JP4243198B2 - 例えばバイスタティックレーダ応用に用いられる装置 - Google Patents

Description

従来の技術
本発明は、例えばバイスタティックレーダ応用に用いられる装置に関する。

今日まで通用する、対象物の間隔および速度を測定するパルスレーダの基本的な動作は、すでに１９３８年に米国通信部隊大佐Wiliam Blairによって説明されている。マイクロウェーブ搬送波をパルス変調することにより、パルス繰り返し周波数（Pulse Repetition Pulsdauer ＰＲＦ）で所定のパルス継続時間Ｔ_ｐの信号が周期的に送信される。対象物によって反射された信号は、受信器においてベースバンドに低減される。ベースバンド信号を評価することによって、信号の伝搬時間Ｔと、場合によってドップラ偏移ｆ_Ｄとが求められる。最終的にはこの伝搬時間Ｔから対象物とセンサとの間の直線距離ＲがＲ ＝ ｃ・Ｔ／２から、また対象物−相対速度ｖがｖ ＝ ｃ／２・ｆ_Ｄ／ｆ_Ｃから得られ、ここでｃは光速であり、ここでｆ_Ｃは搬送周波数である。

通常のパルスレーダシステムではつぎの動作モードが使用される。すなわち、
ＬＰＲＦ（low ＰＲＦ）：
パルス繰り返し周波数ＰＲＦが低く、所望の最大の対象物間隔までの一義的な測定がつねに可能なパルスレーダである。しかしながらＰＲＦ／２より大きなｆ_Ｄになり得る速度が発生する場合には速度の決定はもはや一義的ではない。

ＨＰＲＦ（High ＰＲＦ）：
パルス繰り返し周波数が高く、全体的な相対的速度領域において速度の決定が一義的である動作である。距離測定が一義的であるのは、すべての対象物が検出領域においてセンサに対してもっぱらｃ／（２ ＰＲＦ）よりも小さい間隔を有する場合だけである。

スタガＰＲＦ
一定のＰＲＦ時に存在するいわゆるブラインドスピードを回避するため、または一定のＰＲＦ時に得られる、送信信号の線スペクトルを平坦化するため、例えば障害抑圧の改善のため、可変長のパルス休止区間でも処理される（可変パルス間周期ＶＩＰ＝Variable Interpulse Period）。

コヒーレントな混合：
受信信号をベースバンドに低減するため、受信器は通常、受信信号と、送信信号のコピーとを混合する。このコピーは、送信器と受信器とが空間的に接近している場合、場合によっては送信信号と同じ発振器または受信器固有の第２の発振器から導出することができる。パルスからパルスの間で受信信号の位相とそのコピーとの間に不規則な関係が存在するか否かに応じて、非コヒーレントな混合またはコヒーレントな混合という。コヒーレントな混合によって、正確なドップラ決定ないしは速度決定が可能である。しかしながら所望のコヒーレンスを得るためには、位相の同期化のために大きなコストを費やさなければならない（例えばロックパルス方式または送信位相のディジタル検出器）。非コヒーレントな方式が多く使用されるのは、速度測定が不要であるか、正確でない速度測定しか必要でない場合である。

モノスタティック、バイスタティック
送信および受信アンテナが空間的に互いに「大きく」離れており、送信信号と、そのコピーとが混合のために別個の発振器から導出される場合、モノスタティックなレーダシステムに対してふつうこれをバイスタティックなレーダシステムと呼ぶ。

パルス圧縮
パルスレーダの最小限の到達距離を達成するためには最小限の総エネルギーが必要であり、これらは対象物によって反射され受信器によって積分されるはずである。パルス繰り返し周波数があらかじめ設定され、送信器のピーク出力が制限され、許容される積分時間が制限される場合、このエネルギーは後はパルス継続時間を長くすることによってのみ大きくすることができる。他方ではパルスの相関継続時間（自己相関関数の幅）により、パルスレーダの達成可能な分解能が決定される。パルス圧縮方式とも称されるパルス内部の変調／符号化によって、理論的には相関継続時間（分解能）およびパルス幅（エネルギーおよび平均出力とひいては実現された到達距離）を互いに無関係に決定することができる。通常の圧縮方式は、線形または非線形の周波数変調であり、また２フェーズまたはマルチフェーズ変調である。

刊行物から公知であるのは、上に述べた方式の様々な組み合わせおよび混合形態を使用することである。

パルスレーダの応用領域：
モノスタティックパルスレーダ：
例えば軍事分野においておよび民間の領空監視の際に大きな間隔を測定するため、また一部では高い速度を測定するため、大きな送信出力およびアンテナ指向性（ビーム束）を有するモノスタティックパルスレーダがしばしば使用される。レンジスキャンおよびアジマススキャンが使用されることが多く、また比較的コストのかかるドップラ処理（ＭＴＩ，ＭＴＤ方式）ならびにパルスコーディング／圧縮、例えばＰＲＦのチャープおよび変調（ＶＩＰ，スタガＰＲＦ）がふつうは適用される。

