JP4299628B2

JP4299628B2 - 電動パワーステアリング装置の制御装置

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Publication number: JP4299628B2
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Inventors: カオミンタ
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Description

本発明は、電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特に、急速なハンドル操作をした際に発生するハンドルの異常音の原因となるモータのトルクリップルの改善を目的とした電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものである。

自動車のハンドルを軽く操作できるようにモータの回転力で補助力付勢する電動パワーステアリング装置が良く用いられる。この電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力付勢するようになっている。このような電動パワーステアリング装置の簡単な構成を図７に示す。ハンドル２０１の軸２０２は減速ギア２０３、ユニバーサルジョイント２０４ａ及び２０４ｂ、ピニオンラック機構２０５を経て操向車輪のタイロッド２０６に結合されている。軸２０２には，操向ハンドル２０１の操舵トルクを検出するトルクセンサ２０７が設けられており、操向ハンドル２０１の操舵力を補助するモータ２０８が減速ギア２０３を介して軸２０２に連結されている。

このような構成をとる電動パワーステアリング装置において、ハンドル２０１から伝達された運転手のハンドル操作の意向であるトルクをトルクセンサ２０７で検出し、当該トルクを基に算出される電流指令値に基き、モータ２０８は制御され、運転手のハンドル操作の補助力となり運転手は軽くハンドル操作を行なうことができる仕組みになっている。つまり、ハンドル操作によって示されたトルクから、どのような電流指令値を算出し、当該電流指令値に基きモータ２０８をどのように制御するかによってハンドル操舵におけるフィーリングの善し悪しが決まり電動パワーステアリング装置の性能が大きく左右される。

そこで、このような観点から電動パワーステアリング装置における望ましいモータ制御を実現するための課題について説明する前に、電動パワーステアリング装置に用いられるモータの一般的なモータ特性およびモータのトルク制御に関し説明し、その後で現状の課題について説明する。

まず、モータ特性について説明する。モータの通常動作領域はモータ方程式から導かれるトルクー速度特性（Ｔ―ｎ特性）で定義できる。そこで、３相ブラシレス直流モータ（ＢＬＤＣモータ）に関するモータ方程式は数１のように示すことができる。

（数１）
ｖ＝ＥＭＦ＋Ｒ・ｉ＋Ｌ・（ｄｉ／ｄｔ）
ここで、ｖはモータの相電圧、ｉはモータの相電流、ＥＭＦは相逆起電圧である。また、Ｒはモータの相当たりの抵抗値、Ｌは相当たりのインダクタンス値である。

ここで、飽和状態（ｄｕｔｙｃｙｃｌｅが１００％）であるならば、モータ駆動のためのバッテリー電源の電圧がモータの２巻線に印加されるので、数１は数２のように表現し直すことができる。

（数２）
Ｖｂａｔ＝ＥＭＦ_ＬＬ＋２Ｒ・Ｉ
ここで、Ｖｂａｔはバッテリー電圧、ＥＭＦ_ＬＬは２相間で測定される逆起電圧である。

次に、逆起電圧ＥＭＦ方程式である数３とトルク方程式である数４を用いて数２を演算すると数５を導くことができる。

（数３）
ＥＭＦ_ＬＬ＝Ｋｅ・ω
ここで、Ｋｅは逆起電圧定数である。

（数４）
Ｔ＝Ｋｔ・Ｉ
ここで、Ｋｔはトルク定数である。

（数５）
ω＝ω_０（１−（Ｉ／Ｉ_０））＝ω_０（１−（Ｔ／Ｔ_０））［ｒａｄ／ｓ］
である。

ここで、ω_０＝Ｖｂａｔ／Ｋｅは無負荷（トルクが零）時の角速度である。また、Ｉ_０＝Ｖｂａｔ／２Ｒは拘束電流（ｓｔａｌｌｃｕｒｒｅｎｔ）（角速度が０）である。また、Ｔ_０＝Ｋｔは拘束トルク（ｓｔａｌｌｔｏｒｑｕｅ）である。

数５は単位をｒｐｍにして書き表すと数６のように示すことができる。

（数６）
ｎ＝ｎ_０（１−（Ｉ／Ｉ_０））＝ｎ（１−（Ｔ／Ｔ_０））［ｒｐｍ］
数６は直線のＴ−ｎ特性を表わす。

一方、実際のＢＬＤＣモータのＴ−ｎ特性は僅かに数６と異なり、数７のように表わすことができる。

（数７）
ｎ＝ｎ_０―（ｎ_０−ｎ_{ｒａｔｅｄ}）・Ｔ／Ｔ_{ｒａｔｅｄ}
ここで、ｎ_０は無負荷回転数で、ｎ_{ｒａｔｅｄ}およびＴ_{ｒａｔｅｄ}はそれぞれ定格回転数および定格トルクである。

