JP4244293B2

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Publication number: JP4244293B2
Application number: JP2002364020A
Authority: JP
Inventors: 哲裕川本; 吉久岡本
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 2002-12-16
Filing date: 2002-12-16
Publication date: 2009-03-25
Anticipated expiration: 2022-12-16
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特に、そのスイッチング損失を低減する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２４は、従来周知のＤＣ／ＤＣコンバータの一種である降圧チョッパの主回路に、スイッチング損失を低減させるための対策を施したものである。直流電源１、スイッチング素子２、ダイオード３、リアクトル４およびコンデンサ５で主回路を構成し、スイッチング素子２を所定の周期でオンオフ動作させることにより、直流電源１の直流電圧を降圧して負荷６に供給する。以下、スイッチング損失、特にそのウエイトが大きいターンオフ損失の低減を実現する回路動作について説明する。
【０００３】
制御回路７は、スイッチング素子２のターンオンタイミングの手前で補助スイッチング素子９をターンオンさせる。即ち、主回路のダイオード３からリアクトル４を介して負荷６に電流を供給する還流モードの期間に補助スイッチング素子９がターンオンすると、ダイオード３が導通している期間は共振用リアクトル１０に直流電源１の電圧が印加され共振用リアクトル１０に電流が流れ始め、この電流値がダイオード３の順方向電流、即ち、負荷電流値に達した時点でスイッチング素子２をターンオンする。これにより、ダイオード３はオフし、その直後に補助スイッチング素子９をターンオフすると、共振用リアクトル１０−共振用コンデンサ８−補助ダイオード１１−共振用リアクトル１０の閉回路が形成され、共振用リアクトル１０から共振用コンデンサ８に共振電流が流れて共振用コンデンサ８が図示の極性の電圧に充電される。この場合、共振用リアクトル１０に蓄えられたエネルギーが過剰で共振用コンデンサ８の電圧が直流電源１の電圧以上になろうとすると、共振用リアクトル１０−補助ダイオード１３−直流電源１−補助ダイオード１２−補助ダイオード１１−共振用リアクトル１０のルートで、この過剰エネルギーが直流電源１に帰還される。
【０００４】
ここで、スイッチング素子２がターンオフすると、スイッチング素子２に流れていた電流、即ち負荷電流は、直ちに、補助ダイオード１２−共振用コンデンサ８−リアクトル４−負荷６−補助ダイオード１２のルートに移行し、共振用コンデンサ８はこの電流で放電して電圧が低減していく。スイッチング素子２のターンオフ後に極間に現れる電圧は、直流電源１の一定電圧から共振用コンデンサ８の減衰電圧を差し引いた値になるので、結局上記極間電圧は、共振用コンデンサ８の電圧減衰の傾きで上昇することになり、共振用コンデンサ８等が無い場合に比較してその上昇速度が低減し、電流の垂下特性との積で求まるターンオフ損失の低減が実現する訳である（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特開平７−２４１０７１号公報（第４、５頁、図１、図２）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ＤＣ／ＤＣコンバータ、例えば、降圧チョッパにおける従来のターンオフ損失低減策は以上のように構成されているので、以下のような問題がある。
即ち、補助スイッチング素子９が必要となって、制御が複雑になり、また、当該補助スイッチング素子９および補助ダイオード１１、１２、更に共振用リアクトル１０には負荷６の電流である主回路電流が流れるので、これらの構成部品が大容量となって、装置が複雑、高価になるという問題があった。
【０００７】
この発明は、以上のような従来の問題点を解消するためになされたもので、小容量の部品を使用した簡単安価な構成で、スイッチング素子のターンオフ損失の低減を可能とするＤＣ／ＤＣコンバータを得ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源、所定の周期でオンオフ動作するスイッチング素子、このスイッチング素子のオン動作期間における上記直流電源からの通電で蓄えられたエネルギーを上記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するリアクトルからなる第１の回路要素、および上記スイッチング素子のオフ期間に上記第１の回路要素から上記負荷に上記エネルギーを供給する経路を形成するダイオードからなる第２の回路要素を備えたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記直流電源と上記スイッチング素子と上記回路要素とが直列になって形成される閉回路における上記回路要素と並列に補助回路を接続し、
上記補助回路は、補助コンデンサからなり、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記直流電源に並列に接続されて充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で放電するようにし、
上記補助回路は、上記補助コンデンサと直列に接続された第１の補助ダイオード、およびこの第１の補助ダイオードと並列に接続された、上記補助コンデンサが充電されるときの突入電流を抑制する突入電流抑制用リアクトルと第２の補助ダイオードとの直列接続体を備え、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記突入電流抑制用リアクトルおよび上記第２の補助ダイオードを介して上記直流電源により充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で上記第１の補助ダイオードを介して放電するようにしたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
発明の主題に入る前に、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である昇圧チョッパを例にとり、その回路構成と動作を説明し、更に、同回路で発生するスイッチング損失の中で、ターンオフ損失が大きなウエイトを占める点について説明する。
【００１０】
図１は、ＤＣ／ＤＣコンバ一夕の一種である昇圧チョッパの主回路構成とその制御部を示したものである。その各部の構成および動作は以下のようになっている。
図１において、直流電源Ｅｓは太陽電池や商用交流電源の整流器等の直流電源回路を示している。昇圧チョッパの主回路部は、リアクトルＬｕとスイッチング素子ＳｕとダイオードＤｕとコンデンサＣｕとによって構成され、直流電源の電圧Ｖｅｓを昇圧した電圧Ｖｃｕを負荷Ｒｕに供給している。その負荷Ｒｕへ供給する電圧Ｖｃｕを設定値Ｖｒｕ（ｒ）に制御しているのが昇圧チョッパ制御部である。
先ず、昇圧チョッパ主回路部の動作について説明する。スイッチング素子ＳｕをＯＮすると、直流電源ＥｓはリアクトルＬｕを介して短絡されることになるため、リアクトルＬｕを流れる電流Ｉｌｕは一定の割合で増加していき、同時にリアクトルＬｕにエネルギーが蓄えられていくことになる。そして十分リアクトルＬｕにエネルギーが蓄えられた後、スイッチング素子ＳｕをＯＦＦさせると、直流電源Ｅｓからのエネルギーに加えてリアクトルＬｕに蓄えられていたエネルギーがダイオードＤｕを介して負荷Ｒｕに供給されることになるため、負荷Ｒｕには直流電源電圧Ｖｅｓよりも高い電圧Ｖｃｕ（＝直流電源電圧Ｖｅｓ＋リアクトルに蓄えられたエネルギーの電圧換算値）が加わることになる。
【００１１】
そして、リアクトルＬｕに蓄えられたエネルギーで負荷Ｒｕの電圧を設定値まで昇圧できない場合は、再びスイッチング素子ＳｕをＯＮしてリアクトルＬｕにエネルギーを蓄え、スイッチング素子ＳｕをＯＦＦして負荷Ｒｕヘエネルギーを供給するというようにスイッチング素子ＳｕのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことによって、負荷Ｒｕの電庄を所定の電圧に昇圧することができる。
なお、ダイオードＤｕは直流電源電圧Ｖｅｓよりも高い電圧を負荷Ｒｕに供給した後、負荷側の高い電圧が電源側へ逆充電されるのを防ぐためのものであり、コンデンサＣｕは、スイッチング素子ＳｕがＯＦＦしている期間のみ負荷Ｒｕへ供給されるパルス状の電圧を直流に平滑する働きをしている。
【００１２】
次に、昇圧チョッパ制御部の構成と動作について説明する。昇圧チョッパ制御部は、昇圧チョッパの出力電圧を検出して昇圧チョッパ制御部に昇圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｕを供給する電圧センサＶＣｕと、負荷電圧の設定値に基づく負荷電圧設定信号Ｖｒｕ（ｒ）を出力する昇圧チョッパ出力電圧設定器ＶＲｕ（Ｒ）と、昇圧チョッパ出力電圧設定信号Ｖｒｕ（ｒ）と昇圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｕとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｖｒｕ（ｒ）−Ｖｃｕの値を出力する比較演算回路ＥＲと、比較演算回路ＥＲからの比較演算信号Ｅｒの値から昇圧チョッパのスイッチング素子ＳｕのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）を算出する昇圧チョッパ出力電圧制御部ＶＣと、スイッチング素子ＳｕのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）をキャリア信号発生部ＣＧから出力されるキャリア信号Ｃｒを用いて実際のスイッチング素子ＳｕのＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓｕに変換するＰＷＭ制御部ＰＷＭとで構成される。
そして、昇圧チョッパの出力電圧Ｖｃｕと負荷電圧の設定値との偏差に応じてスイッチング素子ＳｕのＯＮ時間が制御されるので、昇圧チョッパの出力電圧が負荷電圧設定値に制御されることになる。
【００１３】
図２は、図１に示す昇圧チョッパの動作信号の関係を説明するための波形タイミング図であり、図１に示す動作を図２のタイミング図を参照して説明する。図２（Ａ）の波形はスイッチング素子制御信号Ｓｓｕの波形を示し、図２（Ｂ）の波形はスイッチング素子Ｓｕにかかる電圧Ｖｓｕとスイッチング素子Ｓｕを流れる電流Ｉｓｕ（以下、スイッチング素子にかかる電圧のことを「コレクタ・エミッタ間電圧」、スイッチング素子を流れる電流のことを「コレクタ電流」と記す）の波形を説明するために、両者を同一時間軸ｔ上に重ねて記載したコレクタ・エミッタ間電圧（実線）Ｖｓｕの波形およびコレクタ電流（点線）Ｉｓｕの波形を示す。
ＰＷＭ制御部ＰＷＭは、昇圧チョッパ出力電圧制御部ＶＣからのスイッチング素子ＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）に応じて定まる図２（Ａ）に示すパルス幅期間Ｔｏｎのスイッチング素子制御信号Ｓｓｕを出力する。
【００１４】
図２（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔｌにおいて、ＰＷＭ制御部ＰＷＭは、スイッチング素子制御信号Ｓｓｕのオン命令を出力してスイッチング素子Ｓｕを遮断状態から導通状態にする。このときに、図２（Ｂ）の斜線範囲Ｐｎに示すターンオン時のスイッチング損失（以下、ターンオン損失という）が発生する。また、図２（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、ＰＷＭ制御部ＰＷＭは、スイッチング素子制御信号Ｓｓｕのオフ命令を出力してスイッチング素子Ｓｕを導通状態から遮断状態にする。このとき図２（Ｂ）の斜線範囲Ｐｆに示すターンオフ時のスイッチング損失（以下、ターンオフ損失という）が発生する。さらに、スイッチング素子Ｓｕは、導通期間Ｔｏｎの間、飽和領域で動作しているときは図示していないスイッチング素子飽和時の損失（以下、飽和損失という）も発生する。
【００１５】
次に、これら各スイッチング損失の特性について説明する。スイッチング素子Ｓｕが導通状態から遮断状態になる過渡期間で、スイッチング素子Ｓｕが不飽和状態になって、スイッチング素子Ｓｕのコレクタ電流Ｉｓｕは飽和時よりも減少するが、逆にコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕが増加して、コレクタ電流Ｉｓｕとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとの積で定まる図２（Ｂ）の斜線範囲Ｐｆに示すターンオフ損失が発生する。スイッチング素子Ｓｕに、例えばＩＧＢＴ泰子を使用した場合は、ターンオフ損失は、上記斜線範囲Ｐｆに記載されたコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がり速度が速いことよりもコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕが立ち上がってからコレクタ電流Ｉｓｕがゼロになるまでの時間が長いためにターンオフの損失が大きくなる。
【００１６】
また、スイッチング素子Ｓｕが遮断状態から導通状態になる過渡期間で、スイッチング素子Ｓｕが不飽和状態になって、スイッチング素子Ｓｕのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕは遮断時よりも減少するが、逆にコレクタ電流Ｉｓｕが増加して、コレクタ電流Ｉｓｕとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとの積で定まる図２（Ｂ）の斜線範囲Ｐｎに示すターンオン損失が発生する。このターンオン損失は、上記斜線範囲Ｐｎに記載されたコレクタ電流Ｉｓｕの立ち上がり速度が遅いので、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち下がり直線とコレクタ電流Ｉｓｕの立ち上がり直線とで囲む斜線範囲Ｐｎが、前述したターンオフ時の斜線範囲Ｐｆよりも小さくなり、斜線範囲Ｐｎのターンオン損失が、斜線範囲Ｐｆのターンオフ損失よりも低損失になっている。本出願でターンオフ損失の低減を課題としている所以である。
【００１７】
更に、スイッチング素子Ｓｕが導通状態で飽和しているときは、そのスイッチング素子Ｓｕのコレクタ電流Ｉｓｕは定格電流で通電しているが、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕが飽和電圧になっているので、コレクタ電流Ｉｓｕとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとの積で定まる飽和損失が発生する。但し、この飽和損失は、スイッチング素子の特性とドライブ条件で決まり回路上では低減することはできず、本出願では、上述したターンオン損失と同様、検討の対象外としている。
【００１８】
以上で説明したＤＣ／ＤＣコンバータの一例である昇圧チョッパとしての本来の構成、動作を前提に、本願の主題であるターンオフ損失低減策の内容について以下詳細に説明する。
図３は、この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図で、図１、２で説明した昇圧チョッパの主回路に、ターンオフ損失を低減するためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を追加したものである。ここで、ゼロ電圧スイッチング用補助回路は、上記主回路の第１の回路要素であるリアクトルＬｕと並列に接続されている。
なお、昇圧チョッパ主回路部および制御部は元の図１と全く同一である。即ち、本願発明のターンオフ低減策は、チョッパ回路としての制御動作に全く影響を及ぼすことなく適用することができ、従来技術に比較して大きな利点がある。
更に、その動作は後段で詳述するが、ターンオフ損失低減のためスイッチング素子Ｓｕのターンオフ後の電圧立ち上がりを緩和する補助コンデンサＣｎ１の充電を、主回路の電流とは並列的な動作で行うので、主回路の電流を直列的に取り込んで充電動作を行う従来技術に比較してターンオフ損失低減策に必要な構成部品の容量が小さくて済み、結果として装置が簡単安価になるという利点がある。
【００１９】
以下、ゼロ電圧スイッチング用補助回路の構成、およびターンオフ損失に係る動作を中心に説明する。
補助コンデンサＣｎｌは、スイッチング素子Ｓｕに加わる電圧をゼロにするために直流電源Ｅｓと同じ電圧をスイッチング素子ＳｕのリアクトルＬｕ側に発生させるためのコンデンサである。スイッチング素子ＳｕがＯＮすると、直流電源Ｅｓから後述する突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎ１−スイッチング素子Ｓｕ−直流電源Ｅｓまでのルートで閉回路が形成され直流電源Ｅｓからこの補助コンデンサＣｎ１が充電され、やがてスイッチング素子Ｓｕにかかる電圧がゼロになる。
突入電流抑制用リアクトルＬｎ１は、スイッチング素子ＳｕがＯＮして、その補助コンデンサＣｎ１が充電されるときの突入電流を抑制するためのリアクトルである。
第２の補助ダイオードＤｎ２は、スイッチング素子ＳｕがＯＮして、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌを介して補助コンデンサＣｎ１が充電されたのち、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１と補助コンデンサＣｎｌとの間で共振が起こるのを防ぐために設けられた共振防止用のダイオードである。第１の補助ダイオードＤｎｌは、補助コンデンサＣｎ１の充電が完了したらこれ以上充電されないように突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を短絡したり、スイッチング素子Ｓｕのターンオフ時に、補助コンデンサＣｎ１の電圧を突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を介さずに放電させるためのダイオードである。
以上の補助コンデンサＣｎ１、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１、補助ダイオードＤｎ２、Ｄｎ１で構成された回路をゼロ電圧スイッチング用補助回路と名付けることにする。
【００２０】
図４は、図３に示す昇圧チョッパの動作信号の関係を説明するための波形タイミング図であり、図５は、図３に示す昇圧チョッパ主回路部の記述方法を若干変更し、昇圧チョッパの各動作モードに於ける電圧と電流の動向を示した動作シーケンス図である。図３に示す本発明の動作を図５の動作シーケンス図に沿って図４の波形タイミング図を参照しながら説明する。
