応させる（このようにして各ブロックのデータの割り当てられたサブキャリアを本実施形態においても「データキャリア」という）。また、差動変調部２３１は、送信データの供給を受ける他、位相と振幅に対応する既知複素数の割り当てられたパイロットキャリアＰＣおよびパイロットキャリアの挿入に対応するタイミング信号Ｓitの供給を受け、そのタイミング信号Ｓitに基づき、データキャリアに対しパイロットキャリアＰＣを挿入する。なお、本実施形態のように差動変調を用いる場合には、挿入される各パイロットキャリアＰＣの位相が同一となるように既知複素数が割り当てられる。このようにしてパイロットキャリアＰＣがデータキャリアに埋め込まれることにより、伝送に使用されるサブキャリアが周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣとして得られる。この周波数軸上の各伝送サブキャリアＳＣの位相と振幅に対応するデータが、１シンボル期間に相当する伝送サブキャリアを単位として、直並列変換部２０３で並列データに変換された後に逆フーリエ変換部２０５に入力される。以降、上記の第１の実施形態と同様にして、逆フーリエ変換部２０５、ガード挿入部２０７、直交変調部２０９、発振器２１１、Ｄ／Ａ変換器２１３およびローパスフィルタ２１５により、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’が生成される。
【００７６】
このような第２の実施形態によれば、周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調が行われるため、従来のように隣接シンボル間で差動変調が行われる場合とは異なり、塊になったデータが間欠的に現れるように構成されたバースト状のＯＦＤＭ信号が送信されるときであっても効率良く変調および復調を行うことができ、ＯＦＤＭ信号がバースト状である場合の伝送効率が向上する。
【００７７】
＜ＯＦＤＭ復調装置＞
以下、本発明のＯＦＤＭ復調装置の実施形態について説明する。
【００７８】
（第１の実施形態)
図１を参照して、本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置について説明する。本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰは、サブキャリア分離部１０と位相補正器１１とデータ復調器１３とを備えている。サブキャリア分離部１０は、Ａ／Ｄ変換器１、直交検波器３、および高速フーリエ変換器５を有し、位相補正器１１は、データキャリア位相誤差推定器７およびデータキャリア位相補正器９を有している。
【００７９】
Ａ／Ｄ変換器１、直交検波器３、および高速フーリエ変換器５は、図１４に示した従来のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣにおけるＡ／Ｄ変換器１０１、直交検波器１０３、および高速フーリエ変換器１０５のそれぞれと基本的に同様の構成である。Ａ／Ｄ変換器１は入力されたＯＦＤＭ信号Ｓｏ’をアナログ／デジタル変換してＯＦＤＭ信号Ｓｏ”を生成し、直交検波器３はＯＦＤＭ信号Ｓｏ”を直交検波してベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂ’を生成し、そして高速フーリエ変換器５はベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂ’に高速フーリエ変換処理を施してサブキャリア信号Ｓｃ’を生成する。
【００８０】
しかしながら、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰには、従来のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣに於けるクロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６に相当する手段が設けられていない。その結果、生成されたこれらの信号Ｓｏ”、Ｓｂ’、およびＳｃ’は、サンプリングクロック、サブキャリア信号の周波数、およびシンボル窓について同期確立されていない。
【００８１】
このように同期が取れていないサブキャリア信号Ｓｃ’は、データキャリア位相誤差推定器７およびデータキャリア位相補正器９に出力される。データキャリア位相誤差推定器７は、ＯＦＤＭ復調されたサブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣに基づいて受信ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中のデータキャリアＤＣの位相誤差を推定し、推定された位相誤差の補正量ＳＨＣを表す位相誤差補正信号Ｓｈｃを生成してデータキャリア位相補正器９に出力する。
【００８２】
データキャリア位相補正器９は、この位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、サブキャリア信号Ｓｃ’中のデータキャリアＤＣを直接補正することでクロックずれ、周波数ずれ、およびシンボルずれ（ＦＦＴ時間窓ずれ）による影響（位相回転）を補正して位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒとして、データ復調器１３に出力する。データキャリア位相誤差推定器７とデータキャリア位相補正器９とは、ＯＦＤＭ信号の位相を補正する位相補正器１１を構成している。
【００８３】
なお、データキャリア位相誤差推定器７による位相誤差補正量を求める方法は、サブキャリアＳＣの位相変調方式により異なる。例えば、ＱＰＳＫやＱＡＭ変調のようにサブキャリアが絶対位相変調されている場合には各サブキャリアの絶対位相誤差（送受信間の位相誤差）を求める。また、ＤＱＰＳＫやＤＡＰＳＫ変調のようにサブキャリア間で差動変調されている場合はサブキャリア間の相対位相誤差を求める。但し、サブキャリア間が差動変調されている場合にも、絶対位相誤差を求めることによって位相誤差補正量を求めることができる。位相補正器１１の具体的な構成について、図４、図６、および図８を参照して以下に詳しく説明する。
【００８４】
（第１実施例）
図４を参照して、本発明の第１実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例では、サブキャリアＳＣが絶対位相変調されているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。絶対位相変調されているサブキャリアＳＣの位相を補正する位相補正器１１Ａは、サブキャリアＳＣの絶対位相誤差を求めるデータキャリア位相誤差推定器７Ａとデータキャリア位相補正器９から構成される。さらに、データキャリア位相誤差推定器７Ａは、パイロットキャリア位置検出器８ａ、パイロットキャリア抽出器８ｂ、パイロットキャリアメモリ８ｃ、位相差演算器８ｄ、位相変化量演算器８ｅ、および位相補正量演算器８ｆより成る。パイロットキャリア位置検出器８ａには、送信側で何番のサブキャリアがパイロットキャリアに割り当てられているかの情報が保存されている。パイロットキャリアメモリ８ｃには、送信側で既知の複素数を割り当てた送信パイロットキャリアＰＣの情報ＳＰＣが予め保持されている。
【００８５】
ＦＦＴ回路５で周波数領域の信号Ｓｆに変換された受信データＳｃ’には、図２に示したように同一時間上に各サブキャリアＳＣが分離されて、その周波数順に配列されている。このように分離配列されたの複数個のサブキャリアを示す複素数データが得られる。これら複数の分離されたサブキャリアＳＣのそれぞれはパラレルにデータキャリア位相誤差推定器７Ａのパイロットキャリア位置検出器８ａおよびパイロットキャリア抽出器８ｂの双方に入力される。
【００８６】
パイロットキャリア位置検出器８ａは、送信側で割り当てられた順番に基づいて、サブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣの位置を検出してパイロットキャリア位置信号Ｌｐｃを生成してパイロットキャリア抽出器８ｂおよびパイロットキャリアメモリ８ｃに出力する。しかしながら、この送信側でサブキャリアに割り当てられた順番に基づいてパイロットキャリアの位置を検出する方法は、ＯＦＤＭ信号の周波数オフセットがキャリア間隔以上になるとＦＦＴ回路５の出力であるサブキャリアＳＣ中のデータキャリアの位置がずれるため、パイロットキャリアＰＣの位置を正しく検出することができない。このような場合には、送信側でパイロットキャリアＰＣとデータキャリアＤＣとを異なるパワーレベルで変調しておき、その変調パワーレベルに基づいてパイロットキャリアＰＣの位置を検出するようにしても良い。
【００８７】
パイロットキャリア抽出器８ｂは、入力されたサブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣを抽出する。すなわち、パイロットキャリア抽出器８ｂは、パイロットキャリア位置信号Ｌｐｃに基づき、パイロットキャリア位置検出器８ａで検出されたパイロットキャリアＰＣの位置に相当するサブキャリアＳＣを抽出して、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃを生成すると共に、位相差演算器８ｇに出力する。
【００８８】
パイロットキャリアメモリ８ｃは、パイロットキャリア位置信号Ｌｐｃに基づいて、検出されたパイロットキャリアＰＣの位置に対応するパイロットキャリアＰＣの情報ＳＰＣ（すなわちパイロットキャリアＰＣに割り当てられた既知複素数）を自身から読み出して、送信パイロットキャリア信号Ｓｐｃとして位相差演算器８ｄに出力する。
【００８９】
位相差演算器８ｄは、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃと送信パイロットキャリア信号Ｓｐｃに基づいて、パイロットキャリア抽出回路８ｂで抽出された受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)と、パイロットキャリアメモリ８ｃに保持されている送信パイロットキャリアＰＣ(Ｓ)を比較し、その位相差ＰＤを求める。位相差ＰＤは、受信パイロットキャリアに割り当てられた複素数Ａと、送信パイロットキャリアに割り当てられた複素数Ｂを入力とし、複素数Ａと複素数Ｂの共役複素数とを乗算し、得られた複素数Ｃ＝（ｉ，ｑ）から逆正接arctan(q/i) を演算して求めることができる。
【００９０】
位相差ＰＤは、また、複素数Ａと複素数Ｂの位相を、それぞれ逆正接arctan演算で求め、それらを引き算することで求めることもできる。このようにして求められた位相差ＰＤは、各キャリアが送信時の位相から受信側の周波数ずれおよび時間ずれによってどれだけ位相回転したかを表わす。位相差演算器８ｄは更に、位相差ＰＤを示す送受信間位相差信号Ｓｐｄを生成して、位相変化量演算器８ｅおよび位相補正量演算器８ｆの双方に出力する。
【００９１】
位相変化量演算器８ｅは、送受信間位相差信号Ｓｐｄに基づいて、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤとキャリア周波数から、キャリア周波数に対する送受信間の位相差変化量ＡＰＤを求める。位相変化量ＡＰＤは、各パイロットキャリア間の位相変化を補間することで求めることができる。なお、キャリア周波数は各パイロットキャリアの周波数であるので、各パイロットキャリアの位置を知ることにより求めることができる。
【００９２】
例えば、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤを縦軸に、キャリア周波数を横軸にとり、直線近似することでこの直線の傾きを求め、この傾きから位相変化量を求めることができる。また、任意のパイロットキャリア間の送受信間位相差の差をそのパイロットキャリアＰＣ間のキャリア周波数差で割ることで、２つのパイロットキャリア間の位相変化量を求めることもできる。さらにそれをシンボル内の各パイロットキャリアＰＣで順に計算し、その平均値を求めることでより高精度に位相変化量を求めることができる。つまり、任意の二つのパイロットキャリアＰＣをＰＣａとＰＣｂとし、パイロットキャリアＰＣａの送受信間位相差φａとパイロットキャリアＰＣｂの送受信間位相差φｂとの差φａ−φｂをＰＣａとＰＣｂの周波数差Ｆａ−Ｆｂで割ると、パイロットキャリアＰＣａとＰＣｂの間における、キャリア周波数に対する位相変化量△φが求まる。すなわち、次式により位相変化量Δφが求まる。
△φ＝（φａ−φｂ）／（Ｆａ−Ｆｂ）
【００９３】
更に詳述すれば、各サブキャリアの位相誤差φ(ｋ)を全て元に戻す必要があるので、各サブキャリアの補正量φ’(ｋ)は、先頭のキャリアの位相誤差φ(ｋ)に△φを累積していけば良い。それ故、補正量は、φ’(ｋ)＝−（ｋ△φ＋φ(０)）で表すことができる。
【００９４】
図５を参照して、以下に、周波数ずれΦｆおよび時間ずれΦｔによる位相回転について説明する。同図において、Θ(ＰＣｎ)はｎ番目のパイロットキャリアＰＣの送受信間位相差ＰＤを、ΔΦはキャリア間の位相誤差を、ｋはデータキャリアＤＣの番号を表す。ｎとｋは正の整数である。各データキャリアＤＣは、Θ(ＰＣn )を基準にΔΦが累算された分だけ位相回転を起こしている。よって、各データキャリアの位相補正量ＳＨＣはパイロットキャリアＰＣの送受信間位相差Θ(ＰＣn )を基準に、位相変化量演算器８ｅで求めた位相誤差ΔΦに相当する位相変化量ＡＰＤを累算することで求められる。これにより、各データキャリアＤＣが周波数ずれΦｆおよび時間ずれΦｔにより送信時の位相から回転した位相回転量を求めることができる。
【００９５】
位相変化量演算器８ｅは、このようにして求めた位相変化量ＡＰＤを示す送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄを生成して位相補正量演算器８ｆに出力する。
