JP2004343913A - Motor controller - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスDCモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来、ブラシレスDCモータを回転数制御するモータ制御装置として、120゜通電方式と、正弦波180゜通電方式がある。
【0003】
120゜通電方式は、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する(例えば、特許文献1参照)。
【0004】
180゜通電方式は、モータ巻線の中性点電位と、3相のインバータ出力電圧に対して3相Y結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。この位置検出信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である(例えば、特許文献2および3参照)。
【0005】
【特許文献1】
特許第2642357号公報
【特許文献2】
特開平7−245982号公報
【特許文献3】
特開平7−337079号公報
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、以下のような課題があった。
【0007】
図7は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。この120゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。また、120゜通電では、1相当たり誘起電圧が電気角60゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を150゜程度に設定して運転させようとすると、1相当たり誘起電圧が電気角30゜分しか連続確認できず、通常の運転時においてもインバータ回生電圧の影響により脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。また、本構成では、180゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。図8(a)は120゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧10に対して相電流20の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流20を進角させる必要があるが限界が早く、高速回転性能が劣る。
【0008】
図8(b)は180゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。180゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の3次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。
【0009】
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波180゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。
【0010】
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波180゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、またどのような運転負荷領域においても脱調限界トルクを一層向上させ、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
上記のような課題を解決するために本発明のモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出回数に基づいて前記電圧制御手段の電圧波形の通電角を制御する通電角制御手段とを備えたものである。
【0012】
また、上記通電角制御手段は、上記回生検出回数が所定値以下の場合には通電角を保持または増加し、上記回生検出回数が所定値以上の場合には通電角を保持または減少させるものである。
【0013】
また、上記通電角制御手段は、上記回生検出回数から導出される1次数式に基づいて通電角値を決定するものである。
【0014】
また、上記通電角制御手段は、上記通電角値にリミッタを設けるものである。
【0015】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図1は本発明の実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図である。本実施の形態のモータ制御装置は、3相ブラシレスDCモータ7を回転数制御するモータ制御装置を示している。この図において、モータ制御装置は、直流電圧4を交流電圧に変換し、3相ブラシレスDCモータ(以下、BLMと略)7に出力する直流交流変換手段6と、BLM7の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段1と、誘起電圧からブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段2と、磁極位置検出手段2から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段3と、電圧波形をPWM信号に変換するPWM制御手段5と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段8と、検出された回生電圧と誘起電圧とに基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段2とを有する。
【0016】
PWM制御手段5は、BLM7を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するPWM信号を出力する。直流交流変換手段6は、高速に開閉する6つのスイッチング素子(図2(a))から成り立っている。
【0017】
まず、図1において誘起電圧検出手段1と磁極位置検出手段2と電圧制御手段3、PWM制御手段5の役割について順次説明する。この部分は、図7従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。
【0018】
図1において、誘起電圧検出手段1は、BLM7の誘起電圧を降下させ、磁極位置検出手段2では誘起電圧ゼロクロス信号を検出し、誘起電圧ゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御手段3に出力する。電圧制御手段3はその磁極位置に基づいて、BLM7を駆動させるための電圧波形を演算しそれをPWM制御手段5に出力する。電圧波形に基づきPWM制御手段5はPWM信号を直流交流変換手段6に出力する。このように構成されたモータ制御装置では、BLM7の回転数は、直流交流変換手段6から出力される交流電圧の周波数と位相(以下、『インバータ周波数』と称す)を変化させることにより制御される。
