CN1639968A - 用于放大高频的电子组件和射频通讯*** - Google Patents

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Abstract

一种高频功率模块，作为能够在双频带例如GSM和DCS中进行通讯的射频通讯***的组件，所述高频功率模块包括：用于输出检波的第一晶体管，该第一晶体管用于接收一个信号，该信号与用于放大GSM侧的高频信号的第一功率放大晶体管和用于通过与该晶体管的电流成比例的电流的第一电流镜电路的输入信号相同；以及用于输出检波的第二晶体管，该第二晶体管用于接收用于放大DCS侧的高频信号的第二功率放大晶体管和用于通过与该晶体管的电流成比例的电流的第二电流镜电路的输入信号。由GSM和DCS共用一个读出电阻器，该读出电阻器用于将所述电流镜电路的传输侧的电流转换为电压、利用该电压作为一个输出电平检测信号、将所检测的输出电平与所需的输出电平进行比较、相应地控制所述输出电平，并且将从所述第一和第二电流镜电路传输的电流转换为电压。

Description

用于放大高频的电子组件和射频通讯***
交叉参考
本申请要求2002年9月5日提交的PCT申请PCT/JP02/009053的优先权，在此将其内容引入本申请作为参考。
技术领域
本发明涉及一种当应用到用于放大高频信号并输出所放大的信号的高频功率放大电路时有效的技术，并涉及一种其中安装有所述高频功率放大电路的射频通讯***例如便携式电话。更具体地，本发明涉及一种通过形成电路的各元件来使部件数目减少的技术，该电路用于检测在射频通讯***中常规使用的输出功率反馈控制所需的输出电平，该射频通讯***具有与发射频带相一致的多个高频功率放大电路。
背景技术
迄今为止，存在一种采用880到915MHz频带内的频率的称为GSM(全球移动通讯标准)的***，欧洲采用它作为射频通讯设备(移动通讯设备)例如移动电话的***之一来。在GSM中，作为调制***，采用了用于根据发射数据来改变载波的相位的称为GMSK(高斯型最小偏移键控)的相位调制***。
通常，在射频通讯设备中的发射侧输出部分中，安装有用于放大调制信号的高频功率放大电路。在常规的GSM射频通讯设备中，检测并反馈所述高频功率放大电路或天线的输出电平，以便根据来自一个控制电路例如基带电路或微处理器的传输请求电平来控制所述高频功率放大电路的放大系数(例如，日本特开平No.2000-151310)。常规地，通常通过采用耦合器、检测器等来检测所述输出电平，并且所述检测器通常构成为与所述高频功率放大电路分离的半导体集成电路。
所述耦合器是一种通过电容来检测输出电平的器件，该电容形成在分离器件或绝缘衬底(模块衬底)中形成的输出线(微带线)和设置成与所述输出线平行的导体之间。所述耦合器的尺寸大于在半导体芯片上形成的器件的尺寸。例如，1997年7月10日由SogoElectronics Press出版的“微波基础与应用(Basics andApplication of Microwaves)”的第191到193页就描述了一种定向耦合器。1999年4月由Kogyo Chosakai出版有限公司出版的“电子材料(Electronic Material)”的第91到95页描述了一种用于移动通信的陶瓷叠层低通滤波器和一种定向耦合器。
由于检测常规高频功率放大电路的输出电平的***采用了与所述高频功率放大电路分离的大量的半导体集成电路和电子部件，因此难于减少模块的尺寸。在还采用耦合器的情况下，可以将一个参考电压施加到所述耦合器的一端以提高检测灵敏度。在这种情况下，必须对所述参考电压进行优化设置，并根据各部件之间的差异来调整电压。因此，就会带来不便，以致增加计划制造者的负担。当使用了所述耦合器时，就会存在不便，即还会发生功率损失。
此外，作为近年来的便携式电话，提出了一种使用例如1710到1785MHz频率的不仅能够处理GSM信号而且还能够处理例如DCS(数字蜂窝电话***)的***信号的双频带便携式电话。在这种便携式电话所使用的高频功率放大模块中，对每个所述频带提供一个输出功率放大器，并且还必须对每个所述频带配置用于检测所述模块的输出电平的一个耦合器。因此，难于减小所述模块的尺寸。
本发明的一个目的是提供一种电子组件(模块)，用于放大高频功率、能够在双频带例如GSM和DCS中进行通讯的射频通讯***中检测输出电平的情况下，实现减小电路规模并降低功率损失、将所检测得输出电平与所需的输出电平进行比较、并控制用于放大输入信号的高频功率放大电路的放大系数。
本发明的另一个目的是提供一种电子组件，用于放大高频功率、能够在双频带例如GSM和DCS中进行通讯的射频通讯***中检测用于在电流检测方法中反馈控制所需的输出电平，从而不需要调整电压等，并且可以减轻计划制造者的负担。
此外，本发明的另一个目的是提供一种电子组件以及使用该电子组件的射频通讯***，该电子组件用于能够在双频带例如GSM和DCS中进行通讯的射频通讯***中放大高频功率，其中在其它高频功率放大电路的发射时间内，能够防止信号从等待状态下的高频功率放大电路的泄露。
从说明书和附图的说明中，本发明的上述和其它目的和新颖特性将变得显而易见。
发明内容
