JP4250329B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータで成る電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電車線を入力とする車両用補助電源装置は、図１０に示す構成である。この従来の電源装置はフルブリッジ回路のＤＣ／ＤＣコンバータ回路で、パンタグラフ１、入力回路２、スイッチングデバイスＳＡ，ＳＢとこれらにパラレルに接続されたダイオードから構成される第１アーム３、同様にスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤとこれらにパラレルに接続されたダイオードから構成される第２アームとを備えたフルブリッジ構成のインバータ回路３０、このインバータ回路３０の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランス９、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、絶縁トランス９の２次巻線に接続された整流回路１０、この整流回路１０にシリアルに接続されたフィルタリアクトル１１、整流回路１０とフィルタリアクトル１１とにパラレルに接続されたフィルタコンデンサ１２、そしてスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤをスイッチング制御する制御部２０を備えている。
【０００３】
この制御部２０は、フィルタコンデンサ１２の両端電圧を検出する第１の電圧検出器１３の電圧検出信号（VD1）１４と入力回路２からの入力電圧検出信号（VD3）とに基づきインバータ回路３０のスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤそれぞれを制御信号Ａ〜Ｄそれぞれによりスイッチング制御することにより、所定の電圧の直流電力を出力させるものである。
【０００４】
この従来の電源装置では、インバータ回路３０のスイッチングデバイスと整流回路１０にスナバ回路５を接続し、制御部２０によりスイッチングデバイスそれぞれをハードスイッチング（電圧と電流を遮断する）していた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような従来の電源装置では、インバータ回路内のスイッチングデバイスと整流回路内のダイオードとをハードスイッチングしていたため、スイッチングデバイスとダイオードの特性により、オフ時には、電圧上昇時の電圧面積×電流降下時の面積、およびオン時には、電圧下降時の電圧面積×電流上昇時の面積各々の周波数倍の損失を発生させる。また、ハードスイッチング時にはスナバ回路が必要であり、スナバ回路からも損失を発生させる。加えて、従来の電源装置では、スイッチング周波数が低い場合には特に変換効率を悪化させることはないが、絶縁トランスやフィルタリアクトルの小型化を目的にして高周波スイッチングを行わせようとすると周波数倍の損失増加となり、変換効率が低下し、無駄な電力の消費を発生させる。このため、従来の電源装置は、スイッチングデバイスによるスイッチング損失が大きく、電力変換効率が十分ではない問題点があった。
【０００６】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、スイッチングデバイスによるスイッチング損失を低減して変換効率を改善できる電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の電源装置は、直流−交流変換する、フルブリッジに接続された４つのスイッチングデバイスから構成されるインバータ回路と、前記インバータ回路内のシリアルに接続された第１アームのスイッチングデバイス２つ各々にパラレルに接続されたスナバコンデンサと、前記インバータ回路内のシリアルに接続された第２アームのスイッチングデバイス２つ各々とシリアルに接続された補助リアクトルと、前記インバータ回路の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランスと、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、前記絶縁トランスの２次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路にシリアルに接続されたフィルタリアクトルと、前記整流回路とフィルタリアクトルとにパラレルに接続されたフィルタコンデンサと、前記フィルタコンデンサの電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出器と、前記インバータ回路の２出力線間の電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記インバータ回路の２出力線間に接続された共振リアクトルと、前記共振リアクトルの接続点と前記絶縁トランスの１次巻線との間にシリアルに接続された共振コンデンサと、前記第１の電圧検出器の出力する前記フィルタコンデンサの電圧検出信号によって２次電圧を一定に制御するために前記スイッチングデバイスの通流率を制御し、前記第２の電圧検出器の電圧検出信号と前記電流検出器の電流検出信号によって、前記第１のアームの２つのスイッチングデバイスそれぞれをオンさせるタイミングを前記第２の電圧検出器の検出電圧がゼロになったタイミングとし、前記第２のアームの２つのスイッチングデバイスそれぞれをオフさせるタイミングを前記電流検出器の検出電流がゼロとなるか逆方向に流れるタイミングとするようにスイッチング制御信号を出力する制御部とを備えたものである。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１の電源装置において、前記共振コンデンサを前記絶縁トランスの２次巻線と整流回路との間に設けたことを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項１の電源装置において、前記共振リアクトルを前記絶縁トランスの２次巻線間に設けたことを特徴とするものである。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項１の電源装置において、前記補助リアクトルを１つにして前記第２アームのスイッチングデバイスの中間点に接続し、当該補助リアクトルの中間点を前記共振リアクトルの片側と共振コンデンサの片側とに接続したことを特徴とするものである。
【００１１】
請求項５の発明は、請求項１の電源装置において、前記絶縁トランスの２次巻線に中間タップを設け、前記整流回路をダイオード２つで構成されるハーフブリッジ回路にしたことを特徴とするものである。
【００１２】
請求項１〜５の発明の電源装置では、制御部が第１および第２の電圧検出器と電流検出器によってスイッチングデバイスに印加される電圧と流れる電流を検出して、ゼロ電圧またはゼロ電流状態の時にスイッチング動作するように制御することにより、スイッチング損失をほぼゼロにする。また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにし、スイッチング損失を発生させない。また制御部は、出力電圧を一定とするために、スイッチングデバイスの通流率を同時に制御する。
【００１３】
つまり、
（１）第１アームのスイッチングデバイスがオフする場合には、スナバコンデンサに遮断電流を分流し、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００１４】