【００９６】
位相補正量演算器８ｆは、送受信間位相差信号Ｓｐｄおよび送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄに基づいて、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤとキャリア周波数に対する位相変化量ＡＰＤとから、各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣを求めて位相誤差補正信号Ｓｈｃを生成する。各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣを求めるには、連続する二つのパイロットキャリアＰＣ１およびＰＣ２が入力された時点で、その二つのパイロットキャリアＰＣ１およびＰＣ２間のデータキャリアＤＣの補正量を算出する方法と、１シンボル内のすべてのパイロットキャリアＰＣが入力された時点で１シンボル内のすべてのデータキャリアＤＣを一括してデータキャリアＤＣの補正量を求める方法との二通りの方法がある。
【００９７】
データキャリア位相補正器９は、位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣに基づき、各データキャリアの位相を位相補正量分だけ戻すことで位相補正を行う。上述のように、位相補正量演算器８ｆが複数のパイロットキャリアＰＣに基づいて位相補正量ＳＨＣを演算し終わる迄の間、少なくともその複数のパイロットキャリアＰＣ間に位置するデータキャリアＤＣの位相補正はできないので、その間それらのデータキャリアＤＣを保持しておく必要がある。このデータキャリアＤＣの保持のためには、適当な容量のバッファをデータキャリア位相補正器９に設けるか、或いは高速フーリエ変換器５中に設けられているフーリエ演算時に必要とされるバッファを読み出しタイミングを適切に制御することで共用できる。位相補正された各データキャリアＳｃｒは、データ復調器１３で復調されて、送信データＳｄ’が再生される。
【００９８】
第１実施例においては、データキャリアＤＣの変調にはどのような方式を用いても良く、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭ、またＤＱＰＳＫや１６ＤＡＰＳＫなどの差動変調方式を用いてもよい。これらの演算は例えばＤＳＰなどを用いることで実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。
【００９９】
（第２実施例）
図６を参照して、本発明の第２実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例に於ける位相補正器１１Ｂは、第１実施例に係る位相補正器１１Ａと異なり、ＯＦＤＭ変調装置の上記第２の実施形態によって得られるＯＦＤＭ信号のようにサブキャリアＳＣが差動変調されているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。データキャリアＤＣを周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調している場合、周波数ずれによる一定の位相回転は差動復調によりキャンセルされるが、隣接キャリアの位相差に時間ずれによる位相誤差が加えられ、正しく差動復調することができない。
【０１００】
図７に、差動変調によるＯＦＤＭ信号の様子を示す。ｋはサブキャリアＳＣの番号を表す。送信側ではサブキャリアｋとサブキャリアｋ＋１の位相差Θに送信データを割り当てる。時間ずれが生じた場合、各サブキャリア周波数に比例して位相誤差が生じる。そのため、サブキャリアｋ＋１はサブキャリアｋに対し、本来の位相差から更に位相誤差ΔΦだけ回転した(ｋ＋１)’となる。
【０１０１】
サブキャリア(ｋ＋１)’とサブキャリアｋの位相差はΘ＋ΔΦとなり、この隣接サブキャリアで差動復調を行っても、正しく送信データを再生することができなくなる。そこで、本実施例は、隣接サブキャリア間の位相誤差のみを求め、位相補正を行うために、以下に述べるように構成される。本実施例に係るＯＦＤＭ復調器は、位相補正器１１Ａが位相補正器１１Ｂに変わると共に、データ復調器１３が差動復調器１５と交換された構造を有している。
【０１０２】
位相補正器１１Ｂは位相補正器１１Ａのデータキャリア位相誤差推定器７Ａがデータキャリア位相誤差推定器７Ｂに交換された構成を有している。データキャリア位相誤差推定器７Ｂは、データキャリア位相誤差推定器７Ａのパイロットキャリア位置検出器８ａおよびパイロットキャリアメモリ８ｃが取り除かれ、位相差演算器８ｄが位相演算器８ｇに交換されると共に、位相補正量演算器８ｆに対する位相差演算器８ｄの出力を取りやめた構成を有している。
【０１０３】
ＦＦＴ回路５で周波数領域に変換し各サブキャリアに分離した受信データＳｃ’は、データキャリア位相誤差推定器７Ｂのパイロットキャリア抽出器８ｂに入力される。
【０１０４】
パイロットキャリア抽出器８ｂは、サブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣを抽出して、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃ’を生成すると共に、位相演算器８ｇに出力する。
【０１０５】
位相演算器８ｇは、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃ’に基づいて、パイロットキャリア抽出器８ｂで抽出された受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相を求める。位相演算は、入力される受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)に割り当てられた複素数（ｉ，ｑ）から逆正接arctan(q/i) を演算することで受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相ＰＨを求めることができる。また、複素数（ｉ，ｑ）からｑ／ｉを演算することにより受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相の近似値を求めるようにしてもよい。
【０１０６】
本実施例においては、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリアは周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調されているため、サブキャリア間の位相誤差がどれだけあるかを求めれば良く、各サブキャリアが送信時の位相からどれだけ回転したかは考慮しなくて良い。また、このように差動変調されていることに加えて、送信パイロットキャリアのそれぞれの位相は同一であるため、第１実施例のデータキャリア位相誤差推定器７Ａ（位相差演算器８ｄ）のように、受信パイロットキャリアと送信パイロットキャリアとの間で位相を比較して送受信間位相差を求める必要はない。このようにして、受信パイロットキャリアの位相ＰＨを検出した後に、位相演算器８ｇは受信パイロットキャリア位相信号Ｓｐｈを生成して位相変化量演算器８ｅに出力する。
【０１０７】
位相変化量演算器８ｅは、受信パイロットキャリア位相信号Ｓｐｈに基づいて、位相演算器８ｇで求めた受信パイロットキャリアＰＣ（Ｒ）の位相ＰＨとキャリア周波数から、第１実施例と同様に直線近似等の方法を用いてキャリア周波数に対する送受信間の位相変化量ＡＰＤ’を求める。そして、求めた位相変化量ＡＰＤ’を示す送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄ’を位相補正量演算器８ｆに出力する。
【０１０８】
位相補正量演算器８ｆは、送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄ’に基づいて、キャリア間の位相補正量ＨＣを求める。本実施例においては、データキャリアＤＣは隣接キャリア間で差動変調されているため、隣接キャリア間での時間ずれによる位相回転量だけを補正すればよい。この場合、位相補正量演算器８ｆは、比較するキャリア間のキャリア周波数に対する位相誤差を補正する位相補正量を演算する。例えば、隣接キャリア間で比較する場合、１キャリア周波数間隔分の位相誤差を求めるので、位相変化量演算器８ｅで求めたキャリア周波数に対する位相変化量ＡＰＤ’が位相誤差ΔΦに相当する。２キャリア周波数間隔分離れたキャリアを比較して、２ΔΦを演算することで位相補正量が求まる。
【０１０９】
更に詳述すると、差動変調ではサブキャリアＳＣ間の位相差に情報を乗せているので、データに割り当てられた位相差はθk+1−θk＝θｄ（ θkはｋ番目のサブキャリアの位相）で表される。ＯＦＤＭ信号が受信側で受信された後に、サブキャリアＳＣに同じ位相誤差が発生しても、位相差は変わらない。ところが、サブキャリア周波数(ｋ)に比例する位相誤差ｋ△φがあると、θk'+1−θk'＝θｄ＋△φとなる。よって、補正量として△φを求めれば良い。
【０１１０】
データキャリア位相補正器９は、位相補正量演算器８ｆで求めた位相補正量ＨＣに基づき、高速フーリエ変換器５が出力する各データキャリアＳｃ’の位相を補正する。位相補正は、差動復調を行う２つのデータキャリアに対して、そのデータキャリア間に対する位相補正量分だけ位相を戻すことで行う。
【０１１１】
差動復調器１５は、データキャリア位相補正器９から出力された位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒを差動復調して送信データＳｄ’を再生する。
【０１１２】
本実施例において、データキャリアの変調には、隣接キャリア間での差動変調方式を用い、例えばＤＱＰＳＫなどの多値差動位相変調や１６ＤＡＰＳＫなどの多値差動振幅位相変調方式を用いることができる。このように、隣接データキャリアを差動変調しておくことで、受信側における位相補正量の演算は簡単になり、第１実施例に比べ構成を簡単にできる。本実施例においては、サブキャリア自体の位相補正、つまり時間ずれの位相誤差を補正する。そして、補正されたサブキャリア間の位相差を求めることによって、周波数ずれの位相誤差をキャンセルすると共に求められた位相差をデマッピングしてデータを復調する。
【０１１３】
これらの演算は第１実施例同様、ＤＳＰなどを用いて実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。
【０１１４】
（第３実施例)
図８を参照して、本発明の第３実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例に於ける位相補正器１１Ｃは、第２実施例に係る位相補正器１１Ｂと同様に、サブキャリアＳＣに対し周波数方向に隣接するサブキャリア間での差動変調が行われているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。位相補正器１１Ｃは、第２実施例に係る位相補正器１１Ｂのデータキャリア位相補正器９と高速フーリエ変換器５との間にキャリア間位相差演算器６を挿入すると共に、差動復調器１５をデータ復調器１３に戻した構成である。よって、データキャリア位相誤差推定器７Ｂの構成および動作については説明済みであるので、キャリア間位相差演算器６に関してのみ説明する。
【０１１５】
キャリア間位相差演算器６は、高速フーリエ変換器５からの出力であるサブキャリアＳｃ’から、送信データに相当する隣接サブキャリア間の位相差を演算し、演算結果を位相差信号Ｓｃ”として、データキャリア位相補正器９に出力する。位相差信号Ｓｃ”において、周波数ずれによる位相誤差は既にキャンセルされているが時間ずれによる位相誤差は含まれたままである。
【０１１６】
データキャリア位相補正器９は、位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、位相差信号Ｓｃ”の位相補正を行った後、位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒをデータ復調器１３に出力する。
【０１１７】
本実施例においても、第２実施例と同様にデータキャリアの変調方式は周波数方向の隣接キャリア間での差動変調を用い、例えばＤＱＰＳＫなどの多値差動位相変調や１６ＤＡＰＳＫなどの多値差動振幅位相変調などを用いることができる。さらに、これらの演算は第１実施例同様ＤＳＰなどを用いて実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。このように、本実施例においては、キャリア間位相差演算によってサブキャリア間の位相差を求めるときに、周波数ずれの位相誤差がキャンセルされる。その後に、求められたサブキャリア間の位相差を補正することによって時間ずれの位相誤差を補正する。そして、補正された位相差をデマッピングしてデータを復調する。
【０１１８】
以上に述べたように、本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰは、ＯＦＤＭシンボル内に埋め込まれた既知の位相を有するパイロットキャリアＰＣに基づいて位相補正を行うために、図１３に示すＯＦＤＭ信号のように同期シンボルＲＳがフレームに挿入されていなくても、正確な復調が可能である。
【０１１９】
（第２の実施形態）
図９を参照して本発明の第２実施例に係るＯＦＤＭ復調装置について以下に説明する。本実施形態にかかるＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰ’は、同期シンボルＲＳとフレームで構成されて送信される従来のＯＦＤＭ信号の復調に適している。本実施形態で用いられるＯＦＤＭ信号は、図１３に示すフレームを構成する各シンボル内に、図２および図３に示したパイロットキャリアＰＣを埋め込んだ構造を有する。ＯＦＤＭ信号をこのように構成することによって、同期基準シンボルＲＳに基づいて、図１４に示した各同期確立器によってある程度同期をとり、同期確立器で追い込めないずれに関しては、図１に示す位相補正器１１によって位相補償をして、さらに復調の精度を上げるようにしたものである。
