JP4248403B2 - 誘導センサ用評価回路 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１の上位概念に記載の、軸の誘導センサ、例えば自動車の内燃機関のクランク軸の回転特性を捕捉検出するためのセンサ用評価回路に関する。

自動車の内燃機関の運転のために、クランク軸またはカム軸の回転特性（角度位置、角速度−回転数、加速度）を正確に知ることが必要である。これにより電気的な機関制御部はとりわけ、燃料噴射および点火に対する正確な時点を求めることができる。これらの量は例えば、自動変速機またはアンチロックシステムの制御のためにも重要である。

機関技術的な一層の開発の枠内においてこれらのデータは導き出される量を求めるためにますます使用されてきている。これに対する一例は、立法者によって要求される、排気ガスに係わってくる、点火停止の識別（misfire detection）である。１つのシリンダにおける燃焼過程（働き行程）の期間にクランク軸は加速され、このために角速度が高められることになる。例えば点火が欠落して燃焼が行われなければ、角速度もこのようには高められない。

従って角速度変化（加速度）を働き行程に関して観察すれば燃焼が正しく行われているかどうかを推測できる。その際、測定された量ではなくて、そこから導出される量を使用することが重要である。その際、導出される量の、測定される量に対する比が極端に小さい（≒０．００１）ことで難しくなっている。

こういった条件のために測定システムの検出精度に要求が課せられるが、この要求は自動車への使用に適している公知のセンサによって殆どまだ充足することができない。

ロバストさ、汚れおよび高い温度に対する融合性に関する高い要求のために磁気センサが広範に使用されるようになった。磁気センサは、静磁場を生成しかつガイドするための強磁性材料（鉄）から成るヨークを備えている永久磁石から成っている。測定すべき軸に歯付きホイールが、歯が静磁場の中に入り込むように固定されている。可動の歯付きホイールの歯および溝の交互出現により磁場が変化し、これがセンサによって捕捉検出される。

しかし受動の磁気センサシステム（静磁場を生成しかつガイドするための鉄ヨークと、磁場の変化のために交番電圧信号が引き起こされるセンサコイルを備えている永久磁石）にはいくつかの欠点がある。

すなわち、センサの電圧信号の振幅は、歯付きホイールの歯がセンサの傍らを通過する繰り返し数に大体比例している（２０〜６０００Ｈｚにおいて≒０．１Ｖ〜１００Ｖ）。このような非常に広範な領域でセンサ信号の零点通過を正確に識別することは実現するのが非常に困難である。高価な、撚られかつシールドされた導線が必要である。センサ信号の小さな最小振幅のために面倒な信号ガイドが必要になり、しかも電磁誘導結合（ＥＭＣ）のおそれが高くなる。

このセンサシステムではセンサまたは導線に欠陥があると非常に制限された診断能力しか発揮できない。大きな振幅ダイナミック特性のために、しきい値識別による断線の簡単な識別が可能ではなくなる。

更に、センサ信号の振幅は永久磁石によって生成される磁場の強度によって影響を受ける。従って磁石の許容偏差は狭くなければならず、このためにもコストが一段と高められる。

センサ信号の捕捉検出精度の改善をセンサ電流の測定によって行うことができる。というのは、歯繰り返し数に対するセンサ電流の振幅は（Ｌ／Ｒ時定数によって与えられる）カットオフ周波数より上では−センサ電圧とは異なってー近似的に一定であるからである。これにより、評価電子装置が原因で生じる、捕捉検出精度に及ぼす不都合な影響は著しく低減される。

永久磁石励磁が行われるセンサでは確かに、電流測定の際−およびこのために必要な、センサの短絡の際に−センサそれ自体に発生される電流が、永久磁石によって生成される場とは反対方向を向いている対向磁場を生成するという問題が生じる。