（２）また第１アームのスイッチングデバイスがオンする場合には、パラレルに接続されたダイオードがオンしているため、このスイッチングデバイスの印加電圧がゼロの状態になっており、結果的にゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１５】
（３）他方、第２アームのスイッチングデバイスがオフする場合には、第１アームのスイッチングデバイスがオフした後、電流は共振コンデンサと絶縁トランス内漏れインダクタンス、２次側フィルタリアクトルがシリアル共振を行い、徐々に減衰する。そこで、各電圧検出器と電流検出器とによって、電流がゼロもしくは逆方向に流れるようになったことを検出してオフ制御することにより、ゼロ電流スイッチングを行う。
【００１６】
またこのとき、電流は共振して徐々に減衰し、流れる方向を逆転して流れ、この結果、絶縁トランスの２次側の整流回路の各ダイオードの分担電流も電流の流れる量が上昇するに従って電流量が入れ替わり、負荷側に流れる電流と同値まで上昇すると、オフする側のダイオードは電流がすべて流れ出したダイオードのＶｆ電圧でオフする。このため、オフするダイオードはほぼゼロ電圧によってオフ状態に移行し、ゼロ電圧スイッチングを行う。
【００１７】
（４）さらに、第２アームのスイッチングデバイスがオンする場合には、スイッチングデバイスとシリアルに接続された補助インダクタンスにより、電流の立ち上がり時間が電圧立下り時間に比較して遅くなるため、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００１８】
以上のようにしてインバータ回路の各スイッチングデバイスをオンまたはオフ制御することによってスイッチング損失をほぼゼロにし、また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにし、スイッチング損失を発生させないようにするのである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図である。この実施の形態の車両用電源装置は、架線の高圧直流電力を集電するパンタグラフ１、図２に示す回路構成の保護・遮断機能を備えた入力回路２、直流−交流変換する、フルブリッジに接続された４つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤから構成されるインバータ回路３０、インバータ回路３０の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランス９、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、絶縁トランス９の２次巻線に接続された整流回路１０、そしてインバータ回路３０のスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤを制御信号Ａ〜Ｄにより制御する制御部２０を備えており、整流回路１０の出力に負荷１３が接続される。
【００２０】
加えて、インバータ回路３０内のシリアルに接続された第１アーム３の２つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ各々に、スナバコンデンサ５がパラレルに接続され、同じくインバータ回路３０内のシリアルに接続された第２アーム４の２つのスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤ各々とシリアルに補助リアクトル６が接続されている。また、インバータ回路３０の２出力線間に共振リアクトル７が接続され、この共振リアクトル７の接続点と絶縁トランス９の１次巻線との間に共振コンデンサ８がシリアルに接続されている。
【００２１】
さらに、整流回路１０の出力側にフィルタリアクトル１１がシリアルに接続され、この整流回路１０とフィルタリアクトル１１とにパラレルにフィルタコンデンサ１２が接続されている。
【００２２】
フィルタコンデンサ１２の電圧を検出するために第１の電圧検出器１３が、インバータ回路３０の２出力線間の電圧を検出するために第２の電圧検出器１５が、そしてインバータ回路３０の出力電流を検出するために電流検出器１７がそれぞれ備えられている。
【００２３】
制御部２０は、第１の電圧検出器１３の出力するフィルタコンデンサ１２の電圧検出信号１４によって２次電圧を一定に制御するためにスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤの通流率を制御し、第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６と電流検出器１７の電流検出信号１８によって、スイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤがゼロ電流もしくはゼロ電圧スイッチングするようにスイッチング制御信号Ａ〜Ｄを出力する。
【００２４】
図２は図１における入力回路２の回路ブロック図である。この入力回路２は、保護遮断を行うための電磁接触器２０１、交流成分を抑制するための直流リアクトル２０２、サージ電流保護のためにダイオード２０３及び抵抗器２０５、これらのダイオード２０３と抵抗器２０５とにパラレルに設けられたサイリスタ２０４、電圧保持のための直流コンデンサ２０６から構成されている。そして直流コンデンサ２０６の両端電圧を検出するための第３の電圧検出器２０７が設けられ、この電圧検出器２０７の第３の電圧検出信号（ＶＤ３）１９を制御部２０に入力するようにしてある。
【００２５】
絶縁トランス９の内部漏れインダクタンスの等価回路が図３に示してあり、絶縁トランス２１と漏れインダクタンス２２によって表わされる。
【００２６】
次に、上記構成の第１の実施の形態の車両用電源装置の動作について、図１〜図４を用いて説明する。なお、図４は、主回路動作時の各部の電圧・電流波形と各スイッチングデバイスのオン・オフタイミンクを示している。
【００２７】
いま、第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡと第２アームのスイッチングデバイスＳＤがオンして２次側負荷１３に電力を供給している状態から、制御部２０が信号Ａにより、まずスイッチングデバイスＳＡをオフする。
【００２８】
スイッチングデバイスＳＡがオフすると、スイッチングデバイスＳＡに流れていた電流がこれにパラレルに接続されているロスレススナバコンデンサ５に分流し、充電動作を開始する。これと同時に、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているロスレススナバコンデンサ５は放電動作になる。
【００２９】
第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡがオフする時に電流をロスレススナバコンデンサ５に分流するため、電流は遮断されず、よってゼロ電流スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロである。
【００３０】
ロスレススナバコンデンサ５の充放電動作が完全に完了すると、絶縁トランス９内の漏れインダクタンス２２と共振リアクトル７とによって電流が流れ続け、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードに流れ始める。この状態を制御部２０は、第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６がゼロになったことから検知する。