数６と数７の式を図に示すと図８のようになる。なお、Ａ点は定格を示す点で、Ｂ点は無負荷を示す点である。数６の式が示す実線は理想の直線であるのに対し、数７の式が示す破線は僅かに理想の直線とは異なる。これは、モータのインダクタンス値Ｌの影響によるものである。電流が大きく通電するほど、理想の直線から離れた線になる。

ここで、図８のＴ−ｎ特性の示す意味は、モータの限界を示したものである。図８のＴ−ｎ特性の下の領域で、モータは、熱的、電気的限界を超えること無く、停止状態から最大角速度まで動作し、最大トルクを出力できる。

以上がモータ特性に関する説明であり、以下負荷特性について説明する。図９はトラクション負荷（ｔｒａｃｔｉｏｎｌｏａｄ）のＴ−ｎ特性を示しており、トラクション負荷には、電車、電気自動車、電動パワーステアリング装置などが含まれる。このＴ−ｎ特性は下記の２つの領域に分けられることが読み取れる。一つの領域は定トルク領域（回転数が０からベース回転数ｎｂａｓｅまで）であり、他の領域は定パワー領域（ベース回転数以上）である。

図８と図９を組み合わせることにより図１０を作成できる。図１０において、線１は出力の小さいモータのＴ−ｎ特性、線３は出力の大きいモータ特性を表わす。一方、線２は電動パワーステアリング装置のモータの負荷特性を表わすとすると、線３で表わす大きな出力のモータが使用できれば、線２の負荷特性を全領域でカバーできるがモータのコストや外形が大型になる問題がある。そこで、線１が表わす出力の小さいモータで線２の表わす負荷特性をカバーしようとすると高速回転領域でカバーできなくなる。そこで、線１のモータで線２の負荷特性をカバーする方法として、モータのベクトル制御における弱め界磁制御を用いて、線１のモータのＴ−ｎ特性を線４の示すＴ−ｎ特性に変更する方法が考えられる。

電動パワーステアリング装置のモータを弱め界磁制御も考慮したベクトル制御によって制御することは従来より良く知られていた。例えば、特許文献１においてもベクトル制御を用いて電動パワーステアリング装置のモータを制御している。

図１１は、特許文献１のベクトル制御を用いた電動パワーステアリング装置の制御装置の基本的部分の構成を示している。

トルク指令値Ｔｒｅｆを基に指令電流決定手段３２４でｄ軸、ｑ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが算出される。一方、モータ３１１のモータ電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは電流検出手段３４１，３４２で検出され、検出された電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは
３相／２相変換手段３４３で電流ｉｄ，ｉｑに変換される。減算器３２５，３２６で電流指令値ｉｄｒｅｆ，ｉｑｒｅｆとフィードバックされた電流ｉｄ，ｉｑとの誤差電流が算出される。誤差電流はＰＩ制御手段３２８に入力され、誤差電流が無くなるように電圧指令値ｖｄ，ｖｑが算出される。モータ３１１は３相モータであり、電圧指令値ｖｄ、ｖｑは２相／３相変換手段３３６によって３相電圧指令値ｖａ，ｖｂ，ｖｃに変換される。

ＰＷＭ制御手段３３７は、３相電圧指令値ｖａ，ｖｂ，ｖｃに基きＰＷＭ制御されたゲート信号が作成する。インバータ３３８はＰＷＭ制御手段３３７で作成されたゲート信号によって駆動され、モータ３１１には誤差電流が０になるような電流が供給される。なお、レゾルバ３１６によってモータ３１１の回転数が検出され、電気角θおよび角速度変換手段３４８で角速度ωが算出され、ベクトル制御に使用される。

このようなベクトル制御では、モータの高速回転領域では、弱め界磁制御が用いられる。

弱め界磁制御を用いるベクトル制御の課題について説明すると以下のようなことになる。トルクセンサ１０７で検出されたトルク値を基に算出される電流指令値Ｉｒｅｆに基きモータ１０８はベクトル制御される。それを数式で表現すると数８、或いは数９のようになる。数８は弱め界磁制御が無い場合（Ｉｄが０である）で、数９は弱め界磁制御を実行している（Ｉｄが０でない）場合の数式である。

（数８）
Ｉｑ＝Ｉｒｅｆ
Ｉｄ＝０
（数９）
Ｉｑ＝Ｉｒｅｆ
Ｉｄ＝０ではない。
一方、モータ電流Ｉｓを電流Ｉｄ，Ｉｑで表現すると数１０のように示すことができる。