図４（Ａ）の波形はスイッチング素子制御信号Ｓｓｕの波形を示し、図４（Ｂ）の波形はスイッチング素子Ｓｕのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとコレクタ電流Ｉｓｕとの波形を説明するために、両者を同一時間軸ｔ上に重ねて記載したコレクタ・エミッタ間電圧（実線）Ｖｓｕの波形およびコレクタ電流（点線）Ｉｓｕの波形を示す。
図５（Ａ）は、スイッチング素子ＳｕがＯＮしたときの昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕがＯＮすると、補助コンデンサＣｎ１は直流電源Ｅｓに並列に接続されることになる。従って、直流電源Ｅｓから昇圧チョッパ主回路のリアクトルＬｕ−直流電源Ｅｓという経路でリアクトルＬｕにエネルギーを蓄える主回路の電流と並列的に、直流電源Ｅｓ−突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎｌ−直流電源Ｅｓという経路で補助コンデンサＣｎ１を充電する電流が流れる。なお、スイッチング素子ＳｕがＯＮする前の補助コンデンサＣｎ１の電圧はゼロであるため、スイッチング素子ＳｕがＯＮした瞬間、直流電源Ｅｓから補助コンデンサＣｎｌ、更には、スイッチング素子Ｓｕに突入電流が流れるが、この突入電流防止のために突入電流抑制用リアクトルＬｎｌを設けている。従って、補助コンデンサＣｎ１の具体的な容量値や回路配線の漂遊インダクタンス等を考慮してこの電流が支障のない範囲に収まるようであればこの突入電流抑制用リアクトルＬｎ１は省略してもよい。更に、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を省略すれば、補助ダイオードＤｎ２、補助ダイオードＤｎ１も省略できる。
【００２１】
更に、この場合、補助コンデンサＣｎ１の充電が完了しても、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌには補助コンデンサＣｎ１充電の際のエネルギーが蓄えられてしまっているため、そのエネルギーが補助コンデンサＣｎｌと突入電流抑制用リアクトルＬｎ１との間で受け渡しを繰り返し、共振現象が発生してしまう。この共振現象を防止するため、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌと補助コンデンサＣｎｌとの間に共振防止用のダイオードＤｎ２を挿入し、更に、補助コンデンサＣｎｌへの充電が完了したらこれ以上充電されないように突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を短絡させる補助ダイオードＤｎ１を設けて、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１に蓄えられたエネルギーを、補助ダイオードＤｎ２−補助ダイオードＤｎｌ−突入電流抑制用リアクトルＬｎｌの経路で消失させるようにしている。
【００２２】
図５（Ｂ）は、スイッチング素子ＳｕがＯＮして補助コンデンサＣｎ１の充電が完了したときの昇圧チョッパ回路の状態を示したものである。ゼロ電圧スイッチング用補助回路に電流は流れなくなり、スイッチング素子ＳｕがＯＮしている限り主回路のリアクトルＬｕにエネルギーを蓄え続ける。
【００２３】
図５（Ｃ）は、図５（Ｂ）の状態からスイッチング素子ＳｕをＯＦＦさせたときの昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕがＯＦＦする瞬間においては、当該スイッチング素子Ｓｕは、電圧Ｖｅｓの直流電源Ｅｓと直流電源Ｅｓと同じ電圧Ｖｅｓに充電された補助コンデンサＣｎ１に挾まれているので、スイッチング素子Ｓｕにかかる電圧は両者の電圧差、即ち、ゼロになっている。
スイッチング素子ＳｕのＯＦＦ動作により、それまで補助コンデンサＣｎｌの電圧を維持していた直流電源Ｅｓが補助コンデンサＣｎｌから切り離されるため、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１−主回路リアクトルＬｕ−補助コンデンサＣｎ１の経路で放電を開始し、補助コンデンサＣｎ１の電圧はＶｅｓから低下してくる。この電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｕターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がり速度に等しくなり、この速度は、従来の、スイッチング素子Ｓｕのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度よりも大幅に遅くなるため、コレクタ電流Ｉｓｕとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとの積で定まる図４（Ｂ）の斜線範囲Ｐｆｎに示すターンオフ損失が従来に比べて小さくなる。
スイッチング素子ＳｕにＩＧＢＴ素子を使用した場合は、ターンオン損失が小さいため、この本発明の方式を用いればスイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失を低減できることになり、スイッチング損失低減の割合が大きくなる。
【００２４】
図５（Ｄ）は、スイッチング素子ＳｕがＯＦＦし、補助コンデンサＣｎ１が完全に放電して電圧がゼロになった後の昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。補助コンデンサＣｎ１の電圧がゼロになった後は、主回路のリアクトルＬｕに蓄えられたエネルギーで補助コンデンサＣｎ１を逆充電しながら負荷にこのエネルギーが供給され、主回路コンデンサＣｕには直流電源電圧Ｖｅｓ以上の電圧Ｖｅｓ＋Ｖｃｎが充電されて負荷Ｒｕに供給されることになる。ここで、Ｖｃｎは、補助コンデンサＣｎ１に充電される電圧、即ち、主回路のリアクトルＬｕに発生する電圧である。
【００２５】
図５（Ｅ）は、主回路のリアクトルＬｕに蓄えられたエネルギーが負荷Ｒｕへ供給された後、再び主回路のリアクトルＬｕにエネルギーを蓄えるためにスイッチング素子ＳｕがＯＮされたときの昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕがＯＮする前、補助コンデンサＣｎｌにはＶｃｎの電圧が逆充電されているので、スイッチング素子ＳｕがＯＮした瞬間、電圧Ｖｃｎに逆充電された補助コンデンサＣｎｌを直流電源Ｅｓが、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎｌ−スイッチング素子Ｓｕ−直流電源Ｅｓの経路で充電することになり、その際に突入電流が流れる。しかし、その突入電流は突入電流抑制用リアクトルＬｎ１の働きにより低く抑えられるため問題はなく、やがて補助コンデンサＣｎ１がゼロボルトまで充電されて、図５（Ａ）の状態に戻ることになる。
以上の図５（Ａ）から（Ｅ）の動作を繰り返すことで、スイッチング素子Ｓｕのターンオフ損失低減と昇圧チョッパの昇圧動作の両方を実現することができる。
【００２６】
次に、以上で説明した昇圧チョッパおよびこれにゼロ電圧スイッチング用補助回路を接続した場合の動作波形をシミュレーションにより求め、これからターンオフ損失低減の効果を実証した結果について説明する。
先ず、図６は、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けない場合の、スイッチング素子ＳｕのＯＮ／ＯＦＦ信号（同図（１））および各部の電圧電流（同図（２）〜（６））波形を示す。この内、特に着目すべきスイッチング素子Ｓｕターンオフ時の、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕ、コレクタ電流Ｉｓｕ、更に両者を掛け合わせた、ターンオフ損失値に相当するＶｓｕ・Ｉｓｕについて、それぞれ縦軸（電圧値、電流値）および横軸（時間）を拡大した波形を図７に示す。
図７から判るように、スイッチング素子Ｓｕのターンオフで電圧Ｖｓｕは急峻に立ち上がっており（同図（１））、ターンオフ損失を示すＶｓｕ・Ｉｓｕは高い値になっており（同図（３））、図２（Ｂ）で説明した斜線範囲Ｐｆに相当する面積、即ち、ターンオフ損失量が大きいことが判る。
【００２７】
これに対し、図８は、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた場合の各波形を示す。図中央の１周期分を例にとり、図５で説明した各動作モード（Ａ）〜（Ｅ）の時間帯を表示している。ここで、特に着目すべきは、スイッチング素子Ｓｕがターンオフした直後の動作モード（Ｃ）であるが、図７と同様にこの部分を中心に拡大して示す図９から明らかなように、ターンオフ後のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がりが補助コンデンサＣｎ１の放電特性に対応して大幅に緩やかになっている（図９（１））。この結果、コレクタ電流Ｉｓｕの立ち下がり速度は変化無いが、同図（３）に示すＶｓｕ・Ｉｓｕ、即ち、ターンオフ損失は、図７に示す、ゼロ電圧スイッチング用補助回路無しの場合に比較して大幅に低減し、ほとんどゼロになっていることが明らかである。
【００２８】
以上のように、この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、昇圧チョッパとしての制御回路の構成に何ら変更を加えることなく、また、主回路に比べて小容量の部品からなる簡単な構成のゼロ電圧スイッチング用補助回路を付加するのみで、スイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来る。
ターンオフ損失をほとんどゼロにまで低減できる結果、
（１）スイッチング素子Ｓｕのスイッチング周波数を従来より高くしても、機器効率があまり低下しなくなる。
（２）スイッチング素子Ｓｕの冷却機構の限界から定まる昇圧チョッパ回路のスイッチング周波数の上限値限界を上げることができ、可聴域を超えるスイッチング周波数に設定して騒音をなくすことが可能となる。
（３）スイッチング周波数を従来より高くしても大型のスイッチング素子冷却機構を設ける必要がなくなり、高周波化による機器のコンパクト化、低騒音化、低コスト化のすべてを機器効率を大きく低下させることなく満足させることが可能となる。
等の性能特性や経済面の大きな利点が得られる。
【００２９】
なお、上述の図５（Ｃ）では、スイッチング素子ＳｕのＯＦＦ動作により、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１−主回路リアクトルＬｕ−補助コンデンサＣｎ１の経路で放電を開始するが、この放電による電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｕターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がり速度に等しくなり、この速度がターンオフ損失に大きく影響する訳である。
従って、図１０に示すように、補助ダイオードＤｎ１に直列に別途放電電流低減用リアクトルＬｎ２を挿入すると、スイッチング素子ＳｕＯＦＦ動作時の補助コンデンサＣｎ１の放電電流が低減してその分放電が緩やかになり、スイッチング素子Ｓｕターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がり速度が遅くなり、結果として、ターンオフ損失低減の効果が更に顕著になる。
【００３０】
実施の形態２．
ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である降圧チョッパに、この発明になるターンオフ損失低減策を施した場合について説明する。
図１１は、降圧チョッパの主回路構成とその制御部を示したものである。図１２は、降圧チョッパの主回路に、ターンオフ損失を低減させるためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を追加したものである。
先ず、降圧チョッパの構成と動作について図１１に基づき説明する。
直流電源Ｅｂは太陽電池や商用交流電源の整流器等の直流電源回路を示している。降圧チョッパ回路は、リアクトルＬｄとスイッチング素子ＳｄとダイオードＤｄとコンデンサＣｄとによって構成され、直流電源Ｅｂの電圧Ｖｅｂを降圧した電圧Ｖｃｄを負荷Ｒｄに供給している。その負荷Ｒｄへ供給する電圧Ｖｃｄを設定値Ｖｃｄ（ｒ）に制御しているのが降圧チョッパ制御部である。
【００３１】
先ず、降圧チョッパの主回路部の動作について説明する。スイッチング素子ＳｄをＯＮすると直流電源ＥｂはリアクトルＬｄを介して負荷Ｒｄへ電力を供給する。その時、リアクトルＬｄを流れる電流Ｉｌｄは一定の割合で増加していくため、リアクトルＬｄにもエネルギーが蓄えられることになる。その時、負荷Ｒｄにかかる電圧Ｖｃｄは、電源電圧ＶｅｂからリアクトルＬｄにかかる電圧を差し引いた電圧となるため、電源電圧Ｖｅｂよりも低い電圧が負荷Ｒｄへ印加されることになる。そして、リアクトルＬｄに十分エネルギーが蓄えられた後、スイッチング素子ＳｄをＯＦＦさせると、直流電源Ｅｂが負荷Ｒｄから切り離されるため、直流電源Ｅｂから負荷Ｒｄへの電力供給は絶たれ、リアクトルＬｄに蓄えられていたエネルギーが負荷Ｒｄへ供給される。
【００３２】
そして、リアクトルＬｄに蓄えられたエネルギーでは負荷Ｒｄに所定の電圧（電力）を確保できない場合は、再びスイッチング素子ＳｄをＯＮして直流電源Ｅｂから負荷Ｒｄへ電力供給を行いながらリアクトルＬｄにエネルギーを蓄え、スイッチング素子ＳｄをＯＦＦして負荷ＲｄヘリアクトルＬｄのエネルギーを供給する。以上のようにスイッチング素子ＳｄのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことにより、負荷Ｒｄの電圧を所定の電圧に降圧することができる。なお、ダイオードＤｄはスイッチング素子ＳｄがＯＦＦして直流電源Ｅｂが負荷Ｒｄから切り離されても、リアクトルＬｄに蓄えられていたエネルギーを負荷Ｒｄへ供給できるようにするためのものであり、コンデンサＣｄは、負荷Ｒｄへ供給される電圧をきれいな直流に平滑する働きをしている。
【００３３】
次に、降圧チョッパ制御部の構成と動作について説明する。降圧チョッパ制御部は、降圧チョッパの出力電圧を検出して降圧チョッパ制御部に降圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｄを供給する電圧センサＶＣｄと、負荷電圧の設定値に基づく負荷電圧設定信号Ｖｒｄ（ｒ）を出力する降圧チョッパ出力電圧設定器ＶＲｄ（Ｒ）と、降圧チョッパ出力電圧設定信号Ｖｒｄ（ｒ）と降圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｄとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｖｒｄ（ｒ）−Ｖｃｄの値を出力する比較演算回路ＥＲと、比較演算回路ＥＲからの比較演算信号Ｅｒの値から降圧チョッパのスイッチング素子ＳｄのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）を算出する降圧チョッパ出力電圧制御部ＶＣと、スイッチング素子ＳｄのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）をキャリア信号発生部ＣＧから出力されるキャリア信号Ｃｒを用いて実際のスイッチング素子ＳｄのＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓｄに変換するＰＷＭ制御部ＰＷＭで構成される。そして、降圧チョッパの出力電圧Ｖｃｄと負荷電圧の設定値との偏差に応じてスイッチング素子ＳｄのＯＮ時間が制御されるので、降圧チョッパの出力電圧が負荷電圧設定値に制御されることになる。
【００３４】
勿論、以上で説明した降圧チョッパにおいても、スイッチング素子Ｓｄのスイッチング損失、特に、ターンオフ時の損失が問題となり、以下、図１２および図１３により、ターンオフ損失の低減を図る本願発明を応用した降圧チョッパの各部の構成および動作について説明する。
図１２は、ターンオフ損失を低減するためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を、図１１の降圧チョッパの主回路における第２の回路要素であるダイオードＤｄと並列に接続したものである。
図１３は、図１２に示す降圧チョッパ回路の記述方法を若干変更し、降圧チョッパの各動作モードに於ける電圧と電流の動向を示した動作シーケンス図である。
【００３５】
以下、図１２に示す本発明の動作を図１３の動作シーケンス図に沿って説明する。
図１３（Ａ）は、スイッチング素子ＳｄがＯＮしたときの降圧チョッパ回路を流れる電流と変化する電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｄがＯＮすると、補助コンデンサＣｎ１は直流電源Ｅｂに並列に接続されることになる。従って、直流電源Ｅｂからスイッチング素子Ｓｄ−降圧チョッパ主回路のリアクトルＬｄを介して負荷Ｒｄへ電力を供給するとともに降圧チョッパ主回路のリアクトルＬｄにエネルギーを蓄える主回路の電流と並列的に、直流電源Ｅｂからスイツチング素子Ｓｄ−突入電流抑制用リアクトルＬｎｌ−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎ１−直流電源Ｅｂという経路で補助コンデンサＣｎｌを充電する電流が流れる。なお、スイッチング素子ＳｄがＯＮする前の補助コンデンサＣｎ１の電圧はゼロであるため、スイッチング素子ＳｄがＯＮした瞬間、直流電源Ｅｂからスイッチング素子Ｓｄを介して補助コンデンサＣｎｌに突入電流が流れるが、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌを設けているため突入電流の大きさとしては小さくなる。
なお、先の実施の形態１と同様、補助コンデンサＣｎ１の具体的な容量値や回路配線の漂遊インダクタンス等を考慮してこの電流が支障のない範囲に収まるようであればこの突入電流抑制用リアクトルＬｎ１、更には、補助ダイオードＤｎ２、補助ダイオードＤｎ１を省略してもよい。
電圧は低くなって降圧動作となる。
【００３６】
更に、この場合、補助コンデンサＣｎ１の充電が完了しても、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１には補助コンデンサＣｎ１充電の際のエネルギーが蓄えられてしまっているため、そのエネルギーが補助コンデンサＣｎｌと突入電流抑制用リアクトルＬｎ１との間で受け渡しを繰り返し、共振現象が発生してしまう。それを防ぐために、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１と補助コンデンサＣｎ１との間に共振防止ダイオードＤｎ２を挿入し、更に、補助コンデンサＣｎ１への充電が完了したらこれ以上充電されないように突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を短絡させる補助ダイオードＤｎｌを設けて、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１に蓄えられたエネルギーを、補助ダイオードＤｎ２−補助ダイオードＤｎｌ−突入電流抑制用リアクトルＬｎ１の経路で消失させるようにしている。