【００３１】
第１アーム３のスイッチングデバイスＳＢに印加される電圧は、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードがオンしていてゼロ電圧になっているので、制御部２０は信号ＢによってスイッチングデバイスＳＢをオンさせる。これにより、スイッチングデバイスＳＢはゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロである。
【００３２】
次に、共振リアクトル７によってスイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードとスイッチングデバイスＳＤとに流れていた還流電流は、共振コンデンサ８と共振リアクトル７の共振現象により徐々に減衰し、ゼロ電流となった後に逆方向に流れ始める。このとき電流は、スイッチングデバイスＳＢと、スイッチングデバイスＳＤにパラレルに接続されているダイオードとに流れ始める。
【００３３】
制御部２０は還流電流がゼロになったことを電流検出器１７にて検出し、スイッチングデバイスＳＤに流れる電流がゼロになったタイミングで、信号ＤによりスイッチングデバイスＳＤをオフする。これにより、スイッチングデバイスＳＤはゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングとなり、通常のスナバ回路を設けることなくオフが可能で、スイッチング損失はゼロとなる。
【００３４】
また、還流電流が徐々に減少し、流れる方向が逆転して、２次側を流れている電流値まで増加する。還流電流が２次側を流れている電流と同値になった時点で、整流回路１０内のダイオード中対角上に接続された２つ（スイッチングデバイスＳＡとＳＤがオンしていたとき２次側に電力を供給させていたダイオード）がオフする。このときオフするダイオードへの電圧の印加が、全電流が流れ始めた逆対角上２つのダイオードのＶｆ電圧で行われるため、ほぼ電圧ゼロの状態と同じ状態でオフ状態に移行する。
【００３５】
このため、２次側整流回路１０の整流ダイオードに関してもゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロとなる。また従来のハードスイッチング時にはダイオードのリカバリー（オン状態→オフ状態に移行するタイミング）において、電流の急激な遮断からサージ電圧を発生させるため、サージ電圧抑制のためスナバ回路やシリアルに接続される過飽和リアクトルなどのサージ電圧抑制回路を必要としていたが、本実施の形態の場合には、ゼロ電圧スイッチングのためサージ電圧抑制回路が不要であり、サージ電圧抑制回路から発生する損失も無くなる。
【００３６】
第２アームのスイッチングデバイスＳＤがオフした後に、制御部２０は信号Ｃにより、スイッチングデバイスＳＣをオンする。スイッチングデバイスＳＣをオンすると、第１アームのスイッチングデバイスＳＢと共に２次側に電力を供給するモードとなる。スイッチングデバイスＳＣがオンする時、スイッチングデバイスＳＣに流れる負荷電流は、補助リアクトル６によって立ち上がり時間が抑制されるので、スイッチングデバイスＳＣに印加する電圧がゼロ電圧になる時間に対して流れ始める時間が遅れ、スイッチング損失が抑制された状態でオン状態に移行する。よって、スイッチングデバイスＳＣはゼロ電流スイッチングとなる。
【００３７】
以降は、最初のスイッチングモードに戻って、スイッチングデバイスＳＡ→ＳＢ，ＳＢ→ＳＡ，ＳＣ→ＳＤ，ＳＤ→ＳＣに置き換えた状態でスイッチングを繰り返し、絶縁トランス９の２次側に対して矩形波電圧を出力し、電力を供給することができる。
【００３８】
前述のように、インバータ回路３０内の４つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤはすべてゼロ電流もしくはゼロ電圧によるスイッチングを繰り返すため、スイッチング損失をほぼゼロでスイッチングを行い、装置の変換効率を改善することができる。
【００３９】
次に、出力電圧を一定にする制御とゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングする制御内容について説明する。前述のロスレススナバコンデンサ５のスイッチングデバイスＳＡもしくはＳＢのオフ時における充放電動作の時間は、負荷電流を分流することによって行うため、負荷１３への電力供給量が変化するとその時間も変化する。つまり、負荷１３への電力供給量が多いと電流が多くなり、充放電時間は短く、負荷１３への電力供給量が少ないと電流が少なくなり、充放電時間は長くなる。
【００４０】
また、第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢそれぞれがオンした後、第２アーム４のスイッチングデバイスＳＤ，ＳＣそれぞれがオフするまでの時間は、共振コンデンサ８による電流減衰時間によって左右される。
【００４１】
このため、各素子をゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングさせるには、前述したようにスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢをオンさせるタイミングを、第２の電圧検出器１５によってデバイス印加電圧ＶＤ２がゼロになったタイミングとし、スイッチングデバイスＳＣ，ＳＤをオフさせるタイミングを、電流検出器１７によってデバイスの電流がゼロとなるか逆方向に流れるタイミングとしなければならない。
【００４２】
このため、制御部２０は、以下に説明する制御例によって、前述のゼロ電流、ゼロ電圧スイッチングに必要な条件を満たしながら、各スイッチングデバイスにオン、オフ信号を出力して出力電圧を一定になるように制御する。
【００４３】
以下にその制御の一例を、図５の制御部２０の制御ブロック図を参照して説明する。なお、負荷１３の変動が少ない場合や、入力電圧の変動が少ない場合には、前述のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢのオンタイミング、スイッチングデバイスＳＣ，ＳＤのオフタイミングの変動が少ないため、さらに簡易的な制御を用いることもできる。
【００４４】
入力回路２内の第３の電圧検出器２０７が検出する電圧検出信号１９による入力フィルタコンデンサ電圧VD3と、絶縁トランス９の変圧比Ｋと、定格出力電圧Voutからスイッチングデバイスの制御基準値（スイッチングデバイスのオン時間／１周期の時間）αrを、次の数１式により求める。
【００４５】
【数１】
ここで、Vrinは、定格入力フィルタコンデンサ電圧である。
【００４６】
出力基準電圧Voutと第１の電圧検出器１３からの電圧検出信号１４による負荷電圧VD1との差分を求め、この差分に対して比例・積分演算された補正値を、上述の制御基準値αrに加算することによって制御電圧αcntを求める。ただし、Gpは比例ゲイン、Giは積分ゲインである。
【００４７】
【数２】
この制御電圧αcntを、それぞれ１つ置きにのこぎり歯波形が抜けた、１８０度位相のずれた２つの基準のこぎり歯波形１０１，１０２と比較して、各々スイッチングデバイスＳＤがオンしてからスイッチングデバイスＳＡがオフし、スイッチングデバイスＳＣがオンしてからスイッチングデバイスＳＢがオフするまでの時間をＰＷＭ波PwmA，PwmBとして演算する。なお、１０３は三角波発振器である。
【００４８】
