JP3681596B2

JP3681596B2 - DC power supply

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Publication number: JP3681596B2
Application number: JP36607199A
Authority: JP
Inventors: 治義森; 政男津田; 康宏藪西
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 1999-12-24
Filing date: 1999-12-24
Publication date: 2005-08-10
Anticipated expiration: 2019-12-24
Also published as: JP2001186768A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流を直流に変換する整流装置等の直流電源装置に関するものであり、特に半導体スイッチング素子から発生するノイズと半導体スイッチング素子の損失を低減する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１３は、従来の整流装置を示す回路図であり、電気学会技術報告第６３５号に示された昇圧形単相ＡＣ−ＤＣコンバータ（昇圧形交流−直流変換器）である。
図において、１は交流電源、２は交流電源１を整流して直流に変換するダイオード整流器で、ダイオード３、４、５、６で構成される。７はリアクトル、８はリアクトル７に流れる電流を制御すると共に、直流回路に接続されたコンデンサ１０及び負荷１１の電圧を制御する昇圧回路用スイッチである。１２は昇圧回路用スイッチを構成し、交流電源１をリアクトル７を介して短絡させるスイッチ、１３は昇圧回路用スイッチを構成するダイオードで、スイッチ１２が開路したときにリアクトル７の電流を直流出力に流し込むよう動作する。
【０００３】
図１４は、従来の整流装置の動作を示すタイミングチャートであり、図１４（ａ）は入力電圧波形、図１４（ｂ）は交流電源１に流れる入力電流波形、図１４（ｃ）〜図１４（ｉ）は時刻Ｔ１からＴ５までの図１４（ｂ）の拡大波形、図１４（ｈ）はスイッチ１２のオンオフ状態を示している。
【０００４】
次に、動作について図１４の波形を併用して説明する。
図１４において、図には示されていない制御回路によって、負荷１１の両端電圧を制御しながら図１４（ｂ）の入力電流を図１４（ａ）の入力電圧に同期した正弦波に近づくようにスイッチ１２をオンオフ制御する。一般に、図１３に示す回路構成の場合は、負荷１１の両端電圧は、入力電圧のピーク値よりも高くなるように設定されている。リアクトル７に流れる電流は、入力電流波形を整流した波形になる。図１４（ｃ）、図１４（ｄ）、図１４（ｇ）、図１４（ｉ）は、時刻Ｔ１からＴ５までの拡大波形であり、各々ダイオード１３の電流、スイッチ１２の電流、ダイオード１３の電圧、ダイオード１３の瞬時損失を示したものである。
【０００５】
図１３において、交流電源１の正弦波電圧波形は、整流器２によって正の電圧に変換される。スイッチ１２は、この整流された電圧を、リアクトル７を介して開閉する。スイッチ１２が閉路中はリアクトル７の電流は図１４（ｄ）の時刻Ｔ１からＴ４に示すようにスイッチ１２を通って増加し、開路中は図１４（ｄ）の時刻Ｔ４からＴ５に示すように、リアクトル７はダイオード１３を通って直流電源に接続されるため電流は減少する。時刻Ｔ５以降は時刻Ｔ１からＴ５までの現象が繰り返される。
【０００６】
この回路において、直流回路に設けられたコンデンサ１０、ダイオード１３、スイッチ１２の回路インダクタンスは、スイッチ１２のスイッチング時の電圧サージを抑制するために、極力小さく設計される。一方、ダイオード１３は、スイッチ１２がターンオンし、ダイオード１３がターンオフする時（図１４の時刻Ｔ１からＴ３）、上記回路インダクタンスが小さいほど逆回復電流（図１４（ｃ）のＩｒｒ）が大きくなり、また逆回復時の電流変化率（図１４（ｃ）の時刻Ｔ２からＴ３）も大きくなるために、スイッチング損失（図１４（ｉ））及び発生ノイズが大きくなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の整流装置は、以上のように構成されているので、スイッチング時のサージ電圧を少なくしようとすると、ダイオード１３がオフするときの逆回復電流が増加し、スイッチング損失及び発生ノイズが増加するなどの問題点があった。
【０００８】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、ダイオードがオフする時の逆回復電流を抑制して、スイッチの損失及び発生ノイズを低減することができる直流電源装置を得ることを第一の目的とする。
また、運転継続性を強化した直流電源装置を得ることを第二の目的にしている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる直流電源装置においては、第一のスイッチと第一のダイオードが第一の直列接続点を介して直列に接続された第一の直列回路と、この第一の直列回路に並列に接続されると共に、第二のスイッチと第二のダイオードが第二の直列接続点を介して直列に接続された第二の直列回路と、電源と第一の直列回路及び第二の直列回路に接続され、第一のスイッチまたは第二のスイッチが閉路したとき、電源から電流が入力されると共に、閉路したスイッチが開路したとき、直流電流を負荷に出力する第一のリアクトルと、電源と第一の直列接続点との間に接続された第二のリアクトルと、電源と第二の直列接続点との間に接続された第三のリアクトルを備え、第一のスイッチ及び第二のスイッチは、いずれか一方が閉路するよう制御され、さらに、第二のリアクトル及び第三のリアクトルのリアクタンスＬ２は、電源の入力電圧のピーク値をＶｉｎ、負荷への出力電圧をＶＤ、第一のダイオード及び第二のダイオードの通電時順電圧降下をＶＦ１、第一のダイオード及び第二のダイオードの電流が流れ始める電圧をＶＦ０、第一のリアクトルのリアクタンスをＬ１としたとき、（ＶＦ１−ＶＦ０）≦（ＶＤ−Ｖｉｎ）Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の関係にあるものである。
【００１０】
また、第一のスイッチと第一のダイオードが第一の直列接続点を介して直列に接続された第一の直列回路と、この第一の直列回路に並列に接続されると共に、第二のスイッチと第二のダイオードが第二の直列接続点を介して直列に接続された第二の直列回路と、第一のスイッチまたは第二のスイッチが閉路したとき、電源から電流が入力されるよう接続されると共に、上記閉路した第一のスイッチまたは第二のスイッチが開路したとき、それぞれ第一のダイオードまたは第二のダイオードを介して直流電流を負荷に出力するよう接続された第一のリアクトルと、この第一のリアクトルと第一の直列接続点との間に接続された第二のリアクトルと、第一のリアクトルと第二の直列接続点との間に接続された第三のリアクトルを備え、第一のスイッチ及び第二のスイッチは、いずれか一方が閉路するよう制御され、さらに、第二のリアクトル及び第三のリアクトルのリアクタンスＬ２は、電源の入力電圧のピーク値をＶｉｎ、負荷への出力電圧をＶＤ、第一のダイオード及び第二のダイオードの通電時順電圧降下をＶＦ１、第一のダイオード及び第二のダイオードの電流が流れ始める電圧をＶＦ０、第一のリアクトルのリアクタンスをＬ１としたとき、（ＶＦ１−ＶＦ０）≦（ＶＤ−Ｖｉｎ）Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の関係にあるものである。
【００１１】
さらにまた、ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換する整流器を備え、第一のリアクトルは整流器の出力側に挿入されているものである。
また、ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換する整流器を備え、第一のリアクトルは整流器の入力側に挿入されているものである。
【００１２】
また、第一の直列回路及び第二の直列回路は、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応して、それぞれ二組のスイッチとダイオードの直列回路によって形成されているものである。
加えて、第一のリアクトルは、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応して、二つ設けられているものである。
また、ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換するハーフブリッジの整流器を備えたものである。
また、第一の直列回路に並列に接続されると共に互いに直列に接続された二つのコンデンサを備え、二つのコンデンサは、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応しているものである。
【００１３】
また、第一のスイッチと第二のスイッチは、交互に閉路されるものである。
また、第二のリアクトル及び第三のリアクトルは、それぞれ電流に対して線形のリアクタンスを有するリアクトルと、このリアクトルに直列に接続された過飽和リアクトルによって構成されているものである。
【００１４】
また、整流器を構成するダイオードの一部は、サイリスタによって代替されているものである。
加えて、負荷電流を検出して予め設定されている設定値と比較して過負荷を検出する過負荷検出回路と、この過負荷検出回路によって過負荷が検出されたとき、第一のスイッチ及び第二のスイッチを同時にスイッチングさせる制御信号を形成する第一の信号合成器を備えたものである。
【００１５】
また、負荷電流を検出して予め設定されている設定値と比較して過負荷を検出する過負荷検出回路と、第一のスイッチ及び第二のスイッチのスイッチング周波数を切換えるスイッチング周波数切換回路を備え、過負荷検出回路によって過負荷が検出されたとき、スイッチング周波数切換回路は、第一のスイッチ及び第二のスイッチのスイッチング周波数を低下させるものである。
【００１６】
また、第一のスイッチの異常を検出する第一の異常検出回路と、第二のスイッチの異常を検出する第二の異常検出回路と、第一の異常検出回路及び第二の異常検出回路のいずれか一方により、異常が検出されたとき、過負荷検出回路の過負荷検出レベルを切換える過負荷検出レベル切換回路を備えたものである。
【００１７】
さらに、第一のスイッチの異常を検出する第一の異常検出回路と、第二のスイッチの異常を検出する第二の異常検出回路と、第一の異常検出回路及び第二の異常検出回路のいずれか一方により、異常が検出されたとき、異常でない方のスイッチをスイッチングさせるよう制御信号を形成する第二の信号合成器を備えたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による直流電源装置を示す回路図である。
図１において、１は交流電源、２は交流電源１を整流して直流に変換するダイオード整流器で、ダイオード３、４、５、６によって構成される。７は第一のリアクトル、８はリアクトル７に流れる電流を制御すると共に直流回路に接続されたコンデンサ１０及び負荷１１の電圧を制御する第一の直列回路である昇圧回路用スイッチであり、交流電源１をリアクトル７を介して短絡させる第一のスイッチ１２と、このスイッチ１２と第一の直列接続点を介して直列に接続されスイッチ１２が開路したときにリアクトル７の電流を直流出力に流し込むよう動作する第一のダイオード１３によって構成される。１５は昇圧回路用スイッチ８と並列に接続された昇圧回路用スイッチ８と同様の第二の直列回路である昇圧回路用スイッチで、昇圧回路用スイッチ８と同様に、第二のスイッチ１６と、このスイッチ１６と第二の直列接続点を介して直列に接続された第二のダイオード１７によって構成されている。ここで、スイッチ１２、１６は半導体スイッチング素子によって形成されている。
１８はリアクトル７と昇圧回路用スイッチ８の第一の直列接続点の間に設けられた第二のリアクトル、１９はリアクトル７と昇圧回路用スイッチ１５の第二の直列接続点の間に設けられた第三のリアクトルである。リアクトル１８、１９は昇圧回路用スイッチ８及び昇圧回路用スイッチ１５間で電流を移行するときに、ダイオードがオフするときの電流の変化率を抑制するために設けられている。
【００１９】
図２は、この発明の実施の形態１による直流電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、図２（ａ）は入力電圧波形、図２（ｂ）は交流電源１に流れる入力電流波形である。図２（ｃ）〜図２（ｌ）は時刻Ｔ１からＴ９までの図２（ｂ）の拡大波形であり、図２（ｃ）はダイオード１３の電流、図２（ｄ）はスイッチ１２の電流、図２（ｅ）はダイオード１７の電流、図２（ｆ）はスイッチ１６の電流、図２（ｇ）はダイオード１３の電圧、図２（ｈ）はダイオード１７の電圧、図２（ｉ）はダイオード１３の瞬時損失、図２（ｊ）はダイオード１７の瞬時損失である。図２（ｋ）はスイッチ１２のオンオフ状態、図２（ｌ）はスイッチ１６のオンオフ状態を示している。
【００２０】
次に、動作について図を用いて説明する。
図２において、図示されていない制御回路によって、負荷１１の両端電圧を制御しながら、図２（ｂ）の入力電流を、図２（ａ）の入力電圧に同期した正弦波に近づくように、スイッチ１２及びスイッチ１６を交互にオンオフ制御する。
一般に、図１に示す回路構成の場合は、負荷１１の両端電圧は、入力電圧のピーク値よりも高くなるように設定されている。リアクトル７に流れる電流は、入力電流波形を整流した波形になる。
【００２１】
図１において、交流電源１の正弦波電圧波形は、整流器２によって正の電圧に変換される。スイッチ１６は、この整流された電圧をリアクトル７を介して開閉する。スイッチ１６が閉路中は、リアクトル７の電流は図２（ｆ）の時刻Ｔ１からＴ４に示すようにスイッチ１６を通じて増加し、スイッチ１６が開路中は、図２（ｅ）の時刻Ｔ４からＴ５に示すように、リアクトル７はダイオード１７を通じて負荷１１に接続されるため、リアクトル７の電流は減少する。
時刻Ｔ５以降は、時刻Ｔ１からＴ５までのスイッチ１６の代わりにスイッチ１２が開閉する。時刻Ｔ５においてスイッチ１２が閉路すると、それまでダイオード１７に流れていた電流は、時刻Ｔ５からＴ７の間にリアクトル１８、１９を通じてスイッチ１２に移行する。時刻Ｔ５からＴ６までのダイオード１７の電流変化率は、リアクトル１８、１９のリアクタンスで直流電圧ＶＤを除した値になる。
時刻Ｔ７以降は、リアクトル７の電流は、図２（ｄ）の時刻Ｔ７からＴ８に示すようにスイッチ１２を通じて増加し、スイッチ１２が開路する時刻Ｔ８からＴ９の間は、リアクトル７はダイオード１３を通じて負荷１１に接続されるため、図２（ｃ）に示すようにリアクトル７の電流は減少する。時刻Ｔ９以降は、時刻Ｔ１からＴ９までの現象が繰り返される。
【００２２】
この回路において、スイッチ１６もしくはスイッチ１２をオンした時のダイオード１３とダイオード１７の電流変化率は、リアクトル１８、１９のインダクタンスで決定できるため、従来とは異なり、ターンオフ時のｄｉ／ｄｔに依存するダイオードの逆回復電流（Ｉｒｒ）を直流回路のインダクタンス（直流回路に設けられたコンデンサ１０と、ダイオード１３またはダイオード１７と、スイッチ１２またはスイッチ１６の回路インダクタンス）に関係なく決定できる。
【００２３】
なお、たとえばダイオード１３に電流が流れている時は、順電圧降下が発生する。リアクトル１８、１９が無い場合は、ダイオード１７に順方向電圧が印加されるので、ダイオード１７にも電流が流れてしまう。しかしながら、たとえばダイオード１３に電流が流れている場合には、リアクトル１８には、直流電圧ＶＤと交流入力電圧Ｖｉｎとの差の電圧をリアクトル７（インダクタンスＬ１）とリアクトル１８で分圧した電圧（（ＶＤ−Ｖｉｎ）＊Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２））が、ダイオード１７に逆バイアスをかける方向に印加されるため、このリアクトル１８に印加される電圧を、ダイオード１７の通流時の順電圧降下ＶＦ１とダイオード１７に電流が流れ始める電圧ＶＦ０との差電圧（ＶＦ１−ＶＦ０）よりも大きくすることで、電流が流れていない方のダイオード１７へ電流が移行することを防ぐことができる。
【００２４】
すなわち、下記（１）式の関係でリアクトル１８及びリアクトル１９のインダクタンスＬ２を選べばよい。
（ＶＦ１−ＶＦ０）≦（ＶＤ−Ｖｉｎ）＊Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）・・・（１）
ただし、
Ｖｉｎ：入力電圧のピーク値（Ｖ）
ＶＤ：直流出力電圧（Ｖ）
ＶＦ１：スイッチと直列に接続されたダイオードの通電時順電圧降下（Ｖ）
ＶＦ０：電流が流れ始めるダイオードの電圧（Ｖ）
Ｌ１：リアクトル７のリアクタンス（Ｈ）
Ｌ２：リアクトル１８またはリアクトル１９のリアクタンス（Ｈ）
である。
【００２５】
実施の形態１によれば、昇圧回路用スイッチ８、１５を並列に設け、それぞれとリアクトル７の間にリアクトル１８、１９を設けたので、ダイオードがオフする時の電流の変化率を抑制することができ、スイッチング損失及び発生ノイズを低減することができる。
【００２６】
実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１〜１９は図１におけるものと同一のものである。
実施の形態１では、リアクトル７を直流側に設ける構成としたが、実施の形態２では、リアクトル７を交流電源１側に設けている。
【００２７】
直流電源装置におけるリアクトル７は、物理的に大きく、また発熱が大きいために、部品と離して配置されることが多いと共に、ダイオード３、４、５、６及びスイッチとダイオードの直列回路８、１５は、冷却片上にまとめて配置されることが多いことから、図３に示すように、交流電源１側にリアクトル７を配置することで、冷却片からリアクトル７までの往復配線をなくすことができる。
【００２８】
したがって、実施の形態２では、作業時間の短縮と低コスト化を図ることができる。
【００２９】
実施の形態３．
図４は、この発明の実施の形態３による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１、２、８、１０、１１、１５、１８、１９は図１におけるものと同一のものである。７ａ、７ｂはリアクトル、１２ａ、１２ｂは昇圧回路用スイッチ８を構成し半導体スイッチング素子によって形成されるスイッチ、１３ａ、１３ｂは昇圧回路用スイッチ８を構成するダイオード、１６ａ、１６ｂは、昇圧回路用スイッチ１５を構成し、半導体スイッチング素子によって形成されるスイッチ、１７ａ、１７ｂは昇圧回路用スイッチ１５を構成するダイオードである。
【００３０】
図４のスイッチ１２ａ、１６ａとダイオード１３ａ、１７ａ及びリアクトル７ａは、交流電源の正の半サイクルで電流を流すために使用し、スイッチ１２ｂ、１６ｂとダイオード１３ｂ、１７ｂとリアクトル７ｂは、交流電源の負の半サイクルで電流を流すために使用する。
【００３１】
実施の形態１では、フルブリッジの整流器２で整流する場合について述べたが、実施の形態３は、図４に示すように、ハーフブリッジの整流器２と、ハーフブリッジのスイッチとダイオードの組み合わせによる昇圧回路用スイッチ８、１５の場合であっても、同様の効果を得ることができる。
【００３２】
次に、実施の形態３の回路動作について説明する。
一般に、この回路構成の場合は、負荷１１の両端電圧は交流電源１の電圧ピーク値よりも高くなるように設定されている。装置は図示されていない制御回路によって、負荷１１の両端電圧を制御しながら、交流電源１の正の半サイクルでは、スイッチ１２ａとスイッチ１６ａを、図１の回路のスイッチ１２、１６と同様に、交互にオン・オフ制御し、整流器２の直流回路負側母線に接続されたダイオード１３ｂ、１７ｂ及びリアクトル７ｂを通って流れる電流波形が、交流電源１の正弦波の正側の波形に近づくように制御する。
また、交流電源１の負の半サイクルでは、スイッチ１２ｂとスイッチ１６ｂを、交互にオン・オフ制御し、整流器２の直流回路正側母線に接続されたダイオード１３ａ、１７ａ及びリアクトル７ａを通って流れる電流波形が、交流電源１の正弦波の負側の波形に近づくように制御する。
【００３３】