【００３７】
図１３（Ｂ）は、スイッチング素子ＳｄがＯＮして補助コンデンサＣｎｌの充電が完了したときの降圧チョッパ回路の状態を示したものである。ゼロ電圧スイッチング用補助回路に電流は流れなくなり、負荷Ｒｄへの電力供給と主回路のリアクトルＬｄへのエネルギー蓄積を続ける。
【００３８】
図１３（Ｃ）は、図１３（Ｂ）の状態からスイッチング素子ＳｄをＯＦＦさせたときの降圧チョッパ回路を流れる電流と変化する電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｄがＯＦＦする瞬間においては、当該スイッチング素子Ｓｄは、電圧Ｖｅｂの直流電源Ｅｂと直流電源Ｅｂと同じ電圧Ｖｅｂに充電された補助コンデンサＣｎ１に挾まれているので、スイッチング素子Ｓｄにかかる電圧は両者の電圧差、即ち、ゼロになっている。
スイッチング素子ＳｄがＯＦＦすると、補助コンデンサＣｎｌの電圧を維持していた直流電源Ｅｂが補助コンデンサＣｎ１から切り離されるため、補助コンデンサＣｎｌに蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１、主回路リアクトルＬｄを介して負荷Ｒｄへ放電を開始し、補助コンデンサＣｎ１の電圧はＶｅｂから低下してくる。この電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度に等しくなり、この速度は、従来の、スイッチング素子Ｓｄのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度よりも大幅に遅くなるため、コレクタ電流Ｉｓｄとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄとの積で定まるターンオフ損失が従来に比べて小さくなる。
スイッチング素子ＳｕにＩＧＢＴ素子を使用した場合は、ターンオン損失が小さいため、この本発明の方式を用いればスイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失を低減できることになり、スイッチング損失低減の割合が大きくなる。
【００３９】
図１３（Ｄ）は、スイッチング素子ＳｄがＯＦＦし、補助コンデンサＣｎｌの電荷が完全に放電して電圧がゼロになった後の降圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。補助コンデンサＣｎｌの電圧がゼロになった後は、主回路のリアクトルＬｄに蓄えられたエネルギーが負荷Ｒｄへ供給されることになる。
【００４０】
図１３（Ｅ）は、主回路のリアクトルＬｄに蓄えられたエネルギーが負荷へ供給された後、再び主回路のリアクトルＬｄにエネルギーを蓄えるためにスイッチング素子ＳｄがＯＮされたときの降圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｄがＯＮする前、補助コンデンサＣｎ１の電圧はゼロであるため、スイッチング素子ＳｄがＯＮした瞬間、直流電源Ｅｂが補助コンデンサＣｎ１を、スイッチング素子Ｓｄ−突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎ１−直流電源Ｅｂの経路で充電することになる。なお、その際の突入電流は突入電流抑制用リアクトルＬｎｌの働きにより低く抑えられるため問題はなく、図１３（Ａ）の状態に戻ることになる。
以上の図１３（Ａ）から（Ｅ）の動作を繰り返すことで、スイッチング素子Ｓｄのターンオフ損失低減と降圧チョッパの降圧動作の両方を実現することができる。
【００４１】
次に、以上で説明した降圧チョッパおよびこれにゼロ電圧スイッチング用補助回路を接続した場合の動作波形をシミュレーションにより求め、これからターンオフ損失低減の効果を実証した結果について説明する。
先ず、図１４は、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けない場合の、スイッチング素子ＳｄのＯＮ／ＯＦＦ信号（同図（１））および各部の電圧電流（同図（２）〜（６））波形を示す。この内、特に着目すべきスイッチング素子Ｓｄターンオフ時の、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄ、コレクタ電流Ｉｓｄ、更に両者を掛け合わせた、ターンオフ損失値に相当するＶｓｄ・Ｉｓｄについて、それぞれ縦軸（電圧値、電流値）および横軸（時間）を拡大した波形を図１５に示す。
図１５から判るように、スイッチング素子Ｓｄのターンオフで電圧Ｖｓｄは急峻に立ち上がっており（同図（１））、ターンオフ損失を示すＶｓｄ・Ｉｓｄは高い値になっており（同図（３））、ターンオフ損失量が大きいことが判る。
【００４２】
これに対し、図１６は、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた場合の各波形を示す。図中央の１周期分を例にとり、図１３で説明した各動作モード（Ａ）〜（Ｅ）の時間帯を表示している。ここで、特に着目すべきは、スイッチング素子Ｓｄがターンオフした直後の動作モード（Ｃ）であるが、図１５と同様にこの部分を中心に拡大して示す図１７から明らかなように、ターンオフ後のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄの立ち上がりが補助コンデンサＣｎ１の放電特性に対応して大幅に緩やかになっている（図１７（１））。この結果、コレクタ電流Ｉｓｄの立ち下がり速度は変化無いが、同図（３）に示すＶｓｄ・Ｉｓｄ、即ち、ターンオフ損失は、図１５に示す、ゼロ電圧スイッチング用補助回路無しの場合に比較して大幅に低減し、ほぼゼロになっていることが明らかである。
【００４３】
以上のように、この発明の実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、降圧チョッパとしての制御回路の構成に何ら変更を加えることなく、また、主回路に比べて小容量の部品からなる簡単な構成のゼロ電圧スイッチング用補助回路を付加するのみで、スイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来る。その結果、既述した、性能特性や経済面の大きな利点が得られる。
【００４４】
なお、上述の図１３（Ｃ）では、スイッチング素子ＳｄのＯＦＦ動作により、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１−主回路リアクトルＬｄ−負荷Ｒｄ−補助コンデンサＣｎ１の経路で放電を開始するが、この放電による電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄの立ち上がり速度に等しくなり、この速度がターンオフ損失に大きく影響する訳である。
従って、図１８に示すように、補助ダイオードＤｎ１に直列に別途放電電流低減用リアクトルＬｎ２を挿入すると、スイッチング素子ＳｄＯＦＦ動作時の補助コンデンサＣｎ１の放電電流が低減してその分放電が緩やかになり、スイッチング素子Ｓｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄの立ち上がり速度が遅くなり、結果として、ターンオフ損失低減の効果が更に顕著になる。
【００４５】
実施の形態３．
ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である昇降圧チョッパに、この発明になるターンオフ損失低減策を施した場合について説明する。
図１９は、昇降圧チョッパの主回路構成とその制御部を示したものである。図２０は、昇降圧チョッパの主回路に、ターンオフ損失を低減させるためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を追加したものである。
先ず、昇降圧チョッパの構成と動作について図１９に基づき説明する。
直流電源Ｅは太陽電池や商用交流電源の整流器等の直流電源回路を示している。昇降圧チョッパ回路は、リアクトルＬｕｄとスイッチング素子ＳｕｄとダイオードＤｕｄとコンデンサＣｕｄとによって構成され、直流電源Ｅの電圧Ｖｅを昇降圧した電圧Ｖｃｕｄを負荷Ｒｕｄに供給している。その負荷Ｒｕｄへ供給する電圧Ｖｃｕｄを設定値Ｖｒｕｄ（ｒ）に制御しているのが昇降圧チョッパ制御部である。
【００４６】
先ず、昇降圧チョッパの主回路部の動作について説明する。スイッチング素子ＳｕｄをＯＮすると直流電源Ｅはスイッチング素子Ｓｕｄを介してリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄える。その時、リアクトルＬｕｄを流れる電流Ｉｌｕｄはー定の割合で増加していくため、リアクトルＬｕｄにはエネルギーが蓄えられることになる。そして、リアクトルＬｕｄに十分エネルギーが蓄えられた後、スイッチング素子ＳｕｄをＯＦＦさせると、直流電源ＥがリアクトルＬｕｄから切り離されるため、リアクトルＬｕｄに蓄えられていたエネルギーが負荷Ｒｕｄへ供給されるようになる。その時、負荷Ｒｕｄに印加される電圧Ｖｃｕｄは、リアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーが大きければ大きいほど高くなって昇圧動作となり、逆に小さければ小さいほど低くなって降圧動作となる。
【００４７】
そして、リアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーで負荷Ｒｕｄに所定の電圧（電力）を確保できない場合は、再びスイッチング素子ＳｕｄをＯＮしてリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄え、スイッチング素子ＳｕｄをＯＦＦして負荷Ｒｕｄヘエネルギーを供給する。以上のようにスイッチング素子ＳｕｄのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことにより、負荷Ｒｕｄの電圧を所定の電圧に昇降圧することができる。なお、ダイオードＤｕｄはスイッチング素子ＳｕｄがＯＮのときに直流電源の電圧Ｅが負荷Ｒｕｄに印加されないようにするためのものであり、コンデンサＣｕｄは、負荷Ｒｕｄへ供給される電圧をきれいな直流に平滑する働きをしている。
【００４８】
次に、昇降圧チョッパ制御部の構成と動作について説明する。昇降圧チョッパ制御部は、昇降圧チョッパの出力電圧を検出して昇降圧チョッパ制御部に昇降圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｕｄを供給する電圧センサＶＣｕｄと、負荷電圧の設定値に基づく負荷電圧設定信号Ｖｒｕｄ（ｒ）を出力する昇降圧チョッパ出力電圧設定器ＶＲｕｄ（Ｒ）と、昇降圧チョッパ出力電圧設定信号Ｖｒｕｄ（ｒ）と昇降圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｕｄとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｖｒｕｄ（ｒ）−Ｖｃｕｄの値を出力する比較演算回路ＥＲと、比較演算回路ＥＲからの比較演算信号Ｅｒの値から昇降圧チョッパのスイッチング素子ＳｕｄのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）を算出する昇降圧チョッパ出力電圧制御部ＶＣと、スイッチング素子ＳｕｄのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）をキャリア信号発生部ＣＧから出力されるキャリア信号Ｃｒを用いて実際のスイッチング素子ＳｕｄのＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓｕｄに変換するＰＷＭ制御部ＰＷＭで構成される。そして、昇降圧チョッパの出力電圧Ｖｃｕｄと負荷電圧の設定値との偏差に応じてスイッチング素子ＳｕｄのＯＮ時間が制御されるので、昇降圧チョッパの出力電圧が負荷電圧設定値に制御されることになる。
【００４９】
勿論、以上で説明した昇降圧チョッパにおいても、スイッチング素子Ｓｕｄのスイッチング損失、特に、ターンオフ時の損失が問題となり、以下、図２０および図２１により、ターンオフ損失の低減を図る本願発明を応用した昇降圧チョッパの各部の構成および動作について説明する。
図２０は、ターンオフ損失を低減するためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を、図１９の昇降圧チョッパの主回路における第１の回路要素であるリアクトルＬｕｄと並列に接続したものである。
図２１は、図２０に示す昇降圧チョッパ回路の記述方法を若干変更し、昇降圧チョッパの各動作モードに於ける電圧と電流の動向を示した動作シーケンス図である。
【００５０】
以下、図２０に示す本発明の動作を図２１の動作シーケンス図に沿って説明する。
図２１（Ａ）は、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮしたときの昇降圧チョッパ回路を流れる電流と変化する電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕｄがＯＮすると、補助コンデンサＣｎ１は直流電源Ｅに並列に接続されることになる。従って、直流電源Ｅから昇降圧チョッパ主回路のリアクトルＬｕｄ−直流電源Ｅという経路でリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄える主回路の電流と並列的に、直流電源Ｅから突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎｌ−直流電源Ｅという経路で補助コンデンサＣｎｌを充電する電流が流れる。なお、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮする前の補助コンデンサＣｎｌの電圧はゼロであるため、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮした瞬間、直流電源Ｅから補助コンデンサＣｎ１に突入電流が流れるが、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌを設けているため突入電流の大きさとしては小さくなる。
なお、先の実施の形態１と同様、補助コンデンサＣｎ１の具体的な容量値や回路配線の漂遊インダクタンス等を考慮してこの電流が支障のない範囲に収まるようであればこの突入電流抑制用リアクトルＬｎ１、更には、補助ダイオードＤｎ２、補助ダイオードＤｎ１を省略してもよい。
【００５１】
更に、この場合、補助コンデンサＣｎｌの充電が完了しても、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌには補助コンデンサＣｎ１充電の際のエネルギーが蓄えられてしまっているため、そのエネルギーが補助コンデンサＣｎｌと突入電流抑制用リアクトルＬｎ１との間で受け渡しを繰り返し、共振現象が発生してしまう。それを防ぐために、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌと補助コンデンサＣｎｌとの間に共振防止ダイオードＤｎ２を挿入し、更に、補助コンデンサＣｎｌへの充電が完了したらこれ以上充電されないように突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を短絡させる補助ダイオードＤｎ１を設けて、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１に蓄えられたエネルギーを、補助ダイオードＤｎ２−補助ダイオードＤｎ１−突入電流抑制用リアクトルＬｎｌの経路で消失させるようにしている。
【００５２】
図２１（Ｂ）は、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮして補助コンデンサＣｎ１の充電が完了したときの昇降圧チョッパ回路の状態を示したものである。ゼロ電圧スイッチング用補助回路に電流は流れなくなり、主回路のリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄え続ける。
【００５３】
図２１（Ｃ）は、図２１（Ｂ）の状態からスイッチング素子ＳｕｄをＯＦＦさせたときの昇降圧チョッパ回路を流れる電流と変化する電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕｄがＯＦＦする瞬間においては、当該スイッチング素子Ｓｕｄは、電圧Ｖｅの直流電源Ｅと直流電源Ｅと同じ電圧Ｖｅに充電された補助コンデンサＣｎ１に挾まれているので、スイッチング素子Ｓｕｄにかかる電圧は両者の電圧差、即ち、ゼロになっている。
スイッチング素子ＳｕｄがＯＦＦすると、補助コンデンサＣｎ１の電圧を維持していた直流電源Ｅが補助コンデンサＣｎ１から切り離されるため、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は補助ダイオードＤｎｌ−主回路リアクトルＬｕｄ−補助コンデンサＣｎｌの経路で放電を開始し、補助コンデンサＣｎ１の電圧はＶｅから低下してくる。この電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｕｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度に等しくなり、この速度は、従来の、スイッチング素子Ｓｕｄのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度よりも大幅に遅くなるため、コレクタ電流Ｉｓｕｄとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕｄとの積で定まるターンオフ損失が従来に比べて小さくなる。
スイッチング素子ＳｕにＩＧＢＴ素子を使用した場合は、ターンオン損失が小さいため、この本発明の方式を用いればスイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失を低減できることになり、スイッチング損失低減の割合が大きくなる。
【００５４】
図２１（Ｄ）は、スイッチング素子ＳｕｄがＯＦＦし、補助コンデンサＣｎ１の電荷が完全に放電して電圧がゼロになった後の昇降圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。補助コンデンサＣｎｌの電圧がゼロになった後は、主回路のリアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーで補助コンデンサＣｎ１を逆充電しながら負荷Ｒｕｄにこのエネルギーが供給されることになる。
その時の負荷Ｒｕｄに供給される電圧は、主回路のリアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーが主回路コンデンサＣｕｄと補助コンデンサＣｎ１に充電した充電電圧に等しくなり、リアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーが大きければ大きいほど負荷電圧は高くなって昇圧動作となり、逆に小さければ小さいほど負荷電圧は低くなって降圧動作となる。
【００５５】
