JP7081180B2 - Rotating electric machine control device - Google Patents
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本発明は、上アームスイッチ及び下アームスイッチを駆動することにより、直流電源と回転電機のステータ巻線との間の電力伝達を行う電力変換器を備える制御システムに適用される回転電機の制御装置に関する。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is a control device for a rotary electric machine applied to a control system including a power converter that transmits power between a DC power supply and a stator winding of the rotary electric machine by driving an upper arm switch and a lower arm switch. Regarding.
この種の制御装置としては、特許文献１に見られるように、正弦波ＰＷＭ制御から同期整流制御に移行させる場合、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御及び同期整流制御の順に切り替えるものが知られている。つまり、正弦波ＰＷＭ制御と同期整流制御との間に過変調ＰＷＭ制御を介在させている。
As a control device of this type, as seen in
特許文献１に記載の制御装置では、過変調ＰＷＭ制御を介在させることにより、回転電機のトルク変動の抑制を図っている。しかしながら、その抑制度合いをさらに高めることが望まれている。
In the control device described in
本発明は、正弦波ＰＷＭ制御及び同期整流制御のうち一方から他方に移行させる場合に生じるトルク変動の抑制度合いを高めることができる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。 An object of the present invention is to provide a control device for a rotary electric machine capable of increasing the degree of suppression of torque fluctuation generated when shifting from one of sine wave PWM control and synchronous rectification control to the other.
本発明は、ステータ巻線を有する回転電機と、上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体を有し、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動することにより、直流電源と前記ステータ巻線との間の電力伝達を行う電力変換器と、を備える制御システムに適用される回転電機の制御装置において、前記ステータ巻線に印加される各相電圧のピーク値が前記直流電源の電圧以下になる場合、前記ステータ巻線に印加される各相電圧がＰＷＭ電圧波形となるように前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動する正弦波制御部と、前記ステータ巻線に印加される各相電圧のピーク値が前記直流電源の電圧を上回る場合、前記正弦波制御部によるＰＷＭ波形電圧よりも変調率の高いＰＷＭ電圧波形となるように前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動する過変調制御部と、１電気角周期において、デッドタイムを挟みつつ前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをそれぞれ１回ずつ矩形波制御によりオン駆動する矩形波制御部と、前記ステータ巻線の発電電圧が前記直流電源の電圧を上回る期間の少なくとも一部において前記上アームスイッチをオン駆動することを条件として、１電気角周期において、デッドタイムを挟みつつ前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをそれぞれ１回ずつオンする同期整流制御部と、前記正弦波制御部による駆動から前記同期整流制御部による駆動に移行させる場合、前記正弦波制御部による駆動、前記過変調制御部による駆動、前記矩形波制御部による駆動及び前記同期整流制御部による駆動の順に切り替え、前記同期整流制御部による駆動から前記正弦波制御部による駆動に移行させる場合、前記同期整流制御部による駆動、前記矩形波制御部による駆動、前記過変調制御部による駆動及び前記正弦波制御部による駆動の順に切り替える切替部と、を備える。 The present invention has a rotary electric machine having a stator winding and a series connection body of an upper arm switch and a lower arm switch, and by driving the upper arm switch and the lower arm switch, a DC power supply and the stator winding are provided. In a rotary electric machine control device applied to a control system including a power converter that transmits power to and from, the peak value of each phase voltage applied to the stator winding is equal to or lower than the voltage of the DC power supply. If so, the sinusoidal control unit that drives the upper arm switch and the lower arm switch so that each phase voltage applied to the stator winding has a PWM voltage waveform, and each phase applied to the stator winding. When the peak value of the voltage exceeds the voltage of the DC power supply, the upper arm switch and the lower arm switch are overmodulated so as to have a PWM voltage waveform having a modulation factor higher than the PWM waveform voltage by the sinusoidal control unit. The control unit, the rectangular wave control unit that drives the upper arm switch and the lower arm switch on by rectangular wave control once each with a dead time in one electric angle cycle, and the generated voltage of the stator winding On condition that the upper arm switch is turned on for at least a part of the period exceeding the voltage of the DC power supply, the upper arm switch and the lower arm switch are operated once each with a dead time in one electric angular cycle. Synchronous rectification control unit that turns on one by one, and when shifting from driving by the sine wave control unit to driving by the synchronous rectification control unit, driving by the sine wave control unit, driving by the overmodulation control unit, and driving by the rectangular wave control unit When switching between driving by the synchronous rectification control unit and driving by the synchronous rectification control unit and shifting from driving by the synchronous rectification control unit to driving by the sine wave control unit, driving by the synchronous rectification control unit, driving by the rectangular wave control unit, A switching unit for switching between driving by the overmodulation control unit and driving by the sine wave control unit is provided.
本発明では、正弦波制御部による駆動から同期整流制御部による駆動に移行させる場合、正弦波制御部による駆動、過変調制御部による駆動、矩形波制御部による駆動及び同期整流制御部による駆動の順に切り替えられる。つまり、過変調制御部による駆動と同期整流制御部による駆動との間に矩形波制御部による駆動を介在させる。このため、過変調制御部による駆動から矩形波制御部による駆動に切り替えられる場合と、矩形波制御部による駆動から同期整流制御部による駆動に切り替えられる場合とのそれぞれにおいて、ステータ巻線に印加される電圧ベクトルの大きさの変化を抑制できる。 In the present invention, when shifting from the drive by the sine wave control unit to the drive by the synchronous rectification control unit, the drive by the sine wave control unit, the drive by the overmodulation control unit, the drive by the square wave control unit, and the drive by the synchronous rectification control unit are performed. It can be switched in order. That is, the drive by the rectangular wave control unit is interposed between the drive by the overmodulation control unit and the drive by the synchronous rectification control unit. Therefore, it is applied to the stator winding in each of the case where the drive by the overmodulation control unit is switched to the drive by the rectangular wave control unit and the case where the drive by the rectangular wave control unit is switched to the drive by the synchronous rectification control unit. It is possible to suppress changes in the magnitude of the voltage vector.
また、本発明では、同期整流制御部による駆動から正弦波制御部による駆動に移行させる場合、同期整流制御部による駆動、矩形波制御部による駆動、過変調制御部による駆動及び正弦波制御部による駆動の順に切り替えられる。このため、同期整流制御部による駆動から矩形波制御部による駆動に切り替えられる場合と、矩形波制御部による駆動から過変調制御部による駆動に切り替えられる場合とのそれぞれにおいて、ステータ巻線に印加される電圧ベクトルの大きさの変化を抑制できる。 Further, in the present invention, when shifting from the drive by the synchronous rectification control unit to the drive by the sine wave control unit, the drive by the synchronous rectification control unit, the drive by the square wave control unit, the drive by the overmodulation control unit, and the drive by the sine wave control unit are used. It can be switched in the order of driving. Therefore, it is applied to the stator winding in each of the case where the drive by the synchronous rectification control unit is switched to the drive by the rectangular wave control unit and the case where the drive by the rectangular wave control unit is switched to the drive by the overmodulation control unit. It is possible to suppress changes in the magnitude of the voltage vector.
電圧ベクトルの大きさの変化を抑制できる本発明によれば、正弦波制御部による駆動及び同期整流制御部による駆動のうち、一方から他方に移行させる場合に生じるトルク変動の抑制度合いを高めることができる。 According to the present invention capable of suppressing changes in the magnitude of the voltage vector, it is possible to increase the degree of suppression of torque fluctuations that occur when shifting from one of the drives by the sine wave control unit and the drive by the synchronous rectification control unit to the other. can.
以下、本発明に係る制御装置を車両に搭載した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。 Hereinafter, an embodiment in which the control device according to the present invention is mounted on a vehicle will be described with reference to the drawings.
図１に示すように、車両は、車載主機としてのエンジン１０を備えている。エンジン１０は、燃料噴射弁等を備え、燃料噴射弁から噴射されたガソリン又は軽油等の燃料の燃焼により動力を発生する。発生した動力は、エンジン１０の出力軸１０ａから出力される。
As shown in FIG. 1, the vehicle includes an
車両は、直流電源としてのバッテリ２０と、回転電機装置２１とを備えている。バッテリ２０は、例えば、定格電圧が１２Ｖの鉛蓄電池である。回転電機装置２１は、コンデンサ２２、交流駆動される回転電機３０、電力変換器としてのインバータ４０、界磁通電回路４１、及び回転電機３０を制御する制御装置であるＭＧＥＣＵ６０を備えている。本実施形態では、回転電機３０として、巻線界磁型の同期機が用いられている。また、本実施形態において、ＭＧＥＣＵ６０は、回転電機３０が電動機兼発電機であるＩＳＧ（Integrated Starter Generator）として機能するように回転電機３０を制御する。回転電機装置２１は、回転電機、インバータ４０、界磁通電回路４１及びＭＧＥＣＵ６０を備える機電一体型駆動装置である。
The vehicle includes a
回転電機３０は、ロータ３１を備えている。ロータ３１は、界磁巻線３２を備えている。ロータ３１の回転軸は、図示しないプーリ等を介してエンジン１０の出力軸１０ａと動力伝達が可能とされている。回転電機３０が発電機として駆動される場合、出力軸１０ａから供給される回転動力によってロータ３１が回転し、回転電機３０が発電する。回転電機３０の発電電力により、バッテリ２０が充電される。一方、回転電機３０が電動機として駆動される場合、ロータ３１の回転に伴って出力軸１０ａが回転し、出力軸１０ａに回転力が付与される。これにより、例えば車両の走行をアシストすることができる。なお、出力軸１０ａには、変速装置等を介して車両の駆動輪が接続されている。
The rotary
回転電機３０は、ステータ３３を備えている。ステータ３３は、ステータ巻線を備えている。ステータ巻線は、電気角で互いに１２０°ずれた状態で配置されたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗを含む。
The rotary
インバータ４０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの接続点には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗの第２端は、中性点で接続されている。すなわち、本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗは、星形結線されている。
The
なお、本実施形態において、各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴがオン駆動される場合、高電位側端子であるドレイン及び低電位側端子であるソースの間の電流の流通が許可される。一方、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴがオフ駆動される場合、ドレイン及びソース間の電流の流通が阻止される。各スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐ，ＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎには、各ボディダイオードＤＵｐ，ＤＶｐ，ＤＷｐ，ＤＵｎ，ＤＶｎ，ＤＷｎが逆並列に接続されている。 In this embodiment, each switch SUP to SWn is an N-channel MOSFET. When the N-channel MOSFET is driven on, current flow is permitted between the drain, which is the high potential side terminal, and the source, which is the low potential side terminal. On the other hand, when the N-channel MOSFET is driven off, the flow of current between the drain and the source is blocked. The body diodes DUp, DVp, DWp, DUn, DVn, and DWn are connected in antiparallel to each switch SUp, SVp, SWp, Sun, SVn, and SWn.
Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのドレインには、高電位側電気経路Ｌｐを介してバッテリ２０の正極端子が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのソースには、低電位側電気経路Ｌｎを介してバッテリ２０の負極端子が接続されている。各電気経路Ｌｐ，Ｌｎは、バスバー等の導電部材である。各上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのドレインと高電位側電気経路Ｌｐとの接続点のうちバッテリ２０の正極端子に最も近い接続点と、バッテリ２０の正極端子とを接続する高電位側電気経路Ｌｐには、コンデンサ２２の高電位側端子が接続されている。各下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのソースと低電位側電気経路Ｌｎとの接続点のうちバッテリ２０の負極端子に最も近い接続点と、バッテリ２０の負極端子とを接続する低電位側電気経路Ｌｎには、コンデンサ２２の低電位側端子が接続されている。
The positive electrode terminal of the
界磁通電回路４１は、フルブリッジ回路であり、第１上アームスイッチＳＨ１及び第１下アームスイッチＳＬ１の直列接続体と、第２上アームスイッチＳＨ２及び第２下アームスイッチＳＬ２の直列接続体とを備えている。第１上アームスイッチＳＨ１と第１下アームスイッチＳＬ１との接続点には、図示しないブラシを介して界磁巻線３２の第１端が接続されている。第２上アームスイッチＳＨ２と第２下アームスイッチＳＬ２との接続点には、図示しないブラシを介して界磁巻線３２の第２端が接続されている。なお、本実施形態において、各アームスイッチＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。各スイッチＳＨ１，ＳＬ１，ＳＨ２，ＳＬ２には、各ボディダイオードＤＨ１，ＤＬ１，ＤＨ２，ＤＬ２が逆並列に接続されている。
The
第１，第２上アームスイッチＳＨ１，ＳＨ２のドレインには、高電位側電気経路Ｌｐのうちコンデンサ２２の高電位側端子との接続点よりもインバータ４０側が接続されている。第１，第２下アームスイッチＳＬ１，ＳＬ２のソースには、低電位側電気経路Ｌｎのうちコンデンサ２２の低電位側端子との接続点よりもインバータ４０側が接続されている。
The drain of the first and second upper arm switches SH1 and SH2 is connected to the
回転電機装置２１は、電圧検出部５０、相電流検出部５１、界磁電流検出部５２及び角度検出部５３を備えている。電圧検出部５０は、コンデンサ２２の端子電圧を電源電圧ＶＤＣとして検出する。相電流検出部５１は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗに流れる相電流を検出する。界磁電流検出部５２は、界磁巻線３２に流れる界磁電流を検出する。角度検出部５３は、ロータ３１の回転角に応じた信号である角度信号を出力する。各検出部５０～５３の出力信号は、ＭＧＥＣＵ６０に入力される。
The rotary
なお、ＭＧＥＣＵ６０の各機能の一部又は全部は、例えば、１つ又は複数の集積回路等によりハードウェア的に構成されていてもよい。また、ＭＧＥＣＵ６０の各機能は、例えば、非遷移的実体的記録媒体に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータによって構成されていてもよい。
A part or all of each function of the
ＭＧＥＣＵ６０は、インバータ４０及び界磁通電回路４１を構成する各スイッチの駆動信号を生成する。
The
まず、インバータ４０について説明する。ＭＧＥＣＵ６０は、角度検出部５３の角度信号を取得し、取得した角度信号に基づいて、インバータ４０を構成する各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオン駆動又はオフ駆動する駆動信号を生成する。詳しくは、ＭＧＥＣＵ６０は、回転電機３０を電動機として駆動させる場合、バッテリ２０から出力された直流電力を交流電力に変換してＵ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗに供給すべく、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎの駆動信号を生成し、生成した駆動信号を各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎのゲートに供給する。一方、ＭＧＥＣＵ６０は、回転電機３０を発電機として駆動させる場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗから出力された交流電力を直流電力に変換してバッテリ２０に供給すべく、各アームスイッチＳＵｐ～ＳＷｎの駆動信号を生成する。
First, the
続いて、界磁通電回路４１について説明する。ＭＧＥＣＵ６０は、界磁巻線３２を励磁すべく、界磁通電回路４１を構成する各スイッチを駆動する。詳しくは、ＭＧＥＣＵ６０は、第１状態と第２状態とが交互に出現するように各スイッチを駆動する。第１状態は、第１上アームスイッチＳＨ１と第２下アームスイッチＳＬ２とがオン駆動されて、かつ、第２上アームスイッチＳＨ２と第１下アームスイッチＳＬ１とがオフ駆動されている状態である。第２状態は、第１上アームスイッチＳＨ１と第２下アームスイッチＳＬ２とがオフ駆動されて、かつ、第２上アームスイッチＳＨ２と第１下アームスイッチＳＬ１とがオン駆動されている状態である。
Subsequently, the
ＭＧＥＣＵ６０は、角度検出部５３の角度信号に基づいて、回転電機３０の電気角θｅと、ロータ３１の回転速度Ｎｍとを算出する。
The
以下、本実施形態では、回転電機３０を発電機として駆動させる場合について説明する。図２に、ＭＧＥＣＵ６０が行う正弦波ＰＷＭ制御及び過変調ＰＷＭ制御のブロック図を示す。なお、本実施形態において、ＭＧＥＣＵ６０のうち、図２に示す処理を行う構成が正弦波制御部及び過変調制御部に相当する。
Hereinafter, in the present embodiment, a case where the rotary
電圧偏差算出部６１は、指令発電電圧ＶＤ＊から、電圧検出部５０により検出された電源電圧ＶＤＣを減算することにより、電圧偏差ΔＶを算出する。指令発電電圧ＶＤ＊は、インバータ４０からバッテリ２０に出力する直流電圧の指令値である。
The voltage
トルク算出部６２は、電圧偏差ΔＶを０にフィードバック制御するための操作量として、回転電機３０の制御量の指令値を算出する。本実施形態において、制御量はトルクであり、その指令値は指令トルクＴｒｑ＊である。また、本実施形態において、トルク算出部６２で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御である。なお、フィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。
The
２相変換部７０は、相電流検出部５１により検出された相電流及び電気角θｅに基づいて、回転電機３０の３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに変換する。
The two-
ｄ軸指令設定部７１は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、回転電機３０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするためのｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。具体的には、ｄ軸指令設定部７１は、指令トルクＴｒｑ＊とｄ軸指令電流Ｉｄ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を設定する。
The d-axis
ｑ軸指令設定部７２は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、回転電機３０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするためのｑ軸指令電流Ｉｑ＊を設定する。具体的には、ｑ軸指令設定部７２は、指令トルクＴｒｑ＊とｑ軸指令電流Ｉｑ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊を設定する。
The q-axis
ステータ制御部７３は、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。具体的には、ステータ制御部７３は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値としてｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差ΔＩｄを０にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。