下面将简要描述说明书中公开的本发明的典型实例的概要。
根据本发明，作为能够在两个频带例如GSM和DCS中进行通讯的射频通讯***的一种组件的用于放大高频功率的电子组件(RF功率模块)，包括：用于接收与第一功率放大晶体管和第一电流镜电路的输入信号相同的信号的第一输出检测晶体管，所述第一功率放大晶体管用于放大GSM侧的高频信号，而所述第一电流镜电路用于通过与该晶体管的电流成比例的电流；以及用于输出检波的第二晶体管，用于接收第二功率放大晶体管和第二电流镜电路的输入信号，所述第二功率放大晶体管用于放大DCS侧的高频信号，而所述第二电流镜电路用于通过与该晶体管的电流成比例的电流。读出电阻器，更优选，连同一个比较电路都由GSM和DCS共用，该读出电阻器用于将所述电流镜电路的传输侧上的电流转换为电压、采用该电压作为输出电平检测信号、将所检测的输出电平与所需的输出电平进行比较，相应地控制所述输出电平，以及将传输自所述第一和第二电流镜电路的电流转换为电压，该比较电路用于将所检测的输出电平与所请求的输出电平进行比较。
当在第一频带例如GSM中的高频信号的输出电平与在第二频带例如DCS中的高频信号的输出电平彼此不同时，分别设置高频功率放大电路末级的功率放大晶体管与所述用于输出检测的晶体管之间的尺寸比，以及所述电流镜电路中的各晶体管之间的尺寸比，从而在所述第一或第二高频功率放大电路中的任何一个电路在最大输出电平下工作的情况下，所述读出电阻器中流动的电流的幅度变得几乎彼此相等。利用此结构，能够通过电流检测方法来检测用于反馈控制所需的输出电平，由此就能够降低功率损耗。不需要调整电压等，从而能够减轻计划制造者的负担。而且，通过共用所述读出电阻器和所述比较电路，减少了构成所述高频放大电路的部件数目，并且可以减小该射频通讯***的尺寸。
优选地，用于放大高频功率的电子组件，包括：第一放大电路，其中级联了多个用于将第一频带中的调制高频信号放大的功率放大晶体管；以及第二放大电路，其中级联了多个用于将第二频带中的调制高频信号放大的功率放大晶体管。构成用于输出检波的第一晶体管和用于输出检波的第二晶体管，以便接收所述第一和第二放大电路的末级中的功率放大晶体管的输入信号。例如，通过由多个放大级来构成该功率放大电路，就能够进行对施加偏压的控制，通过此偏压来抑制第一放大级中的增益并提高了后面放大级中的增益。因此，更加容易在总体上获得所需特性，并且能够通过该电流检测方法来检测用于反馈控制所需的输出电平。
附图简述
图1是示出了根据本发明采用了用于放大高频功率的电子组件(此后，称为RF功率模块)的射频通讯***结构的一个实例的方框图；
图2是示出了根据本发明的RF功率模块的一个实例的电路图；
图3是示出了在输出功率高的情况，以及在输出功率低的情况下在高频功率放大电路的末级中流动的电流随时间变化的电流波形图；
图4是示出了在实施例的RF功率模块中的高频功率放大电路和输出检测电路的具体实例的电路图；
图5是示出了所述输出检测电路的另一个结构实例的电路图；
图6是示出了在该实施例的RF功率模块中的输出功率Pout和所述输出检测电路的检测电流ISNS之间的关系图；
图7是示出了该RF功率模块的第二实施例的电路图；
图8是示出了该RF功率模块的第三实施例的电路图；
图9是示出了在该实施例中的RF功率模块的后级中设置的前端模块的具体实例的电路结构图；
图10是示意性地示出了该实施例的RF功率模块的器件结构的局部剖面透视图。
实施本发明的最佳模式
以下，将参照附图详细说明本发明的实施例。
图1示出了应用了本发明，能够进行GSM和DCS两种通讯***的射频通讯的***的示意性结构。
图1中，100表示通过在陶瓷衬底上安装高频信号处理电路(RFIC)110、用于从接收信号中滤除不需要的波的以表面声波滤波器形式的带通滤波器SAW、用于放大接收信号的低噪声放大器LNA等而获得的高频模块(此后，称为RF模块)，所述高频信号处理电路110形成为具有能够在GSM和DCS***中进行GMSK调制和解调的调制/解调电路的半导体集成电路。200表示RF功率模块，该RF功率模块包括用于通过驱动天线ANT来发射信号的高频功率放大电路(此后，称为功率放大器)PA和输出功率控制电路230。300表示形成为半导体集成电路的基带电路(此后，称为基带IC)，用于根据所发射的数据(基带信号)来产生I和Q信号，并处理从接收信号中提取的I和Q信号。400表示一个前端模块，该前端模块包括滤波器LPF、发射/接收切换开关，以及一个分支滤波器，所述滤波器LPF用于去除噪声，例如从所述功率模块200输出的发射信号中包含的谐波。500表示一个微处理器(此后，称为CPU)，用于通过为所述RF IC110和所述基带IC 300生成控制信号，并且对所述RF功率模块200产生一个输出电平指令信号Vramp来控制整个***。
如图1中所示，在本实施例中，所述RF功率模块200内具有用于放大GSM频带中900MHz发射信号的功率放大器210a和用于放大DCS频带中1800MHz发射信号的功率放大器210b。类似地，所述RF模块100内具有用于GSM的SAW滤波器120a和低噪声放大器130a，以及用于DCS的SAW滤波器120b和低噪声放大器130b。