図４の回路の場合は、図１に示した回路の整流器２をハーフブリッジ構成とし、昇圧回路用スイッチ回路８、１５及びリアクトル７ａ、７ｂの動作を、交流電源１の極性すなわち整流器２のダイオードの動作極性にあわせて変更するようにしている。従って、動作としては図１の回路の昇圧回路用スイッチ８、１５を、それぞれ交流電源１の電圧極性毎に二回路持つように構成したものと同様であり、リアクトル１８、１９の動作および選定方法も同様となる。なお、実施の形態１の（1）式で、リアクトル７ａ及びリアクトル７ｂは、それぞれＬ１のリアクタンスを有するものとする。
【００３４】
実施の形態３は、電流が通過する半導体素子の数が少ないので損失が少ないため、冷却用部品を含めて小型・低コスト化を図ることができる。
【００３５】
実施の形態４．
図５は、この発明の実施の形態４による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１、２、８、１０、１１、１２ａ、１２ｂ、１３ａ、１３ｂ、１５、１６ａ、１６ｂ、１７ａ、１７ｂ、１８、１９は図４におけるものと、７は図１におけるものとそれぞれ同一のものである。
実施の形態３では、リアクトル７ａ、７ｂを直流側に設ける構成としたが、実施の形態４は、リアクトル７を交流電源１側に設けている。
【００３６】
次に、実施の形態４の回路動作について説明する。
一般に、この回路構成の場合は、負荷１１の両端電圧は、交流電源１の電圧ピーク値よりも高くなるように設定されている。装置は図示されていない制御回路によって、負荷１１の両端電圧を制御しながら、交流電源１の正の半サイクルでは、スイッチ１２ａとスイッチ１６ａを、図１の回路のスイッチ１２、１６と同様に、交互にオン・オフ制御し、整流器２の直流回路負側母線に接続されたダイオード１３ｂ、１７ｂ及びリアクトル７を通って流れる電流波形が、交流電源１の正弦波の正側の波形に近づくように制御する。
また、交流電源１の負の半サイクルでは、スイッチ１２ｂとスイッチ１６ｂを交互にオン・オフ制御し、整流器２の直流回路正側母線に接続されたダイオード１３ａ、１７ａ及びリアクトル７を通って流れる電流波形が、交流電源１の正弦波の負側の波形に近づくように制御する。図５の回路の場合は、図３に示した回路の整流器２をハーフブリッジ構成とし、昇圧回路用スイッチ回路８、１５の動作を、交流電源１の極性すなわち整流器２のダイオードの動作極性にあわせて変更するようにしている。
【００３７】
従って、動作としては、図３の回路の昇圧回路用スイッチ８、１５を、それぞれ交流電源１の電圧極性毎に二回路持つように構成したものと同様であり、リアクトル１８、１９の動作および選定方法も同様となる。
【００３８】
直流電源装置におけるリアクトル７は、物理的に大きくまた発熱が大きいために他の部品と離して配置されることが多いと共に、整流器２を構成するダイオード及びスイッチとダイオードの直列回路８、１５は、冷却片上にまとめて配置されることが多いことから、図５に示すように、交流電源１側にリアクトル７を配置することで、冷却片からリアクトル７までの配線をなくすことができる。
【００３９】
したがって、実施の形態４によれば、作業時間の短縮と低コスト化を図ることができ、さらに実施の形態１及び２に比べて、実施の形態３と同様に損失及びコストを低減することができる。
【００４０】
実施の形態５．
図６は、この発明の実施の形態５による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１、２、７、８、１１、１２ａ、１２ｂ、１３ａ、１３ｂ、１５、１６ａ、１６ｂ、１７ａ、１７ｂ、１８、１９は図５におけるものと同一のものである。１０ａ、１０ｂは直列に接続されたコンデンサである。
【００４１】
次に、実施の形態５の回路動作について説明する。
図６の回路の場合は、直流回路のコンデンサ１０ａ，１０ｂを交流電源１の正極性用、負極性用に各々設けることで、図５の回路で必要だった整流回路２を削除している。一般に、この回路構成の場合は、直流回路のコンデンサ１０ａ、１０ｂの各々の電圧は、交流電源１の電圧のピーク値よりも高くなるように設定されており、負荷１１の両端電圧はコンデンサ１０ａ、１０ｂの電圧の和となる。装置は図示されていない制御回路によって、コンデンサ１０ａ、１０ｂの各々の電圧が負荷１１の両端電圧の１／２となるように制御しながら、交流電源１の正の半サイクルでは、スイッチ１２ａとスイッチ１６ａを、図１の回路のスイッチ１２、１６と同様に、交互にオン・オフ制御し、リアクトル７を通って流れる電流波形が、交流電源１の正弦波の正側の波形に近づくように制御する。
また、交流電源１の負の半サイクルでは、スイッチ１２ｂとスイッチ１６ｂを交互にオン・オフ制御し、リアクトル７を通って流れる電流波形が、交流電源１の正弦波の負側の波形に近づくように制御する。
【００４２】
この図６の回路の場合は、直流回路のコンデンサ１０ａ、１０ｂを、交流電源１の正極性用及び負極性用に各々設けることで、図５の回路ではコンデンサ１０が直流母線間に１組しか使用していないために、交流電源１を直流に変換するために必要だった整流回路２を削除しているが、昇圧回路用スイッチ８、１５の動作としては、図５の回路の昇圧回路用スイッチ８、１５と同様であり、リアクトル１８、１９の動作および選定方法も同様となる。
【００４３】
実施の形態４では、整流器２を設けた場合について述べたが、実施の形態５は、図６に示すように、直流回路のコンデンサを２分割し、コンデンサ１０ａ、１０ｂを設ける構成とすることにより、整流器２を削除することができる。
【００４４】
実施の形態５では、整流器を削除することで、さらに損失とコストを低減することができる。
【００４５】
実施の形態６．
図７は、この発明の実施の形態６による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１、２、４、６〜１９は図１におけるものと同一のものである。３ａ、５ａは整流器２を構成するサイリスタである。
【００４６】
実施の形態１では、整流器２として、ダイオード３、５を使用していたが、実施の形態６は、図７に示すように、これをサイリスタ３ａ、５ａとしている。
【００４７】
これにより、実施の形態６では、起動時の突入電流を低減することができ、整流器２のダイオードの過電流耐量を低減できるので、小型、低コストを図ることができる。
これは、実施の形態３、４、５の整流用ダイオードをサイリスタにした場合についても同様の効果がある。
【００４８】
実施の形態７．
図８は、この発明の実施の形態７による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１〜１７は図１におけるものと同一のものである。１８ａ、１９ａは電流に対して線形のリアクタンス特性を有するリアクトル、１８ｂ、１９ｂは過飽和リアクトルである。
【００４９】
実施の形態１では、昇圧回路用スイッチ８、１５を構成するスイッチとダイオードの接続点と電源側との間に使用するリアクトル１８、１９は、電流に対して線形のリアクタンス特性を有するものであったが、実施の形態７は、図８に示すように、電流に対して線形のリアクタンス特性を有するリアクトル１８ａ、１９ａと過飽和リアクトル１８ｂ、１９ｂとの各々の直列回路を適用した。これにより、たとえばスイッチ１６がオフし、ダイオード１７に電流が流れている状態から、スイッチ１２がオンしてダイオード１７の電流がなくなる直前の逆回復現象のためにダイオード電流極性が反転した時（図２の時刻Ｔ６の直前の波形（ｅ）の極性が反転するとき）に過飽和リアクトルの特性により、大きなインダクタンスを持つため、電流のｄｉ／ｄｔがさらに抑制される。
【００５０】
この結果、実施の形態７では、ダイオードのオフ時のスイッチング波形がさらになめらかになることで、スイッチングに伴うノイズの発生及び損失がさらに低減できる。
これは、実施の形態３、４、５に用いても同様の効果がある。
【００５１】
実施の形態８．
図９は、この発明の実施の形態８による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１〜１９は図１におけるものと同一のものである。２１は負荷電流を検出する電流センサ、２２は電流センサ２１で検出した電流値と予め設定した電流値を比較して設定レベル以上の負荷電流が流れている場合の過負荷を検出する過負荷検出回路、２３は過負荷検出回路２２の出力により、スイッチ１２とスイッチ１６にそれまで与えていた信号の論理和信号を形成して、スイッチ１２、１６に制御信号として出力する第一の信号合成器である。
【００５２】
実施の形態１では、スイッチ１２、１６は交互に導通するようにしたが、実施の形態８は、図９に示すように、予め設定した電流値と電流センサ２１の検出値とを比較し、設定レベル以上の電流が流れている場合に、過負荷を検出する過負荷検出回路２２の出力信号により、スイッチ１２、１６にそれまで与えていた信号の論理和信号を信号合成器２３によって形成し、スイッチ１２、１６に同時に出力する。これにより、通常運転状態では、初期の低ノイズ、高効率性能を実現すると共に、過負荷時にはスイッチ１２、１６に同時に電流が流れ、ダイオード１３、１７も同時にオフするようになる。
【００５３】
したがって、実施の形態８では、ダイオードの逆回復に伴うノイズが増えるものの、スイッチ及びダイオードに流れる電流が１／２になることで、スイッチ及びダイオードの損失を低減し、運転継続性を強化できる。
【００５４】
実施の形態９．
図１０は、この発明の実施の形態９による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１〜２２は図９におけるものと同一のものである。２４は過負荷検出回路２２の出力によりスイッチ１２、１６のスイッチング周波数を低下させるスイッチング周波数切換回路である。
【００５５】
実施の形態１では、スイッチ１２、１６は一定周波数で動作するようにしたが、実施の形態９は、図１０に示すように、過負荷検出回路２２で過負荷を検出したとき、スイッチング周波数切換回路２４により、スイッチ１２、１６のスイッチング周波数を低下させる。
【００５６】
これにより、実施の形態９では、過負荷運転時は、リアクトル７に印加されるＰＷＭ周波数が低下することで、リアクトル７のリップル電流は増加するが、スイッチング損失の減少により、運転継続性を強化できる。
【００５７】
実施の形態１０．
図１１は、この発明の実施の形態１０による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１〜１９は図１におけるものと同一のものである。２５、２６はそれぞれスイッチ１２、１６の異常を検出する異常検出回路、２７はスイッチ１２、１６のオンオフ信号を発生させるオンオフ信号発生回路、２８は異常検出回路２５、２６の出力及びオンオフ信号発生回路２７の出力が入力される第二の信号合成器で、異常検出回路２５、２６のいずれかが動作したときは、健全な側のスイッチに、スイッチ１２、１６にそれまで与えていた信号の論理和信号を制御信号として出力する。
【００５８】
実施の形態１では、スイッチ１２、１６は交互に導通するようにしたが、実施の形態１０は、図１１に示すように、スイッチ１２、１６の異常検出回路２５、２６のいずれかが動作したとき、スイッチ１２、１６にそれまで与えていた信号の論理和信号を信号合成器２８によって形成し、健全な側のスイッチに出力する。
【００５９】
実施の形態１０では、これにより、通常の健全運転状態では、初期の低ノイズ、高効率性能を実現すると共に、故障時の運転継続性を強化できる。
【００６０】
実施の形態１１．
図１２は、この発明の実施の形態１１による直流電源装置を示す回路図である。
図において、１〜１９、２５〜２８は図１１におけるものと、２１、２２は図１０におけるものとそれぞれ同一のものであり、過負荷検出回路２２は、図示されていないスイッチング周波数切換回路に出力を行う。２９は過負荷検出回路２２に設けられ、異常検出回路２５、２６のいずれかが動作したとき、過負荷検出レベルを切換える過負荷検出レベル切換回路である。
【００６１】
実施の形態１０では、スイッチの異常検出回路２５、２６を設けると共に、異常検出回路２５、２６のいずれかが動作したときは、健全な側のスイッチを動作させる手段を設けたが、実施の形態１１は、図１２に示すように、スイッチの異常検出回路２５、２６のいずれかが動作したとき、過負荷検出レベルを切換える過負荷検出レベル切換回路２９を設けると共に、健全な側のスイッチだけに、スイッチ１２、１６にそれまで与えていた信号の論理和を信号合成器２８により形成して出力するようにした。これにより、過負荷検出回路２２の検出レベルを最適にして、過負荷を検出し、図１０と同様の、図示されていないスイッチング周波数切換回路に出力して、健全な側のスイッチに与えるスイッチング周波数を制御する。
【００６２】
これにより、実施の形態１１では、通常の健全運転状態では所期の低ノイズ、高効率性能を実現すると共に、故障時の運転継続性を強化し、さらに過負荷保護特性も最適値に設定できる。
【００６３】
なお、実施の形態１〜１１では、電源を交流電源としたが、直流電源であってもよい。
【００６４】
また、実施の形態１〜１１では、スイッチング方式としてパルス幅制御として記載したが、他の変調方式であってもよい。
【００６５】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
第一のスイッチと第一のダイオードが第一の直列接続点を介して直列に接続された第一の直列回路と、この第一の直列回路に並列に接続されると共に、第二のスイッチと第二のダイオードが第二の直列接続点を介して直列に接続された第二の直列回路と、電源と第一の直列回路及び第二の直列回路に接続され、第一のスイッチまたは第二のスイッチが閉路したとき、電源から電流が入力されると共に、閉路したスイッチが開路したとき、直流電流を負荷に出力する第一のリアクトルと、電源と第一の直列接続点との間に接続された第二のリアクトルと、電源と第二の直列接続点との間に接続された第三のリアクトルを備え、第一のスイッチ及び第二のスイッチは、いずれか一方が閉路するよう制御され、
さらに、第二のリアクトル及び第三のリアクトルのリアクタンスＬ２は、電源の入力電圧のピーク値をＶｉｎ、負荷への出力電圧をＶＤ、第一のダイオード及び第二のダイオードの通電時順電圧降下をＶＦ１、第一のダイオード及び第二のダイオードの電流が流れ始める電圧をＶＦ０、第一のリアクトルのリアクタンスをＬ１としたとき、（ＶＦ１−ＶＦ０）≦（ＶＤ−Ｖｉｎ）Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の関係に設定すれば、第一のダイオード及び第二のダイオードがオフするときの逆回復電流を確実に抑制して、第一のスイッチ及び第二のスイッチの損失及び発生ノイズを低減することができる。
【００６６】
また、第一のスイッチと第一のダイオードが第一の直列接続点を介して直列に接続された第一の直列回路と、この第一の直列回路に並列に接続されると共に、第二のスイッチと第二のダイオードが第二の直列接続点を介して直列に接続された第二の直列回路と、第一のスイッチまたは第二のスイッチが閉路したとき、電源から電流が入力されるよう接続されると共に、上記閉路した第一のスイッチまたは第二のスイッチが開路したとき、それぞれ第一のダイオードまたは第二のダイオードを介して直流電流を負荷に出力するよう接続された第一のリアクトルと、この第一のリアクトルと第一の直列接続点との間に接続された第二のリアクトルと、第一のリアクトルと第二の直列接続点との間に接続された第三のリアクトルを備え、第一のスイッチ及び第二のスイッチは、いずれか一方が閉路するよう制御され、
さらに、第二のリアクトル及び第三のリアクトルのリアクタンスＬ２は、電源の入力電圧のピーク値をＶｉｎ、負荷への出力電圧をＶＤ、第一のダイオード及び第二のダイオードの通電時順電圧降下をＶＦ１、第一のダイオード及び第二のダイオードの電流が流れ始める電圧をＶＦ０、第一のリアクトルのリアクタンスをＬ１としたとき、（ＶＦ１−ＶＦ０）≦（ＶＤ−Ｖｉｎ）Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の関係に設定すれば、第一のダイオード及び第二のダイオードがオフするときの逆回復電流を確実に抑制して、第一のスイッチ及び第二のスイッチの損失及び発生ノイズを低減することができる。
【００６７】
さらにまた、ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換する整流器を備え、第一のリアクトルは整流器の出力側に挿入されているので、交流電源を用いて、第一のスイッチ及び第二のスイッチの損失及び発生ノイズをさらに低減することができる。
また、ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換する整流器を備え、第一のリアクトルは整流器の入力側に挿入されているので、交流電源と第一のリアクトルを近くに配置し、第一のスイッチ及び第二のスイッチの損失及び発生ノイズをさらに低減することができる。
【００６８】
また、第一の直列回路及び第二の直列回路は、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応して、それぞれ二組のスイッチとダイオードの直列回路によって形成されているので、交流電源に用いることができる。
【００６９】
加えて、第一のリアクトルは、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応して、二つ設けられているので、交流電源に用いても、第一のダイオード及び第二のダイオードがオフするときの逆回復電流を抑制することができる。
また、ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換するハーフブリッジの整流器を備えたので、交流電源を用いて、電流が通過する半導体素子の数を少なくすることができる。
【００７０】
また、第一の直列回路に並列に接続されると共に互いに直列に接続された二つのコンデンサを備え、二つのコンデンサは、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応しているので、交流電源に用いても、第一のダイオード及び第二のダイオードがオフするときの逆回復電流を抑制することができる。
【００７１】
また、第一のスイッチと第二のスイッチは、交互に閉路されるので、第一のダイオード及び第二のダイオードがオフするときの逆回復電流を抑制することができる。
【００７２】
また、第二のリアクトル及び第三のリアクトルは、それぞれ電流に対して線形のリアクタンスを有するリアクトルと、このリアクトルに直列に接続された過飽和リアクトルによって構成されているので、第一のスイッチ及び第二のスイッチの損失及び発生ノイズをさらに低減することができる。
【００７３】
また、整流器を構成するダイオードの一部は、サイリスタによって代替されているので、起動時の突入電流を低減することができる。
加えて、負荷電流を検出して予め設定されている設定値と比較して過負荷を検出する過負荷検出回路と、この過負荷検出回路によって過負荷が検出されたとき、第一のスイッチ及び第二のスイッチを同時にスイッチングさせる制御信号を形成する第一の信号合成器を備えたので、過負荷時に第一のスイッチ及び第二のスイッチに同時に電流を流すことができる。
【００７４】
また、負荷電流を検出して予め設定されている設定値と比較して過負荷を検出する過負荷検出回路と、第一のスイッチ及び第二のスイッチのスイッチング周波数を切換えるスイッチング周波数切換回路を備え、過負荷検出回路によって過負荷が検出されたとき、スイッチング周波数切換回路は、第一のスイッチ及び第二のスイッチのスイッチング周波数を低下させるので、第一のスイッチ及び第二のスイッチの損失及び発生ノイズが減少する。
【００７５】
また、第一のスイッチの異常を検出する第一の異常検出回路と、第二のスイッチの異常を検出する第二の異常検出回路と、第一の異常検出回路及び第二の異常検出回路のいずれか一方により、異常が検出されたとき、過負荷検出回路の過負荷検出レベルを切換える過負荷検出レベル切換回路を備えたので、第一のスイッチまたは第二のスイッチの故障時の過負荷保護特性を最適値に設定できる。
【００７６】