（数１０）
Ｉｓ＝√（Ｉｑ^２＋Ｉｄ^２）
このような電流関係を条件としてモータのベクトル制御において、ハンドルを急速に切り返しするとモータは必要とするトルクを出力できず、弱め界磁制御を実行する領域となる。つまり、モータ電流Ｉｓは、数９と数１０を考慮するとＩｓ＝√（Ｉｑ^２＋Ｉｄ^２）＞Ｉｒｅｆとなり、モータ電流Ｉｓが飽和状態（Ｄｕｔｙ＝１００％）に陥ってしまう可能性がある。

モータ電流が飽和すると、電流波形が歪んでモータのトルクリップルが大きくなり、その結果ハンドルに振動が発生したり、モータから異常音が発生する。
このように、定トルク出力の限界を越えて制御しようとすると、モータ電流が飽和してトルクリップルが大きくなり、ハンドル操作に振動や違和感を感じことになる。

そこで、このような不具合に対応する制御方式として、特許文献２のような制御方式が知られている。図１２は特許文献２の制御ブロック図である。電流指令演算器２０１８で演算されたモータの電流指令値ＳＩに基き演算されたモータ駆動信号ＳＭが、上限値ＳＭＡＸと下限値−ＳＭＡＸの間にある時は演算されたモータ駆動信号ＳＭどおりにモータはＰＷＭ制御される。しかし、モータ電流指令値ＳＩに基き演算されたモータ駆動信号ＳＭが、上限値ＳＭＡＸ以上或いは下限値−ＳＭＡＸ以下となる場合には、モータ駆動指令値ＳＭは、ＳＭＡＸ、或いは−ＳＭＡＸに置き換えられて値がリミッタ２１１０で制限される。

このようにモータ電流が強制的に制限されるため、モータ電流の飽和は防止することができ、振動の発生を防止できる。しかし、ハンドル操作の違和感を取り除くことはできない。
特開２００１−１８８２２特開平８−１４２８８６

このようにモータ駆動指令値ＳＭに制限値を設けることにより、モータ電流が強制的に制限されるため、モータ電流の飽和は防止することができ、ハンドル振動の発生を防止できる。しかし、ハンドル操作の違和感を取り除くことはできない。

本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、ハンドルの急速な切替え操舵の際にも、トルクリップルが小さく、その結果、ハンドルに振動が発生せず、また、ハンドル操作に違和感のない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。

本発明は、車両の操舵系に操舵補助力を付与するためのモータを電流指令値に基いて制御する電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、前記モータの定格出力Ｐｎ、又は前記モータの定格トルクＴｎ及び最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）の積である最大出力Ｐｍａｘで表される定出力特性に基いて前記モータが制御されているとき、前記定出力特性と前記モータの角速度ωｍとから電流リミッタ値を算出し、前記電流リミッタ値で前記電流指令値を制限して制御することによって達成される。
更に、本発明の上記目的は、前記電流リミッタ値が前記モータの角速度ωｍに反比例して減少することによって、或いは前記電流リミッタ値を、前記モータの角速度ωｍに反比例して減少させると共に、ゲインを乗じて更に減少させることにより、或いは前記モータの駆動電源の電圧変動に感応して前記定出力特性を調整することにより、或いは前記モータがブラシレスＤＣモータであることによって、より効果的に達成される。

モータの電流指令値をモータの定出力特性およびモータの角速度とから決定される電流リミッタ値で制限することにより、弱め界磁制御を行なった場合でもモータ電流の飽和を防止でき、その結果、モータ電流波形の歪みによるトルクリップルの発生を抑制できるので、急速なハンドルの切替えし操作を行なってもモータから異常音が発生せず、ハンドル操作に違和感を感じない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる。また、モータの定出力特性として最大出力特性を選択することにより、電流リミッタ値が最大の電流リミッタ値となり、トルクリップルを抑制できつつ運転手のハンドル操作に電動パワーステアリング装置が可能な限り忠実に追従できる効果がある。

まず、電流指令値Ｉｒｅｆに制限を加える電流リミッタの制限値Ｉｒｅｆｌｉｍの算出原理を説明し、その後で実施例について説明する。
本発明の基本的な考えは、特許文献２で開示された電流リミッタとは異なり、電流指令値に基き演算された算出値に制限を課するのではなく、電流指令値に予め制限を課して、制限された電流指令値に基き演算が成されることにある。そして、電流指令値に制限を課する電流リミッタ値として定出力特性およびモータの回転速度（角速度）を利用していることにある。つまり、図１０の定出力特性を表わす曲線２（定格出力特性）又は曲線４（最大出力特性）に基き電流指令値を抑えることにある。これが、本発明の最も基本な原理である。

そして、曲線４である最大出力特性で制限を課すれば電流リミッタ値が最大となり、ハンドル操作に最も忠実に電動パワーステアリング装置が追従することができるので、定出力特性として最大出力特性を用いた場合の電流リミッタ値の算出について以下説明する。