バイスタティックパルスレーダ：
バイスタティックパルスレーダは、ほとんど例外なしに軍事分野、天文学および気象学に使用され、これらにおいては送信器および受信器の距離（ベースラインが例えば、数百キロメートの範囲である）が大きく、対象物距離が大きい。このようなバイスタティックレーダのコンポーネントには高い要求が課されることが多い。これは、例えば大きな空間的距離にわたってセンサを時間的に同期化（距離測定に対するパルス同期化、速度測定に対する位相同期化（ドップラ））しなければならないためである。これに加えて同期して監視方向を配向しなければならないこと、および場合によってはプラットホームの運動を考慮することが困難であると考えられる。

低コストパルスレーダ：
マイクロウェーブパルスレーダはつぎのような応用に使用されることが多くなってきている。すなわち例えばドア開閉器、室内監視、自動車の周囲検出などのように対象物を短い距離で低い送信出力と広い視野とによって検出したいという応用、また加えて低コストであることが要求される応用に使用されることが多くなってきているのである。ここではモノスタティックＬＰＲＦ方式、非コヒーレントな混合が使用され、またパルス圧縮は使用されないか、または場合によっては２フェーズ変調を有するパルス圧縮が使用されることが多い。軍事的なレーダ設備または領空監視レーダとは異なり、低コストパルスレーダでは高級志向のコンポーネントはほとんど使用されず、むしろ例えば周波数安定性の低い発振器、帯域幅の狭く雑音指数の高いＬＮＡおよびミキサーが使用される。

本発明の利点
本発明の手段によって、クロスエコー（Kreuzecho）検出およびクロスエコー間隔測定が、バイスタティックパルスレーダにおいて、すなわち空間的に離れた送信および受信アンテナと搬送波発振器とによって可能である。ここで各送信器／受信器対の２つの搬送周波数発振器は、通常のバイスタティックシステムとは異なり、自由に作動可能である。すなわちコストのかかる手段によって周波数同期化または位相同期化する必要はないのである。

本発明の装置が通常のバイスタティックレーダ応用と異なるのは、例えば、送信および受信センサにおける時間同期的なパルス変調である。

本発明は有利には、ＬＰＲＦ方式にしたがって選択されるパルス繰り返し周波数に関連して使用可能であり、これは例えば、時間的に緩慢にしか変化しないか、または区分的に時間的に一定に選択されるパルス繰り返し周波数である。

これにより、小さなクロスエコー間隔（ベースラインが小さい）を測定する送信出力の低い低コスト領域においても、高級志向でないコンポーネントでバイスタティックパルスレーザを実現可能である。したがってパルスレーダアレイにおいてダイレクトおよびクロスエコー間隔を同時に測定することができる。付加的なクロスエコー間隔は、センサ周囲の空間的なサンプリングを増大させ、対象物の輪郭の分類に使用することができ、センサ情報の冗長性を高めることができる。

隣接センサの搬送波の時間同期的なパルス変調と、送信および受信信号の混合とにより、パルス繰り返し周波数ＰＲＦの半分以下の周波数成分を有する「ミラー信号」が得られる。これは以下では「クロスエコードップラ（Kreuzecho-Doppler）」と称する。このクロスエコードップラの中間周波数は、パルス繰り返し周波数ＰＲＦによって調整可能である。クロスエコードップラの出力は、連続的な低周波信号を供給し、これによってクロスエコー検出およびクロスエコー間隔測定が可能になるのである。

上記の実施に加えてパルス圧縮を行うことができる。同様にパルス−ジッタが可能である。これが可能であるのは、このパルス−ジッタが２つのセンサに対して同期しており、クロスエコードップラが、引き続きの評価ユニットに関連してまだ十分に帯域が制限されているようにこのパルス−ジッタが形成される場合である。

図面
図面に基づき、本発明の実施例を説明する。ここで、
図１は、時間同期的に制御されるパルスレーダの送信器−受信器対を示しており、
図２は、隣接センサのパルス化されておらず混合された搬送波の出力密度スペクトルを示しており、
図３は、隣接センサのパルス化され混合された搬送波の出力密度スペクトルをパルス継続時間が無視できる場合に示しており、
図４は、隣接センサのパルス化され混合された搬送波の出力密度スペクトルをパルス継続時間が無視できない場合に示しており、
図５は、クロスエコー受信時における実際のＩ（Ｑ）信号の出力密度スペクトルを示しており、
図６は、低コストの変形実施例に関連するクロスエコードップラ制御部およびクロスエコー評価部を示しており、
図７は、中間のコストを有する変形実施例に関連するクロスエコードップラ制御部およびクロスエコー評価部を示しており（スペクトルアナライザ原理）、
図８は、比較的コストの高い変形実施例に関連するクロスエコードップラ制御部およびクロスエコー評価部を示しており（ＭＴＤ原理）、
図９は、ダイレクトエコーおよびクロスドップラエコーと、クロスエコーレンジスキャンとの図と共に、２つの送信および受信センサを示している。