【０１２０】
つまり、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰ’は、図１に示すＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰに、図１４に示したクロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６が追加された構造を有する。その結果、上述のように、高速フーリエ変換器５は、シンボル時間窓信号Ｓｓｔに基づいて、ベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに高速フーリエ変換処理を施す。そして、ベースバンド帯域の信号Ｓｂを個々のＯＦＤＭシンボルＯＳ毎に、時間領域の信号を周波数領域の各サブキャリアＳＣに分離してシンボル同期の確立したサブキャリア信号Ｓｃを生成して位相補正器１１に出力する。このサブキャリア信号Ｓｃは、シンボル窓の同期確立に併せて、サンプリングクロック同期およびキャリア信号の周波数同期が確立されている。
【０１２１】
以降、この同期が確立されたサブキャリア信号Ｓｃに対して、第１実施形態に関して説明した種々の位相補正器１１、１１Ａ、１１Ｂ、および１１Ｃのいずれかによって位相補正を施して、より精度の高い復調を可能にするものである。
【０１２２】
なお、本実施形態において、アナログのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’に対してＡ／Ｄ変換を行う際、受信側サンプリングクロックと送信側のサンプリングクロックとの間にずれがある場合について説明する。ＯＦＤＭ復調は一つのＯＦＤＭシンボル期間毎にＦＦＴ演算を施すことにより、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換して、各サブキャリアに分離する。ＦＦＴ回路には、ＦＦＴに用いるポイント数だけのデータ（信号値）を１つのＯＦＤＭシンボルから取り出して入力する。これを有効シンボル期間という。ＦＦＴに用いるポイント数は、例えば１０２４または５１２などである。送受信間でサンプリングクロックずれが生じた場合、同じポイント数（例えば１０２４）だけデータを取り込んだとしても、時間ずれが生じる。
【０１２３】
図１０に、このような送受信間での時間ずれを生じた様子を示す。ＯＳｒは、受信したＯＦＤＭシンボルの一つを示す。受信ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルを取り除き、ＦＦＴに用いる１０２４ポイント分のデータ、すなわち有効シンボル期間を取り出す。ＯＳｅｓは、送信側でこのシンボルを発生した時の有効シンボル期間を示している。送受信間でサンプリングクロックにずれが生じた場合、受信側で取り込む有効シンボル期間はＯＳｅｒに示すようになり、本来の有効シンボル期間と時間ずれが生じる。
【０１２４】
このようにして取り込んだ有効シンボル期間に対しＦＦＴ演算を施すと、有効シンボル期間の時間ずれにより各サブキャリアに位相回転が生じる。この様子を図５に示す。有効シンボル期間の時間ずれによる位相回転量はサブキャリア周波数に比例する。また、送受信間で周波数ずれがある場合に直交検波を行うと、各サブキャリアはサブキャリア周波数に依らず一定値だけ位相回転を起こす。
【０１２５】
よって、各受信サブキャリアは周波数ずれによる一定の位相回転とキャリア周波数に比例する位相回転を起こす。ＯＦＤＭ信号のサブキャリアは一定周波数間隔で配置されるため、隣接サブキャリア間の位相回転量は一定値となる。図１１はこれを示している。ｋはサブキャリア番号を表す。
【０１２６】
時間ずれによる位相回転量は周波数に比例するため、この直線の傾きから隣接キャリア間の位相変化量が求まり、これが隣接キャリア間の位相誤差ΔΦに相当する。よって、受信側で周波数ずれによる一定の位相回転と時間ずれによるキャリア周波数に比例する位相回転を求め、データキャリアの位相を補正することで正しくデータを復調できる。そこで本実施形態においては、ＯＦＤＭ復調し各サブキャリアに分離した受信信号を、上述の如く位相補正を行った後にデータ復調を行う。
【０１２７】
以上詳述したように本発明によれば、送信側と受信側との間に周波数ずれおよび時間ずれがある場合でも、データを正しく復調することができる。またバースト状に送信されるＯＦＤＭ信号には、安定したクロック同期が非常に困難であるが、本発明では、ＯＦＤＭシンボル毎に周波数ずれ、時間ずれによる位相誤差の補正が可能なので、そのようなバースト状のＯＦＤＭ信号であってもデータを正しく復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図２】本発明に係るＯＦＤＭ信号およびその変調と復調の基本概念についての説明図。
【図３】図２に示したＯＦＤＭ周波数軸信号に於けるサブキャリアの詳細な構成についての説明図。
【図４】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第１実施例を示すブロック図。
【図５】周波数ずれ、および時間ずれによる位相回転についての説明図。
【図６】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第２実施例を示すブロック図。
【図７】差動変調によるＯＦＤＭ信号の様子を示す説明図。
【図８】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第３実施例を示すブロック図。
【図９】本発明の第２実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図１０】送受信間での時間ずれを生じたＯＦＤＭ信号の様子を示す説明図。
【図１１】ＯＦＤＭ信号に於ける時間ずれによる隣接キャリア間の位相回転の説明図。
【図１２】従来例のＯＦＤＭ伝送フレームの説明図。
【図１３】従来のＯＦＤＭ信号の周波数領域および時間領域での状態の説明図。
【図１４】従来のＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図１５】ＯＦＤＭ信号を用いた伝送システムを示す図。
【図１６】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図。
【図１７】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図。
【図１８】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態における差動変調を説明するための図。
【符号の説明】
ＤＭＰ、ＤＭＰ’…ＯＦＤＭ復調装置
１ …Ａ／Ｄ変換器
３ …直交検波器
５ …ＦＦＴ回路
６ …キャリア間位相差演算器
７ …データキャリア位相誤差推定器
８ａ …パイロットキャリア位置検出器
８ｂ …パイロットキャリア抽出器
８ｃ …パイロットキャリアメモリ
８ｄ …位相差演算器
８ｅ …位相変化量演算器
８ｆ …位相補正量演算器
８ｇ …位相演算器
９ …データキャリア位相補正器
１０ …サブキャリア分離部
１１ …位相補正器
１３ …データ復調器
１５ …差動復調器
１２０…送信装置
１２１…ＯＦＤＭ変調装置
１３０…伝送路
１４０…受信装置
１４１…ＯＦＤＭ復調装置
２００…ＯＦＤＭ信号生成部
２０１…データ変調部
２３１…差動変調部
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（以下「ＯＦＤＭ」という）伝送に用いる変調装置および復調装置に関し、特に位相補正技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体向けデジタル音声放送や地上系デジタルテレビ放送などにおいてＯＦＤＭ技術を用いた伝送方式が注目されている。このＯＦＤＭ技術はマルチキャリア変調方式の一種で、送信すべきデータ（送信データ）を隣接間で互いに直交する多数のサブキャリアに割り当て、さらに逆フーリエ変換することにより時間領域のデジタル変調信号に変換してＯＦＤＭ信号を生成する。ＯＦＤＭ伝送においては、送信側で送信データに前述の処理を施して生成したＯＦＤＭ信号を受信側に伝送する。そして受信側では、伝送されたＯＦＤＭ信号に送信側で施された処理と逆の処理を施すことにより送信データを再生するものである。ＯＦＤＭ信号は、サブキャリアに分割された各々のデータの周期が長くなるため、マルチパスなどの遅延波の影響を受け難い特徴を有している。
【０００３】
ＯＦＤＭ復調は、直交検波器によりベースバンド帯域にダウンコンバートしたＯＦＤＭ信号を、高速フーリエ変換（以下「ＦＦＴ」という）回路を用いてフーリエ変換処理を施すことで行う。このとき、直交検波器では送受信間での正確な周波数同期の確立が必要であり、またＦＦＴでは受信したＯＦＤＭ信号から１シンボル区間を規定のクロックで正確に取り込み、フーリエ変換することで各サブキャリアの位相と振幅情報を得る必要がある。
【０００４】
送受信のそれぞれにおけるＯＦＤＭ信号に関して、周波数ずれおよび正確に１シンボル区間を取り込めない時間ずれがある場合、各サブキャリアは位相回転を起こし、送信データを再生できない。このように、ＯＦＤＭ復調には正確な周波数同期、シンボル同期およびクロック同期が必要であり、従来のＯＦＤＭ復調装置では同期用シンボルを用いて周波数同期、シンボル同期、およびクロック同期のそれぞれを確立する必要がある。このために、ＯＦＤＭ信号Ｓｏは、図１１に示すように、それぞれ複数（・・・、ｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、・・・）のサブキャリアＳＣより成る複数のＯＦＤＭシンボルＯＳにより伝送フレームが構成され、フレーム毎に同期用シンボルが挿入されて伝送される。同図において、縦軸は位相φ、横軸はサブキャリア周波数Ｆを表している。そして△φは隣接サブキャリア間の位相誤差を示している。
【０００５】
更に、図１２に示すように、ｎ（ｎは１以上の整数）個のＯＦＤＭシンボルＯＳの先頭に同期用シンボルＲＳとしてヌルシンボルを挿入して１つの伝送フレームＦｒを構成しており、このヌルシンボルを連続して検出することで同期を確立する。なお、ヌルシンボルはＯＦＤＭ変調したものでなくても良く、同期情報が得られやすい信号を用いることができる。つまり、ＯＦＤＭ信号Ｓｏは、ランダムノイズ状の波形となるため、これらの同期情報を時間軸波形から直接得ることが困難であるからである。そのため、周波数同期のためには正弦波形の信号を、クロック同期のためにはクロック成分が抽出しやすい振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）方式により変調された波形信号を用いることができる。
【０００６】
図１３を参照して、このように構成されたＯＦＤＭ信号の概念について説明する。ＯＦＤＭ信号の周波数領域での状態ＳＦを図左半部に、時間領域での状態ＳＴを図右半部に模式的に示している。周波数軸信号ＳＦは、各ＯＦＤＭシンボルＯＳ１〜ＯＳｎのそれぞれが、周波数軸Ｆ上に多数のサブキャリアＳＣを直交するように配置して構成される。この周波数軸信号ＳＦを逆フーリエ変換してＯＦＤＭ変調することによって、時間軸信号ＳＴが生成される。各サブキャリアＳＣは送信側で一次変調された間隔Ｐ＝１／ＰＳ（Ｈｚ）でサブキャリアを配置し、逆フーリエ変換してシンボル期間ＰＳ（ｓｅｃ）の時間軸Ｔ上の信号ＳＴに変換される。
【０００７】
送信側から伝送する場合はこのＯＦＤＭシンボルＯＳと同期基準シンボルＲＳでＯＦＤＭ信号の送信フレームを構成して伝送する。同期基準シンボルＲＳはＯＦＤＭ変調したシンボルである必要はなく、同期処理に使いやすい波形の信号であれば良い。
【０００８】
受信側では、入力された時間軸上の信号ＳＴから同期用基準シンボルＲＳだけを取り出して同期制御を行う。ＯＦＤＭシンボルＯＳはシンボル期間ＰＳ毎に切り出され、更にフーリエ変換を施されて周波数軸上の信号ＳＦに変換されることにより、ＯＦＤＭシンボルＯＳが各サブキャリアＳＣに分離される。その後、分離された各サブキャリアＳＣに対して一次復調（データ復調）が施されることにより、受信データが得られる即ち送信データが再生される。このようなＯＦＤＭ信号の復調処理において同期を正確に維持するには定期的に同期基準シンボルを伝送する必要が有る。
【０００９】
以下に、図１４を参照して、このような従来のＯＦＤＭ復調装置の一例として、特開平８−１０２７６９号公報に開示されているＯＦＤＭ復調装置について説明する。ＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣは、Ａ／Ｄ変換器１０１、クロック同期確立器１０２、直交検波器１０３、周波数同期確立器１０４、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１０５、シンボル同期確立器１０６、および一次復調器１０７を有する。送信側より伝送されたＯＦＤＭ信号Ｓｏ’は、Ａ／Ｄ変換器１０１、クロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６のそれぞれに供給される。
【００１０】
クロック同期確立器１０２は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、ＯＦＤＭ信号の送受信間におけるサンプリングクロックの同期ずれを検出する。クロック同期確立器１０２は、更に検出された同期ずれを補正して同期確立させたサンプリングクロック信号Ｓｓｃを生成してＡ／Ｄ変換器１０１に出力する。Ａ／Ｄ変換器１０１は、このサンプリングクロック信号Ｓｓｃに基づいて、アナログのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’をサンプリングクロック成分の同期が確立されたデジタルのＯＦＤＭ信号Ｓｏに変換して、直交検波器１０３に出力する。
【００１１】
周波数同期確立器１０４は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、送受信間に於けるキャリア信号の周波数の同期ずれを検出して、同期確立させた周波数信号Ｓｃｆを生成して直交検波器１０３に出力する。直交検波器１０３は、この周波数信号Ｓｃｆに基づいて、サンプリングクロック成分の同期確立されたデジタルのＯＦＤＭ信号ＳｏのＯＦＤＭシンボルＯＳ（サブキャリアＳＣ）を直交検波して、中間周波数帯域からベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに変換して、高速フーリエ変換器１０５に出力する。このベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂが、キャリア信号の周波数成分の同期確立と併せて、サンプリングクロック成分の同期確立がされていることは言うまでもない。
【００１２】
シンボル同期確立器１０６は、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中の同期シンボルＲＳに基づいて、送受信間におけるシンボル時間窓の同期ずれを検出して、同期確立させたシンボル時間窓信号Ｓｓｔを生成し、同信号Ｓｓｔを高速フーリエ変換器１０５に出力する。高速フーリエ変換器１０５は、シンボル時間窓信号Ｓｓｔに基づいて、ベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに高速フーリエ変換処理を施す。そして、高速フーリエ変換器１０５は、個々のＯＦＤＭシンボルＯＳ毎に、時間領域の信号から周波数領域の各サブキャリアＳＣに分離して、シンボル同期の確立したサブキャリア信号Ｓｃを生成し、そして同信号Ｓｃを一次復調器１０７に出力する。このサブキャリア信号Ｓｃは、シンボル窓の同期確立に併せて、サンプリングクロック同期およびキャリア信号の周波数同期が確立されている。
【００１３】
一次復調器１０７は、高速フーリエ変換器１０５から出力されたサブキャリア信号Ｓｃを各サブキャリア毎に復調して送信データＳｄを再生する。
【００１４】
従来のＯＦＤＭ復調器ＤＭＣは、直交検波器１０３によりベースバンド帯域にダウンコンバートしたＯＦＤＭ信号Ｓｂに、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）器１０５を用いてフーリエ変換演算を施す。このとき、直交検波器１０３では送受信間での正確な周波数同期確立が必要であり、またＦＦＴでは受信したＯＦＤＭ信号から１シンボル区間を規定のクロックで正確に取り込み、フーリエ変換することで各サブキャリアの位相と振幅情報を得る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ＯＦＤＭ復調器側においては、サンプリングクロック、キャリア周波数、およびＦＦＴシンボル窓時間に関して、送信側におけるのと同一の条件を正確に再現してデータ処理を行う必要がある。つまり、ＯＦＤＭ復調時には、サンプリングクロック、キャリア周波数、およびシンボル時間窓の同期を確立しなければならない。これに対して、従来のＯＦＤＭ復調装置では所定の間隔で間欠的に挿入される同期用シンボルを検出してシンボル同期およびクロック同期を確立している。この場合同期を確立するまでに数フレーム分の同期用シンボルの検出が必要であり、その間のＯＦＤＭシンボルは正確に復調できない。しかし、送受信間での同期ずれは、例えば伝送環境の変化によって容易に生じて、クロックずれ、周波数ずれ、および時間窓のずれを招く。これらのずれが生じている場合に、ＯＦＤＭ変調を行ったシンボルの各キャリアは、送信時の位相からこれらのずれに相当する量だけ位相回転を生じる。各サブキャリアの位相には情報（送信データ）が割り当てられているため、送信データが誤って再生されてしまう。
【００１６】
これらのずれに対しては、同期用基準シンボルからその情報を検出して、サンプリングクロックずれ、キャリア周波数ずれ、シンボル時間窓ずれをそれぞれの誤差信号としてフィードバックして、逐一調整（同期確立）して同期をとっている。そのため、これらのずれが生じた時点で復調したＯＦＤＭシンボルのサブキャリアには位相回転誤差が生じているため、送信データが誤って再生されてしまう。更に、所定の間隔で連続的に同期シンボルを検出できないと、安定した同期を確立することができないため、バースト状に送信されるＯＦＤＭシンボルを正確に復調することが非常に困難である。
【００１７】
それ故に、本発明は、上記問題を解決すべくなされたものであって、送受信間で周波数ずれや時間ずれがあるような場合でも、各サブキャリアの位相誤差を補正し、ＯＦＤＭシンボルの復調を可能にする、ＯＦＤＭ伝送のための変調装置および復調装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
上記のような目的を達成するために、本発明は、以下に示すような特徴を有している。
【００１９】
第１の発明は、複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を、各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えている。
【００２０】
上記のような第１の発明によれば、パイロットキャリアの送受信間位相差が検出され、この位相差に基づいてキャリア周波数に対する送受信間位相回転量の変化量が算出され、この変化量に基づいて各サブキャリアの位相補正量が算出されるため、この位相補正量は各サブキャリアの絶対位相誤差（送受信間の位相誤差）に対応する。したがって、サブキャリアに対しＱＰＳＫやＱＡＭ変調のような絶対位相変調が行われているＯＦＤＭ信号に対しても、各サブキャリアの位相誤差を補正して正しく復調することができる。
【００２１】
第２の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相差と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相差の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００２２】
第３の発明は、第２の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相差と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相差の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００２３】
第４の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相差、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相差及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相差及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出する。
【００２４】
第５の発明は、第１の発明において、
前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相差の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出する。
第６の発明は、第１の発明において、
前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後のデータキャリアを復調するデータ復調手段をさらに備えている。
【００２５】
第７の発明は、第１の発明において、
前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される。
【００２６】
第８の発明は、
複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するステップと、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出するステップと、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出するステップと、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出するステップと、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正するステップとを含む。
【００２７】
第９の発明は、
複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置とを備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ既知の位相と振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えている。
【００２８】
第１０の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えている。
【００２９】
上記のような第９の発明によれば、受信されたパイロットキャリアの位相に基づいてサブキャリア間の位相補正量が求められ、パイロットキャリアの送受信間の位相差は求められない。したがって、サブキャリアに対し周波数方向の差動変調が行われているＯＦＤＭ信号に対しては、簡単な構成で、サブキャリア間の位相差の誤差を補正して正しく復調することができる。
【００３０】
第１１の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出する。
【００３１】
第１２の発明は、第１０の発明において、
前記位相補正手段は、前記隣接位相差から前記変化量を引くことにより前記隣接位相差を補正する。
【００３２】
第１３の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出する。
【００３３】
第１４の発明は、第１０の発明において、
前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出する。
第１５の発明は、第１０の発明において、
前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後のデータキャリアを復調するデータ復調手段をさらに備えている。
【００３４】
第１６の発明は、第１０の発明において、
前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される。
【００３５】
第１７の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出するステップと、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出するステップと、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正するステップとを備えている。
【００３６】
第１８の発明は、
同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置とを備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ同一の位相及び振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた隣接するサブキャリアの位相と振幅の差を有する位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えている。
【００６４】
【発明の実施の形態】
図２を参照して、先ず、本発明に係るＯＦＤＭ信号およびその変調と復調の基本概念について説明する。ＯＦＤＭ信号の周波数領域での状態Ｓｆが図左半部に、時間領域での状態Ｓｔが図右半部に模式的に示されている。周波数軸信号Ｓｆは、周波数軸Ｆ上に直交するように配置された多数のサブキャリアＳＣの間に、パイロットキャリアＰＣと呼ばれる既知の位相を持つサブキャリアが埋め込まれて構成される。つまり、各ＯＦＤＭシンボルＯＳを構成する複数のサブキャリアＳＣの内、所定の間隔のサブキャリアＳＣのそれぞれに既知の位相を与えて、この既知の位相を有するサブキャリアＳＣをパイロットキャリアＰＣとする。図２に示すように、本発明に係るＯＦＤＭ信号Ｓｏは同期シンボルＲＳを必要としない構成である。
【００６５】
図１５に示すように、ＯＦＤＭ信号を用いたデータ伝送システムにおいて、送信側では、送信装置１２０内に含まれるＯＦＤＭ変調装置１２１が次のようにしてＯＦＤＭ信号を生成する。すなわち、まず、送信すべきデータ（送信データ）を複数のサブキャリアに割り当てると共にそれらのサブキャリアの間にパイロットキャリアＰＣを挿入することにより、伝送に使用されるサブキャリアＳＣを生成する。次に、パイロットキャリアの埋め込まれたこのサブキャリアＳＣに対してシンボル期間毎に逆フーリエ変換を施すことにより、時間領域信号Ｓｔを生成する。この時間領域信号Ｓｔは、変調された後にＯＦＤＭ信号Ｓｏ’として伝送路１３０を介して送信装置１２０から受信装置１４０へと伝送される。受信側では、このＯＦＤＭ信号Ｓｏ’を受信して、受信装置１４０に含まれるＯＦＤＭ復調装置１４１がこのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’から次のようにして受信データを得る。すなわち、まず、このＯＦＤＭ信号Ｓｏ’を復調してベースバンド信号である時間領域信号Ｓｔを得る。次に、この時間領域信号Ｓｔをシンボル期間ＰＳ毎に切り出し、切り出された時間領域信号Ｓｔにフーリエ変換を施して周波数軸Ｆ上の各サブキャリアＳＣに分離する。分離後、パイロットキャリアＰＣの位相からそのＯＦＤＭシンボル内の位相回転誤差を推定し、各サブキャリアＳＣの位相誤差を補償する。この位相誤差の補償された各サブキャリアの位相と振幅を求めることにより受信データを得る。
【００６６】
このように本発明においては、同期ずれによる位相誤差を補正しているので、バースト状に複数のＯＦＤＭシンボルＯＳが送信される場合に、個々のＯＦＤＭシンボルＯＳを正しく復調できる。
【００６７】
更に、ＯＦＤＭシンボルＯＳ自体に埋め込まれたパイロットキャリアＰＣに基づいて、同期ずれによる位相誤差を補償できるので、同期検出部の検出精度が劣っている、或いは同期検出部が無くても、高精度にデータを復調できる。
【００６８】
また、本発明は図１２および図１３に示した従来のＯＦＤＭ信号のようにフレーム構成で送信される場合にも適用できる。つまり、フレームを構成する各シンボル内にパイロットキャリアＰＣを埋め込むことにより、シンボル単位での同期ずれを補正できるので、ＯＦＤＭシンボルが連続的に入力される場合にも正しく同期補正できる。
【００６９】
後に詳述するが、同期基準シンボルＲＳに基づいてある程度同期をとった後、同期確立器で追い込めないずれに関して位相補償をかけて、さらに復調の精度を上げることができる。本発明が、同期シンボルＲＳを含む従来のＯＦＤＭ信号にも適用できることは、後ほど図９を参照して詳しく説明する。
【００７０】
図３を参照して、図２に示したＯＦＤＭ周波数軸信号ＳｆにおけるサブキャリアＳＣの詳細について更に説明する。周波数軸Ｆ上に配置された多数のサブキャリアＳＣの内、所定のサブキャリアに基準位相となる所定の複素数を割り当て、これをパイロットキャリアＰＣ（点線の矢印で表示）とする。パイロットキャリアＰＣに割り当てる複素数は、例えば（１，０）などを用いる。ただし、実部ｉおよび虚部ｑからなる複素数を“（ｉ，ｑ）”と表記するものとする。パイロットキャリアＰＣは、例えば一定周波数間隔のサブキャリアＳＣに割り当てられる。或いは、各パイロットキャリアＰＣの間に入るサブキャリアＳＣの数（つまり、サブキャリア間隔）が１，３，５，・・・のように、一定の増分で増加する周波数間隔のサブキャリアＳＣをパイロットキャリアＰＣに割り当ててもよい。さらに所定のＰＮ系列で規定される周波数間隔のサブキャリアに、パイロットキャリアＰＣを割り当てることもできる。このように、本発明においては、パイロットキャリアＰＣを一定周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号、パイロットキャリアＰＣを所定の増分で増加する周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号、パイロットキャリアＰＣ、および所定のＰＮ系列で規定される周波数間隔のサブキャリアに割り当てたＯＦＤＭ信号のいずれも正しく復調できる。
【００７１】
パイロットキャリアＰＣ以外のサブキャリアＳＣには送信データを割り当て、これをデータキャリアＤＣと呼ぶ。データキャリアＤＣに送信データを割り当てるには様々な変調方式を用いることができ、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどがある。また、隣接するデータキャリアＤＣ間で差動変調しても良く、例えば、ＤＱＰＳＫやＤＡＰＳＫなどを用いることができる。このように、差動変調に多値差動位相変調や多値差動振幅位相変調を用いることができる。
【００７２】
送信側は、このように構成したサブキャリアＳＣに逆フーリエ変換を施してＯＦＤＭ変調を行い時間領域信号ＳＴに変換したＯＦＤＭ信号に、ガードインターバルを付加する。ガードインターバルが付加されたＯＦＤＭ信号は、連続的に送信或いはＯＦＤＭシンボル毎にバースト的に送信される。
【００７３】
＜ＯＦＤＭ変調装置＞
以下、本発明のＯＦＤＭ変調装置の実施形態について説明する。
図１６は、本発明のＯＦＤＭ変調装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。この第１の実施形態のＯＦＤＭ変調装置は、データ変調部２０１と直並列変換部２０３とＯＦＤＭ信号生成部２００とを備えており、ＯＦＤＭ信号生成部２００は、逆フーリエ変換部２０５と、ガード挿入部２０７と、直交変調部２０９と、発振器２１１と、Ｄ／Ａ変換器２１３と、ローパスフィルタ２１５とを有している。送信データＳＤは、このＯＦＤＭ変調装置におけるデータ変調部２０１に入力される。データ変調部２０１は、この送信データＳＤを所定のブロックに区切り、各ブロックのデータを、各サブキャリアの位相と振幅に対応する１個の複素数（またはベクトル）に変換し、その複素数を各サブキャリアに割り当てる（このようにして各ブロックのデータに対応する複素数の割り当てられたサブキャリアを「データキャリア」という）。また、データ変調部２０１は、送信データＳＤの供給を受ける他、位相と振幅に対応する既知複素数の割り当てられたパイロットキャリアＰＣおよびパイロットキャリアの挿入に対応するタイミング信号Ｓitの供給を受け、そのタイミング信号Ｓitに基づき、データキャリアに対しパイロットキャリアＰＣを挿入する。このようにしてパイロットキャリアＰＣがデータキャリアに埋め込まれることにより、伝送に使用されるサブキャリアが周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣとして得られる。これらの周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣの位相と振幅に対応するデータが、１シンボル期間に相当する伝送サブキャリアを単位として、直並列変換部２０３で並列データに変換された後に逆フーリエ変換部２０５に入力される。逆フーリエ変換部２０５は、その並列データを逆フーリエ変換することにより、時間領域信号Ｓｔに変換する。この時間領域信号Ｓｔは、ガード挿入部２０７によりガードインターバルを付加された後、直交変調器２０９において、発振器２１１により生成された信号を用いて直交変調される。この直交変調後の信号は、Ｄ／Ａ変換器２１３によりアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ２１５を経て、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’としてＯＦＤＭ変調装置から出力される。
【００７４】
図１７は、本発明のＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。この第２の実施形態のＯＦＤＭ変調装置は、差動変調部２３１と直並列変換部２０３とＯＦＤＭ信号生成部２００とを備えており、ＯＦＤＭ信号生成部２００は、逆フーリエ変換部２０５と、ガード挿入部２０７と、直交変調部２０９と、発振器２１１と、Ｄ／Ａ変換器２１３と、ローパスフィルタ２１５とを有している。この第２の実施形態における構成要素のうち、第１の実施形態と同一の構成要素については同一の参照符号が付されている。
【００７５】
送信データＳＤは、上記のＯＦＤＭ変調装置における差動変調部２３１に入力される。差動変調部２３１は、この送信データＳＤを所定のブロックに区切り、各ブロックのデータを用いて次のような差動変調を行う。すなわち、差動変調部２３１は、図１８に示すように、後述のパイロットキャリアを基準に、周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調を行う。この差動変調の方式として差動位相変調方式を用いるものとすると、差動変調部２３１は、送信データＳＤを構成する各ブロックのデータを、周波数方向に隣接するサブキャリアの位相差に対応させる（このようにして各ブロックのデータの割り当てられたサブキャリアを本実施形態においても「データキャリア」という）。また、差動変調部２３１は、送信データの供給を受ける他、位相と振幅に対応する既知複素数の割り当てられたパイロットキャリアＰＣおよびパイロットキャリアの挿入に対応するタイミング信号Ｓitの供給を受け、そのタイミング信号Ｓitに基づき、データキャリアに対しパイロットキャリアＰＣを挿入する。なお、本実施形態のように差動変調を用いる場合には、挿入される各パイロットキャリアＰＣの位相が同一となるように既知複素数が割り当てられる。このようにしてパイロットキャリアＰＣがデータキャリアに埋め込まれることにより、伝送に使用されるサブキャリアが周波数軸上の伝送サブキャリアＳＣとして得られる。この周波数軸上の各伝送サブキャリアＳＣの位相と振幅に対応するデータが、１シンボル期間に相当する伝送サブキャリアを単位として、直並列変換部２０３で並列データに変換された後に逆フーリエ変換部２０５に入力される。以降、上記の第１の実施形態と同様にして、逆フーリエ変換部２０５、ガード挿入部２０７、直交変調部２０９、発振器２１１、Ｄ／Ａ変換器２１３およびローパスフィルタ２１５により、ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’が生成される。
【００７６】
このような第２の実施形態によれば、周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調が行われるため、従来のように隣接シンボル間で差動変調が行われる場合とは異なり、塊になったデータが間欠的に現れるように構成されたバースト状のＯＦＤＭ信号が送信されるときであっても効率良く変調および復調を行うことができ、ＯＦＤＭ信号がバースト状である場合の伝送効率が向上する。
【００７７】
＜ＯＦＤＭ復調装置＞
以下、本発明のＯＦＤＭ復調装置の実施形態について説明する。
【００７８】
（第１の実施形態)
図１を参照して、本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置について説明する。本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰは、サブキャリア分離部１０と位相補正器１１とデータ復調器１３とを備えている。サブキャリア分離部１０は、Ａ／Ｄ変換器１、直交検波器３、および高速フーリエ変換器５を有し、位相補正器１１は、データキャリア位相誤差推定器７およびデータキャリア位相補正器９を有している。
【００７９】
Ａ／Ｄ変換器１、直交検波器３、および高速フーリエ変換器５は、図１４に示した従来のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣにおけるＡ／Ｄ変換器１０１、直交検波器１０３、および高速フーリエ変換器１０５のそれぞれと基本的に同様の構成である。Ａ／Ｄ変換器１は入力されたＯＦＤＭ信号Ｓｏ’をアナログ／デジタル変換してＯＦＤＭ信号Ｓｏ”を生成し、直交検波器３はＯＦＤＭ信号Ｓｏ”を直交検波してベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂ’を生成し、そして高速フーリエ変換器５はベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂ’に高速フーリエ変換処理を施してサブキャリア信号Ｓｃ’を生成する。
【００８０】
しかしながら、本実施形態のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰには、従来のＯＦＤＭ復調装置ＤＭＣに於けるクロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６に相当する手段が設けられていない。その結果、生成されたこれらの信号Ｓｏ”、Ｓｂ’、およびＳｃ’は、サンプリングクロック、サブキャリア信号の周波数、およびシンボル窓について同期確立されていない。
【００８１】
このように同期が取れていないサブキャリア信号Ｓｃ’は、データキャリア位相誤差推定器７およびデータキャリア位相補正器９に出力される。データキャリア位相誤差推定器７は、ＯＦＤＭ復調されたサブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣに基づいて受信ＯＦＤＭ信号Ｓｏ’中のデータキャリアＤＣの位相誤差を推定し、推定された位相誤差の補正量ＳＨＣを表す位相誤差補正信号Ｓｈｃを生成してデータキャリア位相補正器９に出力する。
【００８２】
データキャリア位相補正器９は、この位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、サブキャリア信号Ｓｃ’中のデータキャリアＤＣを直接補正することでクロックずれ、周波数ずれ、およびシンボルずれ（ＦＦＴ時間窓ずれ）による影響（位相回転）を補正して位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒとして、データ復調器１３に出力する。データキャリア位相誤差推定器７とデータキャリア位相補正器９とは、ＯＦＤＭ信号の位相を補正する位相補正器１１を構成している。
【００８３】
なお、データキャリア位相誤差推定器７による位相誤差補正量を求める方法は、サブキャリアＳＣの位相変調方式により異なる。例えば、ＱＰＳＫやＱＡＭ変調のようにサブキャリアが絶対位相変調されている場合には各サブキャリアの絶対位相誤差（送受信間の位相誤差）を求める。また、ＤＱＰＳＫやＤＡＰＳＫ変調のようにサブキャリア間で差動変調されている場合はサブキャリア間の相対位相誤差を求める。但し、サブキャリア間が差動変調されている場合にも、絶対位相誤差を求めることによって位相誤差補正量を求めることができる。位相補正器１１の具体的な構成について、図４、図６、および図８を参照して以下に詳しく説明する。
【００８４】
（第１実施例）
