JP4281408B2

JP4281408B2 - Motor control device

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Publication number: JP4281408B2
Application number: JP2003136974A
Authority: JP
Inventors: 光英東
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-05-15
Filing date: 2003-05-15
Publication date: 2009-06-17
Anticipated expiration: 2023-05-15
Also published as: JP2004343880A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置として、１２０゜通電方式と、正弦波１８０゜通電方式がある。１２０゜通電方式は、上記特許は誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
１８０゜通電方式は、上記特許はモータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。この位置検出信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である（例えば、特許文献２および３参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特許第２６４２３５７号公報
【特許文献２】
特開平７−２４５９８２号公報
【特許文献３】
特開平７−３３７０７９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の構成では、以下のような課題があった。
【０００６】
図７は従来の１２０°通電方式のモータ制御装置の制御ブロック図である。この方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。また、１相当たり誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を１５０゜程度に設定して運転させようとすると、１相当たり誘起電圧が電気角３０゜分しか連続確認できず、通常の運転時においてもインバータ回生電圧の影響により脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。また、この構成では、１８０゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。図８(a)は１８０゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２０の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２０を進角させる必要があるが限界が早く、高速回転性能が劣る。
【０００７】
図８(b)は同通電方式の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。１８０゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。
【０００８】
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波１８０゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、またどのような運転負荷領域においても脱調限界トルクを一層向上させ、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記のような課題を解決するために本発明のモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記ブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、回生電圧を検出する回生電圧検出手段を更に有し、前記磁極位置検出手段は、前記回生電圧の検出終了後に検出された、前記誘起電圧に基づいて前記磁極位置を判定する構成とし、かつ更に、前記回生電圧検出手段の回生検出動作が所定時間継続した場合、該回生電圧検出手段に直流電圧の再取込指令を出力するＶＤＣ再取込検出手段とを備え、前記回生電圧検出手段は該再取込指令に基づいて直流電圧の再取込を行うものである。
【００１１】
また、上記回生電圧検出手段は、上記直流電圧の再取込を行う場合には、回生電圧検出動作を一時中断するものである。
【００１２】
また、上記ＶＤＣ再取込検出手段は、上記直流電圧と（１−回生電圧係数）との積を直流電圧変化率で除算した数値以下に上記所定時間を制限し、前記回生電圧係数は、０≦回生電圧係数≦１を満たす実数である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図である。本実施の形態のモータ制御装置は、３相ブラシレスＤＣモータ７を回転数制御するモータ制御装置である。この図において、モータ制御装置は、直流電圧４を交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータ（以下、ＢＬＭと略）７に出力する直流交流変換手段６と、ＢＬＭ７の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、ブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段２と、磁極位置検出手段２から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段３と、電圧波形をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段８と、回生電圧の検出終了後に、検出された誘起電圧に基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段２とを有する。
【００１４】
ＰＷＭ制御手段５は、ＢＬＭ７を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭ信号を出力する。直流交流変換手段６は、高速に開閉する６つのスイッチング素子（図２（ａ））から成り立っている。
【００１５】
まず、図１において誘起電圧検出手段１と磁極位置検出手段２と電圧制御手段３、ＰＷＭ制御手段５の役割について順次説明する。この部分は、図７従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。
【００１６】
図１において、誘起電圧検出手段１は、ＢＬＭ７の誘起電圧を降下させ、磁極位置検出手段２では誘起電圧ゼロクロス信号を検出し、誘起電圧ゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御手段３に出力する。電圧制御手段３はその磁極位置に基づいて、ＢＬＭ７を駆動させるための電圧波形を演算しそれをＰＷＭ制御手段５に出力する。電圧波形に基づきＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を直流交流変換手段６に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、ＢＬＭ７の回転数は、直流交流変換手段６から出力される交流電圧の周波数と位相(以下、『インバータ周波数』と称す)を変化させることにより制御される。
【００１７】
１２０゜通電方式の場合、ＰＷＭ制御手段５は、直流交流変換手段６のスイッチング素子を開閉する６通りのＰＷＭ信号を出力し、その６通りのＰＷＭ信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段６から出力されるインバータ周波数が制御される。
【００１８】
６通りのＰＷＭ信号について説明する。６通りのＰＷＭ信号とは、直流交流変換手段６のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ＰＷＭ信号は、インバータ電気角１周期において６つの基本的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ＰＷＭ信号１周期の逆数がインバータ周波数となる。
【００１９】
実際、ＢＬＭ７の回転数を変更させるべき手法は、ＰＷＭ制御手段５が直流交流変換手段６のインバータ周波数を変化させながら、ＢＬＭ７を回転数制御する。
【００２０】
図２（ａ）に示す通り、直流交流変換手段６は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子１個、下アームにスイッチング素子１個具備している。
【００２１】
ＰＴＮ１では、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔｕと、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｔｙが通電される。
【００２２】
ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｔｕと、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｔｚが通電される。