実施例の説明
図１には２つのふつうの簡単なパルスレーダセンサ１１，１２の一部が示されており、これらのうち上側のセンサ１１が送信器（Ｔｘ）して、または下側のセンサ１２が受信器（Ｒｘ）として動作する。これらのセンサは、その各々の搬送周波数発振器２１，２２によって個々の搬送周波数ｆ_L01およびｆ_L02を有する搬送波信号ｘ₁およびｘ₂を形成する。これらの搬送波信号は、有利には０−１パルス列ｐを有する同じパルス源３によって変調される。すなわち、変調器５１，５２により、搬送周波数−発振器の出力信号にパルスが加えられるのである。当然のことながら各センサ１１，１２に別個のパルス信号源３を対応付けることも可能である。しかしながらこの場合にはこれらのパルス信号源の相互の同期化が必要である。これは接続線路によるか、そうでなければ受信信号から送信ＰＲＦを復元して位相のずれを補償することによって行われる。位相のずれの算出は、冗長性の利用によって可能である。それは、信号伝送路（センサ１１←→センサ１２）の可逆性に起因して、通例、対象物の２つのクロスエコー測定と、場合によってはさらに付加的に行われるダイレクトエコー測定とがつねに利用可能であり、例えば、
Δ＝パルス信号源２に対するパルス信号源１の位相の進み；
tofK： センサ１１から対象物Ｋを経てセンサ１２に至る、ないしは逆方向のクロスエコー伝搬時間；
tofK12： パルス信号源２に対するセンサ１１からセンサ１２に至るクロスエコー測定；
tofK21：パルス信号源１に対するセンサ１１からセンサ１２に至るクロスエコー測定とすると、この場合
tofK ＝ tofK12−Δ かつ tofk ＝ tofK21＋Δ
→ Δ ＝ (tofK12−tofK21)／２
→ tofK ＝ (tofK12＋tofK21)／２
が成り立つからである。発射された送信器の信号は、対象物で反射した後、伝搬時間の後（tof Time-of-Flight）受信器によって受け取られる。この受信器は、遅延回路／遅延線路６によってパルス列ｐを遅延時間τだけ遅延させる。調整した遅延τが到達時間tofに相応する場合、一方では送信信号がまた他方では受信信号が供給される混合器７の出力側に、時間同期のパルス変調によって、信号ｍ ＝ ｐ・ｘ₁・ｘ₂が得られる。これはτ ＝ tofの場合である。

この（理想的な）混合信号は、例えば、評価回路４において、後続の実数の増幅器８によって、また実際の混合器７によって自動でローパスフィルタリングされる。この場合、この増幅器ないしはインピーダンス変換器の出力側にＩ信号が得られ、また９０°位相シフトした搬送波によって動作する第２の混合器の場合にはＱ信号も得られて、別の低周波信号処理が行われる。以下では、どのようなスペクトルが、このＩ（Ｑ）信号に対して得られるかを説明する。

１． 平均の差分周波数ｄｆ ＝ ｆ_Ｌ０１−ｆ_Ｌ０１を有する２つの隣接センサのパルス化されていない搬送波の混合（乗算）（図１のｘ_１およびｘ_２を参照されたい）により、ｄｆ ＝ ｆ_Ｌ０１−ｆ_Ｌ０１およびｆ_Ｌ０１＋ｆ_Ｌ０１の周りの帯域制限された成分を有するスペクトルが得られる（図２）。和の部分は、混合器７および増幅器８のローパス特性に起因して以下では無視することができる。残ったスペクトル成分のｄｆ周りの幅は、パルス積分時間中の搬送周波数発振器の短時間周波数安定性により、決定される。重要であるのは、このような帯域制限されたスペクトルが、周波数または位相同期化されていない発振器においても発生することである。

２． 最終的に理想的な混合信号ｍになる積ｘ_１・ｘ_２のパルス変調はサンプリングに相応し、ここでこのサンプリング周波数は、パルス発生器の調整されたパルス繰り返し周波数ＰＲＦによって与えられる。しかしながらこのスペクトルにおいて理想サンプリング（δサンプリング）は、サンプリングされた信号のスペクトルの周期的な継続になる。すなわちｄｆの周りに分布するスペクトルは、２回、周波数区間[ｚ・ＰＲＦ，(ｚ＋１)・ＰＲＦ]にミラーリングされる（図３）。ただしｚは整数である。ここでつねに、すなわち差分周波数ｄｆがパルス繰り返し周波数ＰＲＦよりも格段に大きい場合にも（つまりアンダーサンプリングの場合）、帯域制限された信号が周波数範囲[０，ＰＦＲ／２]に発生することに注意されたい。ここで[０，ＰＦＲ／２]における「ミラー信号」の中間周波数ｆａおよび差分周波数ｄｆは、式
ｄｆ ＝ ｎ・ＰＲＦ＋−ｆａ （１）
なる関係を有し、ここでｎ∈Ｎ_０（ｄｆとＰＲＦとの間の整数の約数）である。理想的なサンプリングが行われるのは、パルス継続時間が、サンプリングされる信号の最小の周期時間よりも極めて小さい場合、すなわち、Ｔ_ｐ ≪ １／ｄｆの場合である。
そうでない場合、繰り返されるