JP4269770B2

JP4269770B2 - Three-phase voltage source inverter device

Info

Publication number: JP4269770B2
Application number: JP2003129135A
Authority: JP
Inventors: 秀治吉田; 賢二猪熊
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-05-07
Filing date: 2003-05-07
Publication date: 2009-05-27
Anticipated expiration: 2023-05-07
Also published as: JP2004336876A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三相電圧形インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特許文献１に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置は、三相電流線の一つに設けられモータ電流を検出するための交流電流検出器と、電流ゼロクロス時のモータ電圧位相を検出し、このモータ電圧位相を基準とするモータ電流位相を検出する電流位相検出手段と、このモータ電流位相が所望のモータ電流位相になるように、インバータ回路の電圧指令または周波数指令を演算する演算手段とを有し、演算結果に基づいてインバータ回路を制御している。
【０００３】
【特許文献１】
特開平５- ２３６７８９号公報（第１頁〜第５頁、図１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
（特許文献１の課題）
交流電流検出器１００は、体格が大きく、高価であるので、駆動装置の大型化とコスト高を招く（図１６参照）。
電流ゼロクロス時に、モータ電圧位相と相電流位相との位相差を検出する構成であるので、１８０度毎の位相検出となり、瞬時位相の検出ができない（図１６参照）。
【０００５】
本発明の第１の目的は、三相交流の相電流位相を任意のタイミングで検出することができる三相電圧形インバータ装置の三相交流電流位相検出方法の提供にある。
本発明の第２の目的は、三相交流の相電流位相を任意のタイミングで検出することができる小型で安価な三相電圧形インバータ装置の提供にある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
［請求項１について］
六個の半導体スイッチング素子は、正側アームおよび負側アームを構成する様に、直流電源の直流母線間に三相ブリッジ接続されている。モータは、半導体スイッチング素子の各交流出力端子に、各相のステータ巻線を接続している。母線電流検出手段は、直流電源の直流母線を流れる母線電流を検出する。
【００１２】
駆動信号出力手段は、半導体スイッチング素子の各制御端子に駆動信号を出力する。
母線電流検出手段が異なるスイッチングタイミングで検出した第１、第２の母線電流値に基づいて求めた、二相の相電流値の比および一つの相電流の極性に基づいて、三相交流の一つの相の相電流位相を検出する｛図２の（ａ）、（ｂ）参照｝。なお、図２の（ａ）の白丸は、Ｕ相、Ｖ相の現在の瞬時電流値を示す。
【００１３】
三相電圧形インバータ装置の三相交流電流位相検出方法は、高価で体格が大きい交流電流検出器による相電流の検出を行わず、直流母線を流れる母線電流を、一つのシャント抵抗等による母線電流検出手段が検出する構成であるので、製造コストの低減および小型化に有利である。
【００１４】
三相電圧形インバータ装置の三相交流電流位相検出方法は、母線電流検出手段が異なるスイッチングタイミングで検出した第１、第２の母線電流値に基づいて求めた、二相の相電流値の比および一つの相電流の極性に基づいて、三相交流の一つの相の相電流位相を検出する構成であるので、三相交流の一つの相の相電流位相を０度〜３６０度の範囲で検出可能となる。なお、０度〜３６０度の範囲で位相検出が可能であると、過渡運転時等のモータ制御性能の向上に有利である。
また、一つのシャント抵抗等による母線電流検出手段の電流検出精度は、高くなくても良い。
【００１５】
なお、請求項１の三相電圧形インバータ装置の三相交流電流位相検出方法は、二相、三相変調と、６０度、１２０度電圧ベクトル優先とのいずれの組み合わせでも、三相交流の一つの相の相電流位相が検出可能である。
【００１６】
なお、モータは、ロータに磁気的突極性を有するシンクロナスリラクタンスモータ（SynRM ）、ロータに磁気的突極性と磁石を有するインテリアパーマネントマグネットモータ（IPM ）、またはロータ表面に磁石を有するサーフェスパーマネントマグネットモータ（SPM ）等を用いることができる。
【００２２】
また、相電流−印加電圧位相差検出手段は、相電流位相検出手段が検出した任意の一相の相電流位相と、その任意の一相の相電流位相に対応する相の印加電圧位相との相電流− 印加電圧位相差を検出する。
例えば、相電流位相検出手段が検出する相電流位相がＵ相であれば、相電流−印加電圧位相差検出手段は、Ｕ相の相電流位相（Ｉｕ）とＵ相の印加電圧位相（Ｖｕ）との差である力率角φを計算する（図８参照）。
【００２３】
また、相電流位相検出手段が検出する相電流位相がＶ相であれば、相電流- 印加電圧位相差検出手段は、Ｖ相の相電流位相とＶ相の印加電圧位相との差である力率角を計算する。
これにより、三相同期モータのセンサレス制御に利用することができる。
【００２４】
なお、異なるスイッチングタイミングは、ゼロ電圧ベクトル時を除く連続する二つの異なるスイッチングタイミングである構成が好適である。
また、二相変調制御で、且つ指令電圧ベクトルを挟み１２０度位相が異なる二つの電圧ベクトルを合成して、駆動信号としての三相ＰＷＭ電圧を発生させても良い。
【００２９】
［請求項２について］