【0019】
120゜通電方式の場合、PWM制御手段5は、直流交流変換手段6のスイッチング素子を開閉する6通りのPWM信号を出力し、その6通りのPWM信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段6から出力されるインバータ周波数が制御される。
【0020】
6通りのPWM信号について説明する。6通りのPWM信号とは、直流交流変換手段6のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。PWM信号は、インバータ電気角1周期において6つの基本的なパターンPTN1〜PTN6を有し、PWM信号1周期の逆数がインバータ周波数となる。
【0021】
実際、BLM7の回転数を変更させるべき手法は、PWM制御手段5が直流交流変換手段6のインバータ周波数を変化させながら、BLM7を回転数制御する。
【0022】
図2(a)に示す通り、直流交流変換手段6は、6個のスイッチング素子を有し、U相、V相、W相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子1個、下アームにスイッチング素子1個具備している。
【0023】
PTN1では、U相上アームスイッチング素子Tuと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。
【0024】
PTN2では、U相上アームスイッチング素子Tuと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。
【0025】
PTN3では、V相上アームスイッチング素子Tvと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。
【0026】
PTN4では、V相上アームスイッチング素子Tvと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。
【0027】
PTN5では、W相上アームスイッチング素子Twと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。
【0028】
PTN6では、W相上アームスイッチング素子Twと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。
【0029】
PWM信号の転流切換は、電圧制御手段3の電圧波形出力に基づいて行われる。
【0030】
磁極位置検出手段2の詳細動作を図2(b)および図3・図4を用いて説明する。BLM7の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角1周期中に6回発生する。図3(a)は1相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図3(a)は相電流波形と相誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧10と相電流9とその正ゼロクロス信号11と逆ゼロクロス信号12を示している。正ゼロクロス信号11は電気角0゜、逆ゼロクロス信号12は電気角180゜で発生する。磁極位置検出手段2が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧4の負側をGND電位Nとするならば、図3(b)の誘起電圧10a・図4(b)の10bのようになっており、これはBLM7の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧10の電圧波形にPWM電圧成分が重畳された波形となる。基本的には、直流電圧VDCの半分である(=VDC/2)と誘起電圧10a(10b)の交点、さらには直流交流変換手段6の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ1つずつ導通点弧している期間(図3・図4中のTON部分)であれば正ゼロクロス信号11(逆ゼロクロス信号12)を検出できる。
【0031】
磁極位置検出手段2は、図中の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を検出して、それを磁極位置として電圧制御手段3に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御手段3は相電流9とほぼ相似形の電圧波形を演算し、PWM制御手段5ではその電圧波形に基づいて、各電気角に対応したPWM信号のベースPTNを創出する。図3の電気角X1〜X2、図4の電気角X3〜X4は電流カット区間である。また、電圧制御手段3は120゜〜180゜通電波形の電圧波形を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を180゜未満にする必要がある。
【0032】
通電角>120゜とする場合には、120゜通電方式で説明した6通りのPWM信号に加えて、3相正弦波駆動用PWM信号を追加する。基本的には、3相のうちどれか1相でも電流OFFとなる区間(≡電流カット区間)では、120゜通電方式用のPWM信号を使用する。3相すべてに相電流が流れている区間では、3相正弦波駆動用PWM信号を使用する。このPWM信号については、3相正弦波PWM制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。
【0033】
なお、電圧制御手段3が出力する電圧波形は相電流9とほぼ相似系であるが、その位相差は相電流9に対して多少進んでいる。本実施例では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち 電圧波形≡相電流9 と定義する。
【0034】
図9は、BLM7の等価回路図である。R1は巻線一次抵抗、Lu・Lv・Lwは各相のインダクタンス、Eu・Ev・Ewは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、BLM7が無通電状態で回転したときに、マグネット(界磁)のみによる発生する誘起電圧を意味している。図2(b)は3相ブラシレスDCモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のU1はEuの正ゼロクロス位置を、U2は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には60゜毎、電気角1周期につき6回発生することになる。これらゼロクロス位置を、BLM7の真の磁極位置と命名する。
【0035】