図２１（Ｅ）は、主回路のリアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーが負荷Ｒｕｄへ供給された後、再び主回路のリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄えるためにスイッチング素子ＳｕｄがＯＮされたときの昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕｄがＯＮする前、補助コンデンサＣｎ１にはＶｃｎの電庄が逆充電されているので、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮした瞬間、直流電源Ｅが逆充電された電圧Ｖｃｎの補助コンデンサＣｎｌを、スイッチング素子Ｓｕｄ−突入電流抑制用リアクトルＬｎｌ−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎ１−直流電源Ｅの経路で充電することになる。なお、その際の突入電流は突入電流抑制用リアクトルＬｎ１の働きにより低く抑えられるため問題はなく、やがて補助コンデンサＣｎ１がゼロボルトまで充電されて、図２１（Ａ）の状態に戻ることになる。
以上の図２１（Ａ）から（Ｅ）の動作を繰り返すことで、スイッチング素子Ｓｕｄのターンオフ損失低減と昇降圧チョッパの昇降圧動作の両方を実現することができる。
【００５６】
以上のように、この発明の実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、昇降圧チョッパとしての制御回路の構成に何ら変更を加えることなく、また、主回路に比べて小容量の部品からなる簡単な構成のゼロ電圧スイッチング用補助回路を付加するのみで、スイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来、その結果、既述した、性能特性や経済面の大きな利点がある。
【００５７】
なお、上述の図２１（Ｃ）では、スイッチング素子ＳｕｄのＯＦＦ動作により、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１−主回路リアクトルＬｕｄ−補助コンデンサＣｎ１の経路で放電を開始するが、この放電による電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｕｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕｄの立ち上がり速度に等しくなり、この速度がターンオフ損失に大きく影響する訳である。
従って、補助ダイオードＤｎ１に直列に別途放電電流低減用リアクトルＬｎ２を挿入すると、スイッチング素子ＳｕｄＯＦＦ動作時の補助コンデンサＣｎ１の放電電流が低減してその分放電が緩やかになり、スイッチング素子Ｓｕｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕｄの立ち上がり速度が遅くなり、結果として、ターンオフ損失低減の効果が更に顕著になる。
【００５８】
実施の形態４．
ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である絶縁型昇降圧チョッパに、この発明になるターンオフ損失低減策を施した場合について説明する。
図２２は、絶縁型昇降圧チョッパの主回路構成とその制御部を示したものである。なお、絶縁型昇降圧チョッパの主回路は、先の図１９の昇降圧チョッパのリアクトルＬｕｄを、互いに電気的に絶縁された１次巻線と２次巻線とからなる絶縁トランスに置き換え、スイッチング素子Ｓｕｄと上記１次巻線とを直列にして直流電源Ｅに並列に接続し、ダイオードＤｕｄとコンデンサＣｕｄとを直列にして上記２次巻線に並列に接続したものである。そして、ゼロ電圧スイッチング用補助回路は、その第１の回路要素となる上記１次巻線と並列に接続されている。
【００５９】
以上のように、絶縁型昇降圧チョッパは、直流電源Ｅ側と負荷Ｒｕｄ側とが電気的に絶縁されていることを除けば、リアクトルＬｕｄのリアクタンスを絶縁トランスの漏洩リアクタンスとすればチョッパ動作としては図１９の昇降圧チョッパと同一となる。従って、詳細な説明の重複は避けるが、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設ける場合の動作およびそれにより得られるターンオフ損失低減の効果も実施の形態３の昇降圧チョッパの場合と同様となり、簡単安価な構成で、ターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来る。
【００６０】
実施の形態５．
ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である電流可逆チョッパ回路に、この発明になるターンオフ損失低減策を施した場合について説明する。
図２３は、本発明をＤＣ／ＤＣコンバータの一種である電流可逆チョッパに応用したときの電流可逆チョッパ主回路とその制御部を示したものである。
図２３において、直流電源（低圧）Ｅｓと直流電源（高圧）Ｅｂはともに二次電池等の充放電可能な直流電源回路を示している。電流可逆チョッパとは、実施の形態１の昇圧チョッパ回路と実施の形態２の降圧チョッパ回路とを組み合わせて双方向に電力（電流）の授受を行うことができるようにしたチョッパ回路で、リアクトルＬ、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２とそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、およびコンデンサＣｓ、Ｃｂで構成されている。
【００６１】
そして、電流可逆チョッパを昇圧チョッパとして動作させるときは、リアクトルＬ、スイッチング素子Ｓ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣｂだけの部品に着目すれば昇圧チョッパ回路そのものであるため、以上の部品と直流電源（低圧）Ｅｓを用いて、直流電源（高圧）Ｅｂ側の電圧を直流電源（高圧）Ｅｂの電圧以上に昇圧すれば、直流電源（高圧）Ｅｂを充電することができる。
逆に、電流可逆チョッパを降圧チョッパとして動作させるときは、リアクトルＬ、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣｓだけの部品に着目すれば降圧チョッパ回路そのものであるため、以上の部品と直流電源（高圧）Ｅｂを用いて、直流電源（低圧）Ｅｓ側の電圧を直流電源（低圧）Ｅｓの電圧付近に降圧すれば、直流電源（低圧）Ｅｓを充電することが可能となる。そのときの充放電電流Ｉ１を設定値Ｉｌ（ｒ）に制御しているのが電流可逆チョッパ制御部である。
【００６２】
次に、電流可逆チョッパ制御部の構成と動作について説明する。電流可逆チョッパ制御部は、電流可逆チョッパのリアクトル電流Ｉｌを検出して電流可逆チョッパ制御部に電流可逆チョッパ電流信号Ｉｌを供給する電流センサＩＬと、リアクトル電流の設定値に基づくリアクトル電流設定信号Ｉｌ（ｒ）を出力する電流可逆チョッパ電流設定器ＩＬ（Ｒ）と、電流可逆チョッパ電流設定信号Ｉｌ（ｒ）と電流可逆チョッパ電流信号Ｉｌとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｉｌ（ｒ）−Ｉｌの値を出力する比較演算回路ＥＲと、比較演算回路ＥＲからの比較演算信号Ｅｒの値から電流可逆チョッパのスイッチング素子Ｓ１もしくはＳ２のＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）を算出する電流可逆チョッパ電流制御部ＣＣと、スイッチング素子Ｓ１もしくはＳ２のＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）をキャリア信号発生部ＣＧから出力されるキャリア信号Ｃｒを用いて実際のスイッチング素子Ｓ１もしくはＳ２のＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓに変換するＰＷＭ制御部ＰＷＭと、その変換したスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓを昇圧動作用のスイッチング素子Ｓ１と降圧動作用のスイッチング素子Ｓ２のどちらに供給するかを選択する昇降圧切替スイッチＳＷ１とで構成される。
【００６３】
昇降圧切替スイッチＳＷ１は、電流可逆チョッパの昇圧／降圧動作を決定する電流設定値Ｉｌ（ｒ）の正負極性に応じて出力される昇降圧切替スイッチ駆動信号Ｓｓｗによって切り替わるようになっている。従って、電流可逆チョッパの動作としては、電流設定値Ｉｌ（ｒ）に応じて昇圧／降圧動作が切り替えられ、電流可逆チョッパの電流Ｉｌと電流設定値Ｉｌ（ｒ）との偏差に応じて昇圧動作の時はスイッチング素子Ｓ１、降圧動作のときはスイッチング素子Ｓ２のＯＮ時間が制御されるので、電流可逆チョッパの電流が電流設定値に制御されることになる。
なお、ＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓが供給されない方のスイッチング素子については常時ＯＦＦ信号を入力して、常時ＯＦＦ状態になるようにしている。
【００６４】
図２３に示す本発明の動作については、昇圧動作時は実施の形態１で説明した昇圧チョッパ回路に応用したときの動作と全く同じであり、降圧動作時は実施の形態２で説明した降圧チョッパ回路に応用したときの動作と全く同じであるが、異なる点は、昇圧用と降圧用とにゼロ電圧スイッチング用補助回路を設け、更に、この昇圧用ゼロ電圧スイッチング用補助回路と降圧用ゼロ電圧スイッチング用補助回路とを電流可逆チョッパ制御部からの昇降圧切替スイッチ駆動信号Ｓｓｗに応じて切り替えるためのゼロ電圧スイッチング用補助回路切替スイッチＳＷ２を設けている点である。
【００６５】
以上のように、この発明の実施の形態５における電流可逆チョッパ回路のＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、主回路に比べて小容量の部品からなる簡単な構成の昇圧用および降圧用のゼロ電圧スイッチング用補助回路を付加するのみで、スイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来、その結果、既述した、性能特性や経済面の大きな利点がある。
【００６６】
なお、上記各実施の形態例では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを適用した場合について説明したが、ＧＴＯなど他の種類のスイッチング素子にも同様に適用でき同等の効果を奏する。
また、以上では、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパとして従来からよく知られた典型的な回路構成のＤＣ／ＤＣコンバータに適用したものについて説明したが、必ずしもこれらの典型的な回路構成のものに限られるものではなく、直流電源と、所定の周期でオンオフ動作するスイッチング素子と、このスイッチング素子のオン動作期間における上記直流電源からの通電で蓄えられたエネルギーを上記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するリアクトルと、上記スイッチング素子のオフ期間に上記リアクトルから上記負荷に上記エネルギーを供給する経路を形成するダイオードとからなるＤＣ／ＤＣコンバータに広く適用でき同等の効果を奏する。
【００６７】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源、所定の周期でオンオフ動作するスイッチング素子、このスイッチング素子のオン動作期間における上記直流電源からの通電で蓄えられたエネルギーを上記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するリアクトルからなる第１の回路要素、および上記スイッチング素子のオフ期間に上記第１の回路要素から上記負荷に上記エネルギーを供給する経路を形成するダイオードからなる第２の回路要素を備えたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記直流電源と上記スイッチング素子と上記回路要素とが直列になって形成される閉回路における上記回路要素と並列に補助回路を接続し、
上記補助回路は、補助コンデンサからなり、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記直流電源に並列に接続されて充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で放電するようにしたので、上記スイッチング素子のターンオフ後、その極間電圧の立ち上がりが上記補助コンデンサの放電特性に対応して大幅に緩やかになり、その結果、ターンオフ損失が大幅に低減する。
更に、上記補助回路は、上記補助コンデンサと直列に接続された第１の補助ダイオード、およびこの第１の補助ダイオードと並列に接続された、上記補助コンデンサが充電されるときの突入電流を抑制する突入電流抑制用リアクトルと第２の補助ダイオードとの直列接続体を備え、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記突入電流抑制用リアクトルおよび上記第２の補助ダイオードを介して上記直流電源により充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で上記第１の補助ダイオードを介して放電するようにしたので、補助コンデンサが充電されるときの突入電流が抑制され、また、補助コンデンサが充電されたのち、突入電流抑制用リアクトルと補助コンデンサとの間で共振が起こるのが防止される。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１で適用する昇圧チョッパの主回路部および制御部を示す構成図である。
【図２】図１の回路でのスイッチング損失を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態１におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた昇圧チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図４】図３の回路でのスイッチング損失を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】図３の回路の各動作モードにおける電圧と電流の動向を示す動作シーケンス図である。
【図６】図１（ゼロ電圧スイッチング用補助回路無）の回路のシミュレーションによる各部波形を示す図である。
【図７】図６の一部の要素を拡大して示す図である。
【図８】図３（ゼロ電圧スイッチング用補助回路有）の回路のシミュレーションによる各部波形を示す図である。
【図９】図８の一部の要素を拡大して示す図である。
【図１０】図３のゼロ電圧スイッチング用補助回路の一部変形例を示す構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態２で適用する降圧チョッパの主回路部および制御部を示す構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態２におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた降圧チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図１３】図１２の回路の各動作モードにおける電圧と電流の動向を示す動作シーケンス図である。
【図１４】図１１（ゼロ電圧スイッチング用補助回路無）の回路のシミュレーションによる各部波形を示す図である。
【図１５】図１４の一部の要素を拡大して示す図である。
【図１６】図１２（ゼロ電圧スイッチング用補助回路有）の回路のシミュレーションによる各部波形を示す図である。
【図１７】図１６の一部の要素を拡大して示す図である。
【図１８】図１２のゼロ電圧スイッチング用補助回路の一部変形例を示す構成図である。
【図１９】この発明の実施の形態３で適用する昇降圧チョッパの主回路部および制御部を示す構成図である。
【図２０】この発明の実施の形態３におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた昇降圧チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図２１】図２０の回路の各動作モードにおける電圧と電流の動向を示す動作シーケンス図である。
【図２２】この発明の実施の形態４におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた絶縁型昇降圧チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図２３】この発明の実施の形態５におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた電流可逆チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図２４】従来の、スイッチング損失低減策を設けた降圧チョッパを示す構成図である。
【符号の説明】
Ｅｓ，Ｅｂ，Ｅ直流電源、Ｓｕ，Ｓｄ，Ｓｕｄスイッチング素子、
Ｄｕ，Ｄｄ，Ｄｕｄダイオード、Ｌｕ，Ｌｄ，Ｌｕｄリアクトル、
Ｃｕ，Ｃｄ，Ｃｕｄコンデンサ、Ｒｕ，Ｒｄ，Ｒｕｄ負荷、
Ｃｎ１補助コンデンサ、Ｄｎ１，Ｄｎ２補助ダイオード、
Ｌｎ１突入電流抑制用リアクトル、Ｌｎ２放電電流低減用リアクトル。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC / DC converter, and more particularly to a technique for reducing the switching loss.
[0002]
[Prior art]
FIG. 24 shows a main circuit of a step-down chopper, which is a kind of conventionally known DC / DC converter, with a countermeasure for reducing the switching loss. The main circuit is composed of the DC power source 1, the switching element 2, the diode 3, the reactor 4 and the capacitor 5, and the DC voltage of the DC power source 1 is stepped down to the load 6 by turning the switching element 2 on and off at a predetermined cycle. Supply. Hereinafter, the circuit operation for realizing the reduction of the switching loss, particularly the turn-off loss having a large weight will be described.