【００２３】
ＰＴＮ３では、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｔｖと、Ｗ相下アームスイッチング素子Ｔｚが通電される。
【００２４】
ＰＴＮ４では、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｔｖと、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔｘが通電される。
【００２５】
ＰＴＮ５では、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｔｗと、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｔｘが通電される。
【００２６】
ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｔｗと、Ｖ相下アームスイッチング素子Ｔｙが通電される。
【００２７】
ＰＷＭ信号の転流切換は、電圧制御手段３の電圧波形出力に基づいて行われる。
【００２８】
磁極位置検出手段２の詳細動作を図２（ｂ）および図３・図４を用いて説明する。ＢＬＭ７の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角１周期中に６回発生する。図３（ａ）は１相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図３(ａ)は相電流波形と相誘起電圧波形の関係図であり、誘起電圧１０と相電流９とその正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２を示している。正ゼロクロス信号１１は電気角０゜、逆ゼロクロス信号１２は電気角１８０゜で発生する。磁極位置検出手段２が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧４の負側をＧＮＤ電位Ｎとするならば、図３(ｂ)の誘起電圧１０ａ・図４（ｂ）の１０ｂのようになっており、これはＢＬＭ７の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧１０の電圧波形にＰＷＭ電圧成分が重畳された波形となる。基本的には、直流電圧ＶＤＣの半分である（＝ＶＤＣ／２）と誘起電圧１０ａ(１０ｂ)の交点、さらには直流交流変換手段６の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ１つずつ導通点弧している期間（図３・図４中のＴＯＮ部分）であれば正ゼロクロス信号１１(逆ゼロクロス信号１２)を検出できる。
【００２９】
磁極位置検出手段２は、図中の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を検出して、それを磁極位置として電圧制御手段３に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御手段３は相電流９とほぼ相似形の電圧波形を演算し、ＰＷＭ制御手段５ではその電圧波形に基づいて、各電気角に対応したＰＷＭ信号のベースＰＴＮを創出する。図３の電気角Ｘ１〜Ｘ２、図４の電気角Ｘ３〜Ｘ４は電流カット区間である。また、電圧制御手段３は１２０゜〜１８０゜通電波形の電圧波形を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を１８０゜未満にする必要がある。
【００３０】
通電角＞１２０゜とする場合には、１２０゜通電方式で説明した６通りのＰＷＭ信号に加えて、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を追加する。基本的には、３相のうちどれか１相でも電流ＯＦＦとなる区間（≡電流カット区間）では、１２０゜通電方式用のＰＷＭ信号を使用する。３相すべてに相電流が流れている区間では、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を使用する。このＰＷＭ信号については、３相正弦波ＰＷＭ制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。
【００３１】
なお、電圧制御手段３が出力する電圧波形は相電流９とほぼ相似系であるが、その位相差は相電流９に対して多少進んでいる。本実施例では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち電圧波形≡相電流９と定義する。
【００３２】
図９は、ＢＬＭ７の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌu・Ｌv・Ｌwは各相のインダクタンス、Ｅu・Ｅv・Ｅwは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、ＢＬＭ７が無通電状態で回転したときに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。図２（ｂ）は３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のＵ１はＥｕの正ゼロクロス位置を、Ｕ２は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には６０゜毎、電気角１周期につき６回発生することになる。これらゼロクロス位置を、ＢＬＭ７の真の磁極位置と命名する。
【００３３】
ＢＬＭ７の真の磁極位置は、誘起電圧１０のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりＢＬＭ７を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施例では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。すなわち、真の磁極位置≡誘起電圧ゼロクロス位置である。
【００３４】
すなわち、図３(ａ)の誘起電圧１０がＵ相に対応したものであるならば
ゼロクロスＵ１≡正ゼロクロス信号１１
ゼロクロスＵ２≡逆ゼロクロス信号１２である。
【００３５】
なお、Ｅｕ≠誘起電圧１０である。上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。
【００３６】
次に、回生電圧検出手段８の詳細動作を図３・図４および図５を用いて説明する。一般的に回生電圧の発生する条件としては、ＢＬＭ７の相電流をカットした瞬間より所定時間連続して発生し、その後に本来の誘起電圧が発生する。誘起電圧検出手段１の出力は、この回生電圧と誘起電圧の双方が含まれており、双方の判別が必要である。この判別を誤れば、回生電圧部分を誘起電圧のゼロクロス信号と誤検出していまい、乱調・脱調などの異常現象が発生する。
【００３７】
回生電圧と誘起電圧の関係図を図３（ｂ）と図４（ｂ）に示す。図３は誘起電圧１０として時間微分値が正の場合であり、図４は誘起電圧１０として時間微分値が負の場合を示している。図中で回生電圧１３・回生電圧１４は相電流９をカットした瞬間より発生し、回生電圧終了点１９・回生電圧終了点２２まで継続する。正ゼロクロス信号１１を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧１０ａ ≧ ＶＤＣ／２
また、逆ゼロクロス信号１２を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧１０ｂ ≦ ＶＤＣ／２がある。
【００３８】
しかしながら、正ゼロクロス信号１１を検出する以前に回生電圧１３の電圧値がＶＤＣであるために、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出において、回生電圧終了点１９以前では位置検出結果を無視し、回生電圧終了点１９後より位置検出の判定開始するようにすれば回生電圧１３を正ゼロクロス信号１１として誤検出することはない。
【００３９】
逆ゼロクロス信号１２の場合も同様に、回生電圧１４の電圧値が０Ｖであり、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出区間を回生電圧終了点２２後より判定開始するようにする。このように回生電圧検出手段８は回生電圧終了点１９・回生電圧終了点２２を磁極位置検出手段２に対して回生終了信号として出力し、磁極位置検出手段２はその信号を受けるまでは回生電圧１３・回生電圧１４の位置検出を無視する。そして、その信号を受けたのであれば位置検出の判断開始を行うので本来の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を確定することができるようになる。
【００４０】
回生電圧検出手段８では、ＶＴＨ１回生判定基準電圧１７・ＶＴＨ２回生判定基準電圧１８を内部に持ち、その値と回生電圧１３・回生電圧１４を比較することで判定行う。具体的には
ＶＴＨ１回生判定基準電圧１７＝回生電圧係数＊ＶＤＣ
ＶＴＨ２回生判定基準電圧１８＝回生電圧係数＊ＶＤＣであり、
０≦回生電圧係数≦１を満たす実数である。上記、回生電圧係数を適切に設定すればよい。また、回生電圧検出手段８では回生電圧１３・回生電圧１４の電圧をサンプリングする。すなわち、回生検出点１５と回生検出点１６である。電流カット開始点である電気角Ｘ１・Ｘ３より、回生電圧検出手段８は電圧サンプリングを行い、回生検出点１５と回生検出点１６の電圧Ｖｉｊを求める。この電圧Ｖｉｊを図５を使って説明する。