さらに、第一のスイッチの異常を検出する第一の異常検出回路と、第二のスイッチの異常を検出する第二の異常検出回路と、第一の異常検出回路及び第二の異常検出回路のいずれか一方により、異常が検出されたとき、異常でない方のスイッチをスイッチングさせるよう制御信号を形成する第二の信号合成器を備えたので、第一のスイッチまたは第二のスイッチの故障時の運転継続性を強化できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による直流電源装置を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１による直流電源装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２による直流電源装置を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態３による直流電源装置を示す回路図である。
【図５】この発明の実施の形態４による直流電源装置を示す回路図である。
【図６】この発明の実施の形態５による直流電源装置を示す回路図である。
【図７】この発明の実施の形態６による直流電源装置を示す回路図である。
【図８】この発明の実施の形態７による直流電源装置を示す回路図である。
【図９】この発明の実施の形態８による直流電源装置を示す回路図である。
【図１０】この発明の実施の形態９による直流電源装置を示す回路図である。
【図１１】この発明の実施の形態１０による直流電源装置を示す回路図である。
【図１２】この発明の実施の形態１１による直流電源装置を示す回路図である。
【図１３】従来の整流装置を示す回路図である。
【図１４】従来の整流装置の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１交流電源、２整流器、３，４，５，６ダイオード、
３ａ，５ａサイリスタ、７リアクトル、８，１５昇圧回路用スイッチ、
１０コンデンサ、１１負荷、１２，１６スイッチ、
１３，１７ダイオード、１８，１８ａ，１９，１９ａリアクトル、
１８ｂ，１９ｂ過飽和リアクトル、２１電流センサ、
２２過負荷検出回路、２３，２８信号合成器、
２４スイッチング周波数切換回路、２５，２６異常検出回路、
２７オンオフ信号発生回路、２９過負荷検出レベル切換回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a direct current power supply device such as a rectifier that converts alternating current into direct current, and more particularly to a technique for reducing noise generated from a semiconductor switching element and loss of the semiconductor switching element.
[0002]
[Prior art]
  FIG. 13 is a circuit diagram showing a conventional rectifier, which is a step-up single-phase AC-DC converter (step-up AC-DC converter) shown in Technical Report No. 635 of the Institute of Electrical Engineers of Japan.
  In the figure, reference numeral 1 is an AC power source, and 2 is a diode rectifier that rectifies the AC power source 1 and converts it to DC, and is composed of diodes 3, 4, 5, and 6. 7 is a reactor, and 8 is a booster circuit switch for controlling the current flowing through the reactor 7 and for controlling the voltage of the capacitor 10 and the load 11 connected to the DC circuit. Reference numeral 12 denotes a switch for a booster circuit, and a switch for short-circuiting the AC power supply 1 via the reactor 7. Reference numeral 13 denotes a diode that constitutes a switch for the booster circuit. Operates to pour.
[0003]
  FIG. 14 is a timing chart showing the operation of the conventional rectifier, in which FIG. 14 (a) is an input voltage waveform, FIG. 14 (b) is an input current waveform flowing through the AC power supply 1, and FIGS. (I) is an enlarged waveform of FIG. 14 (b) from time T1 to T5, and FIG. 14 (h) shows the on / off state of the switch 12. FIG.
[0004]
  Next, the operation will be described using the waveform of FIG.
  In FIG. 14, the control circuit not shown in the figure controls the voltage across the load 11 so that the input current in FIG. 14 (b) approaches a sine wave synchronized with the input voltage in FIG. 14 (a). The switch 12 is on / off controlled. In general, in the case of the circuit configuration shown in FIG. 13, the voltage across the load 11 is set to be higher than the peak value of the input voltage. The current flowing through the reactor 7 has a waveform obtained by rectifying the input current waveform. 14 (c), 14 (d), 14 (g), and 14 (i) are enlarged waveforms from time T1 to time T5. The current of the diode 13, the current of the switch 12, and the current of the diode 13 are shown. The voltage and the instantaneous loss of the diode 13 are shown.
[0005]
  In FIG. 13, the sine wave voltage waveform of the AC power supply 1 is converted into a positive voltage by the rectifier 2. The switch 12 opens and closes the rectified voltage via the reactor 7. While the switch 12 is closed, the current of the reactor 7 increases through the switch 12 as shown from time T1 to time T4 in FIG.Open circuitIn the middle, as shown from time T4 to time T5 in FIG. 14D, the reactor 7 is connected to the DC power source through the diode 13, so that the current decreases. After time T5, the phenomenon from time T1 to T5 is repeated.
[0006]
  In this circuit, the circuit inductance of the capacitor 10, the diode 13, and the switch 12 provided in the DC circuit is designed to be as small as possible in order to suppress a voltage surge during switching of the switch 12. On the other hand, when the switch 12 is turned on and the diode 13 is turned off (time T1 to T3 in FIG. 14), the reverse recovery current (Irr in FIG. 14C) increases as the circuit inductance decreases. Further, since the current change rate during reverse recovery (from time T2 to time T3 in FIG. 14C) also increases, switching loss (FIG. 14I) and generated noise increase.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
  Since the conventional rectifier is configured as described above, if it is attempted to reduce the surge voltage during switching, the reverse recovery current when the diode 13 is turned off increases, and the switching loss and generated noise increase. There was a problem.
[0008]
  The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and can suppress a reverse recovery current when a diode is turned off, and can reduce a switch loss and generated noise. The primary purpose is to obtain
  A second object is to obtain a DC power supply device with enhanced operation continuity.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
  In the DC power supply device according to the present invention, a first series circuit in which a first switch and a first diode are connected in series via a first series connection point, and in parallel with the first series circuit. The second switch and the second diode connected in series via the second series connection point, and the power source, the first series circuit, and the second series circuit. When the first switch or the second switch is closed, the current is input from the power source, and when the closed switch is opened, the first reactor that outputs DC current to the load, the power source, A second reactor connected between the one series connection point and a third reactor connected between the power source and the second series connection point, the first switch and the second switch are , Control to close either one ReFurthermore, the reactance L2 of the second reactor and the third reactor is such that the peak value of the input voltage of the power supply is Vin, the output voltage to the load is VD, When the forward voltage drop during energization of the first diode and the second diode is VF1, the voltage at which the current of the first diode and the second diode starts flowing is VF0, and the reactance of the first reactor is L1, (VF1- VF0) ≦ (VD−Vin) L2 / (L1 + L2).
[0010]
  The first switch and the first diode are connected in series via the first series connection point, and are connected in parallel to the first series circuit, and the second series When the switch and the second diode are connected in series via the second series connection point, and when the first switch or the second switch is closed, current is input from the power source. And a first reactor connected to output a direct current to the load via the first diode or the second diode, respectively, when the closed first switch or the second switch is opened. And a second reactor connected between the first reactor and the first series connection point, and a third reactor connected between the first reactor and the second series connection point. Prepare the first Chi and second switches are controlled so that either one is closed,Further, the reactance L2 of the second reactor and the third reactor is expressed by Vin as the peak value of the input voltage of the power source, VD as the output voltage to the load, and forward voltage drop when the first diode and the second diode are energized. The relationship of (VF1−VF0) ≦ (VD−Vin) L2 / (L1 + L2), where VF1 is the voltage at which the current of the first diode and the second diode starts flowing, and L1 is the reactance of the first reactor. Is what.
[0011]
  Furthermore, it is configured using a diode, and includes a rectifier that rectifies an AC power supply and converts it into DC, and the first reactor is inserted on the output side of the rectifier.
  Moreover, it comprises using a diode and is provided with the rectifier which rectifies | straightens alternating current power supply and converts it into direct current | flow, and the 1st reactor is inserted in the input side of the rectifier.
[0012]
  Further, the first series circuit and the second series circuit are formed by two sets of switches and diode series circuits corresponding to the positive half cycle of the power source and the negative half cycle of the power source, respectively. It is.
  In addition, two first reactors are provided corresponding to the positive half cycle of the power source and the negative half cycle of the power source.
  In addition, a half-bridge rectifier configured by using a diode and rectifying an AC power source to convert it into DC is provided.
  It also includes two capacitors connected in parallel to the first series circuit and connected in series with each other, the two capacitors corresponding to the positive half cycle of the power supply and the negative half cycle of the power supply. Is.