BLM7の真の磁極位置は、誘起電圧10のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりBLM7を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施例では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。すなわち、真の磁極位置≡誘起電圧ゼロクロス位置である。すなわち、図3(a)の誘起電圧10がU相に対応したものであるならば、
ゼロクロスU1≡正ゼロクロス信号11
ゼロクロスU2≡逆ゼロクロス信号12である。なお、
Eu≠誘起電圧10である。
【0036】
上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。 次に、回生電圧検出手段8の詳細動作を図3・図4および図5を用いて説明する。一般的に回生電圧の発生する条件としては、BLM7の相電流をカットした瞬間より所定時間連続して発生し、その後に本来の誘起電圧が発生する。誘起電圧検出手段1の出力は、この回生電圧と誘起電圧の双方が含まれており、双方の判別が必要である。この判別を誤れば、回生電圧部分を誘起電圧のゼロクロス信号と誤検出していまい、乱調・脱調などの異常現象が発生する。
【0037】
回生電圧と誘起電圧の関係図を図3(b)と図4(b)に示す。図3は誘起電圧10として時間微分値が正の場合であり、図4は誘起電圧10として時間微分値が負の場合を示している。図中で回生電圧13・回生電圧14は相電流9をカットした瞬間より発生し、回生電圧終了点19・回生電圧終了点22まで継続する。正ゼロクロス信号11を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10a ≧ VDC/2。
【0038】
また、逆ゼロクロス信号12を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10b ≦ VDC/2がある。しかしながら、正ゼロクロス信号11を検出する以前に回生電圧13の電圧値がVDCであるために、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出において、回生電圧終了点19以前では位置検出結果を無視し、回生電圧終了点19後より位置検出の判定開始するようにすれば回生電圧13を正ゼロクロス信号11として誤検出することはない。
【0039】
逆ゼロクロス信号12の場合も同様に、回生電圧14の電圧値が0Vであり、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。これを防ぐために図中の位置検出区間を回生電圧終了点22後より判定開始するようにする。このように回生電圧検出手段8は回生電圧終了点19・回生電圧終了点22を磁極位置検出手段2に対して回生終了信号として出力し、磁極位置検出手段2はその信号を受けるまでは回生電圧13・回生電圧14の位置検出を無視する。そして、その信号を受けたのであれば位置検出の判断開始を行うので本来の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を確定することができるようになる。
【0040】
回生電圧検出手段8では、VTH1回生判定基準電圧17・VTH2回生判定基準電圧18を内部に持ち、その値と回生電圧13・回生電圧14を比較することで判定行う。具体的には
VTH1回生判定基準電圧17 = 回生電圧係数*VDC
VTH2回生判定基準電圧18 = 回生電圧係数*VDCであり、
0≦回生電圧係数≦1を満たす実数である。
【0041】
上記、回生電圧係数を適切に設定すればよい。また、回生電圧検出手段8では回生電圧13・回生電圧14の電圧をサンプリングする。すなわち、回生検出点15と回生検出点16である。電流カット開始点である電気角X1・X3より、回生電圧検出手段8は電圧サンプリングを行い、回生検出点15と回生検出点16の電圧Vijを求める。この電圧Vijを図5を使って説明する。
【0042】
図5は回生電圧検出手段8の電圧サンプリング動作を説明したものである。図中のT=0が電流カット開始点の電気角X1・X3に相当する。T=0より回生電圧検出手段8は、誘起電圧検出手段1の誘起電圧(この時点ではまだ回生電圧である)をサンプリングし始め、回生電圧が終了する回生電圧終了点19・回生電圧終了点22で回生終了信号を磁極位置検出手段2に対して創出する。T=0より、時間Tij31間隔で回生電圧の取込みであるVij回生検出点30を取得し、V0j、V1j、V2j、・・・、Vij毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、i、jは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、
Vi=Σ(Vip)/(j+1) ;p=0→j
を求め、上記ViとVTH1またはVTH2と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図3の場合には、
Vi ≧ VTH1。
図4の場合には、
Vi ≦ VTH2であれば、Viを回生電圧とみなす。上式の条件が成立している間は、磁極位置検出手段2は位置検出結果をすべて無視する。そして、上式の条件が非成立となった時点で回生電圧検出手段8は磁極位置検出手段2に対して回生終了信号を送出し、磁極位置検出手段2はその信号をうけて、位置検出の判断を開始する。磁極位置検出手段2としては、その回生終了信号を受けた時点で、先に説明した従来の判定基準で正ゼロクロス信号11・逆ゼロクロス信号12を求める。その位置確定が終了すれば、図3・図4のウエイト時間経過後の電気角X2において電流カットを終了し、位相転流(ベースPTNの切換)を行う。
【0043】
次に、通電角制御手段40の動作を説明する。通電角制御手段40は、回生電圧検出手段8において判定する回生検出回数NRCVにもとづいて、通電角を調整し、その通電角を電圧制御手段3に出力している。電圧制御手段3においては、その通電角に基づいて、図3・図4中の電流カット開始角である電気角X1・電気角X3を増減する。具体的には、通電角値が大きくなれば、X1・X3を大きくし(電流カット開始を遅める)、通電角値が小さくなればX1・X3を小さくする(電流カット開始を早める)。このようにして得られた電圧波形を、電圧制御手段3はPWM制御手段5に対して出力する。
【0044】
回生検出回数NRCVについて説明する。先に説明した通り、図5中のT=0より、時間Tij31間隔で回生電圧を取込み、回生検出点30Vijを取得している。そして、V0j、V1j、V2j、・・・、Vij毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、i、jは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、
Vi=Σ(Vip)/(j+1) ;p=0→jを求め、上記ViとVTH1またはVTH2と比較して、回生電圧を判定する。すなわち、図3の場合、
Vi ≧ VTH1 なら NRCVに+1加算する