【００４１】
図５は回生電圧検出手段８の電圧サンプリング動作を説明したものである。図中のＴ＝０が電流カット開始点の電気角Ｘ１・Ｘ３に相当する。Ｔ＝０より回生電圧検出手段８は、誘起電圧検出手段１の誘起電圧（この時点ではまだ回生電圧である）をサンプリングし始め、回生電圧が終了する回生電圧終了点１９・回生電圧終了点２２で回生終了信号を磁極位置検出手段２に対して創出する。Ｔ＝０より、時間Ｔｉｊ３１間隔で回生電圧の取込みであるＶｉｊ回生検出点３０を取得し、Ｖ０ｊ、Ｖ１ｊ、Ｖ２ｊ、・・・、Ｖｉｊ毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、ｉ、ｊは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、
Ｖｉ＝Σ（Ｖｉｐ）／（ｊ＋１）；ｐ＝０→ｊ
を求め、上記ＶｉとＶＴＨ１またはＶＴＨ２と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図３の場合には、
Ｖｉ ≧ ＶＴＨ１
図４の場合には、
Ｖｉ ≦ ＶＴＨ２
であれば、Ｖｉを回生電圧とみなす。上式の条件が成立している間は、磁極位置検出手段２は位置検出結果をすべて無視する。そして、上式の条件が非成立となった時点で回生電圧検出手段８は磁極位置検出手段２に対して回生終了信号を送出し、磁極位置検出手段２はその信号をうけて、位置検出の判断を開始する。磁極位置検出手段２としては、その回生終了信号を受けた時点で、先に説明した従来の判定基準で正ゼロクロス信号１１・逆ゼロクロス信号１２を求める。その位置確定が終了すれば、図３・図４のウエイト時間経過後の電気角Ｘ２において電流カットを終了し、位相転流（ベースＰＴＮの切換）を行う。
【００４２】
次に、ＶＤＣ再取込検出手段４０の動作を説明する。図５に示すように、ＶＤＣ再取込検出手段４０は、回生電圧検出手段８の回生検出動作継続時間をＴ＝０より計測しており、
Ｔ＝ＴＲＣＶ＊ｎ；ｎは自然数
となるとＶＤＣ再取込検出信号を回生電圧検出手段８に対して送出する。ここでＴＲＣＶ（＞０）は、ＶＤＣ再取込基準時間である。回生電圧検出手段８では、そのＶＤＣ再取込検出信号を受けて、現在の動作状態に係わらず回生電圧検出動作を一時中断しＶＤＣの再取込みを行う。ＶＤＣの再取込みが終了すれば、そのＶＤＣに基づいて、回生電圧検出手段８は回生電圧検出動作を再開する。これにより、ＶＤＣの電圧変化率・リプル率が大きくても、所定時間毎にＶＤＣ電圧値を更新するのでその悪影響を小さく抑えることができる。
【００４３】
ＶＤＣ再取込基準時間ＴＲＣＶについて図６を用いて説明する。図６（ａ）は直流電圧４を時間Ｔに対してプロットしたものであり、図６（ｂ）は、図６（ａ）においてＴ＝Ｔ１〜Ｔ２を拡大してプロットしたものである。直流電圧３２は周期２＊ΔＴＤＣを持ち、最大値ＶＤＣＭＡＸ、最小値ＶＤＣＭＩＮをとる準正弦波状波形である。その拡大図である直流電圧３３において、時間Ｔ＝Ｔ１で直流電圧３３を取り込んだとし、その時の電圧値をＶＤＣとすれば、回生電圧検出手段８の回生判定基準電圧は、図３の場合を考えると、回生判定基準電圧はＶＴＨ１であり、
ＶＴＨ１＝回生電圧係数＊ＶＤＣ
であり、上式で回生電圧係数≡ＲＣＶ１（ＶＴＨ１用）と定義すると
ＶＴＨ１＝ＲＣＶ１＊ＶＤＣ
である。直流電圧３３は時間と共に変化していくので、回生電圧１３の回生検出点１５の電圧値であるＶｉｊも直流電圧３３と同数値で変化する。この時、任意の時間Ｔ＝Ｔ１２をとると、その時間における直流電圧３３は電圧値ＶＤＣ１２とし、この数値は上記回生判定基準電圧ＶＴＨ１より同等以上が必要である。すなわち、
ＶＤＣ１２ ≧ ＶＴＨ１
を満足すればよい。直流電圧３３の電圧変化率絶対値の最大値をσＭＡＸ（≧０）とすれば、
ΔＶＤＣ＝ＶＤＣ−ＶＤＣ１２（ΔＶＤＣ＞０）
ＴＲＣＶ＝Ｔ１２−Ｔ１
とおくと、
ΔＶＤＣ ≦ σＭＡＸ＊ＴＲＣＶ
となり、上式をＴＲＣＶについて整理する。
【００４４】
ＶＤＣ１２＝ＶＤＣ−ΔＶＤＣ
≧ＶＤＣ−σＭＡＸ＊ＴＲＣＶ
≧ＶＴＨ１
＝ＲＣＶ１＊ＶＤＣ
よって、上式の第２行目と第４行目より、
ＶＤＣ−σＭＡＸ＊ＴＲＣＶ ≧ ＲＣＶ１＊ＶＤＣ
であるから、
ＴＲＣＶ ≦ ＶＤＣ＊（１−ＲＣＶ１）／σＭＡＸ
である。ＶＤＣの変化量を考えると、
ＴＲＣＶ ≦ ＶＤＣＭＩＮ＊（１−ＲＣＶ１）／σＭＡＸ
となる。上式を満たすように、ＶＤＣ再取込検出手段４０はＴＲＣＶを設定する。
【００４５】
図４の場合には、回生電圧１４の回生検出点１６で電圧値Ｖｉｊは直流電圧ＶＤＣの電圧値が
ＶＤＣ＞０
であれば、
Ｖｉｊ＝０
を満たす。従って、
ＶＴＨ２＝回生電圧係数＊ＶＤＣ ≧０
であるから、
Ｖｉｊ ≦ ＶＴＨ２
を常に満足する。
【００４６】
以上、本実施例は３相ブラシレスＤＣモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスＤＣモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施例の変更・追加・削除はもちろん可能である。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明のモータ制御装置によれば、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記ブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、回生電圧を検出する回生電圧検出手段を更に有し、前記磁極位置検出手段は、前記回生電圧の検出終了後に検出された、前記誘起電圧に基づいて前記磁極位置を判定する構成とし、かつ更に、前記回生電圧検出手段の回生検出動作が所定時間継続した場合、該回生電圧検出手段に直流電圧の再取込指令を出力するＶＤＣ再取込検出手段とを備え、前記回生電圧検出手段は該再取込指令に基づいて直流電圧の再取込を行うものである。これにより、直流電圧がすばやく変化した場合においても、回生電圧を正確に検出できるため非常に信頼性の高いモータ制御装置を構築できる。
【００４８】
また、上記回生電圧検出手段は、上記直流電圧の再取込を行う場合には、回生電圧検出動作を一時中断するものである。これにより、直流電圧取込動作と回生電圧検出動作との競合をなくすことで、回生電圧検出精度を向上し、より安定性に優れたモータ制御装置を構築できる。
【００４９】
また、上記ＶＤＣ再取込検出手段は、上記直流電圧と（１−回生電圧係数）との積を直流電圧変化率で除算した数値以下に上記所定時間を制限し、前記回生電圧係数は、０≦回生電圧係数≦１を満たす実数である。これにより、直流電圧変化率に基づいてＶＤＣ再取込時間を数値設計できるため、非常に運転適用範囲の広いモータ制御装置を構築できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態のモータ制御装置の制御ブロック図
【図２】（ａ）直流交流変換手段の構成図
（ｂ）３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図
【図３】回生電圧検出手段の動作説明図（１）
【図４】回生電圧検出手段の動作説明図（２）
【図５】回生電圧検出手段とＶＤＣ再取込検出手段の動作説明図
【図６】ＶＤＣ再取込検出手段の動作説明図
【図７】従来のモータ制御装置の制御ブロック図
【図８】従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【図９】３相ブラシレスＤＣモータの等価回路図
【符号の説明】
１誘起電圧検出手段
２段磁極位置検出手段
３電圧制御手段
４直流電圧
５ＰＷＭ制御手段
６直流交流変換手段
７ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＭ）
８回生電圧検出手段
９相電流
１０誘起電圧
１１正ゼロクロス信号
１２逆ゼロクロス信号
１３回生電圧
１４回生電圧
１５回生検出点
１６回生検出点
１７回生判定基準電圧
１８回生判定基準電圧
１９回生電圧終了点
２２回生電圧終了点
２０相電流
２１相電流
３０回生検出点
３１回生検出時間間隔
３２直流電圧
３３直流電圧
４０ＶＤＣ再取込検出手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device that controls the frequency of a brushless DC motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, there are a 120 ° energization method and a sine wave 180 ° energization method as motor control devices for controlling the rotation speed of a brushless DC motor. The 120 ° energization method is a method in which the above-mentioned patent directly detects the zero-cross signal of the induced voltage, and is obtained by comparing the inverter phase voltage with the reference voltage in order to detect it. The commutation signal is changed based on this zero cross signal. This zero cross signal is generated 12 times during one rotation of the motor, and is generated every 30 ° mechanical angle, that is, every 60 ° electrical angle (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