在该RF IC 110中，根据理想的待发射的信息进行对载波进行相位调制的GMSK调制，并且将相位调制过的信号作为高频信号Pin输入到所述RF功率模块200并进行放大。在本实施例中，尽管没有进行限定，但所述RF IC 110不仅包括用于发射的所述调制电路，而且还包括由混频器和高增益的可编程增益放大器等构成的接收电路，该混频器用于将接收信号降频变换为较低频率的信号。在所述RF IC 110中还可以设置所述低噪声放大器LNA。
所述前端模块400包括：用于GSM的低通滤波器410a、用于DCS的低通滤波器410b、用于切换GSM的发射/接收的切换开关420a、用于切换DCS的发射/接收的切换开关420b和一个分支滤波器430，所述分支滤波器430连接到该天线ANT并从接收信号中分离出用于GSM的信号和用于DCS的信号。虽然在图1中未示出，但所述RF功率模块200或前端模块400设置有连接在所述功率放大器210a和210b的输出端子或者所述RF功率模块200的发射输出端子与所述低通滤波器410a和410b之间，并执行阻抗匹配的阻抗匹配电路。
图2示出了应用了本发明的所述RF功率模块200的第一实施例的示意性结构。
本实施例的RF功率模块200具有：输出检测电路220，包括用于检测所述功率放大器210a和210b的输出电流的放大器221a和221b、用于产生与所述放大器的电流成比例的电流的电流镜电路222a和222b、以及用于将所述电流镜电路的传输侧上的电流转换为电压的读出电阻Rs；以及所述输出功率控制电路230，用于将所述输出检测电路220的检测信号与来自该CPU 500的输出电平指令信号Vramp进行比较，并控制所述功率放大器210，从而所述功率放大器210a和210b的输出功率变成一个取决于所述输出电平指令信号Vramp的电平。
当所述输出电平指令信号Vramp的指令电平接近于作为通讯方的基站时就将它设置为低电平，而当所述输出电平指令信号Vramp的指令电平远离该基站时就将它设置为高电平。在该RF IC 110中，可以响应于来自该CPU 500的指令，产生所述输出电平指令信号Vramp。该CPU 500不仅输出该输出电平指令信号Vramp，而且还将发射起始信号TXON输出到所述RF功率模块200。可以从所述基带LSI 300或RF IC 1 10将所述发射起始信号TXON提供到该RF功率模块200。
如图2中所示，在本实施例中，用于检测GSM侧上的所述功率放大器210a的输出电流的电路和用于检测DCS侧上的所述功率放大器210b的输出电流的电路共用所述读出电阻Rs。由于根据标准来确定GSM侧的所述功率放大器210a的输出功率的最大电平和DCS侧的所述功率放大器210b的输出功率的最大电平，并且它们彼此不同，因此不能简单地共用所述读出电阻Rs。在本实施例中，通过以下的器件来实现所述读出电阻Rs的共用。
由于所述读出电阻Rs必须具有高精度，因此它作为分立部件安装在该模块上。如上所述，通过由GSM侧和DCS侧共用所述读出电阻Rs，减少了部件的数目，并且能够减小该模块的尺寸。通过在该模块上安装作为分立部件的读出电阻Rs，可以根据所述功率放大器210a和210b的特性来选择并安装具有理想阻值的读出电阻Rs。
所述输出功率控制电路230包括：比较电路231，用于将所述输出检测电路220的检测信号与所述输出电平指令信号Vramp进行比较，并根据所述信号之间的差值来产生一个输出控制电压Vapc；以及一个偏置控制电路232，用于根据从所述比较电路231输出的所述输出控制电压Vapc、从该CPU 500提供的并且表示按照GSM来发射信号的GSM模式或者是按照DCS来发射信号的DCS模式的模式信号“模式”等来产生并提供偏置电流Ic1、Ic2和Ic3到所述功率放大器210a和210b。当用于检测GSM侧的所述功率放大器210a的输出电流的电路和用于检测DCS侧的功率放大器210b的输出电流的电路共用所述读出电阻Rs时，通过调整传送到所述读出电阻Rs的电流，同样可以共用所述比较电路231。
在该CPU 500或基带LSI 300中，预先获得了该RF IC 100和RF功率模块200的特性，生成了表示从所述RF功率模块200输出理想的输出电平信号所需的输出电平指令信号Vramp和一个所需的输出电平之间的关系的表格形式的数据，并存储在内部非易失性存储器或类似存储器中，并且参考该表产生通过发射到基站/从基站接收而获得的取决于所需的输出电平的输出电平指令信号Vramp，并将其输出。当所述RF IC 100具有用于校正特性波动的校正电路时，可以在该CPU 500或基带LSI 300的非易失性存储器中存储校正数据。
图4示出了本实施例中的RF功率模块200的具体电路实例。仅示出了GSM侧的功率放大器210a和输出检测电路220a，而没有示出DCS侧的功率放大器210b和输出检测电路220b。尽管没有特别限制，但在本实施例中，将用于控制传送到所述功率放大器210a的放大级的偏置电流Ic1、Ic2和Ic3的所述输出功率控制电路230构成为GSM和DCS的共用电路。
在本实施例的功率放大器210中，通过用于阻挡直流并进行阻抗匹配的阻抗匹配电路MN1到MN3级联三个放大级211、212和213。对于每一个所述放大级，都设置有用于功率放大的场效应晶体管(此后，称为FET)。图4示出了最后放大级213和在所述放大级213的下一级的阻抗匹配电路MN4的具体电路结构。尽管没有示出，但所述第一和第二放大级211和212具有类似于所述最后放大级213的结构。MS7和MS8表示微带线，该微带线用作用于对形成在该陶瓷衬底上的阻抗进行匹配的电感元件。
由用于功率放大的FET 31和连接到该FET 31的FET 32构成所述最后放大级213，以形成一个电流镜，该FET 31的栅极端子通过所述阻抗匹配电路MN3接收作为前级的所述放大级212的输出。通过电感元件L3将电源电压Vdd施加到该FET 31的漏极端子。通过将从所述偏置控制电路232提供的控制电流Ic3传送到该电流镜FET 32，与所述控制电流Ic3相同或与所述控制电流Ic3成比例的漏极电流Id传送到该FET 31。以这种方式，电流在所述第一和第二放大级211和212中通过。
通过由所述偏置控制电路232对所述放大级211到213的控制电流Ic1、Ic2和Ic3进行控制，来控制所述放大级的放大系数，从一个输出端子OUT输出信号Pout，通过消除高频输入信号Pin中的直流成分并将交流成分放大到一个理想水平来获得该信号Pout。在本实施例中，根据所述比较电路231的输出来控制所述控制电流Ic1、Ic2和Ic3，所述比较电路231将由所述输出检测电路220检测的输出电平与所述输出电平指定信号Vramp进行比较。
为了偏置各级中的FET 211、212和213，所述偏置控制电路232响应于从该CPU 500(或基带LSI 300)提供的所述起始控制信号TXON开始操作，并根据从该CPU 500(或基带LSI 300)提供的表示GSM模式或DCS模式的所述模式指令信号模式产生GSM模式下的控制电流Ic1、Ic2和Ic3或将要提供到用于DCS的功率放大器210b(未示出)的DCS模式下的控制电流Ic1`、Ic2`和Ic3`(Ic1`＜Ic1、Ic2`＜Ic2且Ic3`＜Ic3)。
所述输出检测电路220由以下构成：具有栅极端子的N沟道MOSFET 221，与所述最后一级213中用于功率放大的FET 31的栅极电压相同的电压施加到该栅极端子；在所述MOSFET 221和电源电压端子Vdd0之间串联连接到所述MOSFET 221的P沟道MOSFET 222；与所述MOSFET 222并联设置的MOSFET 223；以及用于将电流转换为电压的检测电阻Rs，所述读出电阻Rs串联连接到该MOSFET 223。
该MOSFET 222的栅极和漏极相互连接，并且所述MOSFET 223和222的栅极共同地连接，由此构成一个电流镜电路。为了抑制所述输出检测电路220中流动的电流，采用了用于输出检波的MOSFET 221，其比所述功率放大FET 31小。通过向所述MOSFET 221的栅极端子施加一个与最后一级中的所述功率放大FET 31的栅极电压相同的电压，与该FET 31的漏极电流成比例的电流被传送到该MOSFET 221。通过该电流镜电路将所述电流传输到该电阻Rs。
因此，在该电阻Rs和该MOSFET 223之间的连接节点的电压VSNS变成与所述最后一级中的该功率放大FET 31的电流成比例的一个电压。在本实施例中，该电压VSNS作为一个输出电平检测信号反馈到所述输出功率控制电路230的所述比较电路231。所述比较电路231将检测电压VSNS与来自该CPU 500的所述输出电平指定信号Vramp进行比较，并产生一个输出控制电压Vapc到所述偏置控制电路232。所述偏置控制电路232根据所述输出控制电压Vapc产生提供到所述功率放大器210a的控制电流Ic1、Ic2和Ic3。
由于本实施例的输出检测电路220设置有电流镜电路，因此只要一个输出端来用于输出检波就足够了。特别地，尽管可以仅仅由具有栅极端子的用于输出检波的MOSFET 221来构成所述输出检测电路，通过串联连接到所述MOSFET 221的用于电流-电压转换的电阻Ri和电阻(Rs)将与所述最后一级中的所述功率放大FET 31的栅极电压相同的电压施加到所述MOSFET 221的栅极端子，但还需要用于将用于电流-电压的电阻两端的电压输出到外部的两个端子。相反，通过与本实施例相同地设置所述电流镜电路(222和223)和用于电流-电压转换的所述电阻Rs，并将所述电阻Rs的其中一个端子接地，仅仅使用一个外部端子来用于输出检波就足够了。
此外，在本实施例中，按照下表1来设置所述功率放大器210a和210b的最后一级中的所述功率放大FET 31和在所述输出检测电路220中的用于输出检波的MOSFET 221之间的尺寸比，以及在所述输出检测电路220的所述电流镜MOSFET 222和223之间的尺寸比。GSM中的FET的尺寸比和DCS中的FET的尺寸比彼此不同，原因是根据在GSM和DCS标准中确定的天线端处的最大输出电平，GSM中的RF功率模块的输出端子的最大输出电平设置为34dBm，而在DCS中的最大输出电平设置为32dBm。
                             表1
    GSM     DCS
    RF功率模块的最大输出电平   34dBm   32dBm