また、図4の場合には、
Vi ≦ VTH2 なら NRCVに+1加算する
である。また、NRCV≧0を満たす。そして、次のベースパターンに切り替わり、再度電流カット開始角開始後の時間T=0で、
NRCV=0となる。
【0045】
また、電源投入後の初期値もNRCV=0である。この回生検出回数NRCVを利用して、通電角を制御することを考える。基本的にNRCVが大きくなれば、図3を例にとると回生電圧13の時間領域が増大しているということである。従って、回生電圧終了点19と正ゼロクロス信号11との時間間隔が短くなる。当然ながら回生電圧終了点19は正ゼロクロス信号11よりも時間的に進んだ位置でないと正ゼロクロス信号11を的確・正確に検出することができず、不安定な挙動を呈することになる。また、安定なモータ制御装置を構築するのであれば、ある程度回生電圧終了点19〜正ゼロクロス信号11の時間間隔を確保する必要がある。これを実現する手法として、NRCVが大きくなれば電気角X1を小さくし、早めてやればよい。また、NRCVが小さくなれば電気角X1を大きくし、遅くしてやればよい。すなわち、
NRCV大 → X1小 → 通電角小
NRCV小 → X1大 → 通電角大である。
数式で表現すると、一定値NRCV0(≧0)を定義し、 NRCV−NRCV0
を考え、通電角をIANGとおけば、
IANG = IG0−KNRCV*(NRCV−NRCV0)である。
【0046】
ここで、
IG0:通電角初期値 KNRCV:ゲイン(≧0)である。
【0047】
上式のイメージ図を図6に示す。本図の通電角値32(図中ではIGで表記)に示す通り、
NRCV−NRCV0≧+m0≧0 なら
IANG = IGMIN(≧0)
また、
NRCV−NRCV0≦−m0≦0 なら
IANG = IGMAX(≧0)
として通電角IANGにリミッタを設けている。通常動作時では、
120゜≦IGMIN<180゜
120゜≦IGMAX<180゜
を満たす。ここで、上記m0は自然数である。
【0048】
以上、本実施例は3相ブラシレスDCモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスDCモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施例の変更・追加・削除はもちろん可能である。
【0049】
【発明の効果】
以上のように、本発明のモータ制御装置は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出回数に基づいて前記電圧制御手段の電圧波形の通電角を制御する通電角制御手段とを備えたものである。これにより、回生電圧による脱調現象を回避しながら、モータ特性・運転用途に応じた電流通電角に制御できるため、広範囲の運転負荷特性に対応したモータ制御装置を構築できる。
【0050】
また、本発明のモータ制御装置は、上記通電角制御手段は、上記回生検出回数が所定値以下の場合には通電角を保持または増加し、上記回生検出回数が所定値以上の場合には通電角を保持または減少させるものである。これにより、回生検出回数を所定値に収束させることができるため、安定性・応答性・収束性を高次元で両立でき、ノイズ・電圧変動・負荷変動などの外乱に対して非常に強いモータ制御装置を構築できる。
【0051】
また、本発明のモータ制御装置は、上記通電角制御手段は、上記回生検出回数から導出される1次数式に基づいて通電角値を決定するものである。これにより、通電角をスムーズかつ安定性よく収束させることができるので、制御装置の周波数安定度が向上し、運転騒音・運転振動・運転発熱の非常に少ないモータ制御装置を構築できる。
【0052】
また、本発明のモータ制御装置は、上記通電角制御手段は、上記通電角値にリミッタを設けるものである。これにより、急激に通電角を変化させることがなくなるので、通電角を安定に制御でき、脱調停止現象の発生などが全くないモータ制御装置を構築できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図
【図2】(a)直流交流変換手段の構成図(b)3相ブラシレスDCモータの界磁誘起電圧波形関係図
【図3】回生電圧検出手段の動作説明図
【図4】回生電圧検出手段の動作説明図
【図5】回生電圧検出手段の動作説明図
【図6】通電角制御手段の動作説明図
【図7】従来のモータ制御装置の制御ブロック図
【図8】従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【図9】3相ブラシレスDCモータの等価回路図
【符号の説明】
1 誘起電圧検出手段
2 段磁極位置検出手段
3 電圧制御手段
4 直流電圧
5 PWM制御手段
6 直流交流変換手段
7 ブラシレスDCモータ(BLM)
8 回生電圧検出手段
9 相電流
10 誘起電圧
11 正ゼロクロス信号
12 逆ゼロクロス信号
13 回生電圧
14 回生電圧
15 回生検出点
16 回生検出点
17 回生判定基準電圧
18 回生判定基準電圧
19 回生電圧終了点
20 相電流
21 相電流
22 回生電圧終了点
30 回生検出点
31回生検出時間間隔
32 通電角値
40 通電角制御手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device that controls the frequency of a brushless DC motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a motor control device for controlling the number of revolutions of a brushless DC motor, there are a 120 ° energization type and a
[0003]
The 120 ° energization method is a method of directly detecting a zero cross signal of an induced voltage, and is obtained by comparing an inverter phase voltage with a reference voltage in order to detect the zero cross signal. The commutation signal is changed based on the zero cross signal. This zero-cross signal is generated 12 times during one rotation of the motor, and is generated every mechanical angle of 30 °, that is, every electrical angle of 60 ° (for example, see Patent Document 1).