In the 180 ° energization method, the above patent amplifies the differential voltage between the neutral point potential of the motor winding and the neutral point potential of the three-phase inverter output voltage with respect to the three-phase inverter output voltage, and integrates it. A position detection signal corresponding to the induced voltage is obtained by comparing the output signal of the integration circuit input to the circuit with the low-pass signal obtained by processing the output signal with a filter circuit and cutting the direct current. This position detection signal is generated 12 times during one rotation of the motor, and is generated every 30 ° mechanical angle, that is, every 60 ° electrical angle. In this method, phase correction control is required to pass through an integration circuit (see, for example, Patent Documents 2 and 3).
[0004]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2642357 [Patent Document 2]
JP 7-245982 A [Patent Document 3]
Japanese Patent Laid-Open No. 7-337079
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional configuration has the following problems.
[0006]
FIG. 7 is a control block diagram of a conventional 120 ° energization motor controller. Since this method compares the zero crossing of the induced voltage portion, if a motor load sudden change or power supply voltage sudden change occurs, the induced voltage zero crossing signal will be hidden in the inverter output voltage region and will not be detected. There is. In such a state, first, a step-out phenomenon occurs and the inverter system stops. In addition, the induced voltage per phase can be confirmed continuously by 60 ° electrical angle. However, if the operation angle is set to about 150 ° in order to reduce the noise and vibration during motor operation, The induced voltage per phase can only be confirmed continuously for an electrical angle of 30 °, the risk of step-out increases due to the effect of the inverter regenerative voltage even during normal operation, and unstable phenomena such as turbulence tend to occur. was there. In addition, this configuration has a problem that operation close to 180 ° energization is impossible. FIG. 8A is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform of the 180 ° energization method. During normal operation, the phase current 20 is set to the position of the induced voltage 10 and when the maximum rotation speed is increased, the phase current 20 needs to be advanced, but the limit is fast and the high-speed rotation performance is inferior.
[0007]
FIG. 8B is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform of the same energization method. Since the 180 ° energization method passes through the integration circuit, the zero-cross position of the induced voltage cannot be accurately grasped with an absolute value, and the phase difference between the zero-cross position and the position detection signal varies greatly depending on the operating state. Complicated control such as phase correction is required, and the phase correction adjustment is difficult, and the control calculation is complicated. Further, the motor requires a neutral point output terminal, and uses the third harmonic component of the induced voltage waveform, and therefore has a problem that it cannot be used in a motor using a sine wave magnetized magnet.
[0008]
In addition, in the sensorless sine wave 180 ° energization drive control by the current feedback method, the motor magnetic pole position is estimated and calculated by the motor current and the motor electrical constant, so the calculation error becomes large, and the limit point of the motor current advance control is There was a problem that the maximum number of rotations was not far from control with a position sensor.