  功率FET和读出FET之间的尺寸比   683∶1   293∶1
    电流镜中的MOSFET的尺寸比     6∶1   7.5∶1
用于输出检波的FET的漏极电流ISNS     10mA   12.5mA
    读出电阻Rs中流动的电流     1.67mA   1.67mA
    输出功率     2W   1W
如上所述，通过设置这些FET的尺寸比，就可以由GSM和DCS共用所述读出电阻Rs和所述比较电路231。同样还存在一种方法，该方法通过电阻将所述功率放大FET 31的栅极输入电压施加到所述输出检测电路220中用于输出检波的MOSFET 221的栅极端子，并检测出作为DC电平的电压。然而，通过不使用电阻而直接施加电压，也可以获得AC输入。以这种方式，所述功率放大FET 31的漏极电流Id和所述检测电流ISNS之间的相关性就会变得更好。
具体地，在低输出电平下，如图3中的虚线所示，所述功率放大FET 31的增益小，从而所述漏极电流Id不会饱和。然而，在高输出电平下，如图3中的实线所示，该FET 31的增益增加，从而所述漏极电流Id变得饱和。另一方面，当所述输出检测电路220的输入阻抗高时，就不容易发射输入信号，并且所述检测电流ISNS的幅度比所述漏极电流Id更小。即使在所述电流Id变得饱和的情况下，所述输出检测电路220的检测电流ISNS也不会饱和，从而所述输出电流Iout和所述检测电流ISNS之间就不存在相关性。
然而，通过将所述功率放大FET 31的栅极输入直接施加到用于输出检波的该MOSFET 221的栅极端子，对于高频信号来说，输入阻抗变低，并且输入信号易于发射到FET 221的栅极。当FET 213执行饱和操作时，用于输出检波的FET 221同样执行饱和操作。因此，在FET 32的漏极电流Id和所述检测电流ISNS之间就存在相关性，并且可以以更高的精度来检测所述输出电平。
图5示出了所述输出检测电路220的另一个实施例。
在本实施例的输出检测电路220中，作为所述电流镜电路的一个组件，在用于输出检波的FET 221的漏极端子和MOSFET 222的漏极端子之间连接有用于提高线性度的电阻R4。通过所述电阻R4，可以降低所述输出检测电路220的电源电压依赖性。在没有设置用于提高线性度的电阻R4的情况下，如图6中的实线所示，当电源电压Vdd0处于预定电平例如3.5V时，所述输出功率Pout和所述检测电流ISNS之间的相互关系几乎是线性的。然而，当电源电压Vdd0改变到例如4.2V的电平时，如图6中的虚线所示，在输出功率高的区域，FET 221中流动的电流急剧增加。
另一方面，当设置了所述电阻R4时，即使所述电源电压Vdd0改变，FET 221的漏极电压的波动量也很小。结果，就能够降低在FET 221中流动的电流的波动。用于提高线性度的电阻R4的电阻值的一个实例为大约100Ω。可以将GSM侧用于提高线性度的电阻R4设置为比DCS侧用于提高线性度的电阻R4稍微大一点的阻值。
在本实施例中，虽然没有特别限定，但是可以将构成所述RF功率模块200的元件之中的所述第一和第二放大级211和212(用于GSM和DCS两者)的每一级中的FET、与该FET结合形成电流镜电路的MOSFET、以及构成所述输出功率控制电路230和所述输出检测电路220的MOSFET 222和223形成为在单个半导体芯片上的半导体集成电路IC1。所述放大级211和212的电流镜MOSFET具有与所述功率放大FET相同的导电类型(n沟道型)和相同的结构，因此，具有相同的温度特性。就能够抑制随温度波动的所述功率放大器210的特性波动。
另一方面，将所述功率放大器210的最后一级213中的FET 31(用于GSM和DCS两者)、与FET 31结合而形成电流镜电路的MOSFET32，以及用于输出检波的MOSFET 221形成为在另一个半导体芯片上的半导体集成电路IC2。作为所述电流-电压转换电阻Rs和用于提高所述输出检测电路220的线性度的所述电阻R4，采用了在所述阻抗匹配电路MN1到MN4中的电容性元件C9到C11和电感元件L3等分立部件。
在同一陶瓷衬底上，安装了这两个半导体芯片IC1和IC2以及作为分离部分的元件例如电阻Rs和电容C9到C11，由此构成了用于射频通讯的单个电子组件(模块)。在该陶瓷衬底上，在由铜或类似物制成的导电层图形中形成微带线MS7和MS8等，以便具有理想的电感值。具有处于最后一级中的FET 31、连接到FET 31以便形成电流镜电路的MOSFET 32、以及作为所述输出检测电路220的一个元件的MOSFET 221的半导体集成电路可以分别形成为用于GSM的芯片以及用于DCS的芯片。
图10示出了本实施例的RF功率模块的器件结构。图10没有精确地展示本实施例的RF功率模块的结构，但图10是示意性地示出了省略一些元件、布线等的结构的结构图。
如图10中所示，本实施例的模块的主体10具有一种结构，其中层叠并集成了按照氧化铝等制成的陶瓷膜形式的多层电介质膜11。在每层电介质膜11的表面或背面上，设置了形成为预定图案并由镀面(surface-plated)导体例如铜制成的导电层12。12a表示由所述导电层12形成的布线图案。为了连接在每层电介质膜11的表面和背面上的导电层12或布线图案，形成了称为通孔的孔13，并用导体填充。