六個の半導体スイッチング素子は、正側アームおよび負側アームを構成する様に、直流電源の直流母線間に三相ブリッジ接続されている。モータは、半導体スイッチング素子の各交流出力端子に、各相のステータ巻線を接続している。母線電流検出手段は、直流母線を流れる母線電流を検出する。駆動信号出力手段は、半導体スイッチング素子の各制御端子に駆動信号を出力する。
相電流位相検出手段は、母線電流検出手段が異なるスイッチングタイミングで検出した第１、第２の母線電流値を演算して三相交流の相電流位相を検出する。
【００３０】
相電流- 印加電圧位相差検出手段は、相電流位相検出手段が検出した任意の一相の相電流位相と、その任意の一相の相電流位相に対応する相の印加電圧位相との相電流- 印加電圧位相差を検出する。
例えば、相電流位相検出手段が検出する相電流位相がＵ相であれば、相電流- 印加電圧位相差検出手段は、Ｕ相の相電流位相とＵ相の印加電圧位相との差である力率角を計算する（図８参照）。また、相電流位相がＶ相であれば、Ｖ相の相電流位相とＶ相の印加電圧位相との差である力率角を計算する。
【００３１】
印加電圧位相設定手段は、指令回転数および指令トルクに応じて設定された目標位相差に相電流- 印加電圧位相差検出手段が検出した相電流- 印加電圧位相差が合致する様に、三相の印加電圧の位相を設定する。
この三相電圧形インバータ装置は、瞬時の力率角が検出できるため、過渡応答に優れた、モータのセンサレス制御が可能となる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
つぎに、本発明の第１実施例に係る三相電圧形インバータ装置Ａについて説明する。
三相電圧形インバータ装置Ａは、図１１〜図１３に示す如く、直流電源１の直流母線１１−直流母線１２間に、正側、負側アームを構成する様に三相ブリッジ接続されるスイッチング素子２１〜２６と、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のステータ巻線を交流出力端子３１、３２、３３に電気接続した三相同期モータ３と、直流母線１２に配されるシャント抵抗４と、スイッチング素子２１〜２６をＰＷＭ制御する制御器５とを備え、自動車に組み付けられている。
【００３５】
直流電源１は、車載バッテリである。
インバータ２を構成するスイッチング素子２１〜２６は、パワートランジスタであり、フライホイールダイオードを電気接続している。なお、パワーＭＯＳ・ＦＥＴやＩＧＢＴ等でも良い。
【００３６】
三相同期モータ３は、ラジエータ用電動ファンモータである。なお、空調用の圧縮機を駆動するためのモータであっても良い。
シャント抵抗４は、低い抵抗値（数ｍΩ〜数Ω）を有する抵抗であり、過電流に対する安全対策と、直流母線１２を流れる母線電流から相電流を検出するために配されている。
【００３７】
制御器５は、高速Ａ／Ｄ変換回路５０、相電流位相演算手段５１、相電流- 印加電圧位相差演算手段５２、印加電圧振幅設定手段５３、目標力率角設定手段５４、印加電圧位相設定手段５５、ＰＷＭパルスを出力する三相ＰＷＭ電圧発生手段５６、キャリアｋを出力するキャリア信号発生手段５７、メモリ５８、およびＵ、Ｖ、Ｗ指示値作成手段６０を備える。
【００３８】
高速Ａ／Ｄ変換回路５０は、ゼロ電圧ベクトル（Ｖ０、Ｖ７）時を除く異なる二つのスイッチングタイミングでシャント抵抗４の端子電圧を高速Ａ／Ｄ変換して第１、第２の母線電流値に換算する。なお、異なる二つのスイッチングタイミングで行う高速Ａ／Ｄ変換は、マイクロコンピュータ内のタイマを、キャリアｋの山または谷で起動し、タイマのタイムアップ時に行う。
【００３９】
相電流位相演算手段５１（相電流位相検出手段）は、ソフトウェアで構成され、上記第１、第２の母線電流値に基づいて求めた、二相の相電流値の比および一つの相電流の極性に基づいて、三相交流の一つの相の相電流位相を下記に示す様に検出する｛図２の（ａ）、（ｂ）参照｝。なお、図２の（ａ）の白丸は、Ｕ相、Ｖ相の現在の瞬時電流値を示す。
【００４０】
（相電流位相の検出）
図２の（ｂ）において、１８０度周期関数である太線のＳＩＮ／ＳＩＮ（１２０）カーブは、ＳＩＮカーブのＵ相の電流波形Ｉｕ÷ＳＩＮ（１２０）カーブのＶ相の電流波形Ｉｖである。
Ｖ相の電流極性がプラスであれば１２０度〜３００度、マイナスであれば、３００度〜３６０度、０度〜１２０度であることを判断し、ＳＩＮ／ＳＩＮ（１２０）カーブの情報を用いて更に高分解に相電流位相を検出する。なお、ＳＩＮ／ＳＩＮ（１２０）カーブの情報からの相電流位相の検出は、予めメモリに記憶させておいたマップに基づいて位相に変換して行う。
【００４１】
相電流- 印加電圧位相差演算手段５２（相電流- 印加電圧位相差検出手段）は、ソフトウェアで構成され、相電流位相演算手段５１が検出した一つの相の相電流位相と、その相の相電流位相に対応する相の印加電圧位相との相電流- 印加電圧位相差を検出する。
【００４２】
例えば、相電流位相演算手段５１が検出する、一つの相の相電流位相がＵ相であれば、相電流- 印加電圧位相差演算手段５２は、Ｕ相の相電流位相（Ｉｕ）とＵ相の印加電圧位相（Ｖｕ）との差である力率角φを計算する（図８参照）。この力率角φは、メモリ５８へ格納手段（図示せず）により上書き保存される。
【００４３】
印加電圧振幅設定手段５３は、ソフトウェアで構成され、三相同期モータ３に通電する三相交流の印加電圧の振幅を、車載ＥＣＵ６が出力する指令回転数６１および指令トルク６２に基づいて、予め定められた所定値に設定する。
【００４４】
目標力率角設定手段５４は、ソフトウェアで構成され、車載ＥＣＵ６が出力する指令回転数６１および指令トルク６２に基づいて、目標力率角（目標位相差）を設定する。
印加電圧位相設定手段５５は、ソフトウェアで構成され、目標力率角設定手段５４が設定した目標力率角（目標位相差）に、相電流- 印加電圧位相差演算手段５２が検出した力率角φ（相電流- 印加電圧位相差）が合致する様にＵ、Ｖ、Ｗ指示値作成手段６０へ指示し、Ｕ、Ｖ、Ｗ指示値作成手段６０が三相ＰＷＭ電圧発生手段５６へ、下記に示すＵ、Ｖ、Ｗ指示値５６ｈ、５６ｉ、５６ｊを出力する。これにより、三相の印加電圧の位相と振幅が設定される。