[0013]
  The first switch and the second switch are alternately closed.is there.
AlsoThe second reactor and the third reactor are each constituted by a reactor having a linear reactance with respect to a current, and a supersaturated reactor connected in series to the reactor.
[0014]
  In addition, a part of the diode constituting the rectifier is replaced by a thyristor.
  In addition, an overload detection circuit for detecting an overload by detecting a load current and comparing with a preset set value, and when an overload is detected by the overload detection circuit, the first switch and A first signal synthesizer for forming a control signal for simultaneously switching the second switch is provided.
[0015]
  Also provided is an overload detection circuit for detecting an overload by detecting a load current and comparing it with a preset set value, and a switching frequency switching circuit for switching the switching frequency of the first switch and the second switch. When an overload is detected by the overload detection circuit, the switching frequency switching circuit lowers the switching frequency of the first switch and the second switch.
[0016]
  In addition, a first abnormality detection circuit that detects abnormality of the first switch, a second abnormality detection circuit that detects abnormality of the second switch, a first abnormality detection circuit, and a second abnormality detection circuit An overload detection level switching circuit is provided for switching the overload detection level of the overload detection circuit when an abnormality is detected by either one of them.
[0017]
  Furthermore, a first abnormality detection circuit that detects abnormality of the first switch, a second abnormality detection circuit that detects abnormality of the second switch, a first abnormality detection circuit, and a second abnormality detection circuit When an abnormality is detected by either one of them, a second signal synthesizer is provided that forms a control signal so as to switch a switch that is not abnormal.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
  Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings.
  1 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  In FIG. 1, reference numeral 1 is an AC power source, and 2 is a diode rectifier that rectifies the AC power source 1 and converts it to DC, and is composed of diodes 3, 4, 5, and 6. 7 is a first reactor, 8 is a boost circuit switch which is a first series circuit for controlling the current flowing through the reactor 7 and controlling the voltage of the capacitor 10 and the load 11 connected to the DC circuit. A first switch 12 that short-circuits 1 through the reactor 7 and the switch 12 is connected in series via the first series connection point so that the current of the reactor 7 flows into the DC output when the switch 12 is opened. It is constituted by a first diode 13 that operates. 15 is a booster circuit switch which is a second series circuit similar to the booster circuit switch 8 connected in parallel with the booster circuit switch 8. Like the booster circuit switch 8, The switch 16 and the second diode 17 are connected in series via a second series connection point. Here, the switches 12 and 16 are formed of semiconductor switching elements.
  Reference numeral 18 denotes a second reactor provided between the first series connection point of the reactor 7 and the booster circuit switch 8, and reference numeral 19 denotes a second series connection point of the reactor 7 and the booster circuit switch 15. This is the third reactor. Reactors 18 and 19 are provided to suppress the rate of change of current when the diode is turned off when current is transferred between booster circuit switch 8 and booster circuit switch 15.
[0019]
  2 is a timing chart showing the operation of the DC power supply device according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 2A is an input voltage waveform, and FIG. 2B is an input current waveform flowing through the AC power supply 1. . 2 (c) to 2 (l) are enlarged waveforms of FIG. 2 (b) from time T1 to T9, FIG. 2 (c) is the current of the diode 13, and FIG. 2 (d) is the current of the switch 12. 2 (e) is the current of the diode 17, FIG. 2 (f) is the current of the switch 16, FIG. 2 (g) is the voltage of the diode 13, FIG. 2 (h) is the voltage of the diode 17, and FIG. Is the instantaneous loss of the diode 13, and FIG. 2 (k) shows the on / off state of the switch 12, and FIG. 2 (l) shows the on / off state of the switch 16. FIG.
[0020]
  Next, the operation will be described with reference to the drawings.
  In FIG. 2, while controlling the voltage across the load 11 by a control circuit (not shown), the input current in FIG. 2 (b) approaches the sine wave synchronized with the input voltage in FIG. 2 (a). The switch 12 and the switch 16 are alternately turned on and off.
  In general, in the case of the circuit configuration shown in FIG. 1, the voltage across the load 11 is set to be higher than the peak value of the input voltage. The current flowing through the reactor 7 has a waveform obtained by rectifying the input current waveform.
[0021]
  In FIG. 1, the sine wave voltage waveform of the AC power supply 1 is converted into a positive voltage by the rectifier 2. The switch 16 opens and closes the rectified voltage via the reactor 7. When the switch 16 is closed, the current of the reactor 7 increases through the switch 16 as shown from time T1 to T4 in FIG. 2 (f), and from time T4 to T5 in FIG. 2 (e) when the switch 16 is open. As shown, since the reactor 7 is connected to the load 11 through the diode 17, the current of the reactor 7 decreases.
  After time T5, the switch 12 opens and closes instead of the switch 16 from time T1 to T5. When the switch 12 is closed at time T5, the current that has been flowing through the diode 17 until then is transferred to the switch 12 through the reactors 18 and 19 from time T5 to T7. The current change rate of the diode 17 from time T5 to T6 is a value obtained by dividing the DC voltage VD by the reactance of the reactors 18 and 19.
  After the time T7, the current of the reactor 7 increases through the switch 12 as shown from time T7 to T8 in FIG. 2D, and during the time T8 to T9 when the switch 12 opens, the reactor 7 passes through the diode 13. Since it is connected to the load 11, the current of the reactor 7 decreases as shown in FIG. After time T9, the phenomenon from time T1 to T9 is repeated.
[0022]
  In this circuit, since the current change rate of the diode 13 and the diode 17 when the switch 16 or the switch 12 is turned on can be determined by the inductances of the reactors 18 and 19, it depends on di / dt at the time of turn-off unlike the conventional case. The reverse recovery current (Irr) of the diode can be determined regardless of the inductance of the DC circuit (the circuit inductance of the capacitor 10, the diode 13 or the diode 17, and the switch 12 or the switch 16 provided in the DC circuit).
[0023]
  For example, when a current flows through the diode 13, a forward voltage drop occurs. In the absence of the reactors 18 and 19, a forward voltage is applied to the diode 17, so that a current also flows through the diode 17. However, for example, when a current flows through the diode 13, the reactor 18 has a voltage obtained by dividing the voltage difference between the DC voltage VD and the AC input voltage Vin by the reactor 7 (inductance L 1) and the reactor 18 (( VD−Vin) * L2 / (L1 + L2)) is applied in the direction in which the diode 17 is reverse-biased. By making the voltage larger than the difference voltage (VF1−VF0) from the voltage VF0 at which the current starts to flow through 17, it is possible to prevent the current from being transferred to the diode 17 where no current flows.
[0024]
  That is, the inductance L2 of the reactor 18 and the reactor 19 may be selected according to the relationship of the following formula (1).
(VF1−VF0) ≦ (VD−Vin) * L2 / (L1 + L2) (1)
However,
Vin: Peak value of input voltage (V)
VD: DC output voltage (V)
VF1: Forward voltage drop when the diode connected in series with the switch (V)
VF0: Diode voltage (V) at which current starts to flow
L1: Reactance of reactor 7 (H)
L2: Reactance (H) of reactor 18 or reactor 19
It is.
[0025]
  According to the first embodiment, the booster circuit switches 8 and 15 are provided in parallel, and the reactors 18 and 19 are provided between the reactor 7 and the reactor 7, respectively, so that the rate of change of current when the diode is turned off is suppressed. Switching loss and generated noise can be reduced.
[0026]
Embodiment 2. FIG.
  FIG. 3 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  In the figure, 1 to 19 are the same as those in FIG.