[0003]
The control circuit 7 turns on the auxiliary switching element 9 before the turn-on timing of the switching element 2. That is, when the auxiliary switching element 9 is turned on during the return mode in which current is supplied from the diode 3 of the main circuit to the load 6 via the reactor 4, the DC power source 1 is supplied to the resonance reactor 10 during the period in which the diode 3 is conductive. Is applied to the resonance reactor 10, and when the current value reaches the forward current of the diode 3, that is, the load current value, the switching element 2 is turned on. Thereby, the diode 3 is turned off, and immediately after that, when the auxiliary switching element 9 is turned off, a closed circuit of the resonance reactor 10 -resonance capacitor 8 -auxiliary diode 11 -resonance reactor 10 is formed. A resonance current flows through the resonance capacitor 8 and the resonance capacitor 8 is charged to a voltage having the polarity shown in the figure. In this case, if the energy stored in the resonance reactor 10 is excessive and the voltage of the resonance capacitor 8 tends to be higher than the voltage of the DC power supply 1, the resonance reactor 10-auxiliary diode 13-DC power supply 1-auxiliary diode 12- This excess energy is fed back to the DC power source 1 through the route of the auxiliary diode 11-the resonance reactor 10.
[0004]
Here, when the switching element 2 is turned off, the current flowing through the switching element 2, that is, the load current immediately shifts to the route of the auxiliary diode 12-resonance capacitor 8-reactor 4-load 6-auxiliary diode 12. The resonance capacitor 8 is discharged by this current, and the voltage is reduced. Since the voltage appearing between the electrodes after the switching element 2 is turned off becomes a value obtained by subtracting the attenuation voltage of the resonance capacitor 8 from the constant voltage of the DC power supply 1, the above-mentioned voltage between the electrodes is eventually the voltage attenuation of the resonance capacitor 8. As a result, the rate of increase is reduced compared to the case where there is no resonance capacitor 8 or the like, and a reduction in turn-off loss obtained by the product of the current drooping characteristic is realized (for example, patents). Reference 1).
[0005]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 7-241701 (4th and 5th pages, FIGS. 1 and 2)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Since conventional turn-off loss reduction measures in a DC / DC converter, such as a step-down chopper, are configured as described above, there are the following problems.
That is, the auxiliary switching element 9 is required and the control is complicated, and the main circuit current as the current of the load 6 flows through the auxiliary switching element 9 and the auxiliary diodes 11 and 12 and the resonance reactor 10. Therefore, there has been a problem that these components have a large capacity, and the apparatus becomes complicated and expensive.
[0007]
The present invention has been made to solve the above-described conventional problems, and is a DC / DC converter that can reduce the turn-off loss of a switching element with a simple and inexpensive configuration using small-capacity components. The purpose is to obtain.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  The DC / DC converter according to the present invention includes a DC power supply, a switching element that performs an on / off operation at a predetermined cycle, and energy stored by energization from the DC power supply during the on operation period of the switching element in the off period of the switching element. A first circuit element including a reactor for supplying a load; and a second circuit element including a diode that forms a path for supplying the energy from the first circuit element to the load during an off period of the switching element. In the DC / DC converter,
  An auxiliary circuit is connected in parallel with the circuit element in a closed circuit formed by serially connecting the DC power source, the switching element, and the circuit element,
  The auxiliary circuit consists of an auxiliary capacitor,
  The auxiliary capacitor is connected and charged in parallel with the DC power source when the switching element is turned on, and is discharged when the switching element is turned off.,
The auxiliary circuit includes a first auxiliary diode connected in series with the auxiliary capacitor, and an inrush current connected in parallel with the first auxiliary diode to suppress an inrush current when the auxiliary capacitor is charged. Comprising a series connection of a suppression reactor and a second auxiliary diode;
The auxiliary capacitor is charged by the DC power source via the inrush current suppression reactor and the second auxiliary diode when the switching element is turned on, and is connected via the first auxiliary diode when the switching element is off. To dischargeIt is a thing.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Before entering the subject of the invention, a step-up chopper, which is a type of DC / DC converter, will be described as an example, and its circuit configuration and operation will be described. Further, among the switching losses that occur in the circuit, the weight of the turn-off loss is large. The points occupied will be described.
[0010]
FIG. 1 shows a main circuit configuration of a step-up chopper, which is a kind of DC / DC converter, and its control unit. The configuration and operation of each part are as follows.
In FIG. 1, a DC power supply Es indicates a DC power supply circuit such as a solar battery or a commercial AC power supply rectifier. The main circuit portion of the boost chopper is constituted by a reactor Lu, a switching element Su, a diode Du, and a capacitor Cu, and supplies a voltage Vcu obtained by boosting the voltage Ves of the DC power supply to the load Ru. The step-up chopper controller controls the voltage Vcu supplied to the load Ru to the set value Vru (r).
First, the operation of the boost chopper main circuit section will be described. When the switching element Su is turned on, the DC power supply Es is short-circuited via the reactor Lu, so that the current Ilu flowing through the reactor Lu increases at a constant rate, and at the same time, energy is stored in the reactor Lu. It will be. Then, after the energy is sufficiently stored in the reactor Lu, when the switching element Su is turned off, the energy stored in the reactor Lu is supplied to the load Ru via the diode Du in addition to the energy from the DC power source Es. Therefore, a voltage Vcu higher than the DC power supply voltage Ves (= DC power supply voltage Ves + voltage converted value of energy stored in the reactor) is applied to the load Ru.
[0011]
  And when the voltage of the load Ru cannot be boosted to the set value with the energy stored in the reactor Lu, the switching element Su is turned on again.ONAnd store the energy in the reactor Lu to switch the switching element SuOFFBy repeating the ON / OFF operation of the switching element Su so as to supply energy to the load Ru, the voltage of the load Ru can be boosted to a predetermined voltage.
  The diode Du is for preventing a high voltage on the load side from being reversely charged to the power supply side after supplying a voltage higher than the DC power supply voltage Ves to the load Ru, and the capacitor Cu is a switching element Su. The pulse voltage supplied to the load Ru is smoothed to a direct current only during the period when is turned off.
[0012]
Next, the configuration and operation of the boost chopper controller will be described. The boost chopper controller detects a voltage output from the boost chopper and supplies a boost chopper output voltage signal Vcu to the boost chopper controller, and a load voltage setting signal Vru (r) based on the set value of the load voltage. The boost chopper output voltage setting device VRu (R) to be output, the boost chopper output voltage setting signal Vru (r) and the boost chopper output voltage signal Vcu are compared and calculated, and the comparison calculation signal Er = Vru (r) −Vcu A comparison operation circuit ER that outputs a value; a boost chopper output voltage controller VC that calculates an ON time command value Du (r) of the switching element Su of the boost chopper from the value of the comparison operation signal Er from the comparison operation circuit ER; The ON time command value Du (r) of the switching element Su is actually measured using the carrier signal Cr output from the carrier signal generator CG. It composed of a PWM control unit PWM for converting the ON / OFF command pulse signal Ssu of switching element Su.
Since the ON time of the switching element Su is controlled according to the deviation between the output voltage Vcu of the boost chopper and the set value of the load voltage, the output voltage of the boost chopper is controlled to the load voltage set value.
[0013]
FIG. 2 is a waveform timing chart for explaining the relationship of operation signals of the boost chopper shown in FIG. 1, and the operation shown in FIG. 1 will be described with reference to the timing chart of FIG. The waveform of FIG. 2A shows the waveform of the switching element control signal Ssu, and the waveform of FIG. 2B shows the voltage Vsu applied to the switching element Su and the current Isu flowing through the switching element Su (hereinafter referred to as the voltage applied to the switching element). In order to explain the waveform of the collector-emitter voltage and the current flowing through the switching element as the "collector current"), the collector-emitter voltage is described with the two superimposed on the same time axis t. (Solid line) A waveform of Vsu and a waveform of collector current (dotted line) Isu are shown.
The PWM control unit PWM outputs a switching element control signal Ssu having a pulse width period Ton shown in FIG. 2A determined according to the switching element ON time command value Du (r) from the boost chopper output voltage control unit VC.
[0014]
At time t = tl shown in FIG. 2B, the PWM control unit PWM outputs an ON command for the switching element control signal Ssu to change the switching element Su from the cutoff state to the conductive state. At this time, switching loss at the time of turn-on (hereinafter referred to as turn-on loss) shown in the hatched area Pn in FIG. 2B occurs. Further, at time t = t2 shown in FIG. 2B, the PWM control unit PWM outputs an OFF command of the switching element control signal Ssu to change the switching element Su from the conduction state to the cutoff state. At this time, a switching loss at the time of turn-off (hereinafter referred to as a turn-off loss) occurs in a hatched area Pf in FIG. Further, when the switching element Su operates in the saturation region during the conduction period Ton, a loss at the time of saturation of the switching element (not shown) (hereinafter referred to as saturation loss) also occurs.
[0015]
Next, the characteristics of each switching loss will be described. During the transition period in which the switching element Su is switched from the conductive state to the cutoff state, the switching element Su is in an unsaturated state, and the collector current Isu of the switching element Su is smaller than that at saturation, but conversely the collector-emitter voltage Vsu. Increases, and a turn-off loss indicated by a hatched area Pf in FIG. 2B determined by the product of the collector current Isu and the collector-emitter voltage Vsu occurs. When, for example, an IGBT Taiko is used as the switching element Su, the turn-off loss occurs after the collector-emitter voltage Vsu rises faster than the rise speed of the collector-emitter voltage Vsu described in the hatched range Pf. Since the time until the collector current Isu becomes zero is long, the turn-off loss increases.
[0016]
Further, during the transition period in which the switching element Su is turned on from the cutoff state, the switching element Su is in an unsaturated state, and the collector-emitter voltage Vsu of the switching element Su is reduced compared to the cutoff state. The current Isu increases, and a turn-on loss shown in the hatched area Pn in FIG. 2B, which is determined by the product of the collector current Isu and the collector-emitter voltage Vsu, occurs. Since the turn-on loss has a slow rising speed of the collector current Isu described in the hatched area Pn, the hatched area Pn surrounded by the falling straight line of the collector-emitter voltage Vsu and the rising straight line of the collector current Isu is described above. The turn-off loss is smaller than the hatched range Pf at the turn-off, and the turn-on loss in the hatched range Pn is lower than the turn-off loss in the hatched range Pf. This is the reason why reduction of turn-off loss is an issue in this application.
[0017]
Further, when the switching element Su is saturated in the conductive state, the collector current Isu of the switching element Su is energized at the rated current, but the collector-emitter voltage Vsu is at the saturation voltage. A saturation loss determined by the product of the current Isu and the collector-emitter voltage Vsu occurs. However, this saturation loss is determined by the characteristics of the switching element and the drive conditions, and cannot be reduced on the circuit. In this application, like the above-described turn-on loss, this saturation loss is not considered.
[0018]
The contents of the turn-off loss reduction measure that is the subject of the present application will be described in detail below on the premise of the original configuration and operation as a boost chopper that is an example of the DC / DC converter described above.
FIG. 3 is a block diagram showing the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention. A zero voltage switching auxiliary circuit for reducing the turn-off loss is added to the main circuit of the boost chopper described in FIGS. It is added. Here, the zero voltage switching auxiliary circuit is connected in parallel with the reactor Lu which is the first circuit element of the main circuit.
The step-up chopper main circuit unit and the control unit are exactly the same as in FIG. That is, the turn-off reduction measure of the present invention can be applied without affecting the control operation as a chopper circuit, and has a great advantage over the prior art.
Further, although the operation will be described in detail later, since the auxiliary capacitor Cn1 for relaxing the voltage rise after the turn-off of the switching element Su is reduced in order to reduce the turn-off loss, the operation is performed in parallel with the current of the main circuit. Compared with the prior art in which the main circuit current is taken in in series and the charging operation is performed, the capacity of the components required for the turn-off loss reduction measure can be reduced, resulting in an advantage that the apparatus is simple and inexpensive.
[0019]
Hereinafter, the configuration of the auxiliary circuit for zero voltage switching and the operation related to the turn-off loss will be mainly described.
The auxiliary capacitor Cnl is a capacitor for generating the same voltage as the DC power supply Es on the reactor Lu side of the switching element Su in order to make the voltage applied to the switching element Su zero. When the switching element Su is turned on, a closed circuit is formed in the route from the DC power supply Es to a later-described inrush current suppressing reactor Ln1-auxiliary diode Dn2-auxiliary capacitor Cn1-switching element Su-DC power supply Es. The capacitor Cn1 is charged, and eventually the voltage applied to the switching element Su becomes zero.
The inrush current suppressing reactor Ln1 is a reactor for suppressing an inrush current when the switching element Su is turned on and the auxiliary capacitor Cn1 is charged.
In the second auxiliary diode Dn2, after the switching element Su is turned on and the auxiliary capacitor Cn1 is charged through the inrush current suppressing reactor Lnl, resonance occurs between the inrush current suppressing reactor Ln1 and the auxiliary capacitor Cnl. It is a diode for preventing resonance provided to prevent the occurrence. The first auxiliary diode Dnl short-circuits the inrush current suppressing reactor Ln1 so that the auxiliary capacitor Cn1 is not charged any more after the auxiliary capacitor Cn1 is charged, or the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 is used to suppress the inrush current when the switching element Su is turned off. This is a diode for discharging without passing through the reactor Ln1.
The circuit constituted by the auxiliary capacitor Cn1, the inrush current suppressing reactor Ln1, and the auxiliary diodes Dn2 and Dn1 will be referred to as a zero voltage switching auxiliary circuit.
[0020]
FIG. 4 is a waveform timing diagram for explaining the relationship of the operation signals of the boost chopper shown in FIG. 3, and FIG. 5 is a slightly modified description method of the boost chopper main circuit portion shown in FIG. It is the operation | movement sequence diagram which showed the trend of the voltage and electric current in each operation mode. The operation of the present invention shown in FIG. 3 will be described along the operation sequence diagram of FIG. 5 with reference to the waveform timing diagram of FIG.
The waveform of FIG. 4A shows the waveform of the switching element control signal Ssu, and the waveform of FIG. 4B shows both the waveform of the collector-emitter voltage Vsu and the collector current Isu of the switching element Su. Shows the waveform of the collector-emitter voltage (solid line) Vsu and the waveform of the collector current (dotted line) Isu, which are overlaid on the same time axis t.
FIG. 5A shows the trend of current and voltage flowing through the boost chopper circuit when the switching element Su is turned on. When the switching element Su is turned on, the auxiliary capacitor Cn1 is connected in parallel to the DC power supply Es. Accordingly, in parallel with the current of the main circuit that stores energy in the reactor Lu through the path from the DC power supply Es to the reactor Lu of the step-up chopper main circuit to the DC power supply Es, the DC power supply Es—the reactor Ln1 for inrush current suppression—the auxiliary diode Dn2— A current for charging the auxiliary capacitor Cn1 flows through the path of the auxiliary capacitor Cnl-DC power supply Es. Note that since the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 before the switching element Su is turned on is zero, an inrush current flows from the DC power source Es to the auxiliary capacitor Cnl and further to the switching element Su at the moment when the switching element Su is turned on. In order to prevent this inrush current, an inrush current suppressing reactor Lnl is provided. Therefore, in consideration of a specific capacitance value of the auxiliary capacitor Cn1, stray inductance of the circuit wiring, etc., this inrush current suppressing reactor Ln1 may be omitted if the current is within a range where there is no problem. Furthermore, if the inrush current suppressing reactor Ln1 is omitted, the auxiliary diode Dn2 and the auxiliary diode Dn1 can also be omitted.