図４を参照して、本発明の第１実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例では、サブキャリアＳＣが絶対位相変調されているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。絶対位相変調されているサブキャリアＳＣの位相を補正する位相補正器１１Ａは、サブキャリアＳＣの絶対位相誤差を求めるデータキャリア位相誤差推定器７Ａとデータキャリア位相補正器９から構成される。さらに、データキャリア位相誤差推定器７Ａは、パイロットキャリア位置検出器８ａ、パイロットキャリア抽出器８ｂ、パイロットキャリアメモリ８ｃ、位相差演算器８ｄ、位相変化量演算器８ｅ、および位相補正量演算器８ｆより成る。パイロットキャリア位置検出器８ａには、送信側で何番のサブキャリアがパイロットキャリアに割り当てられているかの情報が保存されている。パイロットキャリアメモリ８ｃには、送信側で既知の複素数を割り当てた送信パイロットキャリアＰＣの情報ＳＰＣが予め保持されている。
【００８５】
ＦＦＴ回路５で周波数領域の信号Ｓｆに変換された受信データＳｃ’には、図２に示したように同一時間上に各サブキャリアＳＣが分離されて、その周波数順に配列されている。このように分離配列されたの複数個のサブキャリアを示す複素数データが得られる。これら複数の分離されたサブキャリアＳＣのそれぞれはパラレルにデータキャリア位相誤差推定器７Ａのパイロットキャリア位置検出器８ａおよびパイロットキャリア抽出器８ｂの双方に入力される。
【００８６】
パイロットキャリア位置検出器８ａは、送信側で割り当てられた順番に基づいて、サブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣの位置を検出してパイロットキャリア位置信号Ｌｐｃを生成してパイロットキャリア抽出器８ｂおよびパイロットキャリアメモリ８ｃに出力する。しかしながら、この送信側でサブキャリアに割り当てられた順番に基づいてパイロットキャリアの位置を検出する方法は、ＯＦＤＭ信号の周波数オフセットがキャリア間隔以上になるとＦＦＴ回路５の出力であるサブキャリアＳＣ中のデータキャリアの位置がずれるため、パイロットキャリアＰＣの位置を正しく検出することができない。このような場合には、送信側でパイロットキャリアＰＣとデータキャリアＤＣとを異なるパワーレベルで変調しておき、その変調パワーレベルに基づいてパイロットキャリアＰＣの位置を検出するようにしても良い。
【００８７】
パイロットキャリア抽出器８ｂは、入力されたサブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣを抽出する。すなわち、パイロットキャリア抽出器８ｂは、パイロットキャリア位置信号Ｌｐｃに基づき、パイロットキャリア位置検出器８ａで検出されたパイロットキャリアＰＣの位置に相当するサブキャリアＳＣを抽出して、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃを生成すると共に、位相差演算器８ｇに出力する。
【００８８】
パイロットキャリアメモリ８ｃは、パイロットキャリア位置信号Ｌｐｃに基づいて、検出されたパイロットキャリアＰＣの位置に対応するパイロットキャリアＰＣの情報ＳＰＣ（すなわちパイロットキャリアＰＣに割り当てられた既知複素数）を自身から読み出して、送信パイロットキャリア信号Ｓｐｃとして位相差演算器８ｄに出力する。
【００８９】
位相差演算器８ｄは、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃと送信パイロットキャリア信号Ｓｐｃに基づいて、パイロットキャリア抽出回路８ｂで抽出された受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)と、パイロットキャリアメモリ８ｃに保持されている送信パイロットキャリアＰＣ(Ｓ)を比較し、その位相差ＰＤを求める。位相差ＰＤは、受信パイロットキャリアに割り当てられた複素数Ａと、送信パイロットキャリアに割り当てられた複素数Ｂを入力とし、複素数Ａと複素数Ｂの共役複素数とを乗算し、得られた複素数Ｃ＝（ｉ，ｑ）から逆正接arctan(q/i) を演算して求めることができる。
【００９０】
位相差ＰＤは、また、複素数Ａと複素数Ｂの位相を、それぞれ逆正接arctan演算で求め、それらを引き算することで求めることもできる。このようにして求められた位相差ＰＤは、各キャリアが送信時の位相から受信側の周波数ずれおよび時間ずれによってどれだけ位相回転したかを表わす。位相差演算器８ｄは更に、位相差ＰＤを示す送受信間位相差信号Ｓｐｄを生成して、位相変化量演算器８ｅおよび位相補正量演算器８ｆの双方に出力する。
【００９１】
位相変化量演算器８ｅは、送受信間位相差信号Ｓｐｄに基づいて、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤとキャリア周波数から、キャリア周波数に対する送受信間の位相差変化量ＡＰＤを求める。位相変化量ＡＰＤは、各パイロットキャリア間の位相変化を補間することで求めることができる。なお、キャリア周波数は各パイロットキャリアの周波数であるので、各パイロットキャリアの位置を知ることにより求めることができる。
【００９２】
例えば、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤを縦軸に、キャリア周波数を横軸にとり、直線近似することでこの直線の傾きを求め、この傾きから位相変化量を求めることができる。また、任意のパイロットキャリア間の送受信間位相差の差をそのパイロットキャリアＰＣ間のキャリア周波数差で割ることで、２つのパイロットキャリア間の位相変化量を求めることもできる。さらにそれをシンボル内の各パイロットキャリアＰＣで順に計算し、その平均値を求めることでより高精度に位相変化量を求めることができる。つまり、任意の二つのパイロットキャリアＰＣをＰＣａとＰＣｂとし、パイロットキャリアＰＣａの送受信間位相差φａとパイロットキャリアＰＣｂの送受信間位相差φｂとの差φａ−φｂをＰＣａとＰＣｂの周波数差Ｆａ−Ｆｂで割ると、パイロットキャリアＰＣａとＰＣｂの間における、キャリア周波数に対する位相変化量△φが求まる。すなわち、次式により位相変化量Δφが求まる。
△φ＝（φａ−φｂ）／（Ｆａ−Ｆｂ）
【００９３】
更に詳述すれば、各サブキャリアの位相誤差φ(ｋ)を全て元に戻す必要があるので、各サブキャリアの補正量φ’(ｋ)は、先頭のキャリアの位相誤差φ(ｋ)に△φを累積していけば良い。それ故、補正量は、φ’(ｋ)＝−（ｋ△φ＋φ(０)）で表すことができる。
【００９４】
図５を参照して、以下に、周波数ずれΦｆおよび時間ずれΦｔによる位相回転について説明する。同図において、Θ(ＰＣｎ)はｎ番目のパイロットキャリアＰＣの送受信間位相差ＰＤを、ΔΦはキャリア間の位相誤差を、ｋはデータキャリアＤＣの番号を表す。ｎとｋは正の整数である。各データキャリアＤＣは、Θ(ＰＣn )を基準にΔΦが累算された分だけ位相回転を起こしている。よって、各データキャリアの位相補正量ＳＨＣはパイロットキャリアＰＣの送受信間位相差Θ(ＰＣn )を基準に、位相変化量演算器８ｅで求めた位相誤差ΔΦに相当する位相変化量ＡＰＤを累算することで求められる。これにより、各データキャリアＤＣが周波数ずれΦｆおよび時間ずれΦｔにより送信時の位相から回転した位相回転量を求めることができる。
【００９５】
位相変化量演算器８ｅは、このようにして求めた位相変化量ＡＰＤを示す送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄを生成して位相補正量演算器８ｆに出力する。
【００９６】
位相補正量演算器８ｆは、送受信間位相差信号Ｓｐｄおよび送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄに基づいて、各パイロットキャリアの送受信間位相差ＰＤとキャリア周波数に対する位相変化量ＡＰＤとから、各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣを求めて位相誤差補正信号Ｓｈｃを生成する。各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣを求めるには、連続する二つのパイロットキャリアＰＣ１およびＰＣ２が入力された時点で、その二つのパイロットキャリアＰＣ１およびＰＣ２間のデータキャリアＤＣの補正量を算出する方法と、１シンボル内のすべてのパイロットキャリアＰＣが入力された時点で１シンボル内のすべてのデータキャリアＤＣを一括してデータキャリアＤＣの補正量を求める方法との二通りの方法がある。
【００９７】
データキャリア位相補正器９は、位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、各データキャリア毎の位相補正量ＳＨＣに基づき、各データキャリアの位相を位相補正量分だけ戻すことで位相補正を行う。上述のように、位相補正量演算器８ｆが複数のパイロットキャリアＰＣに基づいて位相補正量ＳＨＣを演算し終わる迄の間、少なくともその複数のパイロットキャリアＰＣ間に位置するデータキャリアＤＣの位相補正はできないので、その間それらのデータキャリアＤＣを保持しておく必要がある。このデータキャリアＤＣの保持のためには、適当な容量のバッファをデータキャリア位相補正器９に設けるか、或いは高速フーリエ変換器５中に設けられているフーリエ演算時に必要とされるバッファを読み出しタイミングを適切に制御することで共用できる。位相補正された各データキャリアＳｃｒは、データ復調器１３で復調されて、送信データＳｄ’が再生される。
【００９８】
第１実施例においては、データキャリアＤＣの変調にはどのような方式を用いても良く、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭ、またＤＱＰＳＫや１６ＤＡＰＳＫなどの差動変調方式を用いてもよい。これらの演算は例えばＤＳＰなどを用いることで実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。
【００９９】
（第２実施例）
図６を参照して、本発明の第２実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例に於ける位相補正器１１Ｂは、第１実施例に係る位相補正器１１Ａと異なり、ＯＦＤＭ変調装置の上記第２の実施形態によって得られるＯＦＤＭ信号のようにサブキャリアＳＣが差動変調されているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。データキャリアＤＣを周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調している場合、周波数ずれによる一定の位相回転は差動復調によりキャンセルされるが、隣接キャリアの位相差に時間ずれによる位相誤差が加えられ、正しく差動復調することができない。
【０１００】
図７に、差動変調によるＯＦＤＭ信号の様子を示す。ｋはサブキャリアＳＣの番号を表す。送信側ではサブキャリアｋとサブキャリアｋ＋１の位相差Θに送信データを割り当てる。時間ずれが生じた場合、各サブキャリア周波数に比例して位相誤差が生じる。そのため、サブキャリアｋ＋１はサブキャリアｋに対し、本来の位相差から更に位相誤差ΔΦだけ回転した(ｋ＋１)’となる。
【０１０１】
サブキャリア(ｋ＋１)’とサブキャリアｋの位相差はΘ＋ΔΦとなり、この隣接サブキャリアで差動復調を行っても、正しく送信データを再生することができなくなる。そこで、本実施例は、隣接サブキャリア間の位相誤差のみを求め、位相補正を行うために、以下に述べるように構成される。本実施例に係るＯＦＤＭ復調器は、位相補正器１１Ａが位相補正器１１Ｂに変わると共に、データ復調器１３が差動復調器１５と交換された構造を有している。
【０１０２】
位相補正器１１Ｂは位相補正器１１Ａのデータキャリア位相誤差推定器７Ａがデータキャリア位相誤差推定器７Ｂに交換された構成を有している。データキャリア位相誤差推定器７Ｂは、データキャリア位相誤差推定器７Ａのパイロットキャリア位置検出器８ａおよびパイロットキャリアメモリ８ｃが取り除かれ、位相差演算器８ｄが位相演算器８ｇに交換されると共に、位相補正量演算器８ｆに対する位相差演算器８ｄの出力を取りやめた構成を有している。
【０１０３】
ＦＦＴ回路５で周波数領域に変換し各サブキャリアに分離した受信データＳｃ’は、データキャリア位相誤差推定器７Ｂのパイロットキャリア抽出器８ｂに入力される。
【０１０４】
パイロットキャリア抽出器８ｂは、サブキャリアＳｃ’中のパイロットキャリアＰＣを抽出して、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃ’を生成すると共に、位相演算器８ｇに出力する。
【０１０５】
位相演算器８ｇは、受信パイロットキャリア信号Ｒｐｃ’に基づいて、パイロットキャリア抽出器８ｂで抽出された受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相を求める。位相演算は、入力される受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)に割り当てられた複素数（ｉ，ｑ）から逆正接arctan(q/i) を演算することで受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相ＰＨを求めることができる。また、複素数（ｉ，ｑ）からｑ／ｉを演算することにより受信パイロットキャリアＰＣ(Ｒ)の位相の近似値を求めるようにしてもよい。
【０１０６】