説明の手順として、まず、最大出力Ｐｍａｘについて、定格出力Ｐｎとの関係に基き説明し、その後で、最大出力Ｐｍａｘとモータの回転速度（角速度ωｍ）とから電流リミッタ値の算出について説明する。

モータの定格出力Ｐｎは、モータの表示値として数１１のようにして算出できる。

（数１１）
Ｐｎ＝Ｔｎ・ωｎ
数１１の意味するところはモータの定格動作点（定格トルクＴｎ，定格角速度ωｎ）を示している。

また、モータの最大出力Ｐｍａｘは常時動作可能である最大出力を意味しており、モータのメーカによって与えられる特性である。一般的に、最大出力Ｐｍａｘと定格出力Ｐｎには数１２のような関係がある。

（数１２）
Ｐｍａｘ＞Ｐｎ
数１２は、モータの最大出力Ｐｍａｘの点がモータの定格動作点とは異なっていることを意味している。また、このことは、モータの回路構成にも依存する事柄である。電動パワーステアリング装置のモータでは、最大出力は定格角速度より高速回転の領域において発生している。

モータの定格出力曲線Ｐｎと最大出力曲線Ｐｍａｘを同一図面上に表示すると図１のようになる。最大出力Ｐｍａｘ特性を示す曲線４が定格出力Ｐｎ特性を示す曲線２を回転数軸（縦軸）方向にｎ−ｏｆｆｓｅｔ（ｎｏｓと記す）だけシフトした関係となっていることが分かる。ｎ（ｒｐｍ）表示に対応する角速度ω（ｒａｄ／ｓ）にて表示すると、このｎｏｓはωｏｓと表示できる。

ここで、最大出力角速度を（ωｎ＋ωｏｓ）と定義して、この関係を式で表わすと数１３のようになる。

（数１３）
Ｐｍａｘ＝Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）
ここで、ωｏｓは上述した回転軸方向に関し、ｎｏｓだけシフトしていることを意味する。

本発明は基本的に、定出力特性である最大出力Ｐｍａｘに基いて考案されている。つまり、モータは、定常状態において、けっして最大出力Ｐｍａｘを越えて出力してはならないことが条件である。これを式に表現すると数１４になる。

（数１４）
Ｐ＜Ｐｍａｘ
また、パワーはトルクと角速度との積（Ｐ＝Ｔ・ω）であるから、トルクのリミットＴｌｉｍは数１４を用いて表現し直すと数１５のように表現できる。

（数１５）
Ｔｌｉｍ＜Ｐｍａｘ／ωｍ
ここで、ωｍはモータの機械的角速度を表わす。
数１３と数１５を組み合わすと数１６が得られる。

（数１６）
Ｔｌｉｍ＜Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍ
数１６から電流指令値Ｉｒｅｆの制限値が決定され、数１７のように表現できる。

（数１７）
Ｉｒｅｆｌｉｍ＝Ｔｌｉｍ／Ｋｔ＜（Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍ）／Ｋｔ
ここで、Ｉｒｅｆｌｉｍは、本発明で求めている電流指令値のリミッタ値を示している。数１７の意味するところは、モータの定出力特性である最大出力特性を基に、モータの回転数（角速度ωｍ）から電流リミッタ値を求め、電流リミッタ値に基いて電流指令値を制限することである。
そして、数４と数１７とから数１８が得られる。

（数１８）
Ｉｒｅｆｌｉｍ＜Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍ
ここで、Ｉｎはモータの定格電流値を意味する。数１８を用いれば、モータのＫｍは不用である。
数１７又は数１８が本発明の内容を表わす基本的な数式である。

数１８は、バッテリー電源の電圧Ｖｂａｔが定格電圧Ｖｂａｔｎ、例えば１２Ｖで一定している場合の電流指令値のリミッタ値Ｉｒｅｆｌｉｍについて説明した。しかし、現実には、バッテリー電圧は一定しておらず、最大出力Ｐｍａｘを出力する電流指令値のリミッタ値Ｉｒｅｆｌｉｍもバッテリー電圧Ｖｂａｔの値で変化することは明らかである。そこで、バッテリー電圧が変化した場合の電流指令値のリミッタ値Ｉｒｅｆｌｉｍの算出について説明する。

バッテリー電圧の変動分をΔＶとすると、ΔＶは数１９のように示される。

（数１９）
ΔＶ＝Ｖｂａｔ−Ｖｂａｔｎ＝Ｖｂａｔ−１２
次に、バッテリー電圧の変動分ΔＶによる角速度の変動分Δωは数２０のように表わされる。

（数２０）
Δω＝ΔＶｂａｔ／Ｋｅ
ここで、Ｋｅは逆起電圧定数である。
よって、数２０と数１３を組み合わせると数２１が得られる。

（数２１）
Ｐｍａｘ＝Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）
このことは、角速度の変動Δωが、パワーの変動ΔＰを招く。式で表わせばΔＰ＝Ｔｎ・Δωである。