それぞれのＰＷＭ波PwmA，PwmBが“Ｈ”のときにスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢはオンした状態であり、“Ｌ”に反転したときにオフする。
【００４９】
また第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢそれぞれがオンするタイミングと第２アーム４のスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤそれぞれがオンするタイミングとは、それぞれ第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６による電圧値VD2と電流検出器１７の電流検出信号１８による電流値CT1によってインターロックを掛けて適当なタイミングにオフ、オンする。
【００５０】
以上の制御によって、負荷１３への電力供給量が少なく、ロスレススナバコンデンサ５の充放電時間が長い場合や、スイッチングデバイスＳＡ，ＳＢがオンした後、それぞれスイッチングデバイスＳＤ，ＳＣがオフするまでの時間が共振コンデンサ８の電流減衰時間より長くなる場合においても、スイッチングタイミングを変化させてゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングを行い、出力電圧を一定にすることができる。
【００５１】
次に、本発明の第２の実施の形態の車両用電源装置について、図６に基づいて説明する。第２の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、共振コンデンサ８を絶縁トランス９の２次側に接続したことを特徴とする。その他の回路要素は、第１の実施の形態と共通である。
【００５２】
この第２の実施の形態の場合、絶縁トランス９の２次側は対接地電圧が一般的に低いため、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、使用する共振コンデンサ８の絶縁耐圧を低くすることができる。
【００５３】
次に、本発明の第３の実施の形態の車両用電源装置について、図７に基づいて説明する。第３の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、共振リアクトル７と共振コンデンサ８を共に絶縁トランス９の２次側に接続したことを特徴とする。その他の回路要素は、第１の実施の形態と共通である。
【００５４】
この第３の実施の形態の場合にも、絶縁トランス９の２次側は対接地電圧が一般的に低いため、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、使用する共振リアクトル７と共振コンデンサ８の絶縁耐圧を低くすることができる。
【００５５】
次に、本発明の第４の実施の形態の車両用電源装置について、図８に基づいて説明する。第４の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態では２つの補助リアクトル６を用いていたものを１つにし、第２アーム４の２つのスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤ間にシリアルに挿入したことを特徴とする。その他の回路要素は第１の実施の形態と共通である。
【００５６】
これにより、第４の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、回路部品点数を減らすことができる。
【００５７】
次に、本発明の第５の実施の形態の車両用電源装置について、図９に基づいて説明する。第５の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、絶縁トランス９の２次側巻線に中間タップを設け、整流回路１０内のダイオードを２つにし、ハーフブリッジ回路構成としたことを特徴とする。その他の回路要素については第１の実施の形態と共通である。
【００５８】
これにより、第５の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、部品点数を減らすことができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、インバータ回路の各スイッチングデバイスをゼロ電流、ゼロ電圧スイッチング制御することによってスイッチング損失をほぼゼロにし、また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにしたので、スイッチング損失を発生させないようにすることができ、電力変換効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図２】上記の実施の形態における入力回路の構成を示す回路ブロック図。
【図３】上記の実施の形態における絶縁トランスの漏れインダクタンスの等価回路図。
【図４】上記の実施の形態による各素子のスイッチング動作のタイミングチャート。
【図５】上記の実施の形態における制御部のブロック図。
【図６】本発明の第２の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図７】本発明の第３の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図８】本発明の第４の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図９】本発明の第５の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図１０】従来例の車両用補助電源装置の回路ブロック図。
【符号の説明】
１ パンタグラフ
２ 入力回路
３ 第１アーム
４ 第２アーム
５ スナバコンデンサ
６ 補助リアクトル
７ 共振リアクトル
８ 共振コンデンサ
９ 絶縁トランス
１０ 整流回路
１１ フィルタリアクトル
１２ フィルタコンデンサ
１３ 第１の電圧検出器
１４ 電圧検出信号
１５ 第２の電圧検出器
１６ 電圧検出信号
１７ 電流検出器
１８ 電流検出信号
１９ 電圧検出信号
２０ 制御部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータで成る電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電車線を入力とする車両用補助電源装置は、図１０に示す構成である。この従来の電源装置はフルブリッジ回路のＤＣ／ＤＣコンバータ回路で、パンタグラフ１、入力回路２、スイッチングデバイスＳＡ，ＳＢとこれらにパラレルに接続されたダイオードから構成される第１アーム３、同様にスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤとこれらにパラレルに接続されたダイオードから構成される第２アームとを備えたフルブリッジ構成のインバータ回路３０、このインバータ回路３０の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランス９、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、絶縁トランス９の２次巻線に接続された整流回路１０、この整流回路１０にシリアルに接続されたフィルタリアクトル１１、整流回路１０とフィルタリアクトル１１とにパラレルに接続されたフィルタコンデンサ１２、そしてスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤをスイッチング制御する制御部２０を備えている。