【００４５】
【数１】

【００４６】
三相ＰＷＭ電圧発生手段５６（駆動信号出力手段）は、図１３の（ｃ）に示すブロック図の構成を有する。
図１３の（ｃ）において、５６ａはキャリア信号発生手段５７が出力するキャリアｋのキャリア位相を反転させるInverterであり、５６ｂ〜５６ｇはキャリアｋや位相が反転したキャリアを選択的にＵ、Ｖ、Ｗ相ＰＷＭ信号発生手段５６ｕ、５６ｖ、５６ｗに入力するための電子スイッチである。
一相のみ位相をシフトさせたキャリアで、Ｕ、Ｖ、Ｗ指示値５６ｈ、５６ｉ、５６ｊを変調することにより１２０度位相差電圧ベクトルが生成される｛図７の（ｂ）、（ｃ）参照｝。
【００４７】
これにより、所定の順序で所定の一相のスイッチング素子の駆動を所定期間停止し、残り二相のスイッチング素子を所定のＰＷＭ周期でＰＷＭ変調を行う二相変調制御であって、指令電圧ベクトルを挟み１２０度位相が異なる二つの電圧ベクトルを合成（１２０度電圧ベクトル優先）して駆動信号としてのＰＷＭパルス（三相ＰＷＭ電圧）を発生させることができる。
なお、１２０度電圧ベクトル優先とは、１２０度以上位相が異なる二つ以上の電圧ベクトルを合成したものである。
【００４８】
本実施例の三相電圧形インバータ装置Ａは、以下に示す利点を有する。
〔あ〕高価で体格が大きい交流電流検出器を用いて相電流の検出を行わず、一つのシャント抵抗４の端子電圧を高速Ａ／Ｄ変換により直流母線１２を流れる母線電流を検出する構成であるので、製造コストが安価で、且つ占有スペースを小さくすることができる。
【００４９】
〔い〕高速Ａ／Ｄ変換回路５０が、一つのシャント抵抗４の端子電圧を、ゼロ電圧ベクトルＶ０、Ｖ７時を除く、連続する異なる二つのスイッチングタイミングで検出した第１、第２の母線電流値に基づいて求めた、二相の相電流値の比および一つの相電流の極性に基づいて、三相交流の一つの相の相電流位相を検出する構成であるので、三相交流の一つの相の相電流位相を０度〜３６０度の範囲で検出可能であり、過渡運転時等のモータ制御性能の向上が図れる。なおシャント抵抗４の抵抗値の絶対精度は高くなくても良い。
また、異なる二つのスイッチングタイミングが連続しているので、相電流値の検出誤差は小さい。
【００５０】
〔う〕所定の順序で所定の一相のスイッチング素子の駆動を所定期間停止し、残り二相のスイッチング素子を所定のＰＷＭ周期でＰＷＭ変調を行う二相変調制御であって、指令電圧ベクトルを挟み１２０度位相が異なる二つの電圧ベクトルを合成（１２０度電圧ベクトル優先）して駆動信号としてのＰＷＭパルスを発生させているので、二つの相電流を検出するためのＡ／Ｄ変換のタイミングを、キャリアｋの山や谷をトリガにすることで容易に決定することができる。
【００５１】
〔え〕相電流- 印加電圧位相差演算手段５２により、相電流位相とその相の印加電圧位相との差である、瞬時の力率角φが検出できるので、過渡応答に優れた、三相同期モータ３のセンサレス制御が可能となる。また、メモリ５８へ格納手段により力率角φが上書き保存されるので、単一ベクトル時や短パルス長時などでも位相差（初期位相φ）を利用することが可能である。
【００５２】
つぎに、本発明の第２実施例に係る三相電圧形インバータ装置Ｂを、図１１、図１３、図１４に基づいて説明する。
三相電圧形インバータ装置Ｂは、以下の構成が三相電圧形インバータ装置Ａと異なる。
【００５３】
制御器５は、高速Ａ／Ｄ変換回路５０、相電流位相演算手段５１、位相差検出手段５９、印加電圧振幅設定手段５３、印加電圧位相設定手段５５、ＰＷＭパルスを出力する三相ＰＷＭ電圧発生手段５６、キャリアｋを出力するキャリア信号発生手段５７、メモリ５８、およびＵ、Ｖ、Ｗ指示値作成手段６０を備える。
【００５４】
高速Ａ／Ｄ変換回路５０、相電流位相演算手段５１、三相ＰＷＭ電圧発生手段５６、キャリア信号発生手段５７、およびメモリ５８は、第１実施例のものと同様の構成を有し、同様に作動する。
【００５５】
印加電圧振幅設定手段５３は、ソフトウェアで構成され、三相同期モータ３に配設した回転数センサにより検出されるモータ回転数が、上位コントローラが出力する指令回転数ωに一致する様に、三相同期モータ３に通電する三相交流の印加電圧の振幅を設定する。
【００５６】
位相差検出手段５９は、ソフトウェアで構成され、三相同期モータ３に配設したロータ位置センサが送出するセンサ出力と、相電流位相演算手段５１が検出した三相交流の一つの相の相電流位相とに基づいて、相電流位相とロータ回転子位相との差φ₁を検出する（図９参照）。この差φ₁は、メモリ５８へ図示しない格納手段により上書き保存される。
【００５７】
印加電圧位相設定手段５５は、ソフトウェアで構成され、メモリ５８に上書き保存される、相電流位相とロータ回転子位相との差φ₁が、上位コントローラが出力する指令電流位相αに一致する様にＵ、Ｖ、Ｗ指示値作成手段６０へ指示し、Ｕ、Ｖ、Ｗ指示値作成手段６０が三相ＰＷＭ電圧発生手段５６にＵ、Ｖ、Ｗ指示値５６ｈ、５６ｉ、５６ｊを出力する。これにより、三相の印加電圧の位相と振幅が設定される。
【００５８】
本実施例の三相電圧形インバータ装置Ｂは、上記〔あ〕、〔い〕、〔う〕に準じた効果以外に、以下に示す利点を有する。
〔お〕位相差検出手段５９により、相電流位相とロータ回転子位相との差φ₁が検出されるので、三相同期モータ３のベクトル制御に利用することができる。また、メモリ５８へ格納手段により、相電流位相とロータ回転子位相との差φ₁が上書き保存されるので、単一ベクトル時や短パルス長時などでも上記差φ₁を利用することが可能である。
【００５９】
つぎに、本発明の第３実施例に係る三相電圧形インバータ装置Ｃを、図１１、図１３、図１５に基づいて説明する。
三相電圧形インバータ装置Ｃは、以下の構成が三相電圧形インバータ装置Ａと異なる。
【００６０】