[0021]
Further, in this case, even when the charging of the auxiliary capacitor Cn1 is completed, the energy for charging the auxiliary capacitor Cn1 is stored in the inrush current suppressing reactor Lnl. The transfer is repeated with the suppression reactor Ln1, and a resonance phenomenon occurs. In order to prevent this resonance phenomenon, an anti-resonance diode Dn2 is inserted between the inrush current suppressing reactor Lnl and the auxiliary capacitor Cnl. Further, when charging to the auxiliary capacitor Cnl is completed, no further charging is performed. An auxiliary diode Dn1 for short-circuiting the current suppression reactor Ln1 is provided so that the energy stored in the inrush current suppression reactor Ln1 is lost in the path of the auxiliary diode Dn2-auxiliary diode Dnl-inrush current suppression reactor Lnl. Yes.
[0022]
FIG. 5B shows the state of the step-up chopper circuit when the switching element Su is turned on and the charging of the auxiliary capacitor Cn1 is completed. No current flows through the auxiliary circuit for zero voltage switching, and as long as the switching element Su is ON, energy is continuously stored in the reactor Lu of the main circuit.
[0023]
FIG. 5C shows trends in current and voltage flowing through the step-up chopper circuit when the switching element Su is turned off from the state of FIG. 5B. At the moment when the switching element Su is turned off, the switching element Su is held between the DC power source Es of the voltage Ves and the auxiliary capacitor Cn1 charged to the same voltage Ves as the DC power source Es, so that the voltage applied to the switching element Su Is the voltage difference between them, that is, zero.
Since the DC power supply Es that has been maintaining the voltage of the auxiliary capacitor Cnl until then is disconnected from the auxiliary capacitor Cnl by the OFF operation of the switching element Su, the charge stored in the auxiliary capacitor Cn1 is the auxiliary diode Dn1-main circuit reactor. Discharging starts in the path of the Lu-auxiliary capacitor Cn1, and the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 decreases from Ves. The speed of this voltage drop is equal to the rising speed of the collector-emitter voltage Vsu when the switching element Su is turned off, and this speed is significantly slower than the conventional rising speed of the collector-emitter voltage of the switching element Su. Therefore, the turn-off loss indicated by the hatched area Pfn in FIG. 4B, which is determined by the product of the collector current Isu and the collector-emitter voltage Vsu, is smaller than the conventional one.
When an IGBT element is used as the switching element Su, the turn-on loss is small. Therefore, when the method of the present invention is used, the turn-off loss that occupies most of the switching loss can be reduced, and the switching loss reduction ratio increases.
[0024]
FIG. 5D shows the trends of current and voltage flowing through the boost chopper circuit after the switching element Su is turned off and the auxiliary capacitor Cn1 is completely discharged and the voltage becomes zero. After the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 becomes zero, this energy is supplied to the load while reversely charging the auxiliary capacitor Cn1 with the energy stored in the reactor Lu of the main circuit, and the DC power supply voltage Ves is supplied to the main circuit capacitor Cu. The above voltage Ves + Vcn is charged and supplied to the load Ru. Here, Vcn is a voltage charged in the auxiliary capacitor Cn1, that is, a voltage generated in the reactor Lu of the main circuit.
[0025]
FIG. 5E shows a step-up chopper circuit when the switching element Su is turned on to store energy again in the reactor Lu of the main circuit after the energy stored in the reactor Lu of the main circuit is supplied to the load Ru. It shows the trend of the current and voltage flowing through. Since the auxiliary capacitor Cnl is reversely charged with the voltage Vcn before the switching element Su is turned on, the DC power supply Es supplies the inrush current to the auxiliary capacitor Cnl reversely charged with the voltage Vcn at the moment when the switching element Su is turned on. The charging is performed through the path of the suppression reactor Ln1, the auxiliary diode Dn2, the auxiliary capacitor Cnl, the switching element Su, and the DC power supply Es, and an inrush current flows at that time. However, since the inrush current is suppressed to a low level by the action of the inrush current suppressing reactor Ln1, there is no problem. Eventually, the auxiliary capacitor Cn1 is charged to zero volts, and the state returns to the state of FIG.
By repeating the operations shown in FIGS. 5A to 5E, both the turn-off loss reduction of the switching element Su and the boosting operation of the boosting chopper can be realized.
[0026]
Next, the operation waveform when the step-up chopper described above and the zero voltage switching auxiliary circuit are connected to the step-up chopper will be obtained by simulation, and the results of demonstrating the effect of reducing the turn-off loss will be described.
First, FIG. 6 shows waveforms of the ON / OFF signal of the switching element Su (FIG. 1 (1)) and the voltage current of each part (FIG. 2 (2) to (6)) when the zero voltage switching auxiliary circuit is not provided. Indicates. Among these, the vertical axis (voltage value, Vsu · Isu corresponding to the turn-off loss value obtained by multiplying the collector-emitter voltage Vsu, the collector current Isu, and the both at the time of turning off the switching element Su to which attention should be paid. A waveform obtained by enlarging the current value and the horizontal axis (time) is shown in FIG.
As can be seen from FIG. 7, the voltage Vsu rises steeply when the switching element Su is turned off ((1) in the figure), and Vsu · Isu indicating the turn-off loss is a high value ((3) in the figure). It can be seen that the area corresponding to the hatched area Pf described in FIG. 2B, that is, the turn-off loss amount is large.
[0027]
On the other hand, FIG. 8 shows each waveform when the auxiliary circuit for zero voltage switching is provided. Taking one cycle at the center of the figure as an example, the time zones of the respective operation modes (A) to (E) described in FIG. 5 are displayed. Here, it should be particularly noted that the operation mode (C) is immediately after the switching element Su is turned off. As is apparent from FIG. The rise of the collector-emitter voltage Vsu of FIG. 9 is significantly gentler corresponding to the discharge characteristics of the auxiliary capacitor Cn1 (FIG. 9 (1)). As a result, the falling speed of the collector current Isu does not change, but the Vsu · Isu shown in FIG. 3 (3), that is, the turn-off loss, is compared with the case where there is no auxiliary circuit for zero voltage switching shown in FIG. It is clear that it is greatly reduced and almost zero.
[0028]
As described above, in the DC / DC converter according to the first embodiment of the present invention, the configuration of the control circuit as the step-up chopper is not changed at all, and a simple configuration composed of parts having a small capacity compared to the main circuit. Only by adding a zero voltage switching auxiliary circuit having a simple configuration, the turn-off loss that accounts for the majority of the switching loss can be reliably reduced to almost zero.
As a result of reducing turn-off loss to almost zero,
(1) Even if the switching frequency of the switching element Su is made higher than before, the device efficiency does not decrease much.
(2) The upper limit value of the switching frequency of the step-up chopper circuit determined from the limit of the cooling mechanism of the switching element Su can be increased, and noise can be eliminated by setting the switching frequency to be higher than the audible range.
(3) Even if the switching frequency is higher than before, it is not necessary to provide a large switching element cooling mechanism, and all of the equipment downsizing, noise reduction, and cost reduction due to higher frequencies are not greatly reduced. It becomes possible to satisfy.
Such as performance characteristics and economic advantages.
[0029]
In FIG. 5C described above, the electric charge stored in the auxiliary capacitor Cn1 is started to discharge in the path of the auxiliary diode Dn1-main circuit reactor Lu-auxiliary capacitor Cn1 by the OFF operation of the switching element Su. The speed of voltage drop due to this discharge becomes equal to the rising speed of the collector-emitter voltage Vsu when the switching element Su is turned off, and this speed greatly affects the turn-off loss.
Therefore, as shown in FIG. 10, when a discharge current reducing reactor Ln2 is inserted in series with the auxiliary diode Dn1, the discharge current of the auxiliary capacitor Cn1 during the switching element SuOFF operation is reduced, and the discharge becomes moderate accordingly. The rising speed of the collector-emitter voltage Vsu when the switching element Su is turned off becomes slow, and as a result, the effect of reducing the turn-off loss becomes more remarkable.
[0030]
Embodiment 2. FIG.
Here, a case will be described in which a step-down loss reduction measure according to the present invention is applied to a step-down chopper which is a kind of DC / DC converter.
FIG. 11 shows the main circuit configuration of the step-down chopper and its control unit. FIG. 12 is obtained by adding a zero voltage switching auxiliary circuit for reducing the turn-off loss to the main circuit of the step-down chopper.
First, the configuration and operation of the step-down chopper will be described with reference to FIG.
The DC power supply Eb indicates a DC power supply circuit such as a solar battery or a commercial AC power supply rectifier. The step-down chopper circuit includes a reactor Ld, a switching element Sd, a diode Dd, and a capacitor Cd, and supplies a voltage Vcd obtained by stepping down the voltage Veb of the DC power supply Eb to the load Rd. The step-down chopper controller controls the voltage Vcd supplied to the load Rd to the set value Vcd (r).
[0031]
First, the operation of the main circuit unit of the step-down chopper will be described. When the switching element Sd is turned on, the DC power supply Eb supplies power to the load Rd via the reactor Ld. At that time, since the current Ild flowing through the reactor Ld increases at a constant rate, energy is also stored in the reactor Ld. At that time, since the voltage Vcd applied to the load Rd is a voltage obtained by subtracting the voltage applied to the reactor Ld from the power supply voltage Veb, a voltage lower than the power supply voltage Veb is applied to the load Rd. Then, after sufficient energy is stored in the reactor Ld, when the switching element Sd is turned off, the DC power supply Eb is disconnected from the load Rd, so that the power supply from the DC power supply Eb to the load Rd is cut off and stored in the reactor Ld. The stored energy is supplied to the load Rd.
[0032]
  If the energy stored in the reactor Ld cannot secure a predetermined voltage (power) in the load Rd, the energy is stored again.Switching elementWhile Sd is turned on and power is supplied from the DC power source Eb to the load Rd, energy is stored in the reactor Ld, and the switching element Sd is turned off to supply the energy of the load Rd helicopter Ld. By repeating the ON / OFF operation of the switching element Sd as described above, the voltage of the load Rd can be lowered to a predetermined voltage. The diode Dd is for allowing the energy stored in the reactor Ld to be supplied to the load Rd even when the switching element Sd is turned off and the DC power source Eb is disconnected from the load Rd. The voltage supplied to the load Rd is smoothed to a clean direct current.
[0033]
Next, the configuration and operation of the step-down chopper controller will be described. The step-down chopper control unit detects the output voltage of the step-down chopper and supplies a voltage sensor VCd that supplies the step-down chopper output voltage signal Vcd to the step-down chopper control unit, and a load voltage setting signal Vrd (r) based on the set value of the load voltage The step-down chopper output voltage setting device VRd (R) to output, the step-down chopper output voltage setting signal Vrd (r) and the step-down chopper output voltage signal Vcd are compared and calculated, and the comparison calculation signal Er = Vrd (r) −Vcd A comparison operation circuit ER that outputs a value, and a step-down chopper output voltage control unit VC that calculates an ON time command value Du (r) of the switching element Sd of the step-down chopper from the value of the comparison operation signal Er from the comparison operation circuit ER; The ON time command value Du (r) of the switching element Sd is actually measured using the carrier signal Cr output from the carrier signal generator CG. It constituted by PWM control unit PWM for converting the ON / OFF command pulse signal Ssd of switching element Sd. Since the ON time of the switching element Sd is controlled in accordance with the deviation between the output voltage Vcd of the step-down chopper and the set value of the load voltage, the output voltage of the step-down chopper is controlled to the load voltage set value.
[0034]
Of course, also in the step-down chopper described above, the switching loss of the switching element Sd, particularly the loss at the time of turn-off, becomes a problem. Hereinafter, the step-down chopper to which the present invention for reducing the turn-off loss is applied will be described with reference to FIGS. The configuration and operation of each unit will be described.
FIG. 12 shows a zero voltage switching auxiliary circuit for reducing the turn-off loss connected in parallel with the diode Dd as the second circuit element in the main circuit of the step-down chopper of FIG.
FIG. 13 is an operation sequence diagram showing trends in voltage and current in each operation mode of the step-down chopper, with the description method of the step-down chopper circuit shown in FIG. 12 being slightly changed.
[0035]
  The operation of the present invention shown in FIG. 12 will be described below with reference to the operation sequence diagram of FIG.
  FIG. 13A shows the trend of the current flowing through the step-down chopper circuit and the changing voltage when the switching element Sd is turned on. When the switching element Sd is turned on, the auxiliary capacitor Cn1 is connected in parallel to the DC power supply Eb. Accordingly, the DC power supply supplies power from the DC power supply Eb to the load Rd through the reactor Ld of the switching element Sd-step-down chopper main circuit and stores the energy in the reactor Ld of the step-down chopper main circuit in parallel with the DC power supply. A current for charging the auxiliary capacitor Cnl flows from Eb through the path of the switching element Sd-inrush current suppressing reactor Lnl-auxiliary diode Dn2-auxiliary capacitor Cn1-DC power supply Eb. Since the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 before the switching element Sd is turned on is zero, the inrush current flows from the DC power source Eb to the auxiliary capacitor Cnl through the switching element Sd at the moment when the switching element Sd is turned on. Because the current suppressing reactor Lnl is providedInrush currentThe size of becomes smaller.
  As in the first embodiment, the inrush current suppression reactor can be used if the current falls within a range that does not hinder the specific capacitance value of the auxiliary capacitor Cn1 and stray inductance of the circuit wiring. Ln1, and further, the auxiliary diode Dn2 and the auxiliary diode Dn1 may be omitted.
The voltage is lowered and the voltage is lowered.
[0036]
Further, in this case, even when the charging of the auxiliary capacitor Cn1 is completed, the energy for charging the auxiliary capacitor Cn1 is stored in the inrush current suppressing reactor Ln1, and therefore the energy is stored in the auxiliary capacitor Cnl and the inrush current. The transfer is repeated with the suppression reactor Ln1, and a resonance phenomenon occurs. In order to prevent this, an anti-resonance diode Dn2 is inserted between the inrush current suppressing reactor Ln1 and the auxiliary capacitor Cn1, and further, when charging of the auxiliary capacitor Cn1 is completed, the inrush current suppressing reactor Ln1 is prevented from being charged any more. An auxiliary diode Dnl for short-circuiting is provided, and the energy stored in the inrush current suppressing reactor Ln1 is made to disappear through the path of the auxiliary diode Dn2-auxiliary diode Dnl-inrush current suppressing reactor Ln1.
[0037]
FIG. 13B shows the state of the step-down chopper circuit when the switching element Sd is turned on and the charging of the auxiliary capacitor Cnl is completed. No current flows through the auxiliary circuit for zero voltage switching, and power supply to the load Rd and energy storage in the reactor Ld of the main circuit are continued.
[0038]
FIG. 13C shows the trend of the current flowing through the step-down chopper circuit and the changing voltage when the switching element Sd is turned OFF from the state of FIG. 13B. At the moment when the switching element Sd is turned OFF, the switching element Sd is sandwiched between the DC power source Eb of the voltage Veb and the auxiliary capacitor Cn1 charged to the same voltage Veb as the DC power source Eb, so that the voltage applied to the switching element Sd Is the voltage difference between them, that is, zero.
When the switching element Sd is turned off, the DC power source Eb that maintained the voltage of the auxiliary capacitor Cnl is disconnected from the auxiliary capacitor Cn1, so that the electric charge stored in the auxiliary capacitor Cnl passes through the auxiliary diode Dn1 and the main circuit reactor Ld. Then, discharge to the load Rd is started, and the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 decreases from Veb. The speed of this voltage drop is equal to the rising speed of the collector-emitter voltage when the switching element Sd is turned off, and this speed is significantly slower than the conventional rising speed of the collector-emitter voltage of the switching element Sd. The turn-off loss determined by the product of the collector current Isd and the collector-emitter voltage Vsd is smaller than that of the prior art.
When an IGBT element is used as the switching element Su, the turn-on loss is small. Therefore, when the method of the present invention is used, the turn-off loss that occupies most of the switching loss can be reduced, and the switching loss reduction ratio increases.