【０００３】
この制御部２０は、フィルタコンデンサ１２の両端電圧を検出する第１の電圧検出器１３の電圧検出信号（VD1）１４と入力回路２からの入力電圧検出信号（VD3）とに基づきインバータ回路３０のスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤそれぞれを制御信号Ａ〜Ｄそれぞれによりスイッチング制御することにより、所定の電圧の直流電力を出力させるものである。
【０００４】
この従来の電源装置では、インバータ回路３０のスイッチングデバイスと整流回路１０にスナバ回路５を接続し、制御部２０によりスイッチングデバイスそれぞれをハードスイッチング（電圧と電流を遮断する）していた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような従来の電源装置では、インバータ回路内のスイッチングデバイスと整流回路内のダイオードとをハードスイッチングしていたため、スイッチングデバイスとダイオードの特性により、オフ時には、電圧上昇時の電圧面積×電流降下時の面積、およびオン時には、電圧下降時の電圧面積×電流上昇時の面積各々の周波数倍の損失を発生させる。また、ハードスイッチング時にはスナバ回路が必要であり、スナバ回路からも損失を発生させる。加えて、従来の電源装置では、スイッチング周波数が低い場合には特に変換効率を悪化させることはないが、絶縁トランスやフィルタリアクトルの小型化を目的にして高周波スイッチングを行わせようとすると周波数倍の損失増加となり、変換効率が低下し、無駄な電力の消費を発生させる。このため、従来の電源装置は、スイッチングデバイスによるスイッチング損失が大きく、電力変換効率が十分ではない問題点があった。
【０００６】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、スイッチングデバイスによるスイッチング損失を低減して変換効率を改善できる電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の電源装置は、直流−交流変換する、フルブリッジに接続された４つのスイッチングデバイスから構成されるインバータ回路と、前記インバータ回路内のシリアルに接続された第１アームのスイッチングデバイス２つ各々にパラレルに接続されたスナバコンデンサと、前記インバータ回路内のシリアルに接続された第２アームのスイッチングデバイス２つ各々とシリアルに接続された補助リアクトルと、前記インバータ回路の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランスと、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、前記絶縁トランスの２次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路にシリアルに接続されたフィルタリアクトルと、前記整流回路とフィルタリアクトルとにパラレルに接続されたフィルタコンデンサと、前記フィルタコンデンサの電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出器と、前記インバータ回路の２出力線間の電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記インバータ回路の２出力線間に接続された共振リアクトルと、前記共振リアクトルの接続点と前記絶縁トランスの１次巻線との間にシリアルに接続された共振コンデンサと、前記第１の電圧検出器の出力する前記フィルタコンデンサの電圧検出信号によって２次電圧を一定に制御するために前記スイッチングデバイスの通流率を制御し、前記第２の電圧検出器の電圧検出信号と前記電流検出器の電流検出信号によって、前記第１のアームの２つのスイッチングデバイスそれぞれをオンさせるタイミングを前記第２の電圧検出器の検出電圧がゼロになったタイミングとし、前記第２のアームの２つのスイッチングデバイスそれぞれをオフさせるタイミングを前記電流検出器の検出電流がゼロとなるか逆方向に流れるタイミングとするようにスイッチング制御信号を出力する制御部とを備えたものである。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１の電源装置において、前記共振コンデンサを前記絶縁トランスの２次巻線と整流回路との間に設けたことを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項１の電源装置において、前記共振リアクトルを前記絶縁トランスの２次巻線間に設けたことを特徴とするものである。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項１の電源装置において、前記補助リアクトルを１つにして前記第２アームのスイッチングデバイスの中間点に接続し、当該補助リアクトルの中間点を前記共振リアクトルの片側と共振コンデンサの片側とに接続したことを特徴とするものである。
【００１１】
請求項５の発明は、請求項１の電源装置において、前記絶縁トランスの２次巻線に中間タップを設け、前記整流回路をダイオード２つで構成されるハーフブリッジ回路にしたことを特徴とするものである。
【００１２】
請求項１〜５の発明の電源装置では、制御部が第１および第２の電圧検出器と電流検出器によってスイッチングデバイスに印加される電圧と流れる電流を検出して、ゼロ電圧またはゼロ電流状態の時にスイッチング動作するように制御することにより、スイッチング損失をほぼゼロにする。また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにし、スイッチング損失を発生させない。また制御部は、出力電圧を一定とするために、スイッチングデバイスの通流率を同時に制御する。
【００１３】
つまり、
（１）第１アームのスイッチングデバイスがオフする場合には、スナバコンデンサに遮断電流を分流し、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００１４】
（２）また第１アームのスイッチングデバイスがオンする場合には、パラレルに接続されたダイオードがオンしているため、このスイッチングデバイスの印加電圧がゼロの状態になっており、結果的にゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１５】
（３）他方、第２アームのスイッチングデバイスがオフする場合には、第１アームのスイッチングデバイスがオフした後、電流は共振コンデンサと絶縁トランス内漏れインダクタンス、２次側フィルタリアクトルがシリアル共振を行い、徐々に減衰する。そこで、各電圧検出器と電流検出器とによって、電流がゼロもしくは逆方向に流れるようになったことを検出してオフ制御することにより、ゼロ電流スイッチングを行う。
【００１６】
またこのとき、電流は共振して徐々に減衰し、流れる方向を逆転して流れ、この結果、絶縁トランスの２次側の整流回路の各ダイオードの分担電流も電流の流れる量が上昇するに従って電流量が入れ替わり、負荷側に流れる電流と同値まで上昇すると、オフする側のダイオードは電流がすべて流れ出したダイオードのＶｆ電圧でオフする。このため、オフするダイオードはほぼゼロ電圧によってオフ状態に移行し、ゼロ電圧スイッチングを行う。
【００１７】