制御器５は、高速Ａ／Ｄ変換回路５０、電流大小比較手段７１、ゼロクロスタイミング判定手段７２、メモリ７３、力率角φ算出手段７４、印加電圧振幅設定手段５３、印加電圧位相設定手段５５、ＰＷＭパルスを出力する三相ＰＷＭ電圧発生手段５６、キャリアｋを出力するキャリア信号発生手段５７、メモリ５８、およびＵ、Ｖ、Ｗ指示値作成手段６０を備える。
【００６１】
高速Ａ／Ｄ変換回路５０、印加電圧振幅設定手段５３、三相ＰＷＭ電圧発生手段５６、キャリア信号発生手段５７、およびメモリ５８は、第１実施例のものと同様の構成を有し、同様に作動する。
【００６２】
電流大小比較手段７１は、ソフトウェアで構成され、高速Ａ／Ｄ変換回路５０が二つのスイッチングタイミングで、シャント抵抗４の端子電圧を高速Ａ／Ｄ変換して換算した、第１の相の相電流に対応する第１の母線電流値と、第２の相の相電流に対応する第２の母線電流値との大きさを常時比較する。
【００６３】
ゼロクロスタイミング判定手段７２は、ソフトウェアで構成され、第１、第２の母線電流値の大きさが逆転する時点を、残りの一相の相電流がゼロクロスするタイミングであると判定する。なお、メモリ７３には、前回の符号が格納されている。
【００６４】
力率角φ算出手段７４は、ソフトウェアで構成され、ゼロクロス判定時に、ゼロクロスした瞬間の、一相の相電流位相とその一相の印加電圧位相との差を力率角φとして算出する。この力率角φは、メモリ５８へ図示しない格納手段により上書き保存される。
【００６５】
本実施例の三相電圧形インバータ装置Ｃは、上記〔あ〕、〔う〕に準じた効果以外に、以下に示す利点を有する。
〔か〕ゼロクロスタイミング判定手段７２のゼロクロス判定時に、ゼロクロスした瞬間の、一相の相電流位相とその一相の印加電圧位相との差を力率角φとして力率角φ算出手段７４が算出する構成であるので、力率角式センサレス駆動に利用できる。
【００６６】
本発明は、上記実施例以外に、つぎの実施態様を含む。
ａ．相電流位相検出手段は、母線電流検出手段が異なるスイッチングタイミングで検出した第１、第２の母線電流値に基づいて求めた、二相の相電流値の比および一つの相電流の極性を用いて三相交流の相電流位相を検出する構成であっても良い。
【００６７】
ｂ．母線電流検出手段は、シャント抵抗４以外にホール素子等でも良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は三相電圧形インバータ装置の電気回路図、（ｂ）は三相変調時における母線電流値の検出タイミングを示す説明図、（ｃ）はＵ相、Ｖ相の電流位相を示す説明図である。
【図２】（ａ）はＵ相、Ｖ相の電流位相Ｉｕ、Ｉｖを示す説明図であり、（ｂ）はＵ相の電流位相Ｉｕ、Ｖ相の電流位相Ｉｖ、およびＵ相／Ｖ相の電流位相Ｉｕ／Ｉｖを示すグラフである。
【図３】（ａ）は電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６における、正極側の各アームの状態、検出相電流Ｉｕ、およびコードの状態を示す説明図であり、（ｂ）は電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の方向を示す説明図であり、（ｃ）は三相変調時における母線電流値の検出タイミングを示す説明図である。
【図４】指令ベクトルを挟み、１２０度位相が異なる二つの電圧ベクトルを合成する様子を示す説明図である。
【図５】三相変調時（１２０度優先および６０度優先）において、高ＤＵＴＹ時と低ＤＵＴＹ時におけるＡ／Ｄ変換タイミングの時期を記載したグラフ、および二相変調時（１２０度優先および６０度優先）において、高ＤＵＴＹ時と低ＤＵＴＹ時におけるＡ／Ｄ変換タイミングの時期を記載したグラフである。
【図６】（ａ）はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の端子電圧の位相を示すグラフであり、（ｂ）は６０度優先ベクトルによる三相変調の説明図であり、（ｃ）、（ｄ）は１２０度優先ベクトルによる三相変調の説明図である。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は、一相のみ位相をシフトさせたキャリアで変調して１２０度位相差電圧ベクトルを生成する方法を示す説明図である。
【図８】Ｕ相の相電流位相（Ｉｕ）とＵ相の印加電圧位相（Ｖｕ）との位相差（力率角φ）を示すグラフである。
【図９】相電流位相（Ｉｕ）と三相同期モータのロータ回転子位相｛ＳＩＮ（θ）｝との差φ₁を示すグラフである。
【図１０】第１、第２の母線電流値の大小関係が逆転する時点を求めるための説明図である。
【図１１】本発明の第１〜第３実施例に係る三相電圧形インバータ装置のブロック図である。
【図１２】本発明の第１実施例に係る三相電圧形インバータ装置の制御器内の構成を示すブロック図である。
【図１３】１２０度位相電圧ベクトル生成を行う三相ＰＷＭ電圧発生手段の説明図である。
【図１４】本発明の第２実施例に係る三相電圧形インバータ装置の制御器内の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第３実施例に係る三相電圧形インバータ装置の制御器内の構成を示すブロック図である。
【図１６】特許文献１に係るブラシレスＤＣモータの駆動装置の説明図である。
【符号の説明】
Ａ、Ｂ、Ｃ三相電圧形インバータ装置
φ 力率角（相電流- 印加電圧位相差）
１直流電源
３三相同期モータ（モータ）
４シャント抵抗（母線電流検出手段）
１１、１２直流母線
２１〜２６スイッチング素子（半導体スイッチング素子）
３１〜３３交流出力端子
５０高速Ａ／Ｄ変換回路（母線電流検出手段）
５１相電流位相演算手段（相電流位相検出手段）
５２相電流- 印加電圧位相差演算手段（相電流- 印加電圧位相差検出手段）
５３印加電圧振幅設定手段
５５印加電圧位相設定手段
５６三相ＰＷＭ電圧発生手段（駆動信号出力手段）
５８メモリ
５９位相差検出手段
６１指令回転数
６２指令トルク[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a three-phase voltage source inverter equipment.