ここで、数２１を数１３で置き換えると、数１７と数１８はそれぞれ数２２および数２３に置きかえられる。

（数２２）
Ｉｒｅｆｌｉｍ＜（１／Ｋｔ）・（Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）／ωｍ）
（数２３）
Ｉｒｅｆｌｉｍ＜Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ＋（Ｖｂａｔ−Ｖｂａｔｎ）／Ｋｅ）／ωｍ
よって、数２３がバッテリー電圧の変動を考慮した場合の電流指令値のリミッタ値Ｉｒｅｆｌｉｍである。
以上説明した本発明の理論に基づき、最適な実施例を以下説明する。

バッテリー電圧の変動を考慮しない場合の実施例、つまり、数１８の制限値を用いた場合の実施例を図２および図３を参照して説明する。

図２は、本発明の電流リミッタを設置した疑似ベクトル制御（以下ＰＶＣ制御と記す）の構成図である。図３は、ＰＶＣ制御について説明するため、電流リミッタを設置していないＰＶＣ制御の構成図である。まず、図３を用いて、本発明を適用するベクトル制御の一例であるＰＶＣ制御について説明して、その後で、図２を用いて本発明の電流リミッタを適用したＰＶＣ制御における電流リミッタの動作と効果の説明をする。

一般的に、ベクトル制御は３相モータを制御するときに電流指令値をｄ軸とｑ軸の成分に分離して演算して、モータのフィードバック電流も３相からｄ軸、ｑ軸成分に分解してＰＩ制御を実行し、最後にインバータにゲート信号を与える段階で２相／３相変換をして３相モータを制御している。このようなベクトル制御に対して、ＰＶＣ制御は、ｄ軸とｑ軸の成分での演算を３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆを演算する段階まで使用して、モータ電流をフィードバックしてＰＩ制御する段階では３相で制御するところに特徴がある。

トルクセンサ２０７で検出されたトルク値を基に決定された電流指令値Ｉｒｅｆから電流指令値演算回路９０でトルク指令値Ｔｒｅｆが算出される。一方、レゾルバ１１で電気角θｅが検出され、電気角θｅを入力とする微分回路２４で電気角速度ωｅが算出される。電流指令値Ｉｒｅｆ、電気角θｅおよび電気角速度ωｅがベクトル制御相指令値算出回路１００に入力され、各相電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが算出される。

ベクトル制御相指令値算出回路１００では、ｄ軸の電流基準値Ｉｄｒｅｆはｄ軸指令電流算出回路１０５においてＩｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））＝−｜Ｉｒｅｆ｜・ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））として算出される。ベース角速度ωｂは電流指令値Ｉｒｅｆを入力とし換算回路１０６で算出される。

Ｉｄｒｅｆを表わす式の中の（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）から分かるようにモータの回転速度がベース角速度ωｂより高速になったときＩｄｒｅｆが値として現れる。即ち、モータの回転速度がベース角速度ωｂより高速になったとき弱め界磁制御が実行される。

一方、ｑ軸の電流基準値Ｉｑｒｅｆは換算回路１０１で電気角θｅおよび電気角速度ωｅを入力としてモータ２０８の各相逆起電圧ＥＭＦａ，ＥＭＦｂ，ＥＭＦｃが算出され、３相／２相変換回路１０２でｄ軸、ｑ軸の逆起電圧ｅｄ，ｅｑがそれぞれ算出される。次に、逆起電圧ｅｄ，ｅｑおよび電気角速度ωｅ，電流指令値Ｉｄｒｅｆ，さらに、Ｉｄｒｅｆを入力として、ｑ軸指令電流算出回路１０３において、ｑ軸電流基準値Ｉｑｒｅｆは
Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑ
として算出される。
よって、弱め界磁制御が実行されない時はＩｄｒｅｆ＝０なので、Ｉｑｒｅｆ＝Ｉｒｅｆとなる。２相／３相変換回路１０４で、ＩｄｒｅｆおよびＩｑｒｅｆを入力とし３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが算出される。

３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが算出された後の制御は全く一般的なフィードバック制御である。つまり、モータ２０８の各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを電流検出回路３２−１，３２−２，３２−３で検出し、減算回路２０−１，２０−２，２０−３で３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとの誤差電流を算出し、その誤差電流をＰＩ制御回路２１に入力する。ＰＩ制御回路２１では、誤差電流を零にするように電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを算出してフィードバック制御を実行する。電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを入力としてＰＷＭ制御回路３１ではインバータ回路３１へのＰＷＭのゲート信号が算出され、インバータ３１は、そのゲート信号によってＰＷＭ制御され各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆになるようにインバータ３１は電流を流すように制御される。