[0009]
The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and the object of the present invention is to provide a 180 ° sine wave with a position sensor by applying a new method of induced voltage feedback control that does not require a mechanical electromagnetic pickup sensor. An object of the present invention is to provide a motor control device that achieves a high speed performance of the same level, further improves the step-out limit torque in any operating load region, and is inexpensive and highly reliable.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, the motor control device of the present invention includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements, and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor. a DC-AC converting hands stage, and the induced voltage detecting means for detecting the induced voltage of the brushless DC motor, a magnetic pole position detection means for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor, the magnetic pole outputted from the magnetic pole position detecting means A motor control device having a voltage control means for outputting a voltage waveform based on a position and a PWM control means for converting the voltage waveform into the PWM signal, further comprising a regenerative voltage detection means for detecting a regenerative voltage, magnetic pole position detection means, said detected after detecting the end of the regenerative voltage, configured to determine the magnetic pole position based on the induced voltage And, and further, when said regenerative detection operation of the regenerative voltage detecting means has continued for a predetermined time, and a VDC reuptake detecting means for outputting reuptake command of the DC voltage to the regenerative voltage detecting means, said regenerative voltage The detecting means re-acquires the DC voltage based on the re-acquisition command.
[0011]
In addition, the regenerative voltage detection means temporarily interrupts the regenerative voltage detection operation when the DC voltage is retaken.
[0012]
The VDC reuptake detecting means limits the predetermined time to a value obtained by dividing a product of the DC voltage and (1-regenerative voltage coefficient) by a DC voltage change rate, and the regenerative voltage coefficient is 0 ≦ Real number satisfying regenerative voltage coefficient ≦ 1.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a control block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention. The motor control device of the present embodiment is a motor control device that controls the rotation speed of the three-phase brushless DC motor 7. In this figure, the motor control device converts a DC voltage 4 into an AC voltage and outputs it to a three-phase brushless DC motor (hereinafter abbreviated as BLM) 7 and an induction for detecting an induced voltage of the BLM 7. The voltage detection means 1, the magnetic pole position detection means 2 for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor, the voltage control means 3 for outputting a voltage waveform based on the magnetic pole position output from the magnetic pole position detection means 2, and the voltage waveform determines that the PWM control unit 5 for converting the PWM signal, and the regenerative voltage detecting means 8 for detecting a regenerative voltage included in the induced voltage, after the detection completion of the regenerative voltage, the magnetic pole position based on the detected EMF And magnetic pole position detection means 2.
[0014]
The PWM control means 5 outputs a PWM signal for controlling the applied voltage, frequency, and phase for controlling the rotation speed of the BLM 7. The DC / AC converting means 6 includes six switching elements (FIG. 2A) that open and close at high speed.
[0015]
First, the roles of the induced voltage detection means 1, the magnetic pole position detection means 2, the voltage control means 3, and the PWM control means 5 will be described sequentially in FIG. This part is the same as the operation of the control block diagram of the conventional motor control device in FIG.
[0016]
In FIG. 1, the induced voltage detection means 1 lowers the induced voltage of the BLM 7, the magnetic pole position detection means 2 detects the induced voltage zero cross signal, and outputs the induced voltage zero cross signal to the voltage control means 3 as the magnetic pole position. Based on the magnetic pole position, the voltage control means 3 calculates a voltage waveform for driving the BLM 7 and outputs it to the PWM control means 5. Based on the voltage waveform, the PWM control means 5 outputs a PWM signal to the DC / AC conversion means 6. In the motor control device configured as described above, the rotation speed of the BLM 7 is controlled by changing the frequency and phase (hereinafter referred to as “inverter frequency”) of the AC voltage output from the DC / AC converting means 6. .
[0017]
In the case of the 120 ° energization method, the PWM control means 5 outputs six kinds of PWM signals for opening and closing the switching elements of the direct current to alternating current conversion means 6, and the switching elements are opened and closed by the six kinds of PWM signals. The inverter frequency output from the AC conversion means 6 is controlled.
[0018]
Six kinds of PWM signals will be described. The six types of PWM signals are pulse signals for driving the switching elements of the DC / AC converter 6. The PWM signal has six basic patterns PTN1 to PTN6 in one cycle of the inverter electrical angle, and the reciprocal of one cycle of the PWM signal is the inverter frequency.
[0019]
Actually, the method for changing the rotation speed of the BLM 7 is that the PWM control means 5 controls the rotation speed of the BLM 7 while changing the inverter frequency of the DC / AC conversion means 6.
[0020]
As shown in FIG. 2 (a), the DC / AC converting means 6 has six switching elements. For the U-phase, V-phase, and W-phase, one switching element is provided in the upper arm and the lower arm is switched. One element is provided.
[0021]
In PTN1, the U-phase upper arm switching element Tu and the V-phase lower arm switching element Ty are energized.
[0022]
In PTN2, the U-phase upper arm switching element Tu and the W-phase lower arm switching element Tz are energized.
[0023]
In PTN3, the V-phase upper arm switching element Tv and the W-phase lower arm switching element Tz are energized.
[0024]
In PTN4, the V-phase upper arm switching element Tv and the U-phase lower arm switching element Tx are energized.
[0025]
In PTN5, the W-phase upper arm switching element Tw and the U-phase lower arm switching element Tx are energized.
[0026]
In PTN6, the W-phase upper arm switching element Tw and the V-phase lower arm switching element Ty are energized.
[0027]
The commutation switching of the PWM signal is performed based on the voltage waveform output of the voltage control means 3.
[0028]
The detailed operation of the magnetic pole position detecting means 2 will be described with reference to FIG. 2B and FIGS. The induced voltage zero cross signal of the BLM 7 is generated six times during one electrical angle cycle. FIG. 3A shows the induced voltage zero-cross signal per phase. FIG. 3A is a relationship diagram of the phase current waveform and the phase induced voltage waveform, and shows the induced voltage 10, the phase current 9, the positive zero cross signal 11 and the reverse zero cross signal 12. The positive zero cross signal 11 is generated at an electrical angle of 0 °, and the reverse zero cross signal 12 is generated at an electrical angle of 180 °. The induced voltage that can be actually observed by the magnetic pole position detection means 2 is the induced voltage 10a in FIG. 3B and the induced voltage 10b in FIG. 4B if the negative side of the DC voltage 4 is the GND potential N. This means that the line voltage of the BLM 7 is observed. If the induced voltage near the zero cross signal is considered, the waveform of the induced voltage 10 is superimposed on the PWM voltage component. . Basically, the intersection of the half of the DC voltage VDC (= VDC / 2) and the induced voltage 10a (10b), and further the conduction point of each of the upper and lower arm elements of the DC / AC converting means 6 is one. The positive zero cross signal 11 (reverse zero cross signal 12) can be detected during the arcing period (TON portion in FIGS. 3 and 4).