The
ステータ制御部７３は、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。具体的には、ステータ制御部７３は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値としてｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差ΔＩｑを０にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。
The
なお、本実施形態において、ステータ制御部７３で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御である。なお、フィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。
In the present embodiment, the feedback control used by the
ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊により、ｄｑ座標系における電圧ベクトルの指令値である指令電圧ベクトルが定まる。ここで、ステータ巻線に印加される電圧ベクトルは、そのｄ軸成分がｄ軸電圧Ｖｄとなり、ｑ軸成分がｑ軸電圧Ｖｑとなるものである。電圧ベクトルの位相である電圧位相は、例えば、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向が正方向として定義されている。 The d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq * determine the command voltage vector, which is the command value of the voltage vector in the dq coordinate system. Here, the voltage vector applied to the stator winding has a d-axis component of the d-axis voltage Vd and a q-axis component of the q-axis voltage Vq. The voltage phase, which is the phase of the voltage vector, is defined, for example, with reference to the positive direction of the d-axis, and the counterclockwise direction from this reference is defined as the positive direction.
３相変換部７４は、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊及び電気角θｅに基づいて、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、電気角で位相が１２０°ずれた正弦波状の信号となる。
The three-
ステータ生成部７５は、キャリア信号、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御により、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフ駆動するための各駆動信号を生成する。
The
まず、正弦波ＰＷＭ制御について説明する。ステータ生成部７５は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のピーク値が電源電圧ＶＤＣ以下となる場合、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を「ＶＤＣ／２」で除算した値と、キャリア信号との大小比較に基づいて、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎの駆動信号を生成する。本実施形態において、キャリア信号は、三角波信号である。正弦波ＰＷＭ制御において、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅を「ＶＤＣ／２」で除算した値は、キャリア信号の振幅以下である。
First, the sine wave PWM control will be described. When the peak value of each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * is equal to or less than the power supply voltage VDC, the
続いて、過変調ＰＷＭ制御について説明する。ステータ生成部７５は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回る場合、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を「ＶＤＣ／２」で除算した値と、キャリア信号との大小比較に基づいて、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎの駆動信号を生成する。過変調ＰＷＭ制御において、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅を「ＶＤＣ／２」で除算した値は、キャリア信号の振幅よりも大きい。
Subsequently, the overmodulation PWM control will be described. When the peak value of each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * exceeds the power supply voltage VDC, the
界磁指令設定部８０は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。具体的には、界磁指令設定部８０は、指令トルクＴｒｑ＊と界磁指令電流Ｉｆ＊とが関係付けられたマップ情報に基づいて、界磁指令電流Ｉｆ＊を設定する。
The field
界磁電流制御部８１は、界磁電流検出部５２により検出された界磁電流Ｉｆｒを界磁指令電流Ｉｆ＊にフィードバック制御するための操作量として、界磁指令電圧Ｖｆ＊を算出する。具体的には、界磁電流制御部８１は、界磁指令電流Ｉｆ＊から界磁電流Ｉｆｒを減算した値として界磁電流偏差ΔＩｆを算出し、算出した界磁電流偏差ΔＩｆを０にフィードバック制御するための操作量として、界磁指令電圧Ｖｆ＊を算出する。なお、本実施形態において、界磁電流制御部８１で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御である。なお、フィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。
The field
界磁生成部８２は、界磁指令電圧Ｖｆ＊を電源電圧ＶＤＣで除算した値と、三角波信号であるキャリア信号との大小比較に基づいて、界磁巻線３２の印加電圧を界磁指令電圧Ｖｆ＊に制御するための界磁通電回路４１の各スイッチＳＨ１～ＳＬ２の各駆動信号を生成する。
The
図３に、正弦波ＰＷＭ制御が実行される場合における１相分の各波形の推移を示す。図３（ａ）は、上アームスイッチのゲート信号の推移を示し、図３（ｂ）は、下アームスイッチのゲート信号の推移を示し、図３（ｃ）は、相電流、相電圧の推移を示す。 FIG. 3 shows the transition of each waveform for one phase when the sinusoidal PWM control is executed. FIG. 3A shows the transition of the gate signal of the upper arm switch, FIG. 3B shows the transition of the gate signal of the lower arm switch, and FIG. 3C shows the transition of the phase current and the phase voltage. Is shown.
図４に、過変調ＰＷＭ制御が実行される場合における１相分の各波形の推移を示す。図４（ａ）～図４（ｃ）は、図３（ａ）～図３（ｃ）に対応している。 FIG. 4 shows the transition of each waveform for one phase when the overmodulation PWM control is executed. 4 (a) to 4 (c) correspond to FIGS. 3 (a) to 3 (c).