[0004]
The 180 ° energization method amplifies the difference voltage between the neutral point potential of the motor winding and the neutral point potential of the three-phase Y-connected resistor with respect to the three-phase inverter output voltage, and inputs the amplified voltage to the integration circuit. Then, a position detection signal corresponding to the induced voltage is obtained by comparing the output signal of the integration circuit with a low-pass signal obtained by processing the output signal by a filter circuit and cutting the direct current. The position detection signal is generated 12 times during one rotation of the motor, and is generated every mechanical angle of 30 °, that is, every electrical angle of 60 °. In this method, phase correction control is required to pass through the integration circuit (for example, refer to
[0005]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2642357 [Patent Document 2]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-245882 [Patent Document 3]
JP-A-7-337079
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional configuration has the following problems.
[0007]
FIG. 7 is a control block diagram of a conventional motor control device. In this 120 ° energization method, the zero crossing of the induced voltage part is compared. Therefore, when the motor load suddenly changes or the power supply voltage suddenly changes, the zero crossing signal of the induced voltage is hidden in the inverter output voltage area, and the detection is performed. May not be possible. In such a state, a step-out phenomenon occurs first, and the inverter system stops. In addition, when the motor is driven at 120 °, the induced voltage per phase can be continuously confirmed at an electrical angle of 60 °. However, in order to reduce the noise and vibration during motor operation, the motor is operated at an energization angle set to about 150 °. In such a case, the induced voltage per phase can be continuously confirmed only for an electrical angle of 30 °, and the risk of step-out due to the influence of the inverter regenerative voltage increases even during normal operation, and unstable phenomena such as turbulence also occur. There was a tendency to occur easily. In addition, this configuration has a problem that operation near 180 ° energization is impossible at first. FIG. 8A is a diagram showing the relationship between the phase current waveform and the induced voltage waveform in the 120 ° conduction method. During normal operation, it is necessary to set the position of the
[0008]
FIG. 8B is a diagram showing the relationship between the phase current waveform and the induced voltage waveform in the 180 ° conduction system. In the 180 ° energization method, since the zero-cross position of the induced voltage cannot be accurately grasped by an absolute value because it passes through an integration circuit, and the phase difference between the zero-cross position and the position detection signal greatly changes depending on the operation state. Complex control such as phase correction is required, making it difficult to adjust the phase correction and complicating the control calculation. Further, there is a problem that the motor requires a neutral point output terminal and cannot be used in a motor using a sine wave magnetized magnet because the third harmonic component of the induced voltage waveform is used.
[0009]
In addition, in the
[0010]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problem, and an object thereof is to provide a
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a motor control device according to the present invention includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements, and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor. DC / AC converting means, induced voltage detecting means for detecting an induced voltage of the brushless DC motor, magnetic pole position detecting means for detecting a magnetic pole position of the brushless DC motor from the induced voltage, and output from the magnetic pole position detecting means. A voltage control means for outputting a voltage waveform based on the magnetic pole position, and a PWM control means for converting the voltage waveform into the PWM signal, wherein a regenerative voltage for detecting a regenerative voltage included in the induced voltage is provided. Detecting means for detecting the magnetic pole position based on the detected regenerative voltage and the induced voltage. It has the door, in which a conduction angle control means for controlling the conduction angle of the voltage waveform of the voltage control unit on the basis of the regenerative detection frequency of the regenerative voltage detecting means.