[0002]
[Prior art]
A brushless DC motor driving device described in Patent Document 1 is provided with one of three-phase current lines, an AC current detector for detecting a motor current, and a motor voltage phase at the time of current zero crossing. Current phase detecting means for detecting a motor current phase based on the voltage phase; and arithmetic means for calculating a voltage command or a frequency command for the inverter circuit so that the motor current phase becomes a desired motor current phase. The inverter circuit is controlled based on the calculation result.
[0003]
[Patent Document 1]
JP-A-5-236789 (pages 1 to 5, FIG. 1)
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
(Problem of Patent Document 1)
Since the AC current detector 100 is large and expensive, it causes an increase in size and cost of the drive device (see FIG. 16).
Since the phase difference between the motor voltage phase and the phase current phase is detected at the time of current zero crossing, phase detection is performed every 180 degrees and instantaneous phase cannot be detected (see FIG. 16).
[0005]
A first object of the present invention is to provide a three-phase AC current phase detection method for a three-phase voltage source inverter device capable of detecting a phase current phase of a three-phase AC at an arbitrary timing.
A second object of the present invention is to provide a small and inexpensive three-phase voltage source inverter device capable of detecting a phase current phase of a three-phase alternating current at an arbitrary timing.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
[About claim 1 ]
The six semiconductor switching elements are three-phase bridge connected between the DC buses of the DC power supply so as to constitute a positive arm and a negative arm. The motor has a stator winding of each phase connected to each AC output terminal of the semiconductor switching element. The bus current detection means detects the bus current flowing through the DC bus of the DC power supply.
[0012]
The drive signal output means outputs a drive signal to each control terminal of the semiconductor switching element.
Based on the ratio of the two-phase phase current values and the polarity of one phase current obtained based on the first and second bus current values detected at different switching timings by the bus current detection means, The phase current phase of one phase is detected {see (a) and (b) of FIG. 2}. The white circles in FIG. 2A indicate the current instantaneous current values of the U phase and the V phase.
[0013]
The three-phase AC current phase detection method of the three-phase voltage source inverter device does not detect the phase current with an expensive and large AC current detector, but the bus current flowing through the DC bus is replaced with the bus current by one shunt resistor etc. Since it is the structure which a detection means detects, it is advantageous to reduction of manufacturing cost and size reduction.
[0014]
The three-phase AC current phase detection method of the three-phase voltage source inverter device is a ratio of the two-phase phase current values obtained based on the first and second bus current values detected at different switching timings by the bus current detection means. Since the phase current phase of one phase of the three-phase AC is detected based on the polarity of one phase current, the phase current phase of one phase of the three-phase AC is in the range of 0 to 360 degrees. It can be detected. If phase detection is possible in the range of 0 to 360 degrees, it is advantageous for improving motor control performance during transient operation.
Further, the current detection accuracy of the bus current detection means using one shunt resistor or the like need not be high.
[0015]
Note that the three-phase AC current phase detection method for the three-phase voltage source inverter apparatus according to claim 1 is a one- The phase current phase of one phase can be detected.
[0016]
The motor is a synchronous reluctance motor (SynRM) having magnetic saliency on the rotor, an interior permanent magnet motor (IPM) having magnetic saliency and magnets on the rotor, or a surface permanent magnet motor having magnets on the rotor surface. (SPM) or the like can be used.
[0022]
In addition, the phase current-applied voltage phase difference detection unit is configured to calculate an arbitrary one-phase phase current phase detected by the phase current phase detection unit and an applied voltage phase of a phase corresponding to the arbitrary one-phase phase current phase. Phase current-Detects the applied voltage phase difference.
For example, if the phase current phase detected by the phase current phase detection means is the U phase, the phase current-applied voltage phase difference detection means detects the U-phase phase current phase (Iu) and the U-phase applied voltage phase (Vu). Is calculated (see FIG. 8).
[0023]
If the phase current phase detected by the phase current phase detecting means is V phase, the phase current-applied voltage phase difference detecting means is a force that is the difference between the V phase phase current phase and the V phase applied voltage phase. Calculate the rate angle.
Thereby, it can utilize for sensorless control of a three-phase synchronous motor.
[0024]
Note that different switching timing, configuration is preferably a two different switching timing for continuous except at zero voltage vector.
Further, in the two-phase modulation control and the command voltage vector scissors 120 degrees out of phase by combining the two different voltage vectors, the three-phase PWM voltage as a driving signal may be generated.
[0029]
[Claim 2 ]
Six semiconductor switching elements, so as to constitute the positive side arm and the negative-side arm, that is a three-phase bridge-connected between the DC bus of the DC power supply. Motors are each AC output terminals of the semiconductor switching elements is connected to each phase of the stator windings. The bus current detection means detects a bus current flowing through the DC bus. The drive signal output means outputs a drive signal to each control terminal of the semiconductor switching element.
The phase current phase detecting means calculates the first and second bus current values detected at different switching timings by the bus current detecting means to detect the phase current phase of the three-phase AC.
[0030]
The phase current-applied voltage phase difference detection means is a phase current between an arbitrary phase current phase detected by the phase current phase detection means and an applied voltage phase of a phase corresponding to the arbitrary one phase current phase. -Detect applied voltage phase difference.
For example, if the phase current phase detected by the phase current phase detecting means is the U phase, the phase current-applied voltage phase difference detecting means is a force that is the difference between the phase current phase of the U phase and the applied voltage phase of the U phase. The rate angle is calculated (see FIG. 8). If the phase current phase is the V phase, the power factor angle that is the difference between the V phase phase current phase and the V phase applied voltage phase is calculated.
[0031]
The applied voltage phase setting means has three phases so that the phase current-applied voltage phase difference detected by the phase current-applied voltage phase difference detection means matches the target phase difference set according to the command rotational speed and command torque. Sets the phase of the applied voltage.
Since this three-phase voltage source inverter device can detect an instantaneous power factor angle, it is possible to perform sensorless control of a motor with excellent transient response.
[0034]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, the three-phase voltage source inverter device A according to the first embodiment of the present invention will be described.