[0029]
The magnetic pole position detection means 2 detects the positive zero cross signal 11 and the reverse zero cross signal 12 in the figure, and outputs them to the voltage control means 3 as the magnetic pole position. Based on the zero cross signal, the voltage control means 3 calculates a voltage waveform substantially similar to the phase current 9, and the PWM control means 5 creates a PWM signal base PTN corresponding to each electrical angle based on the voltage waveform. To do. The electrical angles X1 to X2 in FIG. 3 and the electrical angles X3 to X4 in FIG. 4 are current cut sections. Further, the voltage control means 3 can create a voltage waveform of a 120 ° to 180 ° energization waveform. However, in order to observe the induced voltage, it is necessary to make the conduction angle less than 180 °.
[0030]
When the energization angle> 120 °, in addition to the six PWM signals described in the 120 ° energization method, a three-phase sine wave driving PWM signal is added. Basically, the PWM signal for the 120 ° energization method is used in the section where the current is OFF in any one of the three phases (≡current cut section). In the section where the phase current flows in all three phases, the PWM signal for three-phase sine wave drive is used. Since this PWM signal is already known as three-phase sine wave PWM control, detailed description thereof is omitted here.
[0031]
The voltage waveform output by the voltage control means 3 is almost similar to that of the phase current 9, but the phase difference is somewhat advanced with respect to the phase current 9. In this embodiment, for simplification, the phase difference will be described as zero. That is, voltage waveform ≡phase current 9 is defined.
[0032]
FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the BLM7. R1 is the primary resistance of the winding, Lu · Lv · Lw is the inductance of each phase, and Eu · Ev · Ew is the field induced voltage of each phase. Here, the field induced voltage means an induced voltage generated only by a magnet (field) when the BLM 7 rotates in a non-energized state. FIG. 2B is a field induced voltage waveform relationship diagram of the three-phase brushless DC motor. In the figure, U1 represents the positive zero cross position of Eu, and U2 represents the reverse zero cross position. Similarly, the other phases are also shown, and the interval between the zero cross positions is ideally generated 6 times every 60 ° and one cycle of the electrical angle. These zero-cross positions are named as the true magnetic pole positions of the BLM7.
[0033]
The true magnetic pole position of the BLM 7 cannot be determined directly from the zero cross signal of the induced voltage 10 due to the influence of the armature reaction, and a phase difference occurs between the two. Further, since this phase difference depends on the operating load, it is difficult to specify the true magnetic pole position from the induced voltage zero cross signal. However, even if the true magnetic pole position cannot be specified, it is sufficiently possible to control the rotation speed of the BLM 7 only by the induced voltage zero cross signal, and it may be preferable to control by the induced voltage. In the present embodiment, description will be made assuming that the phase difference between the two is zero. That is, true magnetic pole position ≡ induced voltage zero cross position.
[0034]
That is, if the induced voltage 10 in FIG. 3A corresponds to the U phase, zero cross U1≡positive zero cross signal 11
Zero cross U 2 ≡reverse zero cross signal 12.
[0035]
Note that Eu ≠ induced voltage 10. The above equation is generated because the voltage waveform amplitudes of both are different due to the influence of the armature reaction.
[0036]
Next, the detailed operation of the regenerative voltage detection means 8 will be described with reference to FIGS. Generally, as a condition for generating the regenerative voltage, the regenerative voltage is generated continuously for a predetermined time from the moment when the phase current of the BLM 7 is cut, and then the original induced voltage is generated. The output of the induced voltage detection means 1 includes both the regenerative voltage and the induced voltage, and both need to be distinguished. If this determination is wrong, the regenerative voltage portion is erroneously detected as a zero-cross signal of the induced voltage, and abnormal phenomena such as turbulence and step-out occur.
[0037]
FIG. 3B and FIG. 4B show the relationship between the regenerative voltage and the induced voltage. FIG. 3 shows a case where the time differential value is positive as the induced voltage 10, and FIG. 4 shows a case where the time differential value is negative as the induced voltage 10. In the figure, the regenerative voltage 13 and the regenerative voltage 14 are generated from the moment when the phase current 9 is cut and continue to the regenerative voltage end point 19 and the regenerative voltage end point 22. As one of the necessary conditions for determining the positive zero cross signal 11,
Induced voltage 10a ≧ VDC / 2
As one of the necessary conditions for determining the reverse zero cross signal 12,
There is an induced voltage 10b ≦ VDC / 2.
[0038]
However, since the voltage value of the regenerative voltage 13 is VDC before the positive zero cross signal 11 is detected, the relationship of the above equation is already satisfied and erroneous detection occurs. In order to prevent this, in the position detection in the figure, if the position detection result is ignored before the regenerative voltage end point 19 and the position detection determination is started after the regenerative voltage end point 19, the regenerative voltage 13 is supplied to the positive zero cross signal 11. As a false positive.
[0039]
Similarly, in the case of the reverse zero cross signal 12, the voltage value of the regenerative voltage 14 is 0 V, which already satisfies the relationship of the above equation and erroneously detects. In order to prevent this, the determination of the position detection section in the figure is started after the regenerative voltage end point 22. Thus, the regenerative voltage detecting means 8 outputs the regenerative voltage end point 19 and the regenerative voltage end point 22 to the magnetic pole position detecting means 2 as a regeneration end signal, and the magnetic pole position detecting means 2 receives the regenerative voltage until receiving the signal. 13. Ignore position detection of regenerative voltage 14. If the signal is received, determination of position detection is started, so that the original positive zero cross signal 11 and reverse zero cross signal 12 can be determined.