そこで温度が高くかつ機械的な震動が強いところでセンサを作動させる場合には、永久磁石の磁化が徐々に弱められるおそれがあり、これによりセンサは最終的にその機能を失うまでになる。この種の対向磁場がない場合にも、通例のクランク軸センサは寿命の間に磁化の約３０％を失う。

択一的に、電磁センサを外部励磁によって作動させることもできる。この場合永久磁石に代わって軟磁性材料、例えば磁気的な薄板合金（Dynamoblech）が使用され、その場合センサコイルに定電流が供給され、そうすると材料が磁化される。ここでは徐々に磁化が弱まっていくというようなことはない。センサの作用は永久磁石励磁と外部励磁とでは機能的には同じである。

ＪＰ４−２２３２７２Ａ号から、結合コンデンサを用いて反転形増幅器の反転入力側に接続されている電磁センサ用の評価回路が公知である。ここでは増幅器の出力側に、直流電圧電位が非反転入力側に加わる参照電圧によって決められる電圧が現れる。センサの入力側における交流電圧は結合コンデンサの大きさが適当であれば非常に小さい（僅か数ｍＶのピークーピーク）。この構成での問題点は、結合コンデンサの実際に必要とされる値である。この値は、要求される最小の歯繰り返し数が例えば２０Ｈｚ（内燃機関のスタート過程）の場合それでも十分に低抵抗であるには１０００μＦ以上になるはずである。コンデンサのインピーダンスが余りに大きいとセンサに交流電圧が生じることになり、これによりセンサの下側のカットオフ周波数が上方向にシフトされることになる。更にコンデンサは、障害発生時、例えばバッテリー電圧に対する短絡時に損傷が生じないように、約２０Ｖの電圧耐性を持つように設計されなければならない。また、コンデンサは−自動車の電子装置では普通そうであるように−１２５℃までの温度に対して連続作動するように設計されていなければならない。このような設計構造のコンデンサは一方において非常に高価であり、他方において大きすぎて容認できるものではない。更に、この回路はシュミットトリガーとして接続されている演算増幅器を有しており、これは後続のデジタル周波数評価ユニットによって処理することができるように、アナログ出力信号をデジタル信号、例えば矩形信号に変換する。

しかも電圧零点通過の検出の際に、シュミット・トリガーと結び付いているヒステリスのために切換時点が時間的にずれることになる。しかもこの場合のずれは入力信号の振幅に依存している。このために測定精度は一向に改善されず、それ故に到底受け入れられない。これまで述べた理由から公知の回路は自動車用途には適していない。

本発明の課題は、ＥＭＣ安全性が高められていて、センサ信号およびマルチトリガーの、ヒステリスによって生じる時間的な遅延が回避されかつセンサの、短絡および断線に関する簡単な診断が可能になるようにした、誘導センサ用のコスト面で一層有利な評価回路を提供することである。

この課題は、本発明によれば、請求項１の特徴部分に記載の構成を有する評価回路、すなわち
電磁センサを備え、該電磁センサは定電流を用いた外部励磁部を持っており、
相互コンダクタンス増幅器を備え、該増幅器の反転入力側には前記センサの出力信号が供給され、かつ該増幅器の出力信号は反転形低域通過フィルタにおいて参照電圧に変換され、該参照電圧は相互コンダクタンス増幅器の非反転入力側に供給され、
デジタル化回路を備え、該デジタル化回路はシュミットトリガーとこれに対して並列である電圧コンパレータとを有しており、該シュミットトリガーおよび電圧コンパレータともに相互コンダクタンス増幅器の出力信号および参照電圧が供給され、ここでシュミットトリガーはヒステリスを伴った出力信号を送出しかつ電圧コンパレータはヒステリスを伴わない出力信号を送出し、
論理回路を備え、該論理回路はデジタル化回路の２つの出力信号から評価回路のヒステリスを伴わない出力信号を形成しかつ後続の処理のために使用できるようにする
ことによって解決される。