[0039]
FIG. 13D shows the trend of current and voltage flowing through the step-down chopper circuit after the switching element Sd is turned OFF and the charge of the auxiliary capacitor Cnl is completely discharged and the voltage becomes zero. After the voltage of the auxiliary capacitor Cnl becomes zero, the energy stored in the reactor Ld of the main circuit is supplied to the load Rd.
[0040]
FIG. 13E shows a step-down chopper circuit when the switching element Sd is turned on again to store energy in the reactor Ld of the main circuit after the energy stored in the reactor Ld of the main circuit is supplied to the load. It shows current and voltage trends. Before the switching element Sd is turned on, the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 is zero. Therefore, at the moment when the switching element Sd is turned on, the DC power supply Eb connects the auxiliary capacitor Cn1, the switching element Sd—the inrush current suppressing reactor Ln1, and the auxiliary diode Dn2. -It will charge by the path | route of auxiliary capacitor Cn1-DC power supply Eb. In this case, the inrush current is suppressed to a low level by the action of the inrush current suppressing reactor Lnl, and there is no problem, and the state returns to the state of FIG.
By repeating the operations shown in FIGS. 13A to 13E, both the turn-off loss reduction of the switching element Sd and the step-down operation of the step-down chopper can be realized.
[0041]
Next, the operation waveform when the step-down chopper described above and the zero voltage switching auxiliary circuit are connected to the step-down chopper will be obtained by simulation, and the results of demonstrating the effect of reducing the turn-off loss will be described.
First, FIG. 14 shows waveforms of the ON / OFF signal of the switching element Sd (FIG. 1 (1)) and the voltage currents of the respective parts (FIGS. 2 to 6) when no auxiliary circuit for zero voltage switching is provided. Indicates. Among these, the vertical axis (voltage value, voltage value, A waveform obtained by enlarging the current value and the horizontal axis (time) is shown in FIG.
As can be seen from FIG. 15, the voltage Vsd rises sharply when the switching element Sd is turned off ((1) in FIG. 15), and Vsd · Isd indicating the turn-off loss is a high value ((3) in FIG. 15). It can be seen that the amount of turn-off loss is large.
[0042]
On the other hand, FIG. 16 shows each waveform when the auxiliary circuit for zero voltage switching is provided. Taking one cycle at the center of the figure as an example, the time zones of the respective operation modes (A) to (E) described in FIG. 13 are displayed. Here, attention should be paid to the operation mode (C) immediately after the switching element Sd is turned off. As is apparent from FIG. The rise of the collector-emitter voltage Vsd of FIG. 17 is significantly gentler corresponding to the discharge characteristics of the auxiliary capacitor Cn1 (FIG. 17 (1)). As a result, the falling speed of the collector current Isd does not change, but the Vsd · Isd shown in FIG. 3 (3), that is, the turn-off loss, is compared with the case without the auxiliary circuit for zero voltage switching shown in FIG. It is clear that it is greatly reduced and almost zero.
[0043]
As described above, in the DC / DC converter according to the second embodiment of the present invention, the configuration of the control circuit as the step-down chopper is not changed at all, and the simple configuration is made of parts having a small capacity compared to the main circuit. Only by adding a zero voltage switching auxiliary circuit having a simple configuration, the turn-off loss that accounts for the majority of the switching loss can be reliably reduced to almost zero. As a result, the great performance characteristics and economic advantages described above can be obtained.
[0044]
In FIG. 13C, the charge stored in the auxiliary capacitor Cn1 is discharged through the path of the auxiliary diode Dn1, the main circuit reactor Ld, the load Rd, and the auxiliary capacitor Cn1 due to the OFF operation of the switching element Sd. The speed of voltage drop due to this discharge becomes equal to the rising speed of the collector-emitter voltage Vsd when the switching element Sd is turned off, and this speed greatly affects the turn-off loss.
Therefore, as shown in FIG. 18, when a discharge current reducing reactor Ln2 is inserted in series with the auxiliary diode Dn1, the discharge current of the auxiliary capacitor Cn1 during the switching element SdOFF operation is reduced, and the discharge becomes moderate accordingly. The rising speed of the collector-emitter voltage Vsd when the switching element Sd is turned off becomes slow, and as a result, the effect of reducing the turn-off loss becomes more remarkable.
[0045]
Embodiment 3 FIG.
Here, a case where a turn-off loss reduction measure according to the present invention is applied to a buck-boost chopper which is a kind of DC / DC converter will be described.
FIG. 19 shows the main circuit configuration of the buck-boost chopper and its control unit. FIG. 20 is obtained by adding a zero voltage switching auxiliary circuit for reducing the turn-off loss to the main circuit of the buck-boost chopper.
First, the configuration and operation of the step-up / down chopper will be described with reference to FIG.
A DC power supply E indicates a DC power supply circuit such as a solar battery or a commercial AC power supply rectifier. The step-up / step-down chopper circuit includes a reactor Lud, a switching element Sud, a diode Dud, and a capacitor Cud, and supplies a voltage Vcud obtained by stepping up and down the voltage Ve of the DC power source E to the load Rud. The step-up / step-down chopper controller controls the voltage Vcud supplied to the load Rud to the set value Vrud (r).
[0046]
First, the operation of the main circuit section of the step-up / down chopper will be described. When the switching element Sud is turned on, the DC power source E stores energy in the reactor Lud via the switching element Sud. At this time, since the current Ilud flowing through the reactor Lud increases at a constant rate, energy is stored in the reactor Lud. Then, after sufficient energy is stored in the reactor Lud, when the switching element Sud is turned off, the DC power source E is disconnected from the reactor Lud, so that the energy stored in the reactor Lud is supplied to the load Rud. . At this time, the voltage Vcud applied to the load Rud increases as the energy stored in the reactor Lud increases and becomes a boost operation. Conversely, the voltage Vcud decreases as the energy stored in the reactor Lud decreases.
[0047]
If a predetermined voltage (electric power) cannot be secured in the load Rud with the energy stored in the reactor Lud, the switching element Sud is turned on again to store energy in the reactor Lud, and the switching element Sud is turned off to return to the load Rud. Supply energy. By repeating the ON / OFF operation of the switching element Sud as described above, the voltage of the load Rud can be stepped up and down to a predetermined voltage. The diode Dud is for preventing the voltage E of the DC power source from being applied to the load Rud when the switching element Sud is ON, and the capacitor Cud smoothes the voltage supplied to the load Rud into a clean DC. Working.
[0048]
Next, the configuration and operation of the step-up / down chopper controller will be described. The step-up / step-down chopper controller detects a voltage output from the step-up / step-down chopper and supplies the step-up / step-down chopper output voltage signal Vcud to the step-up / step-down chopper controller, and a load voltage setting signal Vrud based on the set value of the load voltage. The step-up / step-down chopper output voltage setting device VRud (R) that outputs (r), the step-up / step-down chopper output voltage setting signal Vrud (r) and the step-up / step-down chopper output voltage signal Vcud are compared and calculated, and a comparison calculation signal Er = A comparison operation circuit ER that outputs a value of Vrud (r) −Vcud, and an elevating operation that calculates an ON time command value Du (r) of the switching element Sud of the step-up / step-down chopper from the value of the comparison operation signal Er from the comparison operation circuit ER. The pressure chopper output voltage controller VC and the ON time command value Du (r) of the switching element Sud are output from the carrier signal generator CG. It constituted by PWM control unit PWM for converting the actual ON / OFF command pulse signal Ssud switching element Sud using a carrier signal Cr to be. Since the ON time of the switching element Sud is controlled according to the deviation between the output voltage Vcud of the buck-boost chopper and the set value of the load voltage, the output voltage of the buck-boost chopper is controlled to the load voltage set value. Become.
[0049]
Of course, also in the step-up / step-down chopper described above, the switching loss of the switching element Sud, particularly the loss at the time of turn-off, becomes a problem, and hereinafter, the step-up / step-down using the present invention for reducing the turn-off loss will be described with reference to FIGS. The configuration and operation of each part of the pressure chopper will be described.
FIG. 20 is a diagram in which a zero voltage switching auxiliary circuit for reducing turn-off loss is connected in parallel with the reactor Lud, which is the first circuit element in the main circuit of the buck-boost chopper of FIG.
FIG. 21 is an operation sequence diagram showing trends in voltage and current in each operation mode of the step-up / step-down chopper by slightly changing the description method of the step-up / step-down chopper circuit shown in FIG.
[0050]
Hereinafter, the operation of the present invention shown in FIG. 20 will be described with reference to the operation sequence diagram of FIG.
FIG. 21A shows the trend of the current flowing through the buck-boost chopper circuit and the changing voltage when the switching element Sud is turned on. When the switching element Sud is turned on, the auxiliary capacitor Cn1 is connected to the DC power source E in parallel. Therefore, the inrush current suppressing reactor Ln1 to the auxiliary diode Dn2 from the DC power supply E in parallel with the current of the main circuit that stores energy in the reactor Lud through the path of the step-up / step-down chopper main circuit reactor Lud-DC power supply E from the DC power supply E. A current for charging the auxiliary capacitor Cnl flows through the path of the auxiliary capacitor Cnl and the DC power source E. Since the voltage of the auxiliary capacitor Cnl before the switching element Sud is turned on is zero, an inrush current flows from the DC power source E to the auxiliary capacitor Cn1 at the moment when the switching element Sud is turned on, but the inrush current suppressing reactor Lnl is Since it is provided, the magnitude of the inrush current is reduced.
As in the first embodiment, the inrush current suppression reactor can be used if the current falls within a range that does not hinder the specific capacitance value of the auxiliary capacitor Cn1 and stray inductance of the circuit wiring. Ln1, and further, the auxiliary diode Dn2 and the auxiliary diode Dn1 may be omitted.
[0051]
Further, in this case, even when the charging of the auxiliary capacitor Cnl is completed, the energy for charging the auxiliary capacitor Cn1 is stored in the inrush current suppressing reactor Lnl. The transfer is repeated with the suppression reactor Ln1, and a resonance phenomenon occurs. In order to prevent this, an anti-resonance diode Dn2 is inserted between the inrush current suppressing reactor Lnl and the auxiliary capacitor Cnl. Further, when the charging of the auxiliary capacitor Cnl is completed, the inrush current suppressing reactor Ln1 is prevented from being charged any more. An auxiliary diode Dn1 for short-circuiting is provided, and the energy stored in the inrush current suppressing reactor Ln1 is made to disappear through the path of the auxiliary diode Dn2-auxiliary diode Dn1-inrush current suppressing reactor Lnl.
[0052]
FIG. 21B shows the state of the step-up / step-down chopper circuit when the switching element Sud is turned on and the charging of the auxiliary capacitor Cn1 is completed. No current flows through the auxiliary circuit for zero voltage switching, and energy is continuously stored in the reactor Lud of the main circuit.
[0053]
FIG. 21C shows the trend of the current flowing through the buck-boost chopper circuit and the changing voltage when the switching element Sud is turned off from the state of FIG. At the moment when the switching element Sud is turned off, the switching element Sud is held between the DC power source E of the voltage Ve and the auxiliary capacitor Cn1 charged to the same voltage Ve as that of the DC power source E, so that the voltage applied to the switching element Sud Is the voltage difference between them, that is, zero.
When the switching element Sud is turned off, the DC power source E that has maintained the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 is disconnected from the auxiliary capacitor Cn1, so that the electric charge stored in the auxiliary capacitor Cn1 is auxiliary diode Dnl-main circuit reactor Lud-auxiliary capacitor. Discharging starts in the path of Cnl, and the voltage of the auxiliary capacitor Cn1 decreases from Ve. The speed of the voltage drop is equal to the rising speed of the collector-emitter voltage when the switching element Su is turned off, and this speed is significantly slower than the conventional rising speed of the collector-emitter voltage of the switching element Sud. The turn-off loss determined by the product of the collector current Isud and the collector-emitter voltage Vsud is smaller than that of the prior art.
When an IGBT element is used as the switching element Su, the turn-on loss is small. Therefore, when the method of the present invention is used, the turn-off loss that occupies most of the switching loss can be reduced, and the switching loss reduction ratio increases.
[0054]
FIG. 21D shows the trend of current and voltage flowing through the step-up / step-down chopper circuit after the switching element Sud is turned off and the electric charge of the auxiliary capacitor Cn1 is completely discharged and the voltage becomes zero. . After the voltage of the auxiliary capacitor Cnl becomes zero, this energy is supplied to the load Rud while reverse charging the auxiliary capacitor Cn1 with the energy stored in the reactor Lud of the main circuit.
The voltage supplied to the load Rud at that time is large if the energy stored in the reactor Lud of the main circuit is equal to the charging voltage charged in the main circuit capacitor Cud and the auxiliary capacitor Cn1, and the energy stored in the reactor Lud is large. The higher the load voltage is, the higher the voltage is, and the lower the voltage is, the lower the load voltage is, and the voltage is reduced.
[0055]
  FIG. 21E shows a step-up chopper circuit when the switching element Sud is turned on again to store energy in the reactor Lud of the main circuit after the energy stored in the reactor Lud of the main circuit is supplied to the load Rud. It shows the trend of the current and voltage flowing through. Before the switching element Sud is turned on, the voltage Vcn is reversely charged in the auxiliary capacitor Cn1, so at the moment when the switching element Sud is turned on, the auxiliary capacitor Cnl of the voltage Vcn obtained by reverse charging the DC power source E is switched. The charging is performed through the path of the element Sud—the inrush current suppressing reactor Lnl—the auxiliary diode Dn2—the auxiliary capacitor Cn1—the DC power supply E. Note that the inrush current at that time is suppressed by the action of the inrush current suppressing reactor Ln1, so there is no problem, and the auxiliary capacitor Cn1 is charged to zero volts before long as shown in FIG.StatusWill return.
  By repeating the operations shown in FIGS. 21A to 21E, both the turn-off loss reduction of the switching element Sud and the step-up / step-down operation of the step-up / step-down chopper can be realized.
[0056]
As described above, in the DC / DC converter according to the third embodiment of the present invention, the configuration of the control circuit as the step-up / step-down chopper is not changed, and is composed of parts having a smaller capacity than the main circuit. By simply adding an auxiliary circuit for zero voltage switching with a simple configuration, the turn-off loss, which accounts for the majority of switching loss, can be reliably reduced to almost zero. As a result, the performance characteristics and economic aspects described above can be achieved. There are great benefits.
[0057]
In FIG. 21C described above, the charge stored in the auxiliary capacitor Cn1 is started to discharge in the path of the auxiliary diode Dn1-main circuit reactor Lud-auxiliary capacitor Cn1 by the OFF operation of the switching element Sud. The rate of voltage drop due to this discharge becomes equal to the rising rate of the collector-emitter voltage Vsud when the switching element Sud is turned off, and this rate greatly affects the turn-off loss.
Therefore, when a discharge current reducing reactor Ln2 is separately inserted in series with the auxiliary diode Dn1, the discharge current of the auxiliary capacitor Cn1 during the switching element SudOFF operation is reduced, and the discharge is moderated accordingly, and the collector at the time of switching element Sud turn-off is reduced. -The rise speed of the emitter voltage Vsud becomes slow, and as a result, the effect of reducing the turn-off loss becomes more remarkable.
[0058]
Embodiment 4 FIG.
Here, a case will be described in which a turn-off loss reduction measure according to the present invention is applied to an insulated buck-boost chopper which is a kind of DC / DC converter.
FIG. 22 shows a main circuit configuration of an insulated buck-boost chopper and its control unit. The main circuit of the insulation type step-up / step-down chopper replaces the reactor Lud of the step-up / step-down chopper shown in FIG. 19 with an insulation transformer composed of a primary winding and a secondary winding that are electrically insulated from each other. The element Sud and the primary winding are connected in series to the DC power source E, and the diode Dud and the capacitor Cud are connected in series to the secondary winding in parallel. The zero voltage switching auxiliary circuit is connected in parallel with the primary winding serving as the first circuit element.