  In the first embodiment, the reactor 7 is provided on the DC side. However, in the second embodiment, the reactor 7 is provided on the AC power source 1 side.
[0027]
  Since the reactor 7 in the DC power supply device is physically large and generates a large amount of heat, it is often arranged away from the components, and the diodes 3, 4, 5, 6 and the series circuits 8, 15 of the switches and diodes. Are often arranged together on the cooling piece, and as shown in FIG. 3, by arranging the reactor 7 on the AC power source 1 side, the reciprocal wiring from the cooling piece to the reactor 7 can be eliminated. .
[0028]
  Therefore, in the second embodiment, the working time can be shortened and the cost can be reduced.
[0029]
Embodiment 3 FIG.
  FIG. 4 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 3 of the present invention.
  In the figure, 1, 2, 8, 10, 11, 15, 18, and 19 are the same as those in FIG. 7a and 7b are reactors, 12a and 12b are switches formed by semiconductor switching elements constituting the booster circuit switch 8, 13a and 13b are diodes constituting the booster circuit switch 8, and 16a and 16b are booster circuit switches. 15, switches formed by semiconductor switching elements, and 17 a and 17 b are diodes constituting the booster circuit switch 15.
[0030]
  The switches 12a and 16a, the diodes 13a and 17a, and the reactor 7a in FIG. 4 are used to flow current in the positive half cycle of the AC power supply, and the switches 12b and 16b, the diodes 13b and 17b, and the reactor 7b are used for the AC power supply. Used to carry current in the negative half cycle.
[0031]
  In the first embodiment, the case where rectification is performed by the full-bridge rectifier 2 has been described. However, in the third embodiment, as shown in FIG. 4, boosting by a combination of a half-bridge rectifier 2, a half-bridge switch, and a diode. Even in the case of the circuit switches 8 and 15, the same effect can be obtained.
[0032]
  Next, the circuit operation of the third embodiment will be described.
  In general, in this circuit configuration, the voltage across the load 11 is set to be higher than the voltage peak value of the AC power supply 1. In the positive half cycle of the AC power supply 1, the switch 12 a and the switch 16 a are set in the same way as the switches 12 and 16 of the circuit of FIG. The current waveform flowing through the diodes 13b and 17b and the reactor 7b connected to the DC circuit negative side bus of the rectifier 2 is alternately turned on and off so that the waveform on the positive side of the sine wave of the AC power source 1 approaches. Control.
  Further, in the negative half cycle of the AC power supply 1, the switches 12b and 16b are alternately turned on and off, and flow through the diodes 13a and 17a and the reactor 7a connected to the DC circuit positive bus of the rectifier 2. Control is performed so that the current waveform approaches the negative waveform of the sine wave of the AC power supply 1.
[0033]
  In the case of the circuit of FIG. 4, the rectifier 2 of the circuit shown in FIG. 1 has a half-bridge configuration, and the operations of the booster switch circuits 8 and 15 and the reactors 7a and 7b depend on the polarity of the AC power source 1, that is, the diode of the rectifier 2 It is made to change according to the operation polarity. Therefore, the operation is the same as that in which the booster circuit switches 8 and 15 of the circuit of FIG. 1 have two circuits for each voltage polarity of the AC power supply 1, respectively. Is the same. In the equation (1) of the first embodiment, the reactor 7a and the reactor 7b each have a reactance of L1.
[0034]
  In the third embodiment, since the number of semiconductor elements through which a current passes is small, the loss is small. Therefore, the size and cost can be reduced including the cooling parts.
[0035]
Embodiment 4 FIG.
  FIG. 5 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  In the figure, 1, 2, 8, 10, 11, 12a, 12b, 13a, 13b, 15, 16a, 16b, 17a, 17b, 18, 19 are the same as in FIG. 4, and 7 is the same as in FIG. belongs to.
  In the third embodiment, the reactors 7a and 7b are provided on the DC side. However, in the fourth embodiment, the reactor 7 is provided on the AC power source 1 side.
[0036]
  Next, the circuit operation of the fourth embodiment will be described.
  In general, in the case of this circuit configuration, the voltage across the load 11 is set to be higher than the voltage peak value of the AC power supply 1. In the positive half cycle of the AC power supply 1, the switch 12 a and the switch 16 a are set in the same way as the switches 12 and 16 of the circuit of FIG. The current waveform flowing through the diodes 13b and 17b and the reactor 7 connected to the DC circuit negative side bus of the rectifier 2 is alternately turned on and off so that the waveform on the positive side of the sine wave of the AC power source 1 approaches. Control.
  In the negative half cycle of the AC power supply 1, the switch 12 b and the switch 16 b are alternately turned on and off, and the current flowing through the diodes 13 a and 17 a connected to the DC circuit positive bus of the rectifier 2 and the reactor 7. Control is performed so that the waveform approaches the waveform on the negative side of the sine wave of the AC power supply 1. In the case of the circuit of FIG. 5, the rectifier 2 of the circuit shown in FIG. 3 has a half-bridge configuration, and the operation of the booster switch circuits 8 and 15 is matched to the polarity of the AC power supply 1, that is, the operation polarity of the diode of the rectifier 2. To change.
[0037]
  Accordingly, the operation is the same as that in which the booster circuit switches 8 and 15 of the circuit of FIG. 3 are each configured to have two circuits for each voltage polarity of the AC power supply 1, and the operation and selection of the reactors 18 and 19 are performed. The method is the same.
[0038]
  Since the reactor 7 in the DC power supply device is physically large and generates a large amount of heat, the reactor 7 is often arranged away from other components, and the diodes and the switch-diode series circuits 8 and 15 constituting the rectifier 2 are: Since they are often arranged together on the cooling piece, the wiring from the cooling piece to the reactor 7 can be eliminated by arranging the reactor 7 on the AC power supply 1 side as shown in FIG.
[0039]
  Therefore, according to the fourth embodiment, the working time can be shortened and the cost can be reduced, and the loss and cost can be reduced as in the third embodiment, compared to the first and second embodiments. it can.
[0040]
Embodiment 5. FIG.
  FIG. 6 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  In the figure, 1, 2, 7, 8, 11, 12a, 12b, 13a, 13b, 15, 16a, 16b, 17a, 17b, 18, 19 are the same as those in FIG. Reference numerals 10a and 10b denote capacitors connected in series.
[0041]
  Next, the circuit operation of the fifth embodiment will be described.
  In the case of the circuit of FIG. 6, the DC circuit capacitors 10a and 10b are respectively provided for the positive polarity and the negative polarity of the AC power supply 1, thereby eliminating the rectifier circuit 2 required in the circuit of FIG. In general, in the case of this circuit configuration, the voltages of the capacitors 10a and 10b of the DC circuit are set to be higher than the peak value of the voltage of the AC power supply 1, and the voltage across the load 11 is the capacitor 10a, The sum of the voltage of 10b. The device is controlled by a control circuit (not shown) so that the voltage of each of the capacitors 10a and 10b is ½ of the voltage across the load 11, while in the positive half cycle of the AC power supply 1, the switch 12a and the switch As in the switches 12 and 16 of the circuit of FIG. 1, the 16a is alternately turned on and off, and the current waveform flowing through the reactor 7 is controlled so as to approach the positive waveform of the sine wave of the AC power supply 1. To do.
  In the negative half cycle of the AC power supply 1, the switch 12 b and the switch 16 b are alternately turned on / off so that the current waveform flowing through the reactor 7 approaches the negative waveform of the sine wave of the AC power supply 1. To control.
[0042]
  In the case of the circuit shown in FIG. 6, the capacitors 10a and 10b of the DC circuit are provided for the positive polarity and the negative polarity of the AC power supply 1, respectively. In the circuit shown in FIG. Although the rectifier circuit 2 required for converting the AC power supply 1 to DC is deleted because it is not used, the operation of the booster circuit switches 8 and 15 is for the booster circuit of the circuit of FIG. It is the same as that of the switches 8 and 15, and the operation of the reactors 18 and 19 and the selection method are also the same.
[0043]