As shown in FIGS. 11 to 13, the three-phase voltage source inverter device A is a switching circuit that is connected in a three-phase bridge between the DC bus 11 and the DC bus 12 of the DC power supply 1 so as to form a positive side arm and a negative side arm. The elements 21 to 26, the three-phase synchronous motor 3 in which the stator windings of each phase (U phase, V phase, W phase) are electrically connected to the

AC output terminals

31, 32, 33, and the shunt disposed on the DC bus 12 A resistor 4 and a controller 5 that performs PWM control of the switching elements 21 to 26 are provided, and are assembled in an automobile.
[0035]
The DC power source 1 is an in-vehicle battery.
The switching elements 21 to 26 constituting the inverter 2 are power transistors, and electrically connect flywheel diodes. In addition, power MOS * FET, IGBT, etc. may be sufficient.
[0036]
The three-phase synchronous motor 3 is an electric fan motor for a radiator. A motor for driving a compressor for air conditioning may be used.
The shunt resistor 4 is a resistor having a low resistance value (several mΩ to several Ω), and is arranged for safety measures against overcurrent and for detecting the phase current from the bus current flowing through the DC bus 12.
[0037]
The controller 5 includes a high-speed A / D conversion circuit 50, a phase current phase calculating unit 51, a phase current-applied voltage phase difference calculating unit 52, an applied voltage amplitude setting unit 53, a target power factor angle setting unit 54, and an applied voltage phase setting. Means 55, three-phase PWM voltage generating means 56 for outputting PWM pulses, carrier signal generating means 57 for outputting carrier k, memory 58, and U, V, W instruction value creating means 60.
[0038]
The high-speed A / D conversion circuit 50 performs high-speed A / D conversion on the terminal voltage of the shunt resistor 4 at two different switching timings except for the time of the zero voltage vector (V0, V7) to obtain first and second bus current values. Convert. Note that high-speed A / D conversion performed at two different switching timings is performed when the timer in the microcomputer is started at the peak or valley of the carrier k and the timer expires.
[0039]
The phase current phase calculating means 51 (phase current phase detecting means) is configured by software, and the ratio of the two-phase phase current values and one phase current obtained based on the first and second bus current values are calculated. Based on the polarity, the phase current phase of one phase of the three-phase alternating current is detected as shown below (see (a) and (b) of FIG. 2). The white circles in FIG. 2A indicate the current instantaneous current values of the U phase and the V phase.
[0040]
(Detection of phase current phase)
In FIG. 2B, a bold SIN / SIN (120) curve which is a 180-degree periodic function is a U-phase current waveform Iu of the SIN curve ÷ V-phase current waveform Iv of the SIN (120) curve.
If the current polarity of the V phase is positive, it is determined to be 120 degrees to 300 degrees, if it is negative, it is determined to be 300 degrees to 360 degrees, 0 degrees to 120 degrees, and information on the SIN / SIN (120) curve is used. The phase current phase is detected with higher resolution. Note that the phase current phase is detected from the SIN / SIN (120) curve information by converting it into a phase based on a map stored in advance in the memory.
[0041]
The phase current-applied voltage phase difference calculating means 52 (phase current-applied voltage phase difference detecting means) is configured by software, and the phase current phase of one phase detected by the phase current phase calculating means 51 and the phase of the phase The phase current-applied voltage phase difference from the applied voltage phase of the phase corresponding to the current phase is detected.
[0042]
For example, if the phase current phase of one phase detected by the phase current phase calculation means 51 is the U phase, the phase current-applied voltage phase difference calculation means 52 can calculate the phase current phase (Iu) of the U phase and the U phase. The power factor angle φ, which is the difference from the applied voltage phase (Vu), is calculated (see FIG. 8). This power factor angle φ is overwritten and stored in the memory 58 by a storage means (not shown).
[0043]
The applied voltage amplitude setting means 53 is configured by software, and the amplitude of the applied voltage of the three-phase alternating current that is energized to the three-phase synchronous motor 3 is determined in advance based on the command rotational speed 61 and the command torque 62 output from the in-vehicle ECU 6. To the predetermined value.
[0044]
The target power factor angle setting means 54 is configured by software, and sets a target power factor angle (target phase difference) based on the command rotational speed 61 and the command torque 62 output from the in-vehicle ECU 6.
The applied voltage phase setting means 55 is configured by software, and the power factor angle detected by the phase current-applied voltage phase difference calculating means 52 is equal to the target power factor angle (target phase difference) set by the target power factor angle setting means 54. Instruct the U, V, and W instruction value creating means 60 so that φ (phase current-applied voltage phase difference) matches, and the U, V, and W instruction value creating means 60 sends the following to the three-phase PWM voltage generating means 56: U, V, and

W instruction values

56h, 56i, and 56j shown in FIG. Thereby, the phase and amplitude of the three-phase applied voltage are set.
[0045]
[Expression 1]

[0046]
The three-phase PWM voltage generation means 56 (drive signal output means) has the configuration shown in the block diagram of FIG.
In FIG. 13C, 56a is an inverter that inverts the carrier phase of the carrier k output from the carrier signal generating means 57, and 56b to 56g selectively select the carrier k or the carrier whose phase is inverted as U, V, This is an electronic switch for inputting to the W-phase PWM signal generating means 56u, 56v, 56w.
A 120-degree phase difference voltage vector is generated by modulating U, V, and W indication values 56h, 56i, and 56j with a carrier whose phase is shifted by only one phase {see (b) and (c) of FIG. }.
[0047]
This is a two-phase modulation control in which the driving of a predetermined one-phase switching element is stopped in a predetermined order for a predetermined period, and the remaining two-phase switching elements are PWM-modulated at a predetermined PWM cycle, and a command voltage vector is It is possible to generate a PWM pulse (three-phase PWM voltage) as a drive signal by synthesizing two voltage vectors having a 120-degree sandwiched phase (120-degree voltage vector priority).
The 120-degree voltage vector priority is a combination of two or more voltage vectors whose phases are different by 120 degrees or more.
[0048]
The three-phase voltage source inverter device A of this embodiment has the following advantages.
[A] The configuration is such that the phase current is not detected using an expensive and large AC current detector, but the terminal voltage of one shunt resistor 4 is detected by the high-speed A / D conversion to detect the bus current flowing through the DC bus 12. Therefore, the manufacturing cost is low and the occupied space can be reduced.