[0012]
The energization angle control means holds or increases the energization angle when the number of regeneration detections is equal to or less than a predetermined value, and holds or decreases the energization angle when the number of regeneration detections is equal to or more than the predetermined value. is there.
[0013]
The energization angle control means determines an energization angle value based on a linear equation derived from the number of regeneration detections.
[0014]
Further, the conduction angle control means is provided with a limiter for the conduction angle value.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a control block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention. The motor control device of the present embodiment is a motor control device that controls the rotation speed of the three-phase brushless DC motor 7. In this figure, a motor control device converts a
[0016]
The PWM control means 5 outputs a PWM signal for controlling the applied voltage, frequency and phase for controlling the rotation speed of the BLM 7. The DC /
[0017]
First, in FIG. 1, the roles of the induced
[0018]
In FIG. 1, the induced
[0019]
In the case of the 120 ° energization method, the PWM control means 5 outputs six types of PWM signals for opening and closing the switching elements of the DC / AC conversion means 6, and the switching elements are opened and closed by the six types of PWM signals. The inverter frequency output from the
[0020]
Six types of PWM signals will be described. The six PWM signals are pulse signals for driving the switching elements of the DC /
[0021]
In fact, as a method for changing the rotation speed of the BLM 7, the PWM control unit 5 controls the rotation speed of the BLM 7 while changing the inverter frequency of the DC /
[0022]
As shown in FIG. 2A, the DC /
[0023]
In the PTN1, the U-phase upper arm switching element Tu and the V-phase lower arm switching element Ty are energized.
[0024]
In PTN2, the U-phase upper arm switching element Tu and the W-phase lower arm switching element Tz are energized.
[0025]
In PTN3, the V-phase upper arm switching element Tv and the W-phase lower arm switching element Tz are energized.
[0026]
In PTN4, the V-phase upper arm switching element Tv and the U-phase lower arm switching element Tx are energized.
[0027]
In the PTN 5, the W-phase upper arm switching element Tw and the U-phase lower arm switching element Tx are energized.
[0028]
In the
[0029]
The commutation switching of the PWM signal is performed based on the voltage waveform output of the voltage control means 3.
[0030]
The detailed operation of the magnetic pole position detecting means 2 will be described with reference to FIG. 2B and FIGS. The induced voltage zero cross signal of the BLM 7 occurs six times in one cycle of the electrical angle. FIG. 3A shows an induced voltage zero cross signal per phase. FIG. 3A is a relationship diagram between a phase current waveform and a phase induced voltage waveform, and shows an induced
[0031]
The magnetic pole position detecting means 2 detects the positive zero cross signal 11 and the reverse zero
[0032]
When the conduction angle is greater than 120 °, a PWM signal for driving a three-phase sine wave is added in addition to the six PWM signals described in the 120 ° conduction method. Basically, a PWM signal for a 120-degree conduction method is used in a section in which the current is turned off in any one of the three phases (a current cut section). In a section in which phase currents flow in all three phases, a three-phase sine wave driving PWM signal is used. Since the PWM signal is a known technique as three-phase sine wave PWM control, a detailed description thereof is omitted here.
[0033]
Although the voltage waveform output from the voltage control means 3 is substantially similar to the phase current 9, the phase difference is slightly advanced with respect to the phase current 9. In this embodiment, for the sake of simplicity, the description will be made assuming that the phase difference is zero. That is, voltage waveform 定義 phase current 9 is defined.
[0034]
FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the BLM 7. R1 is the primary resistance of the winding, Lu, Lv, Lw is the inductance of each phase, and Eu, Ev, Ew is the field induced voltage of each phase. Here, the field induced voltage means an induced voltage generated only by a magnet (field) when the BLM 7 rotates in a non-energized state. FIG. 2B is a diagram showing the relationship between the field induced voltage waveforms of the three-phase brushless DC motor. In the drawing, U1 represents the positive zero-cross position of Eu, and U2 represents the reverse zero-cross position. Similarly, other phases are also described, and the intervals between the zero cross positions are ideally generated every 60 ° and six times per one cycle of the electrical angle. These zero cross positions are referred to as true magnetic pole positions of BLM7.