次に本発明の実施例を略示されている図面に基づいて詳細に説明する。図面には次の図がある：
図１は本発明の評価回路の基本的な回路構成を示し、かつ
図２はこの回路の種々の信号経過を示している。

図１には、直流電流によって外部励磁されるセンサ１が同時にセンサ短絡電流を表している交流電流源Ｉ１として破線で囲まれて示されている。これに並列に接続されているインダクタンスＬ１はセンサインダクタンスであり、一方これに直列に接続されている抵抗Ｒ１は巻線抵抗である。この抵抗では直流電流で外部励磁されると直流電圧が降下する。この直流電圧は評価回路の参照電圧に対する基準点として使用される。

センサ１が出力負荷なしに作動されると、交流電圧は周波数に比例して上昇する。というのは、インダクタンスＬ１（＝２πＬ）のインピーダンスは連続して上昇しかつ交流電流源Ｉ１によってどんどん大きくなる電圧降下が生じるからである。センサが短絡で作動されると、センサインダクタンスＬ１と巻線抵抗Ｒ１とに電流が分割される。カットオフ周波数ω_０＝Ｌ１／Ｒ１より上ではインピーダンスは、センサ電流Ｉ１が主に巻線抵抗Ｒ１を流れる程度に大きくなる。

給電電圧源Ｖ１（例えば５Ｖ）から成る、センサ１の外部励磁のための定電流源２は出力側に誤極性防止ダイオードＤ１を備えているカーレントミラー（Ｑ１，Ｑ２，Ｒ２およびＲ３）から成っている。

ベース端子が相互に接続されておりかつエミッタ端子がそれぞれ１つの抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して給電電圧源Ｖ１に接続されている２つのトランジスタＱ１およびＱ２がカーレントミラーを形成している。トランジスタＱ２のベースおよびコレクタは相互に接続されているので、これはダイオードとして作用し、かつ抵抗Ｒ４を介して基準電圧電位ＧＮＤに接続されている。

Ｒ３，Ｑ２およびＲ４の直列回路を流れる電流は抵抗の値およびＱ２における電圧降下によって決まってくる。Ｒ３が５０ΩにかつＲ４が３７０Ωに選択されると、５Ｖを供給した場合約１０ｍＡの電流が流れることになる。そこでＲ２を同じく５０Ωに選択すれば、トランジスタＱ１およびダイオードＤ１を通って同様に１０ｍＡの電流が流れることになるが、このことはＱ１のコレクタ電位に殆ど無関係に行われる。ダイオードＤ１はセンサ導線の、バッテリーに対する短絡の際のＱ１の誤極性を妨げかつこうしてこのトランジスタの破壊を回避している。Ｑ１のコレクタ電流はセンサ１における励磁電流として流れかつ巻線抵抗Ｒ１に例えば２．５Ｖの直流電圧降下が生じる。その場合この直流電圧降下にはセンサ交流電流（図２の信号ｓ１）が重畳されている。

センサの直流および交流電流の和がセンサ出力信号ｓ１を形成する。これは調整される参照電圧生成部を備えている後置接続されている相互コンダクタンス増幅器３に供給される。

相互コンダクタンス増幅器３、増幅器Ａ１はその反転入力側が抵抗Ｒ６を介してセンサ１および外部励磁部２に接続されている。抵抗Ｒ６はバッテリー電圧への短絡の際に増幅器Ａ１の入力側を保護する。負帰還は抵抗Ｒ７を用いて行われる。この抵抗はＡ１の出力側をセンサ１に接続している。Ａ１の非反転入力側は抵抗Ｒ５を介して同様にセンサ１に接続されており、その際Ｒ５と、基準電位ＧＮＤに通じているコンデンサＣ１との直列接続は低域フィルタを表している。Ｒ５は更に、バッテリー電圧に対する短絡の際にＡ１の非反転入力側を保護する。Ａ１の出力側は抵抗Ｒ８を介して増幅器Ａ２の反転入力側に接続されている。この増幅器は抵抗Ｒ９とコンデンサＣ２との並列接続を介してＡ２の出力側にも接続されている。これにより増幅器Ａ２は反転形の低域フィルタとして作用する。