（４）さらに、第２アームのスイッチングデバイスがオンする場合には、スイッチングデバイスとシリアルに接続された補助インダクタンスにより、電流の立ち上がり時間が電圧立下り時間に比較して遅くなるため、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００１８】
以上のようにしてインバータ回路の各スイッチングデバイスをオンまたはオフ制御することによってスイッチング損失をほぼゼロにし、また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにし、スイッチング損失を発生させないようにするのである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図である。この実施の形態の車両用電源装置は、架線の高圧直流電力を集電するパンタグラフ１、図２に示す回路構成の保護・遮断機能を備えた入力回路２、直流−交流変換する、フルブリッジに接続された４つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤから構成されるインバータ回路３０、インバータ回路３０の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランス９、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、絶縁トランス９の２次巻線に接続された整流回路１０、そしてインバータ回路３０のスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤを制御信号Ａ〜Ｄにより制御する制御部２０を備えており、整流回路１０の出力に負荷１３が接続される。
【００２０】
加えて、インバータ回路３０内のシリアルに接続された第１アーム３の２つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ各々に、スナバコンデンサ５がパラレルに接続され、同じくインバータ回路３０内のシリアルに接続された第２アーム４の２つのスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤ各々とシリアルに補助リアクトル６が接続されている。また、インバータ回路３０の２出力線間に共振リアクトル７が接続され、この共振リアクトル７の接続点と絶縁トランス９の１次巻線との間に共振コンデンサ８がシリアルに接続されている。
【００２１】
さらに、整流回路１０の出力側にフィルタリアクトル１１がシリアルに接続され、この整流回路１０とフィルタリアクトル１１とにパラレルにフィルタコンデンサ１２が接続されている。
【００２２】
フィルタコンデンサ１２の電圧を検出するために第１の電圧検出器１３が、インバータ回路３０の２出力線間の電圧を検出するために第２の電圧検出器１５が、そしてインバータ回路３０の出力電流を検出するために電流検出器１７がそれぞれ備えられている。
【００２３】
制御部２０は、第１の電圧検出器１３の出力するフィルタコンデンサ１２の電圧検出信号１４によって２次電圧を一定に制御するためにスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤの通流率を制御し、第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６と電流検出器１７の電流検出信号１８によって、スイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤがゼロ電流もしくはゼロ電圧スイッチングするようにスイッチング制御信号Ａ〜Ｄを出力する。
【００２４】
図２は図１における入力回路２の回路ブロック図である。この入力回路２は、保護遮断を行うための電磁接触器２０１、交流成分を抑制するための直流リアクトル２０２、サージ電流保護のためにダイオード２０３及び抵抗器２０５、これらのダイオード２０３と抵抗器２０５とにパラレルに設けられたサイリスタ２０４、電圧保持のための直流コンデンサ２０６から構成されている。そして直流コンデンサ２０６の両端電圧を検出するための第３の電圧検出器２０７が設けられ、この電圧検出器２０７の第３の電圧検出信号（ＶＤ３）１９を制御部２０に入力するようにしてある。
【００２５】
絶縁トランス９の内部漏れインダクタンスの等価回路が図３に示してあり、絶縁トランス２１と漏れインダクタンス２２によって表わされる。
【００２６】
次に、上記構成の第１の実施の形態の車両用電源装置の動作について、図１〜図４を用いて説明する。なお、図４は、主回路動作時の各部の電圧・電流波形と各スイッチングデバイスのオン・オフタイミンクを示している。
【００２７】
いま、第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡと第２アームのスイッチングデバイスＳＤがオンして２次側負荷１３に電力を供給している状態から、制御部２０が信号Ａにより、まずスイッチングデバイスＳＡをオフする。
【００２８】
スイッチングデバイスＳＡがオフすると、スイッチングデバイスＳＡに流れていた電流がこれにパラレルに接続されているロスレススナバコンデンサ５に分流し、充電動作を開始する。これと同時に、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているロスレススナバコンデンサ５は放電動作になる。
【００２９】
第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡがオフする時に電流をロスレススナバコンデンサ５に分流するため、電流は遮断されず、よってゼロ電流スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロである。
【００３０】
ロスレススナバコンデンサ５の充放電動作が完全に完了すると、絶縁トランス９内の漏れインダクタンス２２と共振リアクトル７とによって電流が流れ続け、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードに流れ始める。この状態を制御部２０は、第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６がゼロになったことから検知する。
【００３１】
第１アーム３のスイッチングデバイスＳＢに印加される電圧は、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードがオンしていてゼロ電圧になっているので、制御部２０は信号ＢによってスイッチングデバイスＳＢをオンさせる。これにより、スイッチングデバイスＳＢはゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロである。
【００３２】
次に、共振リアクトル７によってスイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードとスイッチングデバイスＳＤとに流れていた還流電流は、共振コンデンサ８と共振リアクトル７の共振現象により徐々に減衰し、ゼロ電流となった後に逆方向に流れ始める。このとき電流は、スイッチングデバイスＳＢと、スイッチングデバイスＳＤにパラレルに接続されているダイオードとに流れ始める。
【００３３】
制御部２０は還流電流がゼロになったことを電流検出器１７にて検出し、スイッチングデバイスＳＤに流れる電流がゼロになったタイミングで、信号ＤによりスイッチングデバイスＳＤをオフする。これにより、スイッチングデバイスＳＤはゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングとなり、通常のスナバ回路を設けることなくオフが可能で、スイッチング損失はゼロとなる。
【００３４】
また、還流電流が徐々に減少し、流れる方向が逆転して、２次側を流れている電流値まで増加する。還流電流が２次側を流れている電流と同値になった時点で、整流回路１０内のダイオード中対角上に接続された２つ（スイッチングデバイスＳＡとＳＤがオンしていたとき２次側に電力を供給させていたダイオード）がオフする。このときオフするダイオードへの電圧の印加が、全電流が流れ始めた逆対角上２つのダイオードのＶｆ電圧で行われるため、ほぼ電圧ゼロの状態と同じ状態でオフ状態に移行する。
【００３５】
このため、２次側整流回路１０の整流ダイオードに関してもゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロとなる。また従来のハードスイッチング時にはダイオードのリカバリー（オン状態→オフ状態に移行するタイミング）において、電流の急激な遮断からサージ電圧を発生させるため、サージ電圧抑制のためスナバ回路やシリアルに接続される過飽和リアクトルなどのサージ電圧抑制回路を必要としていたが、本実施の形態の場合には、ゼロ電圧スイッチングのためサージ電圧抑制回路が不要であり、サージ電圧抑制回路から発生する損失も無くなる。
【００３６】
第２アームのスイッチングデバイスＳＤがオフした後に、制御部２０は信号Ｃにより、スイッチングデバイスＳＣをオンする。スイッチングデバイスＳＣをオンすると、第１アームのスイッチングデバイスＳＢと共に２次側に電力を供給するモードとなる。スイッチングデバイスＳＣがオンする時、スイッチングデバイスＳＣに流れる負荷電流は、補助リアクトル６によって立ち上がり時間が抑制されるので、スイッチングデバイスＳＣに印加する電圧がゼロ電圧になる時間に対して流れ始める時間が遅れ、スイッチング損失が抑制された状態でオン状態に移行する。よって、スイッチングデバイスＳＣはゼロ電流スイッチングとなる。
【００３７】
以降は、最初のスイッチングモードに戻って、スイッチングデバイスＳＡ→ＳＢ，ＳＢ→ＳＡ，ＳＣ→ＳＤ，ＳＤ→ＳＣに置き換えた状態でスイッチングを繰り返し、絶縁トランス９の２次側に対して矩形波電圧を出力し、電力を供給することができる。
【００３８】
前述のように、インバータ回路３０内の４つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤはすべてゼロ電流もしくはゼロ電圧によるスイッチングを繰り返すため、スイッチング損失をほぼゼロでスイッチングを行い、装置の変換効率を改善することができる。
【００３９】
次に、出力電圧を一定にする制御とゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングする制御内容について説明する。前述のロスレススナバコンデンサ５のスイッチングデバイスＳＡもしくはＳＢのオフ時における充放電動作の時間は、負荷電流を分流することによって行うため、負荷１３への電力供給量が変化するとその時間も変化する。つまり、負荷１３への電力供給量が多いと電流が多くなり、充放電時間は短く、負荷１３への電力供給量が少ないと電流が少なくなり、充放電時間は長くなる。
【００４０】
また、第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢそれぞれがオンした後、第２アーム４のスイッチングデバイスＳＤ，ＳＣそれぞれがオフするまでの時間は、共振コンデンサ８による電流減衰時間によって左右される。
【００４１】
このため、各素子をゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングさせるには、前述したようにスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢをオンさせるタイミングを、第２の電圧検出器１５によってデバイス印加電圧ＶＤ２がゼロになったタイミングとし、スイッチングデバイスＳＣ，ＳＤをオフさせるタイミングを、電流検出器１７によってデバイスの電流がゼロとなるか逆方向に流れるタイミングとしなければならない。
【００４２】
このため、制御部２０は、以下に説明する制御例によって、前述のゼロ電流、ゼロ電圧スイッチングに必要な条件を満たしながら、各スイッチングデバイスにオン、オフ信号を出力して出力電圧を一定になるように制御する。
【００４３】
以下にその制御の一例を、図５の制御部２０の制御ブロック図を参照して説明する。なお、負荷１３の変動が少ない場合や、入力電圧の変動が少ない場合には、前述のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢのオンタイミング、スイッチングデバイスＳＣ，ＳＤのオフタイミングの変動が少ないため、さらに簡易的な制御を用いることもできる。
【００４４】
入力回路２内の第３の電圧検出器２０７が検出する電圧検出信号１９による入力フィルタコンデンサ電圧VD3と、絶縁トランス９の変圧比Ｋと、定格出力電圧Voutからスイッチングデバイスの制御基準値（スイッチングデバイスのオン時間／１周期の時間）αrを、次の数１式により求める。
【００４５】
【数１】
【００４６】
出力基準電圧Voutと第１の電圧検出器１３からの電圧検出信号１４による負荷電圧VD1との差分を求め、この差分に対して比例・積分演算された補正値を、上述の制御基準値αrに加算することによって制御電圧αcntを求める。ただし、Gpは比例ゲイン、Giは積分ゲインである。
【００４７】
【数２】
【００４８】
それぞれのＰＷＭ波PwmA，PwmBが“Ｈ”のときにスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢはオンした状態であり、“Ｌ”に反転したときにオフする。
【００４９】
また第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢそれぞれがオンするタイミングと第２アーム４のスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤそれぞれがオンするタイミングとは、それぞれ第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６による電圧値VD2と電流検出器１７の電流検出信号１８による電流値CT1によってインターロックを掛けて適当なタイミングにオフ、オンする。
【００５０】
以上の制御によって、負荷１３への電力供給量が少なく、ロスレススナバコンデンサ５の充放電時間が長い場合や、スイッチングデバイスＳＡ，ＳＢがオンした後、それぞれスイッチングデバイスＳＤ，ＳＣがオフするまでの時間が共振コンデンサ８の電流減衰時間より長くなる場合においても、スイッチングタイミングを変化させてゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングを行い、出力電圧を一定にすることができる。
【００５１】
次に、本発明の第２の実施の形態の車両用電源装置について、図６に基づいて説明する。第２の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、共振コンデンサ８を絶縁トランス９の２次側に接続したことを特徴とする。その他の回路要素は、第１の実施の形態と共通である。
【００５２】