続いて、図５に、ＭＧＥＣＵ６０が行う矩形波制御及び同期整流制御のブロック図を示す。なお、本実施形態において、ＭＧＥＣＵ６０のうち、図５に示す処理を行う構成が矩形波制御部及び同期整流制御部に相当する。
Subsequently, FIG. 5 shows a block diagram of the rectangular wave control and the synchronous rectification control performed by the
矩形波制御は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回って、かつ、各相巻線３４Ｕ～３４Ｗの発電電圧（つまり逆起電圧）のピーク値が電源電圧ＶＤＣ以下になる場合に実施される。 In the square wave control, the peak value of each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * exceeds the power supply voltage VDC, and the peak value of the generated voltage (that is, the counter electromotive voltage) of each phase winding 34U to 34W is It is carried out when the power supply voltage is VDC or less.
一方、同期整流制御は、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回って、かつ、各相巻線３４Ｕ～３４Ｗの発電電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回る場合に実施される。同期整流制御では、インバータ４０のスイッチに逆並列接続されたボディダイオードに電流が流れようとする期間に、電流が流れようとするダイオードに逆並列接続されたスイッチがオンされる。各相において、ボディダイオードに電流が流れようとする期間は、各相の発電電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣを上回る期間である。同期整流制御では、各相において、１電気角周期のうち、発電電圧が電源電圧ＶＤＣを上回る期間の少なくとも一部において上アームスイッチが１回オン駆動される。これにより、各相巻線３４Ｕ～３４Ｗから出力される交流電流が直流電流に変換される。
On the other hand, in the synchronous rectification control, the peak value of each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw * exceeds the power supply voltage VDC, and the peak value of the generated voltage of each phase winding 34U to 34W exceeds the power supply voltage VDC. It is carried out when it exceeds. In the synchronous rectification control, the switch connected in antiparallel to the diode on which the current is going to flow is turned on during the period when the current is going to flow in the body diode connected in antiparallel to the switch of the
同期生成部９０は、電気角θｅ、インバータ４０の上，下アームスイッチのデッドタイムＤＴ、及び電圧位相の指令値δに基づいて、インバータ４０の各スイッチＳＵｐ～ＳＷｎをオンオフ駆動するための各駆動信号を生成する。同期生成部９０により生成された駆動信号は、各相の１電気角周期において、上アームスイッチ及び下アームスイッチのそれぞれを１回ずつオン駆動させる信号となる。この駆動信号は、各相それぞれで位相が電気角で１２０°ずれている。
The
なお、図５において、電圧偏差算出部６１、トルク算出部６２、界磁指令設定部８０、界磁電流制御部８１及び界磁生成部８２は、図２に示した構成と同じである。このため、正弦波ＰＷＭ制御及び同期整流制御のうち、一方から他方へと切り替えられる場合においても、指令トルクＴｒｑ＊に基づく界磁電流の制御の連続性が維持される。
In FIG. 5, the voltage
図６に、矩形波制御が実行される場合における１相分の各波形の推移を示す。図６（ａ）～図６（ｃ）は、図３（ａ）～図３（ｃ）に対応している。図６に、矩形波制御において設定されるデッドタイムをＤＴ１にて示す。 FIG. 6 shows the transition of each waveform for one phase when the square wave control is executed. 6 (a) to 6 (c) correspond to FIGS. 3 (a) to 3 (c). FIG. 6 shows the dead time set in the rectangular wave control by DT1.
図７に、同期整流制御が実行される場合における１相分の各波形の推移を示す。図７（ａ）～図７（ｃ）は、図３（ａ）～図３（ｃ）に対応している。図７に、同期整流制御において設定されるデッドタイムをＤＴ２にて示す。本実施形態において、ＤＴ２は、図６に示したＤＴ１よりも長い。ＤＴ２は、例えば、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御及び矩形波制御において設定され得るデッドタイムの範囲の最大値よりも長い時間に設定されている。
FIG. 7 shows the transition of each waveform for one phase when the synchronous rectification control is executed. 7 (a) to 7 (c) correspond to FIGS. 3 (a) to 3 (c). FIG. 7 shows the dead time set in the synchronous rectification control by DT2. In this embodiment, DT2 is longer than DT1 shown in FIG. The
本実施形態では、発電制御処理において、正弦波ＰＷＭ制御部から同期整流制御に移行させる場合、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、矩形波制御及び同期整流制御の順に切り替えられる。一方、同期整流制御から正弦波ＰＷＭ制御に移行させる場合、同期整流制御、矩形波制御、過変調ＰＷＭ制御及び正弦波ＰＷＭ制御の順に切り替えられる。 In the present embodiment, when shifting from the sinusoidal PWM control unit to the synchronous rectification control in the power generation control process, the sinusoidal PWM control, the overmodulation PWM control, the square wave control, and the synchronous rectification control are switched in this order. On the other hand, when shifting from synchronous rectification control to sinusoidal PWM control, the order is switched to synchronous rectification control, square wave control, overmodulation PWM control, and sinusoidal PWM control.
図８を用いて、本実施形態に係る発電制御処理の手順を示す。この処理は、ＭＧＥＣＵ６０により、例えば所定の制御周期毎に繰り返し実行される。本実施形態において、ＭＧＥＣＵ６０が切替部を含む。
FIG. 8 shows a procedure of power generation control processing according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the
ステップＳ１０では、電源電圧ＶＤＣと、電圧ベクトルの大きさである電圧振幅Ｖｎとに基づいて、変調率Ｍｒを算出する。本実施形態では、変調率Ｍｒを「Ｖｎ／ＶＤＣ」として算出する。なお、電圧振幅Ｖｎは、例えば、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊に基づいて算出されればよい。 In step S10, the modulation factor Mr is calculated based on the power supply voltage VDC and the voltage amplitude Vn, which is the magnitude of the voltage vector. In this embodiment, the modulation factor Mr is calculated as "Vn / VDC". The voltage amplitude Vn may be calculated based on, for example, the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq *.
ステップＳ１１では、前回の制御周期における制御が正弦波ＰＷＭ制御であったか否かを判定する。 In step S11, it is determined whether or not the control in the previous control cycle was the sinusoidal PWM control.