以上が、ＰＶＣ制御の説明であるが、上述したようにＩｄｒｅｆはモータ２０８の角速度がωｂ以下である時は０である、つまり弱め界磁制御を実行しないのでＩｑｒｅｆ＝Ｉｒｅｆであり、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは飽和（Ｄｕｔｙ＝１００％）することがないので問題はない。

しかし、モータ２０８の角速度がベース角速度ωｂを越えるとＩｄｒｅｆはもはや０ではなく、√（Ｉｑ^２＋Ｉｄ^２）が最大出力時の電流Ｉｎをオーバーする恐れがある。モータ電流が最大出力時の電流Ｉｎ以上を出力しようとするとＤｕｔｙ＝１００％となり、トルクリップルが大きくなりモータの異常音の発生などの問題が発生する。そのため、モータの角速度が高速になって、弱め界磁制御が実行される角速度以上においては、電流指令値Ｉｒｅｆは数１８で示す可変の制限値Ｉｒｅｆｌｉｍによって制限する必要が出てくる。

図２において、電流リミッタは、制限値Ｉｒｅｆｌｉｍを算出する制限値算出回路５０と、その制限値によって通過する電流指令値Ｉｒｅｆを制限する電流リミッタ５１とから構成されている。さらに、制限値算出回路５０は、モータ２０８の角速度が最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）をオーバーしたかどうかを判定して制限値をＩｎ又はＩｒｅｆｌｉｍに切り替える比較回路５４とスイッチ５５の部分と、モータ２０８の角速度が最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）をオーバーした場合に、制限値Ｉｒｅｆｌｉｍを算出する加算器５１、乗算器５２および除算器５３から構成される部分とから構成されている。また回転検出器は、レゾルバ１１、微分回路２４、、角度換算回路９１から構成されている。角度換算回路９１は単にモータ２０８の検出された回転角度を電気角速度ωｅから機械的な角速度ωｍに換算するためのものである。

このような構成からなる電流リミッタの動作について図２を参照して説明する。まず、モータ２０８の角速度ωｍは、レゾルバ１１で検出された電気角θから微分回路２４で電気角速度ωｅで算出され、さらに角度換算回路９１で機械的な角速度ωｍに換算されて算出される。

モータ２０８の角速度が最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）より低速回転の場合、つまり、モータ２０８の動作領域は定トルク領域に存在する場合、既知である定格角速度ωｎ、ωｏｓを加算器５１で加算して得られる最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）と比較回路５４で比較し、モータ２０８の角速度ωｍは最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）より低速回転なので、スイッチ５５は制限値として定格電流値Ｉｎを選定する。よって、電流リミッタ６０の制限値は定格電流値Ｉｎとなる。

この場合、ＰＶＣ制御のベクトル制御相指令値算出回路１００では、定トルク領域動作であり、弱め界磁制御を実行していないのでＩｄｒｅｆは０であり、Ｉｑｒｅｆ＝Ｉｒｅｆなので、電流リミッタ６０が定格電流Ｉｎで制限してもモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが飽和することはなくトルクリップルを制限する制御ができるので、ハンドル操作に違和感もなく、モータなどから異常音が発生することも無い。

つぎに、モータ２０８の角速度が最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）より高速回転の場合、加算器５１で得られた最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）と比較回路５４で比較し、モータ２０８の角速度ωｍは最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）より高速回転なので、スイッチ５５は制限値として電流値Ｉｒｅｆｌｉｍを選定する。ここで、Ｉｒｅｆｌｉｍは、数１８の関係を満たす制限値であるように算出されるため、まず、加算器５１で得られた最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）と定格電流Ｉｎの乗算が乗算器５２で実行され、Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）が算出される。次に除算器５３でモータ２０８の角速度ωｍを分母として割り算され、Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍが算出され、制限値はＩｒｅｆｌｉｍ＝Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍとなる。

よって、電流リミッタ６０は制限値Ｉｒｅｆｌｉｍであるリミッタとなる。この制限値Ｉｒｅｆｌｉｍは、最大出力時の電流であるＩｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）を基準値としてモータ２０８の角速度ωｍに反比例して減少する電流値である。つまり、モータ２０８が高速回転になって、定トルク領域から定パワー領域に動作領域が移行し、モータ２０８の高速回転に伴う逆起電圧が大きくなるほど、ＰＶＣ制御のＩｄｒｅｆを大きくして弱め界磁制御を実行する必要が出てくる。この結果、モータ電流の制御目標である√（Ｉｑｒｅｆ^２＋Ｉｄｒｅｆ^２）が大きくなりモータ電流が飽和する恐れが発生する。つまり、Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｉｒｅｆ｜ｓｉｎ（ａｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））およびＩｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑであるからモータ電流の飽和を防止するため電流指令値Ｉｒｅｆを制限する必要がある。