増幅器Ａ２の出力側は抵抗Ｒ１０を介してＡ２およびＡ１の非反転入力側に接続されているので、Ａ１の出力電圧は増幅器Ａ２において低域フィルタリングされかつ反転され、参照電圧Ｖｒｅｆとして（図２における信号ｓ２参照）非反転入力側に達する。その値はセンサで降下する直流電圧に相応する。従ってＡ１の出力側には、その大きさがセンサ交流電流と抵抗Ｒ７の値との積によって決められている交流電圧が生じる。Ｒ７の選択によってこの大きさを例えば３Ｖ（ピークーピーク）に調整設定することができる。これにより一方においてＡ１の出力の電圧制限が回避され、他方において信号は簡単に続けて処理される。更に、Ｒ７を有する負帰還によって、センサ交流電流のためにセンサ入力側に顕著な交流電圧が生じることがないようにされる。従ってセンサは交流電圧的に短絡されている。

Ａ１の出力側に現れるセンサ電圧信号ｓ２（図２）はデジタル化のためにデジタル化回路４に達する。この回路はシュミット・トリガーＫ１とこれに対して並列に配置されている電圧コンパレータＫ２とから成っている。

信号ｓ２はコンパレータＫ２の非反転入力側に直接達し、また抵抗Ｒ１１を介してコンパレータＫ１の非反転入力側に達する。コンパレータＫ１は別の抵抗Ｒ１２を介してその出力側に接続されている。Ｋ１の反転入力側およびＫ２の非反転入力側は参照電圧Ｖｒｅｆに接続されている。Ｒ１１およびＲ１２を加えた回路構成によってコンパレータＫ１はシュミットトリガーになり、このシュミットトリガーのヒステリスの値は比Ｒ１１／Ｒ１２とＫ１の給電電圧とから生じる。Ｋ１の出力側に、ヒステリスによって生じる時間遅延を有するデジタル出力信号ｋ１が現れる（図２の信号ｋ１）。

コンパレータＫ２において信号ｓ２は参照電圧Ｖｒｅｆと比較される。ここではヒステリスは存在しないので、出力側は入力側における０Ｖの電圧差において正確に切り替わる（図２の信号ｋ２）。しかし入力信号が小さく、ノイズのある場合には、複数回トリガーされる（切り換えられる）ことになる可能性がある。

それ自体は普通であるように、コンパレータＫ１およびＫ２に５Ｖの電圧が供給されると、これらは出力レベルは論理ゲートにおいて引き続き処理されるには適している０Ｖおよび５Ｖである。

コンパレータＫ１およびＫ２の２つの出力信号ｋ１およびｋ２は最終的に論理回路５に供給されて、ここで本来の出力信号Ｏｕｔが形成される。この論理回路は２つのインバータＮ１およびＮ２、並びに４つのＮＡＮＤゲートＵ１ないしＵ４から成っている。ＮＡＮＤゲートの出力側は、２つの入力側が同時にハイレベルを有しているときにだけローレベルである。このことはＮＡＮＤゲートＵ１ないしＵ４に当てはまる。

インバータＮ１の入力側およびＮＡＮＤゲートＵ２の入力側はシュミットトリガーＫ１の出力側に接続されている。インバータＮ１の入力側およびＮＡＮＤゲートＵ２の別の入力側はコンパレータＫ２の出力側に接続されている。

Ｎ１の出力側はＵ１の入力側に接続されている。同じく、Ｎ２の出力側はＵ１の他方の入力側に接続されている。Ｕ１の出力側はＵ３の入力側にも接続されており、Ｕ２の出力側も同じようにＵ４の入力側に接続されている。Ｕ３の出力側はＵ４の別の入力側に接続されており、Ｕ４の出力側も同じようにＵ３の他方の入力側に接続されている。