ステップＳ１１において正弦波ＰＷＭ制御であったと判定した場合には、ステップＳ１２に進み、変調率Ｍｒが第１変調率Ｍａ以下であるか否かを判定する。本実施形態では、第１変調率Ｍａが１に設定されている。 If it is determined in step S11 that the sine wave PWM control has been performed, the process proceeds to step S12, and it is determined whether or not the modulation factor Mr is equal to or less than the first modulation factor Ma. In this embodiment, the first modulation factor Ma is set to 1.
ちなみに、各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に３次高調波が重畳される場合、第１変調率Ｍａが１．１５に設定されていてもよい。 Incidentally, when the third harmonic is superimposed on each phase command voltage Vu *, Vv *, Vw *, the first modulation factor Ma may be set to 1.15.
ステップＳ１２において肯定判定した場合には、ステップＳ１３に進み、先の図２に示した構成により正弦波ＰＷＭ制御を行う。一方、ステップＳ１２において否定判定した場合には、ステップＳ１４に進み、先の図２に示した構成により過変調ＰＷＭ制御を行う。 If an affirmative determination is made in step S12, the process proceeds to step S13, and sine wave PWM control is performed according to the configuration shown in FIG. On the other hand, if a negative determination is made in step S12, the process proceeds to step S14, and overmodulation PWM control is performed according to the configuration shown in FIG.
ステップＳ１１において否定判定した場合には、ステップＳ１５に進み、前回の制御周期における制御が過変調ＰＷＭ制御であったか否かを判定する。 If a negative determination is made in step S11, the process proceeds to step S15, and it is determined whether or not the control in the previous control cycle was overmodulation PWM control.
ステップＳ１５において過変調ＰＷＭ制御であったと判定した場合には、ステップＳ１６に進み、変調率Ｍｒが第２変調率Ｍｂであるか否かを判定する。第２変調率Ｍｂは、第１変調率Ｍａよりも大きい値に設定され、本実施形態では１．２７に設定されている。 If it is determined in step S15 that the overmodulation PWM control has been performed, the process proceeds to step S16 to determine whether or not the modulation factor Mr is the second modulation factor Mb. The second modulation factor Mb is set to a value larger than that of the first modulation factor Ma, and is set to 1.27 in the present embodiment.
ステップＳ１６において変調率Ｍｒが第２変調率Ｍｂでないと判定した場合には、ステップＳ１７に進み、変調率Ｍｒが、第１変調率Ｍａよりも大きくてかつ第２変調率Ｍｂよりも小さいか否かを判定する。ステップＳ１７において肯定判定した場合には、ステップＳ１４に進み、過変調ＰＷＭ制御を維持する。一方、ステップＳ１７において否定判定した場合には、ステップＳ１３に進み、過変調ＰＷＭ制御から正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。 If it is determined in step S16 that the modulation factor Mr is not the second modulation factor Mb, the process proceeds to step S17, and whether or not the modulation factor Mr is larger than the first modulation factor Ma and smaller than the second modulation factor Mb. Is determined. If an affirmative determination is made in step S17, the process proceeds to step S14 to maintain the overmodulation PWM control. On the other hand, if a negative determination is made in step S17, the process proceeds to step S13, and the overmodulation PWM control is switched to the sinusoidal PWM control.
ステップＳ１６において変調率Ｍｒが第２変調率Ｍｂであると判定した場合には、ステップＳ１８に進み、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替える。矩形波制御は、先の図５に示した構成により行われる。 If it is determined in step S16 that the modulation factor Mr is the second modulation factor Mb, the process proceeds to step S18, and the overmodulation PWM control is switched to the rectangular wave control. The square wave control is performed by the configuration shown in FIG. 5 above.
ステップＳ１５において否定判定した場合には、ステップＳ１９に進み、前回の制御周期における制御が矩形波制御であったか否かを判定する。 If a negative determination is made in step S15, the process proceeds to step S19, and it is determined whether or not the control in the previous control cycle was rectangular wave control.
ステップＳ１９において矩形波制御であったと判定した場合には、ステップＳ２０に進み、変調率Ｍｒが第２変調率Ｍｂであるか否かを判定する。ステップＳ２０において変調率Ｍｒが第２変調率Ｍｂでないと判定した場合には、変調率Ｍｒが第２変調率Ｍｂ未満であると判定し、ステップＳ１４に進み、矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御に切り替える。 If it is determined in step S19 that the square wave control has been performed, the process proceeds to step S20, and it is determined whether or not the modulation factor Mr is the second modulation factor Mb. When it is determined in step S20 that the modulation factor Mr is not the second modulation factor Mb, it is determined that the modulation factor Mr is less than the second modulation factor Mb, and the process proceeds to step S14, from the rectangular wave control to the overmodulation PWM control. Switch.
ステップＳ２０において肯定判定した場合には、ステップＳ２１に進み、回転速度Ｎｍが閾値速度Ｎｔｈよりも高いか否かを判定する。この処理は、相巻線の発電電圧がバッテリ２０の出力電圧を上回っているか否かを判定するための処理である。このため、閾値速度Ｎｔｈは、発電電圧がバッテリ２０の出力電圧よりも高くなっているか否かを判定可能な値に設定されている。
If an affirmative judgment is made in step S20, the process proceeds to step S21, and it is determined whether or not the rotation speed Nm is higher than the threshold speed Nth. This process is a process for determining whether or not the generated voltage of the phase winding exceeds the output voltage of the
ステップＳ２１において否定判定した場合には、ステップＳ１８に進み、矩形波制御を維持する。一方、ステップＳ２１において肯定判定した場合には、ステップＳ２２に進み、矩形波制御から同期整流制御に切り替える。同期整流制御は、先の図５に示した構成により行われる。 If a negative determination is made in step S21, the process proceeds to step S18, and the rectangular wave control is maintained. On the other hand, if an affirmative determination is made in step S21, the process proceeds to step S22, and the rectangular wave control is switched to the synchronous rectification control. Synchronous rectification control is performed by the configuration shown in FIG. 5 above.