本実施例においては、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリアは周波数方向に隣接するサブキャリア間で差動変調されているため、サブキャリア間の位相誤差がどれだけあるかを求めれば良く、各サブキャリアが送信時の位相からどれだけ回転したかは考慮しなくて良い。また、このように差動変調されていることに加えて、送信パイロットキャリアのそれぞれの位相は同一であるため、第１実施例のデータキャリア位相誤差推定器７Ａ（位相差演算器８ｄ）のように、受信パイロットキャリアと送信パイロットキャリアとの間で位相を比較して送受信間位相差を求める必要はない。このようにして、受信パイロットキャリアの位相ＰＨを検出した後に、位相演算器８ｇは受信パイロットキャリア位相信号Ｓｐｈを生成して位相変化量演算器８ｅに出力する。
【０１０７】
位相変化量演算器８ｅは、受信パイロットキャリア位相信号Ｓｐｈに基づいて、位相演算器８ｇで求めた受信パイロットキャリアＰＣ（Ｒ）の位相ＰＨとキャリア周波数から、第１実施例と同様に直線近似等の方法を用いてキャリア周波数に対する送受信間の位相変化量ＡＰＤ’を求める。そして、求めた位相変化量ＡＰＤ’を示す送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄ’を位相補正量演算器８ｆに出力する。
【０１０８】
位相補正量演算器８ｆは、送受信間位相差変化量信号Ｓａｐｄ’に基づいて、キャリア間の位相補正量ＨＣを求める。本実施例においては、データキャリアＤＣは隣接キャリア間で差動変調されているため、隣接キャリア間での時間ずれによる位相回転量だけを補正すればよい。この場合、位相補正量演算器８ｆは、比較するキャリア間のキャリア周波数に対する位相誤差を補正する位相補正量を演算する。例えば、隣接キャリア間で比較する場合、１キャリア周波数間隔分の位相誤差を求めるので、位相変化量演算器８ｅで求めたキャリア周波数に対する位相変化量ＡＰＤ’が位相誤差ΔΦに相当する。２キャリア周波数間隔分離れたキャリアを比較して、２ΔΦを演算することで位相補正量が求まる。
【０１０９】
更に詳述すると、差動変調ではサブキャリアＳＣ間の位相差に情報を乗せているので、データに割り当てられた位相差はθk+1−θk＝θｄ（ θkはｋ番目のサブキャリアの位相）で表される。ＯＦＤＭ信号が受信側で受信された後に、サブキャリアＳＣに同じ位相誤差が発生しても、位相差は変わらない。ところが、サブキャリア周波数(ｋ)に比例する位相誤差ｋ△φがあると、θk'+1−θk'＝θｄ＋△φとなる。よって、補正量として△φを求めれば良い。
【０１１０】
データキャリア位相補正器９は、位相補正量演算器８ｆで求めた位相補正量ＨＣに基づき、高速フーリエ変換器５が出力する各データキャリアＳｃ’の位相を補正する。位相補正は、差動復調を行う２つのデータキャリアに対して、そのデータキャリア間に対する位相補正量分だけ位相を戻すことで行う。
【０１１１】
差動復調器１５は、データキャリア位相補正器９から出力された位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒを差動復調して送信データＳｄ’を再生する。
【０１１２】
本実施例において、データキャリアの変調には、隣接キャリア間での差動変調方式を用い、例えばＤＱＰＳＫなどの多値差動位相変調や１６ＤＡＰＳＫなどの多値差動振幅位相変調方式を用いることができる。このように、隣接データキャリアを差動変調しておくことで、受信側における位相補正量の演算は簡単になり、第１実施例に比べ構成を簡単にできる。本実施例においては、サブキャリア自体の位相補正、つまり時間ずれの位相誤差を補正する。そして、補正されたサブキャリア間の位相差を求めることによって、周波数ずれの位相誤差をキャンセルすると共に求められた位相差をデマッピングしてデータを復調する。
【０１１３】
これらの演算は第１実施例同様、ＤＳＰなどを用いて実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。
【０１１４】
（第３実施例)
図８を参照して、本発明の第３実施例に係る位相補正器１１について述べる。本実施例に於ける位相補正器１１Ｃは、第２実施例に係る位相補正器１１Ｂと同様に、サブキャリアＳＣに対し周波数方向に隣接するサブキャリア間での差動変調が行われているＯＦＤＭ信号の復調に特に適している。位相補正器１１Ｃは、第２実施例に係る位相補正器１１Ｂのデータキャリア位相補正器９と高速フーリエ変換器５との間にキャリア間位相差演算器６を挿入すると共に、差動復調器１５をデータ復調器１３に戻した構成である。よって、データキャリア位相誤差推定器７Ｂの構成および動作については説明済みであるので、キャリア間位相差演算器６に関してのみ説明する。
【０１１５】
キャリア間位相差演算器６は、高速フーリエ変換器５からの出力であるサブキャリアＳｃ’から、送信データに相当する隣接サブキャリア間の位相差を演算し、演算結果を位相差信号Ｓｃ”として、データキャリア位相補正器９に出力する。位相差信号Ｓｃ”において、周波数ずれによる位相誤差は既にキャンセルされているが時間ずれによる位相誤差は含まれたままである。
【０１１６】
データキャリア位相補正器９は、位相誤差補正信号Ｓｈｃに基づいて、位相差信号Ｓｃ”の位相補正を行った後、位相補正サブキャリア信号Ｓｃｒをデータ復調器１３に出力する。
【０１１７】
本実施例においても、第２実施例と同様にデータキャリアの変調方式は周波数方向の隣接キャリア間での差動変調を用い、例えばＤＱＰＳＫなどの多値差動位相変調や１６ＤＡＰＳＫなどの多値差動振幅位相変調などを用いることができる。さらに、これらの演算は第１実施例同様ＤＳＰなどを用いて実現することができる。さらにＦＦＴ以降の処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行することで処理することもできる。このように、本実施例においては、キャリア間位相差演算によってサブキャリア間の位相差を求めるときに、周波数ずれの位相誤差がキャンセルされる。その後に、求められたサブキャリア間の位相差を補正することによって時間ずれの位相誤差を補正する。そして、補正された位相差をデマッピングしてデータを復調する。
【０１１８】
以上に述べたように、本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰは、ＯＦＤＭシンボル内に埋め込まれた既知の位相を有するパイロットキャリアＰＣに基づいて位相補正を行うために、図１３に示すＯＦＤＭ信号のように同期シンボルＲＳがフレームに挿入されていなくても、正確な復調が可能である。
【０１１９】
（第２の実施形態）
図９を参照して本発明の第２実施例に係るＯＦＤＭ復調装置について以下に説明する。本実施形態にかかるＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰ’は、同期シンボルＲＳとフレームで構成されて送信される従来のＯＦＤＭ信号の復調に適している。本実施形態で用いられるＯＦＤＭ信号は、図１３に示すフレームを構成する各シンボル内に、図２および図３に示したパイロットキャリアＰＣを埋め込んだ構造を有する。ＯＦＤＭ信号をこのように構成することによって、同期基準シンボルＲＳに基づいて、図１４に示した各同期確立器によってある程度同期をとり、同期確立器で追い込めないずれに関しては、図１に示す位相補正器１１によって位相補償をして、さらに復調の精度を上げるようにしたものである。
【０１２０】
つまり、本実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰ’は、図１に示すＯＦＤＭ復調装置ＤＭＰに、図１４に示したクロック同期確立器１０２、周波数同期確立器１０４、およびシンボル同期確立器１０６が追加された構造を有する。その結果、上述のように、高速フーリエ変換器５は、シンボル時間窓信号Ｓｓｔに基づいて、ベースバンド帯域のＯＦＤＭ信号Ｓｂに高速フーリエ変換処理を施す。そして、ベースバンド帯域の信号Ｓｂを個々のＯＦＤＭシンボルＯＳ毎に、時間領域の信号を周波数領域の各サブキャリアＳＣに分離してシンボル同期の確立したサブキャリア信号Ｓｃを生成して位相補正器１１に出力する。このサブキャリア信号Ｓｃは、シンボル窓の同期確立に併せて、サンプリングクロック同期およびキャリア信号の周波数同期が確立されている。
【０１２１】
以降、この同期が確立されたサブキャリア信号Ｓｃに対して、第１実施形態に関して説明した種々の位相補正器１１、１１Ａ、１１Ｂ、および１１Ｃのいずれかによって位相補正を施して、より精度の高い復調を可能にするものである。
【０１２２】
なお、本実施形態において、アナログのＯＦＤＭ信号Ｓｏ’に対してＡ／Ｄ変換を行う際、受信側サンプリングクロックと送信側のサンプリングクロックとの間にずれがある場合について説明する。ＯＦＤＭ復調は一つのＯＦＤＭシンボル期間毎にＦＦＴ演算を施すことにより、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換して、各サブキャリアに分離する。ＦＦＴ回路には、ＦＦＴに用いるポイント数だけのデータ（信号値）を１つのＯＦＤＭシンボルから取り出して入力する。これを有効シンボル期間という。ＦＦＴに用いるポイント数は、例えば１０２４または５１２などである。送受信間でサンプリングクロックずれが生じた場合、同じポイント数（例えば１０２４）だけデータを取り込んだとしても、時間ずれが生じる。
【０１２３】
図１０に、このような送受信間での時間ずれを生じた様子を示す。ＯＳｒは、受信したＯＦＤＭシンボルの一つを示す。受信ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルを取り除き、ＦＦＴに用いる１０２４ポイント分のデータ、すなわち有効シンボル期間を取り出す。ＯＳｅｓは、送信側でこのシンボルを発生した時の有効シンボル期間を示している。送受信間でサンプリングクロックにずれが生じた場合、受信側で取り込む有効シンボル期間はＯＳｅｒに示すようになり、本来の有効シンボル期間と時間ずれが生じる。
【０１２４】
このようにして取り込んだ有効シンボル期間に対しＦＦＴ演算を施すと、有効シンボル期間の時間ずれにより各サブキャリアに位相回転が生じる。この様子を図５に示す。有効シンボル期間の時間ずれによる位相回転量はサブキャリア周波数に比例する。また、送受信間で周波数ずれがある場合に直交検波を行うと、各サブキャリアはサブキャリア周波数に依らず一定値だけ位相回転を起こす。
【０１２５】
よって、各受信サブキャリアは周波数ずれによる一定の位相回転とキャリア周波数に比例する位相回転を起こす。ＯＦＤＭ信号のサブキャリアは一定周波数間隔で配置されるため、隣接サブキャリア間の位相回転量は一定値となる。図１１はこれを示している。ｋはサブキャリア番号を表す。
【０１２６】
時間ずれによる位相回転量は周波数に比例するため、この直線の傾きから隣接キャリア間の位相変化量が求まり、これが隣接キャリア間の位相誤差ΔΦに相当する。よって、受信側で周波数ずれによる一定の位相回転と時間ずれによるキャリア周波数に比例する位相回転を求め、データキャリアの位相を補正することで正しくデータを復調できる。そこで本実施形態においては、ＯＦＤＭ復調し各サブキャリアに分離した受信信号を、上述の如く位相補正を行った後にデータ復調を行う。
【０１２７】
以上詳述したように本発明によれば、送信側と受信側との間に周波数ずれおよび時間ずれがある場合でも、データを正しく復調することができる。またバースト状に送信されるＯＦＤＭ信号には、安定したクロック同期が非常に困難であるが、本発明では、ＯＦＤＭシンボル毎に周波数ずれ、時間ずれによる位相誤差の補正が可能なので、そのようなバースト状のＯＦＤＭ信号であってもデータを正しく復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図２】本発明に係るＯＦＤＭ信号およびその変調と復調の基本概念についての説明図。
【図３】図２に示したＯＦＤＭ周波数軸信号に於けるサブキャリアの詳細な構成についての説明図。
【図４】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第１実施例を示すブロック図。
【図５】周波数ずれ、および時間ずれによる位相回転についての説明図。
【図６】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第２実施例を示すブロック図。
【図７】差動変調によるＯＦＤＭ信号の様子を示す説明図。
【図８】本発明の第１実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の第３実施例を示すブロック図。
【図９】本発明の第２実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図１０】送受信間での時間ずれを生じたＯＦＤＭ信号の様子を示す説明図。
【図１１】ＯＦＤＭ信号に於ける時間ずれによる隣接キャリア間の位相回転の説明図。
【図１２】従来例のＯＦＤＭ伝送フレームの説明図。
【図１３】従来のＯＦＤＭ信号の周波数領域および時間領域での状態の説明図。
【図１４】従来のＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図１５】ＯＦＤＭ信号を用いた伝送システムを示す図。
【図１６】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図。
【図１７】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態の構成を示すブロック図。
【図１８】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の第２の実施形態における差動変調を説明するための図。
【符号の説明】
ＤＭＰ、ＤＭＰ’…ＯＦＤＭ復調装置
１ …Ａ／Ｄ変換器
３ …直交検波器
５ …ＦＦＴ回路
６ …キャリア間位相差演算器
７ …データキャリア位相誤差推定器
８ａ …パイロットキャリア位置検出器
８ｂ …パイロットキャリア抽出器
８ｃ …パイロットキャリアメモリ
８ｄ …位相差演算器