在图10所示实施例的模块中，层叠了六层电介质膜11。在第一、第三和第六层中的每一层的几乎整个背面上，形成导电层12，由此获得一个接地层，地电位GND施加到该接地层。其余每层电介质膜11的表面和背面上的导电层12用于构成发射线等。通过适当地设置所述导电层12的宽度和电介质膜11的厚度，形成所述发射线以使所述阻抗变成50Ω。
在第一至第三电介质膜11的每一层中，形成矩形孔以便安装所述半导体芯片IC1和IC2。在孔中***每个IC，并且通过焊接材料14将每个IC固定到孔的底部。在对应于所述孔的底部的第四电介质膜11和低于所述第四电介质膜11的电介质膜11中，形成称为通孔的孔15，并用导体填充。所述通孔中的导体起到将所述芯片IC1和IC2中产生的热传输到最低的导体层的作用，以便提高释放效果。
所述芯片IC1和IC2以及一个预定导电层12的顶表面上的电极通过焊接线31相互电连接。在第一电介质膜11的表面上形成了构成所述微带线MS7和MS8等的导电图案12a，并且安装了用于形成所述功率放大器210、所述输出检测电路220等的多个分立部件32例如电容元件C9到C11和电阻元件Rs和R4。还可以在该衬底的内部，通过采用电介质膜11的表面和背面上的导电层、而不使用所述分立部件来形成除了各元件之外的电容元件。
图7示出了应用了本发明的所述RF功率模块200的第二实施例的示意性结构。
在本实施例的RF功率模块200中，DCS侧的功率放大器210b的输出端子Pout-DCS设置有一个状态切换电路240，所述状态切换电路240包括：连接在所述输出端子Pout-DCS和所述电源电压端子Vdd之间的电阻R0、在所述输出端子Pout-DCS和一个参考电位点例如地电位之间串联连接的二极管D0和电容器C0、以及连接在所述二极管D0和所述电容器C0的连接节点N0和接地点之间的电阻R1和开关晶体管Q1。所述二极管D0优选为PIN二极管。所述电容元件C0的值可以为几个皮法(pF)的量级。采用了几千欧姆(kΩ)量级的电阻R0和R1。通过在所述半导体芯片IC1或IC2上形成所述晶体管Q1，就能够抑制元件数目的增加。
根据来自所述偏置控制电路232的控制信号，在GSM模式下导通所述晶体管Q1或在DCS模式下截止所述晶体管Q1。在所述晶体管Q1截止的DCS模式中，中断了由电阻R0、二极管D0、电阻R1和晶体管Q1形成的电流路径，以致于从一条线观察到的二极管D0的阻抗高，发射信号通过该线来发射。电阻R0具有几千欧姆量级的阻值，而所述发射线的电阻为50Ω，并且所述阻抗足够高，以致于从所述发射线观察不到电阻R0前面的阻抗。因此，此时，所述功率放大器210b就以类似于没有连接所述状态切换电路240的电路的方式进行操作。
另一方面，在所述晶体管Q1导通的GSM模式下，电流在由电阻R0、二极管D0、电阻R1和晶体管Q1形成的路径中流动，并且所述功率放大器210b的输出端子的电位固定。它防止了该GSM信号的两倍高谐波传输到该功率放大器210b，并且防止其经由连接到所述输出端子Pout-DCS的处于后一级中的滤波器电路泄露到GSM侧的功率放大器210a的输出端，并且防止其成为从该天线发射的GSM发射信号中的噪声。
在所述晶体管Q1截止的DCS模式下，二极管D0起到检测元件的作用，并且通过来自于所述功率放大器210b的信号，将二极管D0的负极侧的节点N1固定到一个对应于最大幅度电平的相对高的电位。因此，在本实施例中，通过采用高耐(high-withstand)压的MOSFET来作为所述晶体管Q1，当所述晶体管Q1截止并且该节点处的电位变为高电平时，就能够防止所述晶体管Q1被损坏并且能够防止泄漏电流被传送到所述晶体管Q1。作为所述高耐压压的MOSFET，可以采用公知的高耐压元件例如LD(横向扩散的)MOS。
将参照图9来说明为什么将从DCS侧的功率放大器210b输出的信号添加到GSM模式下的GSM的发射信号中的原因。
图9示出了在所述RF功率模块200的下一级中连接的前端模块400中的发射部分的其中之一(例如，DCS)的具体电路结构实例。
在图9中，FET 31是在所述RF功率模块200的最后一级中的一个晶体管，发射信号被输入到FET 31的栅极端子，通过具有电学长度为基波的1/4波长的λ/4发射线TL0，将电源电压Vd施加到所述漏极端子，阻抗匹配电路421连接到所述λ/4发射线TL0和FET 31的漏极端子之间的连接节点，并且在下一级中，依次连接低通滤波器431、发射/接收切换电路441和用于分流GSM接收信号和DCS接收信号的分支滤波器460。
在本实施例中，虽然没有进行限制，但所述阻抗匹配电路421具有：由电感元件和电容元件构成的并联谐振电路PR、由发射线和电容元件构成的匹配装置IM，以及用于消除从所述低通滤波器431侧到所述功率放大器侧的直流噪声的电容元件DC。设置该电路的常数，以使所述阻抗匹配电路421的输出节点的阻抗变成50Ω。所述发射/接收切换电路441具有：连接在所述低通滤波器431和所述分支滤波器460之间的二极管D1、以及串联连接在所述二极管D1的负极端子和接地点之间的λ/4发射线TL1和二极管D2。