この第２の実施の形態の場合、絶縁トランス９の２次側は対接地電圧が一般的に低いため、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、使用する共振コンデンサ８の絶縁耐圧を低くすることができる。
【００５３】
次に、本発明の第３の実施の形態の車両用電源装置について、図７に基づいて説明する。第３の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、共振リアクトル７と共振コンデンサ８を共に絶縁トランス９の２次側に接続したことを特徴とする。その他の回路要素は、第１の実施の形態と共通である。
【００５４】
この第３の実施の形態の場合にも、絶縁トランス９の２次側は対接地電圧が一般的に低いため、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、使用する共振リアクトル７と共振コンデンサ８の絶縁耐圧を低くすることができる。
【００５５】
次に、本発明の第４の実施の形態の車両用電源装置について、図８に基づいて説明する。第４の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態では２つの補助リアクトル６を用いていたものを１つにし、第２アーム４の２つのスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤ間にシリアルに挿入したことを特徴とする。その他の回路要素は第１の実施の形態と共通である。
【００５６】
これにより、第４の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、回路部品点数を減らすことができる。
【００５７】
次に、本発明の第５の実施の形態の車両用電源装置について、図９に基づいて説明する。第５の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、絶縁トランス９の２次側巻線に中間タップを設け、整流回路１０内のダイオードを２つにし、ハーフブリッジ回路構成としたことを特徴とする。その他の回路要素については第１の実施の形態と共通である。
【００５８】
これにより、第５の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、部品点数を減らすことができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、インバータ回路の各スイッチングデバイスをゼロ電流、ゼロ電圧スイッチング制御することによってスイッチング損失をほぼゼロにし、また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにしたので、スイッチング損失を発生させないようにすることができ、電力変換効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図２】上記の実施の形態における入力回路の構成を示す回路ブロック図。
【図３】上記の実施の形態における絶縁トランスの漏れインダクタンスの等価回路図。
【図４】上記の実施の形態による各素子のスイッチング動作のタイミングチャート。
【図５】上記の実施の形態における制御部のブロック図。
【図６】本発明の第２の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図７】本発明の第３の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図８】本発明の第４の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図９】本発明の第５の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図１０】従来例の車両用補助電源装置の回路ブロック図。
【符号の説明】
１ パンタグラフ
２ 入力回路
３ 第１アーム
４ 第２アーム
５ スナバコンデンサ
６ 補助リアクトル
７ 共振リアクトル
８ 共振コンデンサ
９ 絶縁トランス
１０ 整流回路
１１ フィルタリアクトル
１２ フィルタコンデンサ
１３ 第１の電圧検出器
１４ 電圧検出信号
１５ 第２の電圧検出器
１６ 電圧検出信号
１７ 電流検出器
１８ 電流検出信号
１９ 電圧検出信号
２０ 制御部
Claims (5)
- 直流−交流変換する、フルブリッジに接続された４つのスイッチングデバイスから構成されるインバータ回路と、
前記インバータ回路内のシリアルに接続された第１アームのスイッチングデバイス２つ各々にパラレルに接続されたスナバコンデンサと、
前記インバータ回路内のシリアルに接続された第２アームのスイッチングデバイス２つ各々とシリアルに接続された補助リアクトルと、
前記インバータ回路の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランスと、
フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、前記絶縁トランスの２次巻線に接続された整流回路と、
前記整流回路にシリアルに接続されたフィルタリアクトルと、
前記整流回路とフィルタリアクトルとにパラレルに接続されたフィルタコンデンサと、
前記フィルタコンデンサの電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出器と、
前記インバータ回路の２出力線間の電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記インバータ回路の２出力線間に接続された共振リアクトルと、
前記共振リアクトルの接続点と前記絶縁トランスの１次巻線との間にシリアルに接続された共振コンデンサと、
前記第１の電圧検出器の出力する前記フィルタコンデンサの電圧検出信号によって２次電圧を一定に制御するために前記スイッチングデバイスの通流率を制御し、前記第２の電圧検出器の電圧検出信号と前記電流検出器の電流検出信号によって、前記第１のアームの２つのスイッチングデバイスそれぞれをオンさせるタイミングを前記第２の電圧検出器の検出電圧がゼロになったタイミングとし、前記第２のアームの２つのスイッチングデバイスそれぞれをオフさせるタイミングを前記電流検出器の検出電流がゼロとなるか逆方向に流れるタイミングとするようにスイッチング制御信号を出力する制御部とを備えて成る電源装置。 - 前記共振コンデンサを前記絶縁トランスの２次巻線と整流回路との間に設けたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
- 前記共振リアクトルを前記絶縁トランスの２次巻線間に設けたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
- 前記補助リアクトルを１つにして前記第２アームのスイッチングデバイスの中間点に接続し、当該補助リアクトルの中間点を前記共振リアクトルの片側と共振コンデンサの片側とに接続したことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
- 前記絶縁トランスの２次巻線に中間タップを設け、前記整流回路をダイオード２つで構成されるハーフブリッジ回路にしたことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
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