そこで、Ｉｒｅｆｌｉｍ＝Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／ωｍを制限値とする電流リミッタ６０は、モータ２０８が高速回転になるほど制限値が小さくなる特性を生かし、電流指令値演算回路９０で演算された電流指令値Ｉｒｅｆをベクトル制御相指令値算出回路１００にそのまま伝達するのではなく、制限値Ｉｒｅｆｌｉｍによって制限して伝達することになる。その結果、モータ２０８が高速回転になるほど、電流指令値Ｉｒｅｆは制限された小さな値になり、よって、制限された電流指令値Ｉｒｅｆから作られるＩｑｒｅｆおよびＩｄｒｅｆも小さな値になってモータ電流の飽和が防止される。モータ電流が飽和しなければ、トルクリップルを制限する電流制御が可能になり、ハンドル操作に違和感がなく、異常音の発生も防止できる。

なお、本発明はモータの定出力特性と角速度とに基き電流指令値にリミッタを設けることなので、定出力特性としては上述した最大出力特性Ｔｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）に起因するＩｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）ではなく、定格出力特性Ｔｎ・ωｎに起因するＩｎ・ωｎを用いて電流リミッタを用いても良い。ただし、定格出力特性を用いた場合は、モータの動作領域としては、最大出力特性に比べて少し狭い動作領域となりモータの能力を最大限に利用できない不利な点がある。しかし、最大出力特性に比べて電流リミッタ値が小さいので、モータ電流が飽和することを、より確実に防止することができる長所がある。

次に、モータが高速回転の場合、電流リミッタ値が定出力特性で決定される値より、さらに小さくなるようにした実施例について図４を参照して説明する。

この実施例の目的は、高速回転の状況においてモータ電流の飽和を確実に防止するため、電流リミッタ値を定出力特性で決定される値より小さくすることにある。上述した定出力特性として定格出力特性を選択する場合と比較して、定格出力の場合は定出力特性の全域に亘り、最大出力特性より小さいな電流リミッタ値び設定されるが、本実施例の場合には、任意の角速度から最大出力特性で決定される電流リミッタ値より小さく電流リミッタ値を選択することができる。また、電流リミッタ値の小さくする割合も任意に選択することができる。

具体的な実施例としては、図５を参照して説明する。比較回路５４Ａとゲインを乗ずる起点の角速度ωｋを示す設定器５９、ゲインＫ（ただし、Ｋ＞１）を乗算する乗算器５２Ａおよび切替えのスイッチ５５Ａより構成される。

このように構成された回路の動作は、下記の様になる。まず、検出された角速度ωｍが設定器５９で設定された角速度ωｋより低速のときは、比較回路５４Ａの判定によりスイッチ５５Ａによって、角速度ωｍを直接に除算器５３に入力されるので、電流リミッタ値Ｉｒｅｆｌｉｍは、実施例１と同じように数１８に規定される値となる。

次に、角速度ωｍが高速回転となり角速度ωｋより高速回転になるとスイッチ５５Ａは切り替えられ、角速度ωｍは乗算器５２Ａに入力され、乗算器５２Ａの出力はＫ・ωｍとなる。よって除算器５３で実施される除算の分母はＫ・ωｍとなるので数１８はＩｒｅｆｌｉｍ＝Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ）／Ｋ・ωｍとなって電流リミッタ値Ｉｒｅｆｌｉｍは最大出力特性から決定された値より小さな値となる。よって、小さくなった電流リミッタ値によりモータ電流は小さくなりモータ電流の飽和を確実に防止することができる効果がある。

実施例１および実施例２がモータの駆動電源でもあるバッテリーの電圧Ｖｂａｔが定格電圧Ｖｂａｔｎで一定の場合について説明したが、実施例２はバッテリー電圧が変動した場合の実施例である。

実施例２の基本的な考えは、電流リミッタの制限値を変化させる角速度の基準値が、バッテリ電圧Ｖｂａｔの変化によって変化することである。図６において、バッテリー２２０の電圧変動を測定する電圧検出器は、バッテリー電圧Ｖｂａｔを測定する電圧検出回路５８と、電圧検出回路５８の出力であるＶｂａｔと定格バッテリー電圧値Ｖｂａｔｎとを入力とする減算器５６とから構成される。よって、電圧検出回路５８でバッテリー電圧Ｖｂａｔを測定し、減算器５６で電圧変動ΔＶがＶｂａｔ−Ｖｂａｔｎとして算出される。この電圧変動ΔＶによって発生する角速度変動分Δωは、数２０によって関係づけられるので、換算回路５７にてΔω＝ΔＶｂａｔ／Ｋｅとして算出される。そして、最後に加算器５１にて、最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）に角速度変動分Δωが加算され、角速度（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）が制限値の減少する新しい起点となる。