  In the fourth embodiment, the case where the rectifier 2 is provided has been described, but in the fifth embodiment, as shown in FIG. 6, the capacitor of the DC circuit is divided into two parts and the capacitors 10a and 10b are provided. The rectifier 2 can be eliminated.
[0044]
  In the fifth embodiment, the loss and cost can be further reduced by eliminating the rectifier.
[0045]
Embodiment 6 FIG.
  FIG. 7 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 6 of the present invention.
  In the figure, 1, 2, 4, 6 to 19 are the same as those in FIG. Reference numerals 3 a and 5 a denote thyristors constituting the rectifier 2.
[0046]
  In the first embodiment, the diodes 3 and 5 are used as the rectifier 2. However, in the sixth embodiment, as shown in FIG. 7, these are thyristors 3a and 5a.
[0047]
  Thereby, in Embodiment 6, since the inrush current at the time of starting can be reduced and the overcurrent withstand capability of the diode of the rectifier 2 can be reduced, the size and the cost can be reduced.
  This also has the same effect when the rectifier diodes of the third, fourth, and fifth embodiments are thyristors.
[0048]
Embodiment 7 FIG.
  FIG. 8 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 7 of the present invention.
  In the figure, 1 to 17 are the same as those in FIG. 18a and 19a are reactors having a linear reactance characteristic with respect to current, and 18b and 19b are supersaturated reactors.
[0049]
  In the first embodiment, the reactors 18 and 19 used between the switch constituting the booster circuit switches 8 and 15 and the connection point between the diode and the power supply side have linear reactance characteristics with respect to the current. However, in the seventh embodiment, as shown in FIG. 8, each series circuit of the reactors 18a and 19a and the supersaturated reactors 18b and 19b having reactance characteristics linear with respect to the current is applied. Thus, for example, when the switch 16 is turned off and a current flows through the diode 17, the polarity of the diode current is reversed due to a reverse recovery phenomenon immediately before the switch 12 is turned on and the current of the diode 17 disappears (see FIG. 2) When the polarity of the waveform (e) immediately before time T6 is reversed), since the inductance is large due to the characteristics of the supersaturated reactor, the current di / dt is further suppressed.
[0050]
  As a result, in the seventh embodiment, since the switching waveform when the diode is off becomes smoother, the generation and loss of noise accompanying switching can be further reduced.
  This has the same effect when used in the third, fourth, and fifth embodiments.
[0051]
Embodiment 8 FIG.
  FIG. 9 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
  In the figure, 1 to 19 are the same as those in FIG. 21 is a current sensor that detects a load current, 22 is an overload detection that detects an overload when a load current exceeding a set level flows by comparing a current value detected by the current sensor 21 with a preset current value. A circuit 23 is a first signal synthesizer that forms a logical sum signal of the signals previously applied to the switches 12 and 16 by the output of the overload detection circuit 22 and outputs the logical sum signal to the switches 12 and 16 as a control signal. It is.
[0052]
  In the first embodiment, the switches 12 and 16 are made to conduct alternately. However, in the eighth embodiment, as shown in FIG. 9, the preset current value is compared with the detection value of the current sensor 21. When a current exceeding the set level flows, the signal synthesizer 23 forms a logical sum signal of the signals that have been given to the switches 12 and 16 by the output signal of the overload detection circuit 22 that detects overload. Are simultaneously output to the switches 12 and 16. As a result, in the normal operation state, the initial low noise and high efficiency performance is realized, and at the time of overload, current flows through the switches 12 and 16 at the same time, and the diodes 13 and 17 are also turned off at the same time.
[0053]
  Therefore, in the eighth embodiment, although noise accompanying reverse recovery of the diode increases, the current flowing through the switch and the diode is halved, so that the loss of the switch and the diode can be reduced and the operation continuity can be enhanced.
[0054]
Embodiment 9 FIG.
  FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 9 of the present invention.
  In the figure, 1 to 22 are the same as those in FIG. A switching frequency switching circuit 24 lowers the switching frequency of the switches 12 and 16 by the output of the overload detection circuit 22.
[0055]
  In the first embodiment, the switches 12 and 16 are operated at a constant frequency. However, in the ninth embodiment, when an overload is detected by the overload detection circuit 22 as shown in FIG. The circuit 24 lowers the switching frequency of the switches 12 and 16.
[0056]
  As a result, in the ninth embodiment, during overload operation, the PWM frequency applied to the reactor 7 is reduced, so that the ripple current of the reactor 7 is increased, but the operation continuity is enhanced by reducing the switching loss. it can.
[0057]
Embodiment 10 FIG.
  FIG. 11 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 10 of the present invention.
  In the figure, 1 to 19 are the same as those in FIG. Reference numerals 25 and 26 denote abnormality detection circuits for detecting an abnormality in the switches 12 and 16, respectively. Reference numeral 27 denotes an on / off signal generation circuit for generating an on / off signal for the switches 12 and 16. When any one of the abnormality detection circuits 25 and 26 is operated in the second signal synthesizer to which the output of 27 is input, the logic of the signal that has been given to the switches 12 and 16 until then is switched to the healthy switch. The sum signal is output as a control signal.
[0058]
  In the first embodiment, the switches 12 and 16 are turned on alternately, but in the tenth embodiment, as shown in FIG. 11, one of the abnormality detection circuits 25 and 26 of the switches 12 and 16 operates. At this time, the signal synthesizer 28 forms a logical sum signal of the signals previously supplied to the switches 12 and 16 and outputs it to the switch on the sound side.
[0059]
  In the tenth embodiment, in this way, in a normal healthy operation state, initial low noise and high efficiency performance can be realized, and operation continuity at the time of failure can be enhanced.
[0060]
Embodiment 11 FIG.
  FIG. 12 is a circuit diagram showing a DC power supply apparatus according to Embodiment 11 of the present invention.
  In the figure, 1 to 19 and 25 to 28 are the same as those in FIG. 11, and 21 and 22 are the same as those in FIG. 10, and the overload detection circuit 22 outputs to a switching frequency switching circuit not shown. I do. An overload detection level switching circuit 29 is provided in the overload detection circuit 22 and switches the overload detection level when any one of the abnormality detection circuits 25 and 26 operates.
[0061]
  In the tenth embodiment, the switch abnormality detection circuits 25 and 26 are provided, and when any one of the abnormality detection circuits 25 and 26 is operated, means for operating the healthy switch is provided. As shown in FIG. 12, an overload detection level switching circuit 29 is provided for switching the overload detection level when either of the switch abnormality detection circuits 25 and 26 is operated, and only the switch on the sound side is provided. The logical sum of the signals previously applied to the switches 12 and 16 is formed by the signal synthesizer 28 and output. As a result, the detection level of the overload detection circuit 22 is optimized to detect an overload, and the switching frequency is output to a switching frequency switching circuit (not shown) similar to that shown in FIG. To control.
[0062]
  As a result, in the eleventh embodiment, the expected low noise and high efficiency performance can be realized in the normal healthy operation state, the operation continuity at the time of failure can be enhanced, and the overload protection characteristic can be set to the optimum value. .
[0063]
  In the first to eleventh embodiments, the power source is an AC power source, but may be a DC power source.
[0064]
  In the first to eleventh embodiments, the pulse width control is described as the switching method, but other modulation methods may be used.
[0065]
【The invention's effect】
  Since the present invention is configured as described above, the following effects can be obtained.