在所述发射/接收切换电路441中，当发射时，所述二极管D1导通，并且来自所述功率放大器侧的发射信号被发射到所述分支滤波器460。此时，所述二极管D2也导通，所述λ/4发射线TL1的另一端被短路到地电位，并且从所述二极管D1侧到所述λ/4发射线TL1观察到的阻抗变高。因此，可以将该信号发射到天线ANT，同时防止了该信号向接收侧泄漏。另一方面，在进行接收时，这两个二极管D1和D2都截止。因此，来自天线ANT的接收信号通过所述分支滤波器460、λ/4发射线TL1和电容器C21发射到图1中的所述SAW滤波器120A侧。在GSM侧的所述发射/接收切换电路442具有类似的结构，因此将不再对其进行说明。
在如图9所示构成所述前端模块400的情况下，所述发射/接收切换电路441和442通过所述二极管D1和D2来切换发射/接收信号，从而从所述功率放大器210b到天线ANT的信号发射路径不能被彻底中断。由于DCS信号的频率大约是GSM信号频率的两倍，当GSM信号两倍高的谐波从GSM侧的功率放大器210a发射到DCS侧的功率放大器210b时，不能通过所述低通滤波器431来阻挡谐波。因此，担心来自DCS侧的所述功率放大器410b的泄漏信号作为噪声添加到GSM模式下从GSM侧的所述功率放大器410a输出到天线ANT的信号中。
因此，与图7的实施例一样，通过为所述功率放大器210b的输出端子Pout-DCS设置所述状态切换电路240，在GSM模式下，就能够防止来自于DCS侧的功率放大器210b的泄漏信号作为噪声添加到GSM发射信号中。
图8示出了应用了本发明的所述RF功率模块200的第三实施例的示意性结构。
在本实施例的RF功率模块200中，在一个输入端子和所述比较电路231的输出端子之间设置一个起滤波器作用的时间常数电路233，来自所述输出检测电路220的信号被输入到该输入端子，并且为该模块设置外部端子P1和P2，从而并联设置并构成所述时间常数电路233的电阻元件和电容元件可以按照外部部件的方式来连接。
输入到所述比较电路231的另一个输入端子的来自于该CPU 500的所述输出电平指令信号Vramp是一种从所述CPU中的D/A转换器输出的具有阶跃式波形的信号，并且所述比较电路231的输出同样具有阶跃式波形。所述时间常数电路233用来平滑所述具有阶跃式波形的信号。通过构造这些构成所述时间常数电路233的元件(电阻和电容元件)，以使其被连接成外部元件，就存在优点，即用户可以根据由他/她自己设计的***来任意地设置时间常数，并且可以改善***特性。
虽然这里根据上述实施例已经具体地说明了发明者完成的本发明，但是显然，本发明不限于上述实施例，在不脱离本发明的主旨的情况下可以进行各种修改。例如，在各实施例中，所述RF功率模块和所述前端模块被构成为分离模块，也可以将它们构成为单个模块。
在各实施例的RF功率放大器中，以三级方式来连接所述功率放大FET。还可以以两级或四级或更多级的方式来连接所述功率放大FET。在第二级和第三级中的FET 212和213中的每一个都可以由并联连接的两个FET构成。此外，在第一级中的功率放大FET和电流镜FET中的每一个都可以采用双栅FET的形式，并且通过将来自所述偏置控制电路232的偏置电流Ic1由电阻来分压而获得的电压施加到每个栅极，以通过一个理想的漏极电流。
此外，在各实施例中，已经说明了所述RF功率模块由包括第一和第二放大级211和212以及所述输出功率控制电路230的半导体集成电路、包括第三级中的FET 31和所述电流镜FET 32以及用于输出检波的FET 221的半导体集成电路、以及外部元件例如电阻和电容元件等来构成。或者，可以将这两个半导体集成电路构成为单个半导体集成电路。
工业实用性
虽然在各实施例中已经说明了应用了本发明的能够在GSM和DCS模式下进行通讯的双频带RF功率放大器的情况，但是，本发明还可以应用到一种RF功率放大器，所述RF功率放大器作为不仅能够在GSM和DCS模式下进行通信而且还能够在采用1900MHz频带的PCS模式(个人通信***)下进行通信的三频带通信***的一个组件。在这种情况下，可以通过一个公共的功率放大器或者是分离的功率放大器来放大DCS和PCS信号。

Claims (17)

1、一种用于放大高频功率的电子组件，包括：
第一功率放大晶体管，用于将第一频带中的调制高频信号放大；
第二功率放大晶体管，用于将第二频带中的调制高频信号放大；
用于输出检波的第一晶体管，该第一晶体管用于接收所述第一功率放大晶体管和用于通过与该晶体管的电流成比例的电流的第一电流镜电路的输入信号；
用于输出检波的第二晶体管，该第二晶体管用于接收所述第二功率放大晶体管和用于通过与该晶体管的电流成比例的电流的第二电流镜电路的输入信号；
读出电阻器，公共地连接在所述第一电流镜电路的传输侧和所述第二电流镜电路的传输侧上，并将电流转换为电压；以及
偏置控制电路，用于将通过所述读出寄存器检测的信号与输出请求电平指令信号进行比较，并为所述第一和第二功率放大晶体管生成一个偏置电流。
2、根据权利要求1所述的用于放大高频功率的电子组件，其中当所述第一频带中的高频信号的输出电平和所述第二频带中的高频信号的输出电平彼此不同时，设置所述第一和第二电流镜电路的传输源中的电流与传输侧上的电流之间的比值，从而使得在第一高频功率放大电路或者第二高频功率放大电路工作在最大输出电平的情况下，在所述读出电阻器中流动的电流的幅度变得几乎彼此相等。