２つの帰還結合されているＮＡＮＤゲートＵ３およびＵ４は（ティーツェ−シェンク（Tietze-Schenk）にならい）「トランスペアレント」なＲＳフリップフロップを形成する。Ｕ３の出力側は論理回路の出力側であり、そこに信号Ｏｕｔが現れる。このＲＳフリップフロップの真理値表は次のようになる：

図１および図２に図示されている信号から明らかであるように、シュミットトリガーＫ１の反転された出力信号ｋ１およびコンパレータＫ２の反転された出力信号ｋ２はＮＡＮＤゲートＵ１に供給され、その出力側にはシュミットトリガーのヒステリスによって時間遅延された信号ｕ１が生じる。

信号ｋ１およびｋ２は−反転されずに−ＮＡＮＤゲートＵ１に供給される。このＮＡＮＤゲートの出力信号ｕ２は信号ｋ２の上昇する側縁から信号ｋ１の下降する側縁までローレベルを有している。

このようにして、２つの信号ｕ１およびｕ２が得られ、これらは引き続いて「トランスペアレント」なＲＳフリップフロップに供給される。このフリップフロップの出力信号Ｏｕｔは、ｕ１がローで、ｕ２がハイのときハイであり、ｕ１がハイで、ｕ２がローのときローである。ｕ１もｕ２もハイであれば、先行状態（Ｏｕｔ_ー１）が維持される。従って例えばコンパレータＫ２のマルチトリガーによる別の切換状態は作用効果には現れないままである。全体としてこのようにして、ＮＡＮＤゲートＵ３の出力側に、相互コンダクタンス増幅器Ａ１の出力電圧ｓ２の上昇するおよび下降する、参照電圧Ｖｒｅｆのレベルの通過に位相同期して切り替わるデジタル信号Ｏｕｔが生じる。この信号は
ヒステリス遅延を有していない、かつ
マルチトリガーが生じていない。

評価回路の出力信号Ｏｕｔはそれから引き続く処理（周波数検出など）のために例えば図示されていないマイクロコントローラに供給することができる。

誘導センサに対する診断回路６は３つのコンパレータＫ３，Ｋ４およびＫ５、分圧器Ｒ１３ないしＲ１６、並びに保持回路Ｈから成っている。

コンパレータＫ３およびＫ４の非反転入力側並びにコンパレータＫ５の反転入力側には参照電圧Ｖｒｅｆが加わる。コンパレータＫ３およびＫ４の反転入力側、並びにコンパレータＫ５の非反転入力側は分圧器のそれぞれ異なったタップ点に接続されている。

コンパレータＫ３ないしＫ５の出力側は保持回路Ｈの入力側に接続されており、保持回路の出力側は図示されていないマイクロコントローラに導かれている。リセット線路Ｒｅｓｅｔもこのマイクロコントローラに接続されている。

分圧器は給電電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）および基準電位ＧＮＤに接続されていて、３つのタップ点に異なっている電圧が生じるようになっている。Ｒ１３ないしＲ１６の抵抗値の適当な選択によって、例えば上側の電圧しきい値（例えば４．８Ｖ）、真ん中の電圧しきい値（例えば４Ｖ）および下側の電圧しきい値（例えば０．２７Ｖ）が生成される。

その場合コンパレータＫ３ないしＫ５の出力側は、±１Ｖ変動許容範囲を有する約２．５Ｖにあるときはローが現れる。このことは正常な作動状態、つまり診断状態「エラーなし」に相応する。

断線時には参照電圧Ｖｒｅｆは、カレントミラーＱ１〜Ｑ２のトランジスタＱ１からの電流によって駆動されて、約４．３Ｖに上昇していく。これに基づいてＫ４はハイレベルに切り替わりかつこの値は保持回路Ｈに記憶されかつ保持回路Ｈの出力側ＯＷもハイレベルをとる。