ステップＳ１９において否定判定した場合には、前回の制御周期における制御が同期整流制御であったと判定し、ステップＳ２３に進む。ステップＳ２３では、回転速度Ｎｍが閾値速度Ｎｔｈよりも高いか否かを判定する。ステップＳ２３において肯定判定した場合には、ステップＳ２２に進み、同期整流制御を維持する。一方、ステップＳ２３において否定判定した場合には、ステップＳ１８に進み、同期整流制御から矩形波制御に切り替える。 If a negative determination is made in step S19, it is determined that the control in the previous control cycle was synchronous rectification control, and the process proceeds to step S23. In step S23, it is determined whether or not the rotation speed Nm is higher than the threshold speed Nth. If an affirmative determination is made in step S23, the process proceeds to step S22 to maintain synchronous rectification control. On the other hand, if a negative determination is made in step S23, the process proceeds to step S18, and the synchronous rectification control is switched to the rectangular wave control.
図９～図１２に、各制御時においてステータ巻線（各相巻線３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗ）に印加される電圧ベクトルについて説明する。図９～図１２それぞれに示す例では、界磁電流を同一としている。図９～図１２において、ＶＩＮＶは、各制御において指令されるｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から定まる指令電圧ベクトルを示し、ＶＫは、界磁電流が流れることによりステータ巻線に誘起される電圧ベクトルを示し、ＶＲは、ステータ巻線の抵抗成分による電圧降下量に対応する電圧ベクトルを示す。また、Ｃ１は、変調率Ｍｒが１の場合に指令電圧ベクトルが描く仮想円を示し、Ｃ２は、変調率Ｍｒが１．２７の場合に指令電圧ベクトルが描く仮想円を示す。 9 to 12 show a voltage vector applied to the stator windings (each phase winding 34U, 34V, 34W) at each control. In the examples shown in FIGS. 9 to 12, the field currents are the same. In FIGS. 9 to 12, VINV indicates a command voltage vector determined by the d, q-axis voltages Vd * and Vq * commanded in each control, and VK is induced in the stator winding by the flow of a field current. The voltage vector indicates a voltage drop, and VR indicates a voltage vector corresponding to the amount of voltage drop due to the resistance component of the stator winding. Further, C1 shows a virtual circle drawn by the command voltage vector when the modulation factor Mr is 1, and C2 shows a virtual circle drawn by the command voltage vector when the modulation factor Mr is 1.27.
図９に、正弦波ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルを示す。Ｖ１は、ステータ巻線に最終的に印加される電圧ベクトルを示し、ＶＩＮＶ、ＶＫ、ＶＲの合成ベクトルである。図１０に、過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルを示す。Ｖ２は、ステータ巻線に最終的に印加される電圧ベクトルを示し、ＶＩＮＶ、ＶＫ、ＶＲの合成ベクトルである。 FIG. 9 shows a voltage vector at the time of sinusoidal PWM control. V1 indicates a voltage vector finally applied to the stator winding, and is a composite vector of VINV, VK, and VR. FIG. 10 shows a voltage vector at the time of overmodulation PWM control. V2 indicates a voltage vector finally applied to the stator winding, and is a composite vector of VINV, VK, and VR.
図１１に、矩形波制御時における電圧ベクトルを示す。Ｖ３は、ステータ巻線に最終的に印加される電圧ベクトルを示し、ＶＩＮＶ、ＶＫ、ＶＲの合成ベクトルである。図１２に、同期整流制御時における電圧ベクトルを示す。図１２において、ＶＤＴは、デッドタイムＤＴ２に対応する電圧ベクトルを示す。Ｖ４は、ステータ巻線に最終的に印加される電圧ベクトルを示し、ＶＩＮＶ、ＶＫ、ＶＲ、ＶＤＴの合成ベクトルである。同期整流制御では、デッドタイムＤＴ２が長いため、ＶＤＴの影響を無視できない。 FIG. 11 shows a voltage vector at the time of rectangular wave control. V3 indicates a voltage vector finally applied to the stator winding, and is a composite vector of VINV, VK, and VR. FIG. 12 shows a voltage vector at the time of synchronous rectification control. In FIG. 12, VDT indicates a voltage vector corresponding to dead time DT2. V4 indicates a voltage vector finally applied to the stator winding, and is a composite vector of VINV, VK, VR, and VDT. In the synchronous rectification control, since the dead time DT2 is long, the influence of VDT cannot be ignored.
例えば過変調ＰＷＭ制御から同期整流制御に直接切り替えられると、過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルＶ２の電圧振幅と同期整流制御時における電圧ベクトルＶ４の電圧振幅との差が大きいことに起因して、回転電機３０のトルク変動が大きくなってしまう。これに対し、本実施形態では、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御を介して同期整流制御に切り替えられる。矩形波制御を介在させることにより、過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルＶ２の電圧振幅と矩形波制御時における電圧ベクトルＶ３の電圧振幅との差、及び矩形波制御時における電圧ベクトルＶ３の電圧振幅と同期整流制御時における電圧ベクトルＶ４の電圧振幅との差のそれぞれを、過変調ＰＷＭ制御時における電圧ベクトルＶ２の電圧振幅と同期整流制御時における電圧ベクトルＶ４の電圧振幅との差よりも小さくできる。その結果、正弦波ＰＷＭ制御及び同期整流制御のうち、一方から他方に移行させる場合に生じる電圧振幅の変動を抑制でき、ひいては回転電機３０のトルク変動の抑制度合いを高めることができる。
For example, when the overmodulation PWM control is directly switched to the synchronous rectification control, the difference between the voltage amplitude of the voltage vector V2 during the overmodulation PWM control and the voltage amplitude of the voltage vector V4 during the synchronous rectification control is large. The torque fluctuation of the rotary
＜その他の実施形態＞
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
<Other embodiments>
The above embodiment may be modified as follows.