[0049]
[I] First and second bus currents detected by the high-speed A / D conversion circuit 50 at two different switching timings excluding the zero voltage vectors V0 and V7 when the terminal voltage of one shunt resistor 4 is detected. Since the phase current phase of one phase of the three-phase AC is detected based on the ratio of the two-phase phase current values and the polarity of one phase current obtained based on the values, The phase current phase of one phase can be detected in the range of 0 degrees to 360 degrees, and the motor control performance during transient operation can be improved. The absolute accuracy of the resistance value of the shunt resistor 4 may not be high.
In addition, since two different switching timings are continuous, the detection error of the phase current value is small.
[0050]
[U] Two-phase modulation control in which driving of a predetermined one-phase switching element is stopped in a predetermined order for a predetermined period, and the remaining two-phase switching elements are subjected to PWM modulation at a predetermined PWM cycle, and a command voltage vector is Since the PWM pulse is generated as a drive signal by synthesizing two voltage vectors with a 120 degree phase difference (priority of 120 degree voltage vector), the timing of A / D conversion for detecting the two phase currents is set. It can be easily determined by using a peak or valley of the carrier k as a trigger.
[0051]
[E] The phase power-applied voltage phase difference calculation means 52 can detect the instantaneous power factor angle φ, which is the difference between the phase current phase and the applied voltage phase of the phase, so that it has excellent transient response. Sensorless control of the motor 3 can be performed. Further, since the power factor angle φ is overwritten and stored in the memory 58 by the storage means, it is possible to use the phase difference (initial phase φ) even at the time of a single vector or a short pulse length.
[0052]
Then, the three-phase voltage source inverter device B according to the second embodiment of the present invention, FIG 11, FIG 13 will be described with reference to FIG. 14.
The three-phase voltage source inverter device B is different from the three-phase voltage source inverter device A in the following configuration.
[0053]
The controller 5 includes a high-speed A / D conversion circuit 50, a phase current phase calculation means 51, a phase difference detection means 59, an applied voltage amplitude setting means 53, an applied voltage phase setting means 55, and a three-phase PWM voltage generation for outputting a PWM pulse. Means 56, carrier signal generating means 57 for outputting carrier k, memory 58, and U, V, W instruction value creating means 60 are provided.
[0054]
The high-speed A / D conversion circuit 50, the phase current phase calculation means 51, the three-phase PWM voltage generation means 56, the carrier signal generation means 57, and the memory 58 have the same configuration as that of the first embodiment, and similarly Operate.
[0055]
The applied voltage amplitude setting means 53 is configured by software, and the motor rotation speed detected by the rotation speed sensor provided in the three-phase synchronous motor 3 is set to match the command rotation speed ω output from the host controller. The amplitude of the applied voltage of the three-phase alternating current that is supplied to the phase synchronous motor 3 is set.
[0056]
The phase difference detecting means 59 is configured by software, and the sensor output sent by the rotor position sensor disposed in the three-phase synchronous motor 3 and the phase current of one phase of the three-phase alternating current detected by the phase current phase calculating means 51. Based on the phase, the difference φ ₁ between the phase current phase and the rotor rotor phase is detected (see FIG. 9). This difference φ ₁ is overwritten and saved in the memory 58 by storage means (not shown).
[0057]
The applied voltage phase setting means 55 is configured by software and is overwritten and stored in the memory 58 so that the difference φ ₁ between the phase current phase and the rotor rotor phase matches the command current phase α output by the host controller. The U, V, W instruction value creating means 60 is instructed, and the U, V, W instruction value creating means 60 outputs U, V,

W instruction values

56h, 56i, 56j to the three-phase PWM voltage generating means 56. Thereby, the phase and amplitude of the three-phase applied voltage are set.
[0058]
The three-phase voltage source inverter device B of the present embodiment has the following advantages in addition to the effects according to [A], [I] and [U].
[O] Since the phase difference detection means 59 detects the difference φ ₁ between the phase current phase and the rotor rotor phase, it can be used for vector control of the three-phase synchronous motor 3. In addition, since the difference φ ₁ between the phase current phase and the rotor rotor phase is overwritten and stored by the storage means in the memory 58, the above difference φ ₁ can be used even at the time of a single vector or a short pulse length. It is.
[0059]
Then, the three-phase voltage source inverter device C according to a third embodiment of the present invention, FIG 11, FIG 13 will be described with reference to FIG. 15.
The three-phase voltage source inverter device C is different from the three-phase voltage source inverter device A in the following configuration.
[0060]
The controller 5 includes a high-speed A / D conversion circuit 50, a current magnitude comparison unit 71, a zero cross timing determination unit 72, a memory 73, a power factor angle φ calculation unit 74, an applied voltage amplitude setting unit 53, an applied voltage phase setting unit 55, A three-phase PWM voltage generating means 56 for outputting a PWM pulse, a carrier signal generating means 57 for outputting a carrier k, a memory 58, and U, V, W instruction value creating means 60 are provided.
[0061]
The high-speed A / D conversion circuit 50, the applied voltage amplitude setting means 53, the three-phase PWM voltage generation means 56, the carrier signal generation means 57, and the memory 58 have the same configuration as that of the first embodiment, and similarly Operate.
[0062]
The current magnitude comparison means 71 is configured by software, and the high-speed A / D conversion circuit 50 converts the terminal voltage of the shunt resistor 4 by high-speed A / D conversion at two switching timings and converts the phase current of the first phase. Are constantly compared with the first bus current value corresponding to the second bus current value corresponding to the phase current of the second phase.
[0063]
The zero cross timing determination means 72 is configured by software, and determines that the time when the magnitudes of the first and second bus current values are reversed is the timing at which the remaining one-phase current is zero crossed. Note that the memory 73 stores the previous code.
[0064]
The power factor angle φ calculating means 74 is configured by software, and calculates the difference between the phase current phase of one phase and the applied voltage phase of the one phase as the power factor angle φ at the moment of zero crossing at the time of zero cross determination. This power factor angle φ is overwritten and stored in the memory 58 by a storage means (not shown).
[0065]
The three-phase voltage source inverter device C of the present embodiment has the following advantages in addition to the effects according to the above [A] and [U].
[Ka] When the zero cross timing is determined by the zero cross timing determining means 72, the power factor angle φ calculating means 74 calculates the difference between the phase current phase of one phase and the applied voltage phase of the one phase at the moment of zero crossing as the power factor angle φ. Therefore, it can be used for power factor angle type sensorless driving.