[0035]
The true magnetic pole position of the BLM 7 cannot be directly determined from the zero cross signal of the induced
Zero cross U1≡positive zero cross signal 11
Zero cross U2≡Reverse zero
Eu ≠ induced
[0036]
The above equation is generated because the voltage waveform amplitudes of the two are different due to the effect of the armature reaction. Next, the detailed operation of the regenerative
[0037]
FIGS. 3B and 4B show the relationship between the regenerative voltage and the induced voltage. FIG. 3 shows a case where the time differential value is positive as the induced
Induced voltage 10a ≧ VDC / 2.
[0038]
One of the necessary conditions for determining the inverse zero-
There is an induced voltage 10b ≦ VDC / 2. However, since the voltage value of the
[0039]
Similarly, in the case of the reverse zero-
[0040]
The regenerative
VTH2 regeneration determination reference voltage 18 = regeneration voltage coefficient * VDC,
It is a real number satisfying 0 ≦ regeneration voltage coefficient ≦ 1.
[0041]
The regenerative voltage coefficient may be set appropriately. The regenerative voltage detecting means 8 samples the
[0042]
FIG. 5 illustrates the voltage sampling operation of the regenerative
Vi = Σ (Vip) / (j + 1); p = 0 → j
Is determined, and the regenerative voltage is determined by comparing Vi with VTH1 or VTH2. That is, in the case of FIG.
Vi ≧ VTH1.
In the case of FIG.
If Vi ≦ VTH2, Vi is regarded as a regenerative voltage. As long as the above condition is satisfied, the magnetic pole position detecting means 2 ignores all position detection results. Then, when the above condition is not satisfied, the regenerative
[0043]
Next, the operation of the conduction angle control means 40 will be described. The energization angle control means 40 adjusts the energization angle based on the number of regeneration detections NRCV determined by the regenerative voltage detection means 8 and outputs the energization angle to the voltage control means 3. The voltage control means 3 increases or decreases the electric angles X1 and X3, which are the current cut start angles in FIGS. 3 and 4, based on the conduction angle. Specifically, when the energization angle value increases, X1 · X3 is increased (start of current cut is delayed), and when the energization angle value decreases, X1 · X3 is decreased (start of current cut is advanced). The
[0044]
The number of regeneration detections NRCV will be described. As described above, from T = 0 in FIG. 5, a regenerative voltage is acquired at intervals of time Tij31, and a regenerative detection point 30Vij is acquired. Then, the regenerative voltage is determined for each of V0j, V1j, V2j,..., Vij. Here, i and j are arbitrary natural numbers. When judging the regenerative voltage,
Vi = Σ (Vip) / (j + 1); p = 0 → j is determined, and the regenerative voltage is determined by comparing Vi with VTH1 or VTH2. That is, in the case of FIG.
If Vi ≧ VTH1, +1 is added to NRCV. In the case of FIG.
If Vi ≦ VTH2, +1 is added to the NRCV. Also, NRCV ≧ 0 is satisfied. Then, it switches to the next base pattern, and at time T = 0 after the current cut start angle starts again,
NRCV = 0.
[0045]
The initial value after power-on is also NRCV = 0. It is considered that the conduction angle is controlled using the number of regeneration detections NRCV. Basically, when the NRCV increases, the time region of the
NRCV large → X1 small → conduction angle small NRCV small → X1 large → conduction angle large.
When expressed by a mathematical expression, a fixed value NRCV0 (≧ 0) is defined, and NRCV−NRCV0
Considering the energization angle as IANG,
IANG = IG0−KNRCV * (NRCV−NRCV0).
[0046]
here,
IG0: Energization angle initial value KRRCV: Gain (≧ 0).
[0047]
FIG. 6 shows an image of the above equation. As shown in the energization angle value 32 (denoted by IG in the figure) of the drawing,
If NRCV-NRCV0 ≧ + m0 ≧ 0, then IANG = IGMIN (≧ 0)
Also,
If NRCV−NRCV0 ≦ −m0 ≦ 0, then IANG = IGMAX (≧ 0)
A limiter is provided for the conduction angle IANG. During normal operation,
120 ° ≦ IGMIN <180 ゜ 120 ° ≦ IGMAX <180 °. Here, the above m0 is a natural number.