[0059]
As described above, the insulated buck-boost chopper is configured as a chopper operation if the reactance of the reactor Lud is the leakage reactance of the insulation transformer, except that the DC power supply E side and the load Rud side are electrically insulated. Is the same as the step-up / down chopper of FIG. Therefore, although the detailed description is not duplicated, the operation when providing the zero voltage switching auxiliary circuit and the effect of reducing the turn-off loss obtained thereby are the same as in the case of the step-up / down chopper of the third embodiment, which is simple and inexpensive. With the configuration, the turn-off loss can be reliably reduced to almost zero.
[0060]
Embodiment 5 FIG.
Here, a case where a turn-off loss reduction measure according to the present invention is applied to a current reversible chopper circuit which is a kind of DC / DC converter will be described.
FIG. 23 shows a current reversible chopper main circuit and its control unit when the present invention is applied to a current reversible chopper which is a kind of DC / DC converter.
In FIG. 23, a DC power supply (low voltage) Es and a DC power supply (high voltage) Eb both indicate a DC power supply circuit capable of charging and discharging, such as a secondary battery. The current reversible chopper is a chopper circuit in which the step-up chopper circuit of the first embodiment and the step-down chopper circuit of the second embodiment are combined so that power (current) can be exchanged bidirectionally. , Switching elements S1 and S2, diodes D1 and D2 connected in antiparallel to each other, and capacitors Cs and Cb.
[0061]
When the current reversible chopper is operated as a step-up chopper, since it is the step-up chopper circuit itself if attention is paid to the components including the reactor L, the switching element S1, the diode D2, and the capacitor Cb, the above components and a DC power source (low voltage) are used. The DC power supply (high voltage) Eb can be charged by using Es to boost the voltage on the DC power supply (high voltage) Eb side to the voltage of the DC power supply (high voltage) Eb.
On the other hand, when operating the current reversible chopper as a step-down chopper, since it is a step-down chopper circuit itself if attention is paid to the components of only the reactor L, the switching element S2, the diode D1, and the capacitor Cs, the above components and the DC power supply (high voltage) ) If the voltage on the DC power supply (low voltage) Es side is lowered to the vicinity of the voltage of the DC power supply (low voltage) Es by using Eb, the DC power supply (low voltage) Es can be charged. The current reversible chopper controller controls the charge / discharge current I1 at that time to the set value Il (r).
[0062]
  Next, the configuration and operation of the current reversible chopper controller will be described. The current reversible chopper control unit detects a reactor current Il of the current reversible chopper and supplies a current reversible chopper current signal Il to the current reversible chopper control unit, and a reactor current setting signal Il based on the set value of the reactor current The current reversible chopper current setting device IL (R) that outputs (r), the current reversible chopper current setting signal Il (r) and the current reversible chopper current signal Il are compared and calculated, and the comparison calculation signal Er = Il (r ) The current value reversal for calculating the ON time command value Du (r) of the switching element S1 or S2 of the current reversible chopper from the value of the comparison operation circuit ER that outputs the value of -Il and the value of the comparison operation signal Er from the comparison operation circuit ER Chopper current controller CC and switching elementS1Alternatively, a PWM control unit PWM that converts the ON time command value Du (r) of S2 into an actual ON / OFF command pulse signal Ss of the switching element S1 or S2 using the carrier signal Cr output from the carrier signal generation unit CG. The switching element ON / OFF command pulse signal Ss is composed of a step-up / step-down switching switch SW1 that selects whether to supply the switching element S1 for step-up operation or the switching element S2 for step-down operation.
[0063]
  The step-up / step-down changeover switch SW1 is switched by a step-up / step-down changeover switch drive signal Ssw that is output according to the positive / negative polarity of the current set value Il (r) that determines the step-up / step-down operation of the current reversible chopper. Therefore, as the operation of the current reversible chopper, the step-up / step-down operation is switched according to the current set value Il (r), and the step-up operation is performed according to the deviation between the current Il of the current reversible chopper and the current set value Il (r). When switching elementS1In the step-down operation, since the ON time of the switching element S2 is controlled, the current of the current reversible chopper is controlled to the current set value.
  Note that the switching element to which the ON / OFF command pulse signal Ss is not supplied is always input with an OFF signal so that it is always in the OFF state.
[0064]
  The operation of the present invention shown in FIG. 23 is exactly the same as that applied to the step-up chopper circuit described in Embodiment 1 during the step-up operation.During operationIs exactly the same as the operation when applied to the step-down chopper circuit described in the second embodiment, except that a zero voltage switching auxiliary circuit is provided for step-up and step-down and further this step-up zero is provided. A point of providing a zero voltage switching auxiliary circuit switch SW2 for switching between the voltage switching auxiliary circuit and the step-down zero voltage switching auxiliary circuit according to the step-up / step-down switch driving signal Ssw from the current reversible chopper controller. It is.
[0065]
As described above, also in the DC / DC converter of the current reversible chopper circuit according to the fifth embodiment of the present invention, the boosting and stepping-down zero voltage switching with a simple configuration including parts having a smaller capacity than the main circuit is possible. Only by adding an auxiliary circuit, the turn-off loss, which accounts for the majority of the switching loss, can be reliably reduced to almost zero, and as a result, there are significant advantages in performance characteristics and economy as described above.
[0066]
In each of the above-described embodiments, the case where the IGBT is applied as the switching element has been described. However, the present invention can be similarly applied to other types of switching elements such as a GTO, and has the same effect.
In the above description, the step-up chopper, the step-down chopper, and the step-up / step-down chopper are applied to a DC / DC converter having a typical circuit configuration well known in the past. However, it is not limited to a DC power supply, a switching element that is turned on and off at a predetermined cycle, and energy stored by energization from the DC power supply during the on operation period of the switching element is loaded during the off period of the switching element. The present invention can be widely applied to a DC / DC converter including a reactor that supplies power to the load and a diode that forms a path for supplying the energy from the reactor to the load during an off period of the switching element.
[0067]
【The invention's effect】
  As described above, the DC / DC converter according to the present invention includes a DC power supply, a switching element that performs an on / off operation at a predetermined period, and the energy stored by energization from the DC power supply during the on operation period of the switching element. A first circuit element comprising a reactor for supplying a load during an off period of the element, and a second diode comprising a diode for forming a path for supplying the energy from the first circuit element to the load during the off period of the switching element In a DC / DC converter having the following circuit elements:
  An auxiliary circuit is connected in parallel with the circuit element in a closed circuit formed by serially connecting the DC power source, the switching element, and the circuit element,
  The auxiliary circuit consists of an auxiliary capacitor,
  The auxiliary capacitor is connected and charged in parallel with the DC power source when the switching element is turned on, and discharged when the switching element is turned off. The rising edge becomes considerably gentle corresponding to the discharge characteristic of the auxiliary capacitor, and as a result, the turn-off loss is greatly reduced.
  Further, the auxiliary circuit suppresses an inrush current when the first auxiliary diode connected in series with the auxiliary capacitor and the auxiliary capacitor connected in parallel with the first auxiliary diode is charged. A series connection body of an inrush current suppressing reactor and a second auxiliary diode;
The auxiliary capacitor is charged by the DC power source via the inrush current suppression reactor and the second auxiliary diode when the switching element is turned on, and is connected via the first auxiliary diode when the switching element is off. Inrush current is suppressed when the auxiliary capacitor is charged, and resonance between the inrush current suppressing reactor and the auxiliary capacitor is prevented after the auxiliary capacitor is charged. Is done.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a main circuit section and a control section of a boost chopper applied in Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart for explaining switching loss in the circuit of FIG. 1;
FIG. 3 is a configuration diagram showing a main circuit and a control unit of a boost chopper provided with an auxiliary circuit for zero voltage switching according to Embodiment 1 of the present invention.
4 is a timing chart for explaining switching loss in the circuit of FIG. 3; FIG.
5 is an operation sequence diagram showing trends in voltage and current in each operation mode of the circuit of FIG. 3. FIG.
FIG. 6 is a diagram showing waveforms of respective parts by simulation of the circuit of FIG. 1 (without zero voltage switching auxiliary circuit).
FIG. 7 is an enlarged view showing a part of the elements of FIG.
FIG. 8 is a diagram showing waveforms of respective parts by simulation of the circuit of FIG. 3 (with an auxiliary circuit for zero voltage switching).
9 is an enlarged view showing a part of the elements in FIG.
10 is a block diagram showing a partial modification of the zero voltage switching auxiliary circuit of FIG. 3; FIG.
FIG. 11 is a configuration diagram showing a main circuit unit and a control unit of a step-down chopper applied in a second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram showing a main circuit and a control unit of a step-down chopper provided with an auxiliary circuit for zero voltage switching according to Embodiment 2 of the present invention.
13 is an operation sequence diagram showing trends in voltage and current in each operation mode of the circuit of FIG.
FIG. 14 is a diagram showing waveforms at respective parts by simulation of the circuit of FIG. 11 (without the auxiliary circuit for zero voltage switching).
FIG. 15 is an enlarged view showing a part of the elements shown in FIG.
FIG. 16 is a diagram showing waveforms of respective parts by simulation of the circuit of FIG. 12 (with an auxiliary circuit for zero voltage switching).
FIG. 17 is an enlarged view showing a part of the elements in FIG. 16;
18 is a block diagram showing a partial modification of the zero voltage switching auxiliary circuit of FIG. 12;
FIG. 19 is a configuration diagram illustrating a main circuit unit and a control unit of a step-up / down chopper applied in a third embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a configuration diagram showing a main circuit and a control unit of a buck-boost chopper provided with an auxiliary circuit for zero voltage switching according to Embodiment 3 of the present invention.
21 is an operation sequence diagram showing trends in voltage and current in each operation mode of the circuit of FIG.
FIG. 22 is a configuration diagram showing a main circuit and a control unit of an insulated buck-boost chopper provided with an auxiliary circuit for zero voltage switching according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 23 is a configuration diagram showing a main circuit and a control unit of a current reversible chopper provided with an auxiliary circuit for zero voltage switching according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 24 is a configuration diagram showing a conventional step-down chopper provided with a switching loss reduction measure.
[Explanation of symbols]
Es, Eb, E DC power supply, Su, Sd, Sud switching element,
Du, Dd, Dud diode, Lu, Ld, Lud reactor,
Cu, Cd, Cud capacitor, Ru, Rd, Rud load,
Cn1 auxiliary capacitor, Dn1, Dn2 auxiliary diode,
Ln1 Inrush current suppression reactor, Ln2 Discharge current reduction reactor.

Claims

直流電源、所定の周期でオンオフ動作するスイッチング素子、このスイッチング素子のオン動作期間における上記直流電源からの通電で蓄えられたエネルギーを上記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するリアクトルからなる第１の回路要素、および上記スイッチング素子のオフ期間に上記第１の回路要素から上記負荷に上記エネルギーを供給する経路を形成するダイオードからなる第２の回路要素を備えたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記直流電源と上記スイッチング素子と上記回路要素とが直列になって形成される閉回路における上記回路要素と並列に補助回路を接続し、
上記補助回路は、補助コンデンサからなり、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記直流電源に並列に接続されて充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で放電するようにし、
上記補助回路は、上記補助コンデンサと直列に接続された第１の補助ダイオード、およびこの第１の補助ダイオードと並列に接続された、上記補助コンデンサが充電されるときの突入電流を抑制する突入電流抑制用リアクトルと第２の補助ダイオードとの直列接続体を備え、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記突入電流抑制用リアクトルおよび上記第２の補助ダイオードを介して上記直流電源により充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で上記第１の補助ダイオードを介して放電するようにしたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。A first power source comprising a DC power source, a switching element that is turned on / off at a predetermined cycle, and a reactor that supplies energy stored by energization from the DC power source during the ON operation period of the switching element to a load during the OFF period of the switching element. In a DC / DC converter including a circuit element and a second circuit element including a diode that forms a path for supplying the energy from the first circuit element to the load during an off period of the switching element,
An auxiliary circuit is connected in parallel with the circuit element in a closed circuit formed by the DC power supply, the switching element, and the circuit element in series,
The auxiliary circuit consists of an auxiliary capacitor,
The auxiliary capacitor is connected and charged in parallel with the DC power supply by the on operation of the switching element, and discharged by the off operation of the switching element ,
The auxiliary circuit includes a first auxiliary diode connected in series with the auxiliary capacitor, and an inrush current connected in parallel with the first auxiliary diode to suppress an inrush current when the auxiliary capacitor is charged. Comprising a series connection of a suppression reactor and a second auxiliary diode;
The auxiliary capacitor is charged by the DC power source through the inrush current suppression reactor and the second auxiliary diode when the switching element is turned on, and is connected via the first auxiliary diode when the switching element is off. A DC / DC converter characterized by being discharged .

上記第１の補助ダイオードと直列に、上記補助コンデンサの放電電流を低減する放電電流低減用リアクトルを挿入したことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 2. The DC / DC converter according to claim 1, wherein a discharge current reducing reactor for reducing a discharge current of the auxiliary capacitor is inserted in series with the first auxiliary diode .

上記リアクトルと上記スイッチング素子とを直列にして上記直流電源に並列に接続し、上記ダイオードとコンデンサとを直列にして上記スイッチング素子に並列に接続し、上記コンデンサと並列に上記負荷を接続して昇圧チョッパを構成し、上記リアクトルと並列に上記補助回路を接続したことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The reactor and the switching element are connected in series with the DC power supply, the diode and a capacitor are connected in series with the switching element in parallel, and the load is connected in parallel with the capacitor to boost the voltage. The DC / DC converter according to claim 1 or 2, wherein a chopper is configured and the auxiliary circuit is connected in parallel with the reactor .

上記スイッチング素子と上記ダイオードとを直列にして上記直流電源に並列に接続し、上記リアクトルとコンデンサとを直列にして上記ダイオードに並列に接続し、上記コンデンサと並列に上記負荷を接続して降圧チョッパを構成し、上記ダイオードと並列に上記補助回路を接続したことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The switching element and the diode are connected in series with the DC power supply, the reactor and the capacitor are connected in series with the diode, and the load is connected in parallel with the capacitor. The DC / DC converter according to claim 1, wherein the auxiliary circuit is connected in parallel with the diode .

上記スイッチング素子と上記リアクトルとを直列にして上記直流電源に並列に接続し、上記ダイオードとコンデンサとを直列にして上記リアクトルに並列に接続し、上記コンデンサと並列に上記負荷を接続して昇降圧チョッパを構成し、上記リアクトルと並列に上記補助回路を接続したことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The switching element and the reactor are connected in series to the DC power supply, the diode and a capacitor are connected in series and connected to the reactor in parallel, and the load is connected in parallel to the capacitor to increase / decrease the voltage. The DC / DC converter according to claim 1 or 2, wherein a chopper is configured and the auxiliary circuit is connected in parallel with the reactor .

上記リアクトルを、互いに電気的に絶縁された１次巻線と２次巻線とからなる絶縁トランスに置き換え、上記スイッチング素子と上記１次巻線とを直列にして上記直流電源に並列に接続し、上記ダイオードとコンデンサとを直列にして上記２次巻線に並列に接続して絶縁型昇降圧チョッパを構成し、上記１次巻線と並列に上記補助回路を接続したことを特徴とする請求項５記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。 The reactor is replaced with an insulating transformer composed of a primary winding and a secondary winding that are electrically insulated from each other, and the switching element and the primary winding are connected in series to the DC power source in parallel. The diode and the capacitor are connected in series and connected in parallel to the secondary winding to form an insulated buck-boost chopper, and the auxiliary circuit is connected in parallel to the primary winding. Item 6. The DC / DC converter according to Item 5 .