3、根据权利要求1所述的用于放大高频功率的电子组件，其中当所述第一频带中的高频信号的输出电平和所述第二频带中的高频信号的输出电平彼此不同时，分别设置用于放大的晶体管和用于在所述高频功率放大电路的最后一级中输出检波的晶体管之间的尺寸比以及构成电流镜电路的晶体管的尺寸比，从而使得在第一高频功率放大电路或者第二高频功率放大电路工作在最大输出电平的情况下，在所述读出电阻器中流动的电流的幅度变得几乎相等。
4、根据权利要求2所述的用于放大高频功率的电子组件，进一步包括一个公共比较电路，用于将通过所述读出寄存器检测出的信号与提供的一个输出请求电平指令信号进行比较。
5、根据权利要求1到4中的任何一项所述的用于放大高频功率的电子组件，进一步包括：连接到所述第一功率放大晶体管以形成一个电流镜电路的晶体管、以及连接到所述第二功率放大晶体管以形成一个电流镜电路的晶体管，其中通过从所述偏置控制电路将预定的控制电流传输到所述用于形成电流镜电路的所述晶体管，将偏置电压施加到所述第一和第二功率放大晶体管的输入端。
6、根据权利要求1到5中的任何一项所述的用于放大高频功率的电子组件，其中在同一半导体芯片上形成所述第一和第二电流镜电路以及所述比较电路，并且将所述读出电阻器作为分立部件连接。
7、根据权利要求1到6中的任何一项所述的用于放大高频功率的电子组件，其中在用于输出检波的所述第一晶体管和所述第一电流镜电路的传输源中的晶体管之间，以及在用于输出检波的所述第二晶体管和所述第二电流镜电路的传输源中的晶体管之间分别设置一个电阻元件。
8、根据权利要求7所述的用于放大高频功率的电子组件，其中将所述电阻元件作为分立部件连接。
9、根据权利要求4所述的用于放大高频功率的电子组件，其中在所述比较电路的输入端子和输出端子的其中一个端子与一个外部端子之间设置一个时间常数电路，在设置有一个外部元件时，该外部端子用于连接所述时间常数电路的元件。
10、根据权利要求1所述的用于放大高频功率的电子组件，包括：
第一放大电路，其中级联用于将第一频带中的调制高频信号放大的多个功率放大晶体管；以及
第二放大电路，其中级联用于将第二频带中的调制高频信号放大的多个功率放大晶体管，
其中构成用于输出检波的所述第一晶体管和用于输出检波的所述第二晶体管，以便接收所述第一和第二放大电路的最后一级中的功率放大晶体管的输入信号。
11、根据权利要求10所述的用于放大高频功率的电子组件，其中所述第一放大电路放大GSM发射信号，而所述第二放大电路放大DCS发射信号。
12、根据权利要求11所述的用于放大高频功率的电子组件，进一步包括：
串联连接在所述第二放大电路的输出端子和一个参考电势点之间的二极管和电容器；以及
连接在该二极管和该电容器的连接节点和该参考电势点之间的开关晶体管，
其中当所述第一放大电路工作时该开关晶体管导通，而当所述第二放大电路工作时该开关晶体管截止。
13、根据权利要求12所述的用于放大高频功率的电子组件，其中所述开关晶体管是具有高击穿电压的MOSFET。
14、一种射频通信***，包括：
根据权利要求12所述的用于放大高频功率的电子组件；
第二电子组件，包括用于通过利用二极管在发射信号和接收信号之间进行切换的发射/接收切换电路，以及用于在第一频带中的信号和第二频带中的信号之间进行切换的信号切换装置；
第三电子组件，用于调制发射信号，并将所调制的信号输入到用于放大高频功率的所述电子组件；以及
一个半导体集成电路，用于将一个输出请求电平指令信号施加到用于放大高频功率的所述电子组件。
15、一种用于放大高频功率的电子组件，包括：
第一功率放大晶体管，用于将第一频带中的调制高频信号放大；
第二功率放大晶体管，用于将第二频带中的调制高频信号放大；
用于输出检波的第一晶体管，用于接收所述第一功率放大晶体管和用于通过与该晶体管的电流成第一比值关系的电流的第一电流镜电路的输入信号；
用于输出检波的第二晶体管，用于接收所述第二功率放大晶体管和用于通过与该晶体管的电流成不同于所述第一比值的第二比值关系的电流的第二电流镜电路的输入信号；以及
转换电路，公共地连接到所述第一和第二电流镜电路，并将电流转换为电压，
其中偏置控制电路，用于将所述转换电路的输出信号与输出请求电平指令信号进行比较，并生成所述第一功率放大晶体管的偏置电流。
16、根据权利要求15所述的用于放大高频功率的电子组件，其中所述偏置控制电路生成所述第二功率放大晶体管的偏置电流。
17、一种射频通信***，包括：
根据权利要求15所述的用于放大高频功率的电子组件；
第二电子组件，包括用于通过利用二极管在发射信号和接收信号之间进行切换的发射/接收切换电路，以及用于在第一频带中的信号和第二频带中的信号之间进行切换的信号切换装置；
第三电子组件，用于调制发射信号，并将所调制的信号输入到用于放大高频功率的所述电子组件；以及
一个半导体集成电路，用于将一个输出请求电平指令信号施加到用于放大高频功率的所述电子组件。
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