[0066]
The present invention includes the following embodiments in addition to the above embodiments.
a. The phase current phase detection means uses the ratio of the two-phase phase current values and the polarity of one phase current obtained based on the first and second bus current values detected at different switching timings by the bus current detection means. In other words, the configuration may be such that the phase current phase of the three-phase AC is detected.
[0067]
b. The bus current detecting means may be a Hall element other than the shunt resistor 4.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1A is an electrical circuit diagram of a three- phase voltage source inverter device, FIG. 1B is an explanatory diagram showing detection timing of a bus current value during three-phase modulation, and FIG. 1C is a current of U-phase and V-phase. It is explanatory drawing which shows a phase.
FIG. 2A is an explanatory diagram showing U- phase and V-phase current phases Iu and Iv, and FIG. 2B is a U-phase current phase Iu, a V-phase current phase Iv, and a U-phase / V-phase; It is a graph which shows current phase Iu / Iv.
In Figure 3 (a) is voltage vector V1-V6, each arm of the state of the positive electrode side is an explanatory diagram showing the detection phase currents Iu, and the status of the code, (b) the voltage vectors V1-V6 It is explanatory drawing which shows a direction, (c) is explanatory drawing which shows the detection timing of the bus current value at the time of three-phase modulation.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a state in which two voltage vectors having a phase difference of 120 degrees are combined with a command vector interposed therebetween.
FIG. 5 is a graph describing the timing of A / D conversion timing at high DUTY and low DUTY at the time of three-phase modulation (120-degree priority and 60-degree priority), and two-phase modulation (120-degree priority and 60-degree priority); Is a graph describing the timing of A / D conversion timing at high DUTY and low DUTY.
6A is a graph showing the phases of terminal voltages of the U phase, V phase, and W phase, FIG. 6B is an explanatory diagram of three-phase modulation using a 60-degree priority vector, and FIGS. d) is an explanatory diagram of three-phase modulation using a 120-degree priority vector.
7A to 7C are explanatory diagrams showing a method of generating a 120-degree phase difference voltage vector by modulating with a carrier whose phase is shifted by only one phase.
FIG. 8 is a graph showing a phase difference (power factor angle φ) between a U-phase phase current phase (Iu) and a U-phase applied voltage phase (Vu).
FIG. 9 is a graph showing a difference φ ₁ between a phase current phase (Iu) and a rotor rotor phase {SIN (θ)} of a three-phase synchronous motor.
FIG. 10 is an explanatory diagram for obtaining a time point at which the magnitude relationship between the first and second bus current values is reversed.
FIG. 11 is a block diagram of a three-phase voltage source inverter device according to first to third embodiments of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration within a controller of the three-phase voltage source inverter device according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 13 is an explanatory diagram of three-phase PWM voltage generation means for generating a 120-degree phase voltage vector.
FIG. 14 is a block diagram showing the configuration in the controller of the three-phase voltage source inverter device according to the second embodiment of the present invention;
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration in a controller of a three-phase voltage source inverter device according to a third embodiment of the present invention;
FIG. 16 is an explanatory diagram of a brushless DC motor driving apparatus according to Patent Document 1;
[Explanation of symbols]
A, B, C Three-phase voltage source inverter device φ Power factor angle (phase current-applied voltage phase difference)
1 DC power supply 3 Three-phase synchronous motor (motor)
4 Shunt resistance (bus current detection means)
11, 12 DC buses 21-26 Switching elements (semiconductor switching elements)
31-33 AC output terminal 50 High-speed A / D conversion circuit (bus current detection means)
51 Phase current phase calculation means (phase current phase detection means)
52 Phase current-Applied voltage phase difference calculation means (Phase current-Applied voltage phase difference detection means)
53 Applied voltage amplitude setting means 55 Applied voltage phase setting means 56 Three-phase PWM voltage generation means (drive signal output means)
58 Memory 59 Phase difference detecting means 61 Command rotational speed 62 Command torque

Claims

正側、負側アームを構成する様に、直流電源の直流母線間に三相ブリッジ接続される六個の半導体スイッチング素子と、
該半導体スイッチング素子の各交流出力端子に、各相のステータ巻線を接続したモータと、
直流母線を流れる母線電流を検出する母線電流検出手段と、
前記半導体スイッチング素子の各制御端子に駆動信号を出力する駆動信号出力手段と、
前記母線電流検出手段が異なるスイッチングタイミングで検出した第１、第２の母線電流値に基づいて求めた、二相の相電流値の比および一つの相電流の極性を用いて三相交流の相電流位相を検出する相電流位相検出手段と、
該相電流位相検出手段が検出した任意の一相の相電流位相と、その任意の一相の相電流位相に対応する相の印加電圧位相との相電流−印加電圧位相差を検出する相電流−印加電圧位相差検出手段とを備える三相電圧形インバータ装置。 Six semiconductor switching elements connected in a three-phase bridge between the DC buses of the DC power supply so as to constitute the positive and negative arms,
A motor in which a stator winding of each phase is connected to each AC output terminal of the semiconductor switching element;
A bus current detecting means for detecting a bus current flowing through the DC bus;
Drive signal output means for outputting a drive signal to each control terminal of the semiconductor switching element ;
The phase of the three-phase alternating current using the ratio of the two-phase phase current values and the polarity of one phase current obtained based on the first and second bus current values detected at different switching timings by the bus current detecting means. Phase current phase detection means for detecting the current phase;
Phase current for detecting a phase current-applied voltage phase difference between an arbitrary one-phase phase current phase detected by the phase-current phase detecting means and an applied voltage phase of a phase corresponding to the arbitrary one-phase phase current phase - three-phase voltage source inverter equipment and a applied voltage phase difference detection means.

請求項１に記載の三相電圧形インバータ装置において、
指令回転数および指令トルクに応じて設定された目標位相差に前記相電流−印加電圧位相差が合致する様に、三相の印加電圧の位相を設定する印加電圧位相設定手段とを備えることを特徴とする三相電圧形インバータ装置。 In the three-phase voltage source inverter device according to claim 1,
Application voltage phase setting means for setting the phase of the three-phase applied voltage so that the phase current-applied voltage phase difference matches the target phase difference set according to the command rotational speed and the command torque. three-phase voltage source inverter equipment characterized.