[0048]
As described above, the present embodiment has been described by taking a three-phase brushless DC motor as an example. However, the concept of application to a single-phase brushless DC motor is the same, and a scope that does not depart from the gist, concept, and claims of the present invention is described. It is of course possible to change, add, or delete the embodiment within the above.
[0049]
【The invention's effect】
As described above, the motor control device of the present invention includes a plurality of switching elements, and includes a DC / AC conversion unit that includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements, and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor. An induced voltage detecting means for detecting an induced voltage of the brushless DC motor, a magnetic pole position detecting means for detecting a magnetic pole position of the brushless DC motor from the induced voltage, and a magnetic pole position outputted from the magnetic pole position detecting means. A motor control device having a voltage control means for outputting a voltage waveform by means of a motor, and a PWM control means for converting the voltage waveform into the PWM signal, wherein a regenerative voltage detecting means for detecting a regenerative voltage included in the induced voltage; Magnetic pole position detecting means for determining the magnetic pole position based on the regenerated voltage and the induced voltage. Those having a conduction angle control means for controlling the conduction angle of the voltage waveform of the voltage control unit on the basis of the regenerative detection frequency of the detection means. As a result, it is possible to control the current conduction angle according to the motor characteristics and the driving application while avoiding the step-out phenomenon due to the regenerative voltage, so that it is possible to construct a motor control device corresponding to a wide range of operating load characteristics.
[0050]
Also, in the motor control device of the present invention, the energization angle control means holds or increases the energization angle when the number of regeneration detections is equal to or less than a predetermined value, and energizes when the number of regeneration detections is equal to or more than the predetermined value. It keeps or reduces corners. As a result, the number of regeneration detections can be converged to a predetermined value, so that stability, responsiveness, and convergence can be achieved at a high level, and motor control that is extremely resistant to disturbances such as noise, voltage fluctuations, and load fluctuations. Equipment can be built.
[0051]
In the motor control device according to the present invention, the conduction angle control means determines the conduction angle value based on a linear equation derived from the number of times of regeneration detection. As a result, the energization angle can be smoothly and stably converged, so that the frequency stability of the control device is improved, and a motor control device with extremely low operation noise, operation vibration, and operation heat generation can be constructed.
[0052]
In the motor control device according to the present invention, the energization angle control means includes a limiter for the energization angle value. As a result, the energization angle does not suddenly change, so that the energization angle can be controlled stably, and a motor control device free from occurrence of a step-out stop phenomenon can be constructed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 (a) is a configuration diagram of a DC / AC converter. FIG. 1 (b) is a diagram showing a field induced voltage waveform relationship of a three-phase brushless DC motor. 3 Operation explanatory diagram of regenerative voltage detecting means [FIG. 4] Operation explanatory diagram of regenerative voltage detecting means [FIG. 5] Operation explanatory diagram of regenerative voltage detecting means [FIG. 6] Operation explanatory diagram of energization angle control means [FIG. 7] FIG. 8 is a control block diagram of a conventional motor control device. FIG. 8 is a relationship diagram between a conventional phase current waveform and an induced voltage waveform. FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of a three-phase brushless DC motor.
REFERENCE SIGNS
8 Regeneration voltage detection means 9 Phase current 10 Induced voltage 11 Positive zero
Claims (4)
前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出回数に基づいて前記電圧制御手段の電圧波形の通電角を制御する通電角制御手段とを備えたことを特徴とするモータ制御装置。DC / AC converting means including a plurality of switching elements, converting a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements, and supplying the AC voltage to a three-phase brushless DC motor; and an induced voltage for detecting an induced voltage of the brushless DC motor. Detecting means, magnetic pole position detecting means for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor from the induced voltage, voltage control means for outputting a voltage waveform based on the magnetic pole position output from the magnetic pole position detecting means, A PWM control means for converting a waveform into the PWM signal;
Regenerative voltage detecting means for detecting a regenerative voltage included in the induced voltage, and magnetic pole position detecting means for determining the magnetic pole position based on the detected regenerative voltage and the induced voltage; And a conduction angle control means for controlling a conduction angle of a voltage waveform of the voltage control means based on the number of times of regeneration detection.
Priority Applications (1)
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US7342378B2 (en) | 2005-11-30 | 2008-03-11 | Hitachi, Ltd. | System and method for driving synchronous motor |
-
2003
- 2003-05-16 JP JP2003138843A patent/JP2004343913A/en active Pending
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