バッテリー電圧電位に対する短絡の際、参照電圧Ｖｒｅｆは既述した保護回路網によって約５．５Ｖに制限される。Ｋ３およびＫ４はこの場合、保持回路Ｈに記憶されるハイレベルに切り替わる。出力側ＳＣＢおよびＯＷはハイレベルをとる。付加的な、図示されていない簡単な論理結合によって、バッテリー電圧への短絡の際のＯＷの切換が妨げられる。しかしＯＷの抑圧は後続のマイクロコントローラにおける評価ソフトウェアによっても可能である。

基準電圧電位への短絡の際参照電圧Ｖｒｅｆの値は非常に小さくなり、これによりコンパレータＫ５がハイレベルに切り替わる。このレベルは同様に保持回路Ｈに記憶されかつ出力側ＳＣＧはハイレベルをとる。

そこで、上に述べたが図示されていないマイクロコントローラは保持回路Ｈの出力側に現れる信号レベルＳＣＢ、ＯＷおよびＳＣＧを問い合わせかつ評価しかつそこからエラーのあるなしおよびその種類（断線、バッテリー電圧電位への短絡、基準電圧電位への短絡）を識別することができる。この信号レベルを読み出した後、マイクロコントローラは保持回路Ｈを線路Ｒｅｓｅｔを用いて再びリセットすることができる。

信号ＳＣＢ、ＯＷおよびＳＣＧの繰り返される読み出し、続いて行われる保持回路のその都度のリセットおよび信号レベルの時間変化の観察によって、真のエラー、持続的なエラーおよび散発的な−妨害電圧によって引き起こされる可能性がある−見せかけエラーかの区別が可能である。

本発明の評価回路の回路構成略図 図１の回路の種々の信号経過を示す線図

Claims (4)