よって、実施例１の動作と異なるのは、モータ２０８の角速度が（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）より低速度の場合は、スイッチ５５によって、電流リミッタ６０の制限値は定格電流Ｉｎが選択され、モータ２０８の角速度が（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）より高速度の場合は、スイッチ５５によって、電流リミッタ６０の制限値はＩｒｅｆｌｉｍが選択される。また、Ｉｒｅｆｌｉｍの値も実施例１と異なる。まず、加算器５１の出力である（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）と定格電流Ｉｎとが乗算器５２に入力され、その出力はＩｎ・（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）となる。そして、Ｉｎ・（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）とモータ２０８の検出された角速度ωｍとが除算器５３に入力され、その出力はＩｎ・（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）／ωｍとなる。よって、実施例２の制限値ＩｒｅｆｌｉｍはＩｎ・（ωｎ＋ωｏｓ＋Δω）／ωｍとなる。

つまり、バッテリー電圧Ｖｂａｔが定格電圧Ｖｂａｔｎより低圧の場合は、電流リミッタの制限値の減少が、定格電圧時の最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）より低速で始まり、バッテリー電圧Ｖｂａｔが定格電圧Ｖｂａｔｎより高圧の場合は、最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）より高速で始まることを意味する。

バッテリー電圧が変動した場合でも、的確な角速度から電流指令値Ｉｒｅｆに対しリミッタによる制限を課して、弱め界磁制御によるモータ電流の飽和を防止して、トルクリップルの増加を防止できる。

なお、実施例１，２，３において、ベクトル制御として疑似ベクトル制御の実施例について説明したが、本発明はベクトル制御が疑似ベクトル制御に限定されるものではなく、図１１に示したような一般的なベクトル制御においても電流指令値、即ちｉｄｒｅｆ，ｉｑｒｅｆに本発明の電流リミッタ値による制限を設けても同様な効果を得ることができる。

また、実施例では検出したモータ電流によるフィードバック制御について説明したがフィードフォワード制御でも同じ効果が得られることは言うまでもない。

また、ベクトル制御において、弱め界磁制御をした場合は、より効果的に本発明の効果を期待できるが、弱め界磁制御をしない場合でも本発明の効果を期待できることは言うまでもない。

本発明の原理を説明するための図である。本発明の電流リミッタを配した疑似ベクトル制御の制御ブロック図である。疑似ベクトル制御の構成図である。高速回転時に電流リミッタ値をゲイン調整して定出力特性より小さく設定した場合の特性図である。。高速回転時にゲイン調整して電流リミッタ値を小さくする制御構成図である。バッテリー電圧変動を考慮した電流リミッタの構成図である。電動パワーステアリング装置の構成図である。モータ特性を示す図である。モータの負荷特性を示す図である。モータ特性とモータ負荷特性を重ねた図である。ベクトル制御の構成図である。従来の電流リミッタ値を説明するための制御ブロック図である。

符号の説明

１１・・・レゾルバ
２４・・・微分回路
９１・・・角度換算回路
６０・・・電流リミッタ
５０・・・制限値算出回路
５１・・・加算器
５２、５２Ａ・・・乗算器
５３・・・除算器
５４、５４Ａ・・・比較回路
５５、５５Ａ・・・スイッチ
５６・・・減算器
５７・・・換算回路
５８・・・電圧検出回路
５９・・・設定器

Claims

車両の操舵系に操舵補助力を付与するためのモータを電流指令値に基いて制御する電動パワーステアリング装置の制御装置において、前記モータの定格出力Ｐｎ、又は前記モータの定格トルクＴｎ及び最大出力角速度（ωｎ＋ωｏｓ）の積である最大出力Ｐｍａｘで表される定出力特性に基いて前記モータが制御されているとき、前記定出力特性と前記モータの角速度ωｍとから電流リミッタ値を算出し、前記電流リミッタ値で前記電流指令値を制限して制御することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
前記電流リミッタ値が前記モータの角速度ωｍに反比例して減少する請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
前記電流リミッタ値を、前記モータの角速度ωｍに反比例して減少させると共に、ゲインを乗じて更に減少させる請求項２に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
前記モータの駆動電源の電圧変動に感応して前記定出力特性を調整する請求項１乃至３のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
前記モータがブラシレスＤＣモータである請求項１乃至４のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。