８ｅ …位相変化量演算器
８ｆ …位相補正量演算器
８ｇ …位相演算器
９ …データキャリア位相補正器
１０ …サブキャリア分離部
１１ …位相補正器
１３ …データ復調器
１５ …差動復調器
１２０…送信装置
１２１…ＯＦＤＭ変調装置
１３０…伝送路
１４０…受信装置
１４１…ＯＦＤＭ復調装置
２００…ＯＦＤＭ信号生成部
２０１…データ変調部
２３１…差動変調部
Claims (18)
- 複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を、各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えた、ＯＦＤＭ復調装置。 - 前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相差と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相差の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記位相補正量算出手段は、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの間にある所定のデータキャリアに対する前記位相補正量を、前記第１のパイロットキャリアにおける前記位相差に前記変化量を前記所定のデータキャリアと前記第１のパイロットキャリアとの周波数の差に応じた回数だけ加算することにより算出する、ことを特徴とする、請求項２記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相差、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相差及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相差及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相差の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後のデータキャリアを復調するデータ復調手段をさらに備えた請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するステップと、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出するステップと、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出するステップと、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出するステップと、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正するステップとを含む、ＯＦＤＭ復調方法。 - 複数のデータキャリアと複数のパイロットキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置とを備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ既知の位相と振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
前記複数のサブキャリアから前記複数のパイロットキャリアの位置を検出するパイロットキャリア位置検出手段と、
前記複数のパイロットキャリアはそれぞれ既知の位相と振幅が割り当てられており、前記パイロットキャリア毎の送受信間の位相差を各パイロットキャリアにおける前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相と前記既知の位相との差を求めることにより検出する位相差検出手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記パイロットキャリアの位相差に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアについて、前記データキャリア毎の位相補正量を前記変化量に基づいて算出する位相補正量算出手段と、
前記位相補正量に基づいて前記データキャリア毎に前記受信したＯＦＤＭ信号から求めた位相を補正する位相補正手段とを備えた、ＯＦＤＭ伝送システム。 - 同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えた、ＯＦＤＭ復調装置。 - 前記位相変化量算出手段は、第１のパイロットキャリアにおける位相と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアにおける位相の差を、前記第１のパイロットキャリアと前記第２のパイロットキャリアの周波数の差で割ることにより前記変化量を算出することを特徴とする請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記位相補正手段は、前記隣接位相差から前記変化量を引くことにより前記隣接位相差を補正することを特徴とする、請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記位相変化量算出手段は、縦軸を位相、横軸を周波数とした２次元平面上に配置した第１のパイロットキャリアの位相及び周波数と前記第１のパイロットキャリアと連続する第２のパイロットキャリアの位相及び周波数とを直線近似し、前記直線の傾きから前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記位相変化量算出手段は、１組のパイロットキャリア間の位相の差を前記１組のパイロットキャリア間の周波数の差で割る演算を、複数のパイロットキャリアの組について行い、前記演算の結果を平均することにより前記変化量を算出することを特徴とする、請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記ＯＦＤＭ復調装置は、
前記位相補正後の前記隣接位相差に基づいて前記データキャリアを差動復調するデータ復調手段をさらに備えた請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 前記ＯＦＤＭ信号は、バースト状に入力される請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を受信して復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるステップと、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出するステップと、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出するステップと、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正するステップとを備えた、ＯＦＤＭ復調装置。 - 同一の位相及び振幅の割り当てられた複数のパイロットキャリアと、周波数軸方向に差動変調された複数のデータキャリアとを含む複数のサブキャリアで構成される複数のＯＦＤＭシンボルから生成されたＯＦＤＭ信号を送受信するＯＦＤＭ伝送システムであって、
ＯＦＤＭ送信装置とＯＦＤＭ受信装置を備え、
前記ＯＦＤＭ送信装置は、
前記複数のパイロットキャリアにそれぞれ同一の位相及び振幅を割り当て、前記複数のデータキャリアにそれぞれ送信データに応じた隣接するサブキャリアの位相と振幅の差を有する位相と振幅を割り当てる変調手段と、
前記ＯＦＤＭシンボル毎に前記複数のサブキャリアを逆フーリエ変換することにより前記ＯＦＤＭ信号を生成するＯＦＤＭ信号生成手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ受信装置は、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記ＯＦＤＭシンボル毎にフーリエ変換することにより前記複数のサブキャリアへと分離して、各サブキャリアの位相と振幅を求めるサブキャリア分離手段と、
送受信間の時間ずれによって発生し且つ周波数に比例する位相回転により、隣接するサブキャリア間に生じる送受信の位相差の変化量を、前記複数のパイロットキャリア間の位相に基づいて算出する位相変化量算出手段と、
前記複数のデータキャリアに対して、各データキャリアの位相と前記各データキャリアを差動復調する際の基準となる隣接するサブキャリアの位相との差である隣接位相差を算出する隣接位相差算出手段と、
前記複数のデータキャリアの前記隣接位相差を前記変化量に基づいて補正する位相補正手段とを備えた、ＯＦＤＭ伝送システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14224499A JP4339959B2 (ja) | 1998-05-26 | 1999-05-21 | Ｏｆｄｍ伝送のための変調装置、復調装置および伝送システム |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-144848 | 1998-05-26 | ||
| JP14484898 | 1998-05-26 | ||
| JP14224499A JP4339959B2 (ja) | 1998-05-26 | 1999-05-21 | Ｏｆｄｍ伝送のための変調装置、復調装置および伝送システム |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000049747A JP2000049747A (ja) | 2000-02-18 |
| JP2000049747A5 JP2000049747A5 (ja) | 2006-06-22 |
| JP4339959B2 true JP4339959B2 (ja) | 2009-10-07 |
Family
ID=26474311
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14224499A Expired - Lifetime JP4339959B2 (ja) | 1998-05-26 | 1999-05-21 | Ｏｆｄｍ伝送のための変調装置、復調装置および伝送システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4339959B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002204215A (ja) * | 2000-12-28 | 2002-07-19 | Kddi Research & Development Laboratories Inc | Ｏｆｄｍ受信装置の位相誤差補正装置 |
| KR100510551B1 (ko) * | 2003-10-10 | 2005-08-26 | 삼성전자주식회사 | Ｏｆｄｍ 신호 심볼의 공통 위상 에러(ｃｐｅ)를 제거하는ｏｆｄｍ 디모듈레이터 및 그 ｃｐｅ 제거 방법 |
| JP2008511196A (ja) * | 2004-08-20 | 2008-04-10 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 位相ドリフトを低減するための装置および方法 |
| JP2006352746A (ja) * | 2005-06-20 | 2006-12-28 | Fujitsu Ltd | 直交周波数分割多重伝送用受信機 |
| JP4809097B2 (ja) * | 2006-03-29 | 2011-11-02 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 受信回路及び受信方法 |
| CN101689952B (zh) | 2007-06-29 | 2013-06-05 | 汤姆逊许可公司 | 用于消除dvb-t/h接收机中公共相位误差的设备和方法 |
| BRPI0721767B1 (pt) | 2007-06-29 | 2019-11-12 | Interdigital Ce Patent Holdings | aparelho e método para a remoção de erro de fase comum em um receptor dvb-t/h |
| CN102387110B (zh) * | 2010-09-06 | 2014-11-05 | 日电（中国）有限公司 | 用于生成导频序列的设备和方法 |
| JP6893958B2 (ja) * | 2019-07-16 | 2021-06-23 | アンリツ株式会社 | クロックエラー補正装置、それを備えた測定装置、クロックエラー補正方法、及び測定方法 |
| CN116455720B (zh) * | 2023-06-16 | 2023-08-18 | 北京智芯微电子科技有限公司 | Ofdm符号间的相位估计方法、装置、设备及介质 |
-
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000049747A (ja) | 2000-02-18 |
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|
| A977 | Report on retrieval |
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| A521 | Written amendment |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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