[0040]
The regenerative voltage detection means 8 has a VTH1 regenerative determination reference voltage 17 and a VTH2 regenerative determination reference voltage 18 inside, and makes a determination by comparing the value with the regenerative voltage 13 and the regenerative voltage 14. Specifically, VTH 1 regeneration judgment reference voltage 17 = regenerative voltage coefficient * VDC
VTH2 regeneration determination reference voltage 18 = regenerative voltage coefficient * VDC,
It is a real number satisfying 0 ≦ regenerative voltage coefficient ≦ 1. The regenerative voltage coefficient may be set appropriately. The regenerative voltage detection means 8 samples the regenerative voltage 13 and the regenerative voltage 14. That is, the regeneration detection point 15 and the regeneration detection point 16. The regenerative voltage detection means 8 performs voltage sampling from the electrical angles X1 and X3, which are current cut start points, and obtains the voltage Vij between the regenerative detection point 15 and the regenerative detection point 16. This voltage Vij will be described with reference to FIG.
[0041]
FIG. 5 illustrates the voltage sampling operation of the regenerative voltage detection means 8. T = 0 in the figure corresponds to the electrical angles X1 and X3 of the current cut start point. From T = 0, the regenerative voltage detection means 8 starts sampling the induced voltage of the induced voltage detection means 1 (which is still the regenerative voltage at this time), and the regenerative voltage end point 19 and the regenerative voltage end point 22 at which the regenerative voltage ends. Thus, a regeneration end signal is generated for the magnetic pole position detecting means 2. From T = 0, a Vij regeneration detection point 30 that is a regenerative voltage acquisition is acquired at time Tij31 intervals, and the regenerative voltage is determined for each V0j, V1j, V2j,. Here, i and j are arbitrary natural numbers. When judging the regenerative voltage,
Vi = Σ (Vip) / (j + 1); p = 0 → j
And the regenerative voltage is determined by comparing Vi with VTH1 or VTH2. That is, in the case of FIG.
Vi ≧ VTH1
In the case of FIG.
Vi ≦ VTH2
If so, Vi is regarded as a regenerative voltage. While the above condition is satisfied, the magnetic pole position detecting means 2 ignores all the position detection results. When the above condition is not satisfied, the regenerative voltage detecting means 8 sends a regeneration end signal to the magnetic pole position detecting means 2, and the magnetic pole position detecting means 2 receives the signal to detect the position. Start judgment. The magnetic pole position detection means 2 obtains the positive zero cross signal 11 and the reverse zero cross signal 12 according to the conventional determination criterion described above when the regeneration end signal is received. When the position determination is finished, the current cut is finished at the electrical angle X2 after the elapse of the wait time in FIGS. 3 and 4, and phase commutation (switching of the base PTN) is performed.
[0042]
Next, the operation of the VDC reuptake detection means 40 will be described. As shown in FIG. 5, the VDC reuptake detection means 40 measures the regeneration detection operation duration of the regeneration voltage detection means 8 from T = 0,
T = TRCV * n; When n is a natural number, a VDC reuptake detection signal is sent to the regenerative voltage detection means 8. Here, TRCV (> 0) is the VDC recapture reference time. The regenerative voltage detection means 8 receives the VDC reuptake detection signal, temporarily suspends the regenerative voltage detection operation regardless of the current operation state, and retakes the VDC. When the recapture of the VDC is completed, the regenerative voltage detecting means 8 restarts the regenerative voltage detecting operation based on the VDC. Thereby, even if the voltage change rate / ripple rate of the VDC is large, the VDC voltage value is updated every predetermined time, so that the adverse effect can be suppressed.
[0043]
The VDC re-acquisition reference time TRCV will be described with reference to FIG. FIG. 6A is a plot of the DC voltage 4 with respect to time T, and FIG. 6B is an enlarged plot of T = T1 to T2 in FIG. 6A. The DC voltage 32 has a cycle 2 * ΔTDC, and is a quasi-sine waveform having a maximum value VDCMAX and a minimum value VDCMIN. In the DC voltage 33 which is an enlarged view, assuming that the DC voltage 33 is taken at time T = T1, and the voltage value at that time is VDC, the regeneration determination reference voltage of the regeneration voltage detecting means 8 is the case of FIG. Considering, the regeneration determination reference voltage is VTH1,
VTH1 = Regenerative voltage coefficient * VDC
And the above formula defines the regenerative voltage coefficient ≡RCV1 (for VTH1): VTH1 = RCV1 * VDC
It is. Since the DC voltage 33 changes with time, Vij that is the voltage value of the regeneration detection point 15 of the regenerative voltage 13 also changes with the same value as the DC voltage 33. At this time, if an arbitrary time T = T12 is taken, the DC voltage 33 at that time is set to the voltage value VDC12, and this value needs to be equal to or greater than the regeneration determination reference voltage VTH1. That is,
VDC12 ≥ VTH1
Should be satisfied. If the maximum value of the voltage change rate absolute value of the DC voltage 33 is σMAX (≧ 0),
ΔVDC = VDC−VDC12 (ΔVDC> 0)
TRCV = T12-T1
After all,
ΔVDC ≦ σMAX * TRCV
Then, the above equation is organized for TRCV.
[0044]
VDC12 = VDC-ΔVDC
≧ VDC−σMAX * TRCV
≧ VTH1
= RCV1 * VDC
Therefore, from the second and fourth lines of the above formula,
VDC-σMAX * TRCV ≧ RCV1 * VDC
Because
TRCV ≤ VDC * (1-RCV1) / σMAX
It is. Considering the amount of change in VDC,
TRCV ≤ VDCMMIN * (1-RCV1) / σMAX
It becomes. The VDC reuptake detection means 40 sets TRCV so as to satisfy the above equation.
[0045]
In the case of FIG. 4, the voltage value Vij at the regenerative detection point 16 of the regenerative voltage 14 is VDC> 0.