  A first series circuit in which a first switch and a first diode are connected in series via a first series connection point; a second switch connected in parallel to the first series circuit; A second diode connected in series via a second series connection point, and connected to the power source, the first series circuit and the second series circuit, the first switch or the second When the switch is closed, current is input from the power supply, and when the closed switch is opened, the first reactor that outputs DC current to the load is connected between the power supply and the first series connection point. And a third reactor connected between the power source and the second series connection point, and the first switch and the second switch are controlled so that one of them is closed.,
Further, the reactance L2 of the second reactor and the third reactor is expressed by Vin as the peak value of the input voltage of the power source, VD as the output voltage to the load, and forward voltage drop when the first diode and the second diode are energized. The relationship of (VF1−VF0) ≦ (VD−Vin) L2 / (L1 + L2), where VF1, the voltage at which the current of the first diode and the second diode starts flowing, is VF0, and the reactance of the first reactor is L1. If set toReverse recovery current when the first and second diodes are offcertainlyIt is possible to suppress the loss and generated noise of the first switch and the second switch.
[0066]
  The first switch and the first diode are connected in series via the first series connection point, and are connected in parallel to the first series circuit, and the second series When the switch and the second diode are connected in series via the second series connection point, and when the first switch or the second switch is closed, current is input from the power source. And a first reactor connected to output a direct current to the load via the first diode or the second diode, respectively, when the closed first switch or the second switch is opened. And a second reactor connected between the first reactor and the first series connection point, and a third reactor connected between the first reactor and the second series connection point. Prepare the first Chi and second switches are controlled so that either one is closed,
Further, the reactance L2 of the second reactor and the third reactor is expressed by Vin as the peak value of the input voltage of the power source, VD as the output voltage to the load, and forward voltage drop when the first diode and the second diode are energized. The relationship of (VF1−VF0) ≦ (VD−Vin) L2 / (L1 + L2), where VF1, the voltage at which the current of the first diode and the second diode starts flowing, is VF0, and the reactance of the first reactor is L1. If set toReverse recovery current when the first and second diodes are offcertainlyIt is possible to suppress the loss and generated noise of the first switch and the second switch.
[0067]
  Furthermore, since the first reactor is configured by using a diode and rectifies the AC power source and converts the AC power source into DC, and the first reactor is inserted on the output side of the rectifier, the AC power source is used to switch the first switch. In addition, the loss and generated noise of the second switch can be further reduced.
  In addition, it is composed of diodes and is equipped with a rectifier that rectifies the AC power supply and converts it to DC, and the first reactor is inserted on the input side of the rectifier, so the AC power supply and the first reactor are placed close to each other In addition, the loss and generated noise of the first switch and the second switch can be further reduced.
[0068]
  Further, the first series circuit and the second series circuit are formed by two sets of switches and diode series circuits corresponding to the positive half cycle of the power source and the negative half cycle of the power source, respectively. Can be used for AC power supply.
[0069]
  In addition, since two first reactors are provided corresponding to the positive half cycle of the power source and the negative half cycle of the power source, the first diode and the second reactor can be used even in an AC power source. The reverse recovery current when the diode is turned off can be suppressed.
  In addition, since the half-bridge rectifier configured by using a diode and rectifying the AC power supply to convert it to DC is provided, the number of semiconductor elements through which current passes can be reduced using the AC power supply.
[0070]
  It also includes two capacitors connected in parallel to the first series circuit and connected in series with each other, the two capacitors corresponding to the positive half cycle of the power supply and the negative half cycle of the power supply. Therefore, even if it uses for AC power supply, the reverse recovery current when the 1st diode and the 2nd diode turn off can be controlled.
[0071]
  Moreover, since the first switch and the second switch are alternately closed, the reverse recovery current when the first diode and the second diode are turned off can be suppressed.The
[0072]
  Further, each of the second reactor and the third reactor is constituted by a reactor having a linear reactance with respect to the current, and a supersaturated reactor connected in series to the reactor. The switch loss and noise generated can be further reduced.
[0073]
  In addition, since a part of the diode constituting the rectifier is replaced by a thyristor, the inrush current at the start-up can be reduced.
  In addition, an overload detection circuit for detecting an overload by detecting a load current and comparing with a preset set value, and when an overload is detected by the overload detection circuit, the first switch and Since the first signal synthesizer for generating the control signal for simultaneously switching the second switch is provided, it is possible to simultaneously supply current to the first switch and the second switch at the time of overload.
[0074]
  Also provided is an overload detection circuit for detecting an overload by detecting a load current and comparing it with a preset set value, and a switching frequency switching circuit for switching the switching frequency of the first switch and the second switch. When an overload is detected by the overload detection circuit, the switching frequency switching circuit lowers the switching frequency of the first switch and the second switch, so that the loss and occurrence of the first switch and the second switch Noise is reduced.
[0075]
  In addition, a first abnormality detection circuit that detects abnormality of the first switch, a second abnormality detection circuit that detects abnormality of the second switch, a first abnormality detection circuit, and a second abnormality detection circuit Since an overload detection level switching circuit that switches the overload detection level of the overload detection circuit when an abnormality is detected by either one of them, overload protection is provided when the first switch or the second switch fails The characteristic can be set to an optimum value.
[0076]
  Furthermore, a first abnormality detection circuit that detects abnormality of the first switch, a second abnormality detection circuit that detects abnormality of the second switch, a first abnormality detection circuit, and a second abnormality detection circuit When an abnormality is detected by either one, a second signal synthesizer is provided that forms a control signal to switch the non-abnormal switch, so that when the first switch or the second switch fails, Driving continuity can be enhanced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 1 of the present invention;
FIG. 2 is a timing chart showing the operation of the DC power supply device according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 3 of the present invention;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 4 of the present invention;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 5 of the present invention;
FIG. 7 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 6 of the present invention;
FIG. 8 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 7 of the present invention;
FIG. 9 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 8 of the present invention;
FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 9 of the present invention;
FIG. 11 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to Embodiment 10 of the present invention;
FIG. 12 is a circuit diagram showing a DC power supply device according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a conventional rectifier.
FIG. 14 is a timing chart showing the operation of a conventional rectifier.
[Explanation of symbols]
  1 AC power supply, 2 rectifier, 3, 4, 5, 6 diode,
3a, 5a thyristor, 7 reactor, 8, 15 switch for booster circuit,
10 capacitors, 11 loads, 12, 16 switches,
13, 17 diode, 18, 18a, 19, 19a reactor,
18b, 19b supersaturated reactor, 21 current sensor,
22 overload detection circuit, 23, 28 signal synthesizer,
24 switching frequency switching circuit, 25, 26 abnormality detection circuit,
27 ON / OFF signal generation circuit, 29 Overload detection level switching circuit.