・矩形波制御において設定されるスイッチのオン期間としては、１２０°等、図６に示す期間よりも短い期間であってもよい。 The switch on period set in the rectangular wave control may be a period shorter than the period shown in FIG. 6, such as 120 °.
・界磁通電回路としては、フルブリッジ回路に限らず、例えばハーフブリッジ回路であってもよい。 -The field energization circuit is not limited to the full bridge circuit, and may be, for example, a half bridge circuit.
・インバータ及び界磁通電回路で用いられるスイッチとしては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。 -The switch used in the inverter and the field energization circuit is not limited to the N-channel MOSFET, and may be, for example, an IGBT.
・回転電機の制御量としては、トルクに限らず、例えば、回転電機３０の発電電力であってもよい。
The control amount of the rotary electric machine is not limited to torque, and may be, for example, the generated power of the rotary
・回転電機としては、星形結線されるものに限らず、例えば、Δ結線されるものであってもよい。また、回転電機としては、界磁巻線を備える巻線界磁型のものに限らず、例えば、ロータに永久磁石を備える永久磁石型のものであってもよい。 -The rotary electric machine is not limited to the one connected in a star shape, and may be connected in a Δ shape, for example. Further, the rotary electric machine is not limited to the winding field type having a field winding, and may be, for example, a permanent magnet type having a permanent magnet in the rotor.
３０…回転電機、３４Ｕ～３４Ｗ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線、４０…インバータ、６０…ＭＧＥＣＵ。 30 ... rotary electric machine, 34U to 34W ... U, V, W phase winding, 40 ... inverter, 60 ... MGECU.
Claims (2)
上アームスイッチ（ＳＵｐ～ＳＷｐ）及び下アームスイッチ（ＳＵｎ～ＳＷｎ）の直列接続体を有し、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動することにより、直流電源（２０）と前記ステータ巻線との間の電力伝達を行う電力変換器（４０）と、を備える制御システムに適用される回転電機の制御装置（６０）において、
前記ステータ巻線に印加される各相電圧のピーク値が前記直流電源の電圧以下になる場合、前記ステータ巻線に印加される各相電圧がＰＷＭ電圧波形となるように前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動する正弦波制御部と、
前記ステータ巻線に印加される各相電圧のピーク値が前記直流電源の電圧を上回る場合、前記正弦波制御部によるＰＷＭ波形電圧よりも変調率の高いＰＷＭ電圧波形となるように前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動する過変調制御部と、
１電気角周期において、デッドタイムを挟みつつ前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをそれぞれ１回ずつ矩形波制御によりオン駆動する矩形波制御部と、
前記ステータ巻線の発電電圧が前記直流電源の電圧を上回る期間の少なくとも一部において前記上アームスイッチをオン駆動することを条件として、１電気角周期において、デッドタイムを挟みつつ前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをそれぞれ１回ずつオンする同期整流制御部と、
前記正弦波制御部による駆動から前記同期整流制御部による駆動に移行させる場合、前記正弦波制御部による駆動、前記過変調制御部による駆動、前記矩形波制御部による駆動及び前記同期整流制御部による駆動の順に切り替え、前記同期整流制御部による駆動から前記正弦波制御部による駆動に移行させる場合、前記同期整流制御部による駆動、前記矩形波制御部による駆動、前記過変調制御部による駆動及び前記正弦波制御部による駆動の順に切り替える切替部と、を備える回転電機の制御装置。 A rotary electric machine (30) having a stator winding (34U to 34W) and
It has a series connection of an upper arm switch (SUP to SWp) and a lower arm switch (Sun to SWn), and by driving the upper arm switch and the lower arm switch, a DC power supply (20) and the stator winding are used. In a power converter (40) for transmitting power to and from a rotary electric machine control device (60) applied to a control system including the power converter (40).
When the peak value of each phase voltage applied to the stator winding is equal to or lower than the voltage of the DC power supply, the upper arm switch and the upper arm switch so that each phase voltage applied to the stator winding has a PWM voltage waveform. The sine wave control unit that drives the lower arm switch,
When the peak value of each phase voltage applied to the stator winding exceeds the voltage of the DC power supply, the upper arm switch so as to have a PWM voltage waveform having a modulation factor higher than the PWM waveform voltage by the sine wave control unit. And the overmodulation control unit that drives the lower arm switch,
A rectangular wave control unit that drives the upper arm switch and the lower arm switch on by square wave control once each with a dead time in between in one electric angle cycle.
On condition that the upper arm switch is turned on for at least a part of the period in which the generated voltage of the stator winding exceeds the voltage of the DC power supply, the upper arm switch and the upper arm switch and the upper arm switch have a dead time in one electric angular cycle. A synchronous rectification control unit that turns on the lower arm switch once each,
When shifting from the drive by the sine wave control unit to the drive by the synchronous rectification control unit, the drive by the sine wave control unit, the drive by the overmodulation control unit, the drive by the square wave control unit, and the drive by the synchronous rectification control unit. When switching in the order of drive and shifting from the drive by the synchronous rectification control unit to the drive by the sine wave control unit, the drive by the synchronous rectification control unit, the drive by the square wave control unit, the drive by the overmodulation control unit, and the above. A control device for a rotating electric machine equipped with a switching unit that switches the order of driving by a sine wave control unit.
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