If,
Vij = 0
Meet. Therefore,
VTH2 = regenerative voltage coefficient * VDC ≧ 0
Because
Vij ≤ VTH2
Always satisfied.
[0046]
Although the present embodiment has been described by taking a three-phase brushless DC motor as an example, the concept is the same for application to a single-phase brushless DC motor, and the scope does not depart from the spirit, concept, and claims of the present invention. Of course, it is possible to change, add, or delete the embodiment as appropriate.
[0047]
【The invention's effect】
As described above, according to the motor control device of the present invention, a DC / AC converting means that includes a plurality of switching elements and converts the DC voltage into an AC voltage based on the PWM signal by opening and closing the switching elements and supplies the AC voltage to the three-phase brushless DC motor. When the induced voltage detection means to detect an induced voltage of the brushless DC motor, the magnetic pole position detecting means for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor based on the magnetic pole position outputted from the magnetic pole position detecting means A motor control device having voltage control means for outputting a voltage waveform and PWM control means for converting the voltage waveform into the PWM signal, further comprising regenerative voltage detection means for detecting a regenerative voltage, and the magnetic pole position detection means , the was detected after detecting the end of the regenerative voltage, and configured to determine the magnetic pole position based on the induced voltage, and further When the regenerative operation of detecting the regenerative voltage detecting means has continued for a predetermined time, and a VDC reuptake detecting means for outputting reuptake command of the DC voltage to the regenerative voltage detecting means, the regenerative voltage detecting means該再The DC voltage is re-taken based on the take-in command. As a result, even when the DC voltage changes quickly, the regenerative voltage can be accurately detected, so that a highly reliable motor control device can be constructed.
[0048]
In addition, the regenerative voltage detection means temporarily interrupts the regenerative voltage detection operation when the DC voltage is retaken. Thereby, by eliminating the competition between the DC voltage taking-in operation and the regenerative voltage detecting operation, it is possible to improve the regenerative voltage detection accuracy and to construct a motor control device with more stability.
[0049]
The VDC reuptake detecting means limits the predetermined time to a value obtained by dividing a product of the DC voltage and (1-regenerative voltage coefficient) by a DC voltage change rate, and the regenerative voltage coefficient is 0 ≦ Real number satisfying regenerative voltage coefficient ≦ 1. Thereby, since the VDC retake time can be numerically designed based on the DC voltage change rate, it is possible to construct a motor control device having a very wide operation application range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram of a motor control device of the present embodiment. FIG. 2 is a block diagram of a field induced voltage waveform of a three-phase brushless DC motor. Operation explanatory diagram of voltage detecting means (1)
FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the regenerative voltage detecting means (2).
FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the regenerative voltage detecting means and the VDC reuptake detecting means. FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the VDC reuptake detecting means. FIG. 7 is a control block diagram of a conventional motor control device. Relationship diagram between conventional phase current waveform and induced voltage waveform [Fig. 9] Equivalent circuit diagram of three-phase brushless DC motor [Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Induced voltage detection means 2 Stage magnetic pole position detection means 3 Voltage control means 4 DC voltage 5 PWM control means 6 DC / AC conversion means 7 Brushless DC motor (BLM)
8 Regenerative voltage detection means 9 Phase current 10 Induced voltage 11 Positive zero cross signal 12 Reverse zero cross signal 13 Regenerative voltage 14 Regenerative voltage 15 Regeneration detection point 16 Regeneration detection point 17 Regeneration determination reference voltage 18 Regeneration determination reference voltage 19 Regeneration voltage end point 22 Regeneration voltage Voltage end point 20 phase current 21 phase current 30 regeneration detection point 31 regeneration detection time interval 32 DC voltage 33 DC voltage 40 VDC reuptake detection means

Claims

スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記ブラシレスＤＣモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、回生電圧を検出する回生電圧検出手段を更に有し、前記磁極位置検出手段は、前記回生電圧の検出終了後に検出された、前記誘起電圧に基づいて前記磁極位置を判定する構成とし、かつ更に、前記回生電圧検出手段の回生検出動作が所定時間継続した場合、該回生電圧検出手段に直流電圧の再取込指令を出力するＶＤＣ再取込検出手段とを備え、前記回生電圧検出手段は該再取込指令に基づいて直流電圧の再取込を行うことを特徴とするモータ制御装置。DC-AC conversion means that includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching element, and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor, and an induced voltage for detecting the induced voltage of the brushless DC motor a detection hand stage, the magnetic pole position detection means for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor, a voltage control means for outputting a voltage waveform based on the magnetic pole position outputted from the magnetic pole position detection means, the voltage waveform In the motor control device having the PWM control means for converting to the PWM signal, the motor control device further includes a regenerative voltage detecting means for detecting a regenerative voltage, and the magnetic pole position detecting means is detected after the detection of the regenerative voltage is completed. based on the induced voltage and configured to determine the magnetic pole position, and further, a prescribed regenerative detection operation of the regenerative voltage detecting means A VDC re-acquisition detecting means for outputting a DC voltage re-acquisition command to the regenerative voltage detecting means when it is continued, and the regenerative voltage detecting means re-acquires the DC voltage based on the re-acquisition command The motor control device characterized by performing.

上記回生電圧検出手段は、上記直流電圧の再取込を行う場合には、回生電圧検出動作を一時中断することを特徴とする、請求項１記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1, wherein the regenerative voltage detecting means temporarily interrupts the regenerative voltage detecting operation when the DC voltage is retaken.

上記ＶＤＣ再取込検出手段は、上記直流電圧と（１−回生電圧係数）との積を直流電圧変化率で除算した数値以下に上記所定時間を制限し、前記回生電圧係数は、０≦回生電圧係数≦１を満たす実数であることを特徴とする、請求項１記載のモータ制御装置。 The VDC re-uptake detecting means limits the predetermined time to a value obtained by dividing the product of the DC voltage and (1-regenerative voltage coefficient) by the DC voltage change rate, and the regenerative voltage coefficient is 0 ≦ regenerative voltage. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is a real number satisfying a voltage coefficient ≦ 1.