Claims

第一のスイッチと第一のダイオードが第一の直列接続点を介して直列に接続された第一の直列回路、この第一の直列回路に並列に接続されると共に、第二のスイッチと第二のダイオードが第二の直列接続点を介して直列に接続された第二の直列回路、電源と上記第一の直列回路及び第二の直列回路に接続され、上記第一のスイッチまたは第二のスイッチが閉路したとき、電源から電流が入力されると共に、上記閉路したスイッチが開路したとき、直流電流を負荷に出力する第一のリアクトル、上記電源と第一の直列接続点との間に接続された第二のリアクトル、上記電源と第二の直列接続点との間に接続された第三のリアクトルを備え、上記第一のスイッチ及び第二のスイッチは、いずれか一方が閉路するよう制御され、
かつ、上記第二のリアクトル及び第三のリアクトルのリアクタンスＬ２は、上記電源の入力電圧のピーク値をＶｉｎ、上記負荷への出力電圧をＶＤ、上記第一のダイオード及び第二のダイオードの通電時順電圧降下をＶＦ１、上記第一のダイオード及び第二のダイオードの電流が流れ始める電圧をＶＦ０、上記第一のリアクトルのリアクタンスをＬ１としたとき、（ＶＦ１−ＶＦ０）≦（ＶＤ−Ｖｉｎ）Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の関係にあることを特徴とする直流電源装置。A first series circuit in which a first switch and a first diode are connected in series via a first series connection point; the first switch and the first diode are connected in parallel to the first series circuit; Two diodes connected in series via a second series connection point, connected to the power supply and the first series circuit and second series circuit, the first switch or second When the switch is closed, a current is input from the power source, and when the closed switch is opened, a first reactor that outputs a direct current to the load is connected between the power source and the first series connection point. A second reactor connected, and a third reactor connected between the power source and a second series connection point, and either the first switch or the second switch is closed. Controlled ,
The reactance L2 of the second reactor and the third reactor is such that the input voltage peak value is Vin, the output voltage to the load is VD, and the first diode and the second diode are energized. When the forward voltage drop is VF1, the voltage at which the current of the first diode and the second diode begins to flow is VF0, and the reactance of the first reactor is L1, (VF1−VF0) ≦ (VD−Vin) L2 DC power supply device characterized by having a relationship of / (L1 + L2) .

第一のスイッチと第一のダイオードが第一の直列接続点を介して直列に接続された第一の直列回路、この第一の直列回路に並列に接続されると共に、第二のスイッチと第二のダイオードが第二の直列接続点を介して直列に接続された第二の直列回路、上記第一のスイッチまたは第二のスイッチが閉路したとき、電源から電流が入力されるよう接続されると共に、上記閉路した第一のスイッチまたは第二のスイッチが開路したとき、それぞれ第一のダイオードまたは第二のダイオードを介して直流電流を負荷に出力するよう接続された第一のリアクトル、この第一のリアクトルと第一の直列接続点との間に接続された第二のリアクトル、上記第一のリアクトルと第二の直列接続点との間に接続された第三のリアクトルを備え、上記第一のスイッチ及び第二のスイッチは、いずれか一方が閉路するよう制御され、
かつ、上記第二のリアクトル及び第三のリアクトルのリアクタンスＬ２は、上記電源の入力電圧のピーク値をＶｉｎ、上記負荷への出力電圧をＶＤ、上記第一のダイオード及び第二のダイオードの通電時順電圧降下をＶＦ１、上記第一のダイオード及び第二のダイオードの電流が流れ始める電圧をＶＦ０、上記第一のリアクトルのリアクタンスをＬ１としたとき、（ＶＦ１−ＶＦ０）≦（ＶＤ−Ｖｉｎ）Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）の関係にある
ことを特徴とする直流電源装置。A first series circuit in which a first switch and a first diode are connected in series via a first series connection point; the first switch and the first diode are connected in parallel to the first series circuit; A second series circuit in which two diodes are connected in series via a second series connection point, when the first switch or the second switch is closed, is connected so that current is input from the power source. And a first reactor connected to output a direct current to the load via the first diode or the second diode, respectively, when the closed first switch or the second switch is opened. A second reactor connected between the one reactor and the first series connection point, a third reactor connected between the first reactor and the second series connection point, One switch And the second switch is controlled so that either one is closed,
The reactance L2 of the second reactor and the third reactor is such that the input voltage peak value is Vin, the output voltage to the load is VD, and the first diode and the second diode are energized. When the forward voltage drop is VF1, the voltage at which the current of the first diode and the second diode begins to flow is VF0, and the reactance of the first reactor is L1, (VF1−VF0) ≦ (VD−Vin) L2 / (L1 + L2)
A direct current power supply device.

ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換する整流器を備え、第一のリアクトルは上記整流器の出力側に挿入されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の直流電源装置。 The rectifier configured by using a diode and rectifying an AC power source to convert it to DC, the first reactor is inserted on the output side of the rectifier. DC power supply.

ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換する整流器を備え、第一のリアクトルは上記整流器の入力側に挿入されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の直流電源装置。 The rectifier configured by using a diode and rectifying an AC power source to convert it to DC, the first reactor is inserted on the input side of the rectifier. DC power supply.

第一の直列回路及び第二の直列回路は、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応して、それぞれ二組のスイッチとダイオードの直列回路によって形成されていることを特徴とする請求項１記載の直流電源装置。 The first series circuit and the second series circuit are formed by two sets of switches and diode series circuits corresponding to the positive half cycle of the power source and the negative half cycle of the power source, respectively. The DC power supply device according to claim 1.

第一のリアクトルは、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応して、二つ設けられていることを特徴とする請求項５記載の直流電源装置。 6. The DC power supply device according to claim 5, wherein two first reactors are provided corresponding to the positive half cycle of the power source and the negative half cycle of the power source.

ダイオードを用いて構成され、交流電源を整流して直流に変換するハーフブリッジの整流器を備えたことを特徴とする請求項１または請求項５または請求項６記載の直流電源装置。 7. The DC power supply device according to claim 1, further comprising a half-bridge rectifier configured to rectify an AC power supply and convert the AC power supply to DC.

第一の直列回路に並列に接続されると共に互いに直列に接続された二つのコンデンサを備え、上記二つのコンデンサは、電源の正の半サイクルと電源の負の半サイクルとに対応していることを特徴とする請求項５記載の直流電源装置。 Two capacitors connected in parallel to the first series circuit and connected in series with each other, the two capacitors corresponding to the positive half cycle of the power supply and the negative half cycle of the power supply The DC power supply device according to claim 5.

第一のスイッチと第二のスイッチは、交互に閉路されることを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか一項記載の直流電源装置。 The DC power supply device according to any one of claims 1 to 8, wherein the first switch and the second switch are alternately closed.

第二のリアクトル及び第三のリアクトルは、それぞれ電流に対して線形のリアクタンスを有するリアクトルと、このリアクトルに直列に接続された過飽和リアクトルによって構成されていることを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれか一項記載の直流電源装置。 The second reactor and the third reactor are each constituted by a reactor having a linear reactance with respect to an electric current, and a supersaturated reactor connected in series to the reactor. The DC power supply device according to any one of claims 9 to 10 .

整流器は、ダイオードを用いて構成されると共に、上記ダイオードの一部は、サイリスタによって代替されていることを特徴とする請求項３〜請求項５のいずれか一項記載の直流電源装置。 The DC power supply device according to any one of claims 3 to 5, wherein the rectifier is configured using a diode, and a part of the diode is replaced by a thyristor .

負荷電流を検出して予め設定されている設定値と比較して過負荷を検出する過負荷検出回路、この過負荷検出回路によって過負荷が検出されたとき、第一のスイッチ及び第二のスイッチを同時にスイッチングさせる制御信号を形成する第一の信号合成器を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項１１のいずれか一項記載の直流電源装置。 An overload detection circuit that detects an overload by detecting a load current and comparing with a preset set value, and when an overload is detected by the overload detection circuit, a first switch and a second switch The DC power supply device according to any one of claims 1 to 11, further comprising a first signal synthesizer that forms a control signal for simultaneously switching the signals .

負荷電流を検出して予め設定されている設定値と比較して過負荷を検出する過負荷検出回路、第一のスイッチ及び第二のスイッチのスイッチング周波数を切換えるスイッチング周波数切換回路を備え、上記過負荷検出回路によって過負荷が検出されたとき、上記スイッチング周波数切換回路は、第一のスイッチ及び第二のスイッチのスイッチング周波数を低下させることを特徴とする請求項１〜請求項１２のいずれか一項記載の直流電源装置。 An overload detection circuit for detecting an overload by detecting a load current and comparing with a preset set value; a switching frequency switching circuit for switching a switching frequency of the first switch and the second switch; The switching frequency switching circuit reduces the switching frequency of the first switch and the second switch when an overload is detected by the load detection circuit. The direct current power supply device according to item .

第一のスイッチの異常を検出する第一の異常検出回路、第二のスイッチの異常を検出する第二の異常検出回路、上記第一の異常検出回路及び第二の異常検出回路のいずれか一方により、異常が検出されたとき、過負荷検出回路の過負荷検出レベルを切換える過負荷検出レベル切換回路を備えたことを特徴とする請求項１３記載の直流電源装置。 Any one of a first abnormality detection circuit for detecting an abnormality of the first switch, a second abnormality detection circuit for detecting an abnormality of the second switch, the first abnormality detection circuit and the second abnormality detection circuit 14. The DC power supply device according to claim 13, further comprising an overload detection level switching circuit that switches an overload detection level of the overload detection circuit when an abnormality is detected .

第一のスイッチの異常を検出する第一の異常検出回路、第二のスイッチの異常を検出する第二の異常検出回路、上記第一の異常検出回路及び第二の異常検出回路のいずれか一方により、異常が検出されたとき、異常でない方のスイッチをスイッチングさせるよう制御信号を形成する第二の信号合成器を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項１４のいずれか一項記載の直流電源装置。 Any one of a first abnormality detection circuit for detecting an abnormality of the first switch, a second abnormality detection circuit for detecting an abnormality of the second switch, the first abnormality detection circuit and the second abnormality detection circuit 15. The method according to claim 1, further comprising a second signal synthesizer that forms a control signal to switch a switch that is not abnormal when an abnormality is detected. of the DC power supply.