1. 誘導センサ（１）、例えば自動車の内燃機関のクランク軸の回転特性を捕捉検出するためのセンサ用の評価回路であって、
   電磁センサ（１）を備え、該電磁センサは定電流を用いた外部励磁部（２）を持っており、
   相互コンダクタンス増幅器（３，Ａ１）を備え、該増幅器の反転入力側には前記センサ（１）の出力信号（ｓ１）が供給され、かつ該増幅器の出力信号は反転形低域通過フィルタ（Ａ２）において参照電圧（Ｖｒｅｆ）に変換され、該参照電圧は相互コンダクタンス増幅器（Ａ１）の非反転入力側に供給され、
   デジタル化回路（４）を備え、該デジタル化回路はシュミットトリガー（Ｋ１）とこれに対して並列である電圧コンパレータ（Ｋ２）とを有しており、該シュミットトリガーおよび電圧コンパレータともに相互コンダクタンス増幅器（Ａ１）の出力信号（ｓ２）および参照電圧（Ｖｒｅｆ）が供給され、ここでシュミットトリガー（Ｋ１）は該シュミットトリガーにより規定される時間遅延を伴った出力信号（ｋ１）を送出しかつ電圧コンパレータ（Ｋ２）はを時間遅延を伴わない出力信号（ｋ２）を送出し、かつ
   論理回路（５）を備え、該論理回路はデジタル化回路（４）の２つの出力信号（ｋ１，ｋ２）から評価回路の時間遅延を伴わない出力信号（Ｏｕｔ）を形成し、該時間遅延を伴わない出力信号は前記相互コンダクタンス増幅器（Ａ１）の出力信号（ｓ２）の、前記参照電圧（Ｖｒｅｆ）のレベルに対する、上昇するおよび下降する通過に位相同期して切り替わりかつ後続の処理のために使用できるようにする
   評価回路。
2. 前記論理回路（５）は２つのインバータ（Ｎ１，Ｎ２）および４つのＮＡＮＤゲート（Ｕ１〜Ｕ４）を有しており、
   このうち１つのインバータ（Ｎ１）の入力側およびこのうち１つのＮＡＮＤゲート（Ｕ２）の入力側は前記シュミットトリガー（Ｋ１）の出力側に接続されており、
   別のインバータ（Ｎ２）の入力側および前記ＮＡＮＤゲート（Ｕ２）の他方の入力側は電圧コンパレータ（Ｋ２）の出力側に接続されており、
   前記最初のインバータ（Ｎ１）の出力側は別のＮＡＮＤゲート（Ｕ１）の１つの入力側に接続されており、かつ前記別のインバータ（Ｎ２）の出力側は該別のＮＡＮＤゲート（Ｕ１）の別の入力側に接続されており、
   該別のＮＡＮＤゲート（Ｕ１）の出力側は更に別のＮＡＮＤゲート（Ｕ３）の入力側に接続されておりかつ前記最初のＮＡＮＤゲート（Ｕ２）の出力側は更にもう１つ別のＮＡＮＤゲート（Ｕ４）の入力側に接続されており、かつ
   該２つの更に別のＮＡＮＤゲート（Ｕ３）および更にもう１つ別のＮＡＮＤゲート（Ｕ４）は、該更にもう１つ別のＮＡＮＤゲート（Ｕ４）の出力側を更に別のＮＡＮＤゲート（Ｕ３）の前記とは別の入力側に接続しかつセンサシステムの出力信号（Ｏｕｔ）が引き続く処理のために取り出される、前記更に別のＮＡＮＤゲート（Ｕ３）の出力側を該更にもう１つ別のＮＡＮＤゲート（Ｕ４）の前記とは別の入力側に接続することによってトランスペアレントなＲＳフリップフロップを形成している
   請求項１記載の評価回路。
3. 上側の電圧しきい値（ｏＳ）、中位の電圧しきい値（ｍＳ）および下側の電圧しきい値（ｕＳ）が前以て決められており、
   前記参照電圧（Ｖｒｅｆ）が中位の電圧しきい値（ｍＳ）を上回るとき、断線が識別され、
   前記参照電圧（Ｖｒｅｆ）が上側の電圧しきい値（ｏＳ）を上回るとき、バッテリー電圧電位への短絡が識別され、
   前記参照電圧（Ｖｒｅｆ）が下側の電圧しきい値（ｕＳ）を下回るとき、基準電圧電位（ＧＮＤ）への短絡が識別される
   請求項１記載の評価回路。
4. 給電電圧（Ｖｃｃ）と基準電圧電位（ＧＮＤ）との間に、上側の電圧しきい値（ｏＳ）、中位の電圧しきい値（ｍＳ）および下側の電圧しきい値（ｕＳ）を形成するための分圧器（Ｒ１３〜Ｒ１６）が設けられており、
   電圧コンパレータ（Ｋ３）が設けられており、該電圧コンパレータにおいて参照電圧（Ｖｒｅｆ）が上側の電圧しきい値（ｏＳ）と比較され、
   電圧コンパレータ（Ｋ４）が設けられており、該電圧コンパレータにおいて参照電圧（Ｖｒｅｆ）が中位の電圧しきい値（ｍＳ）と比較され、かつ
   参照電圧（Ｖｒｅｆ）が中位の電圧しきい値（ｍＳ）および上側の電圧しきい値（ｏＳ）を上回っていないまたは下側の電圧しきい値（ｕＳ）を下回っていないときローである、電圧コンパレータ（Ｋ３〜Ｋ５）の出力信号のレベルが保持回路（Ｈ）に記憶され、該保持回路から該レベルを引き続く処理のために呼び出すことができかつ該記憶されたレベルはリセット信号（Ｒｅｓｅｔ）によって消去可能である
   請求項３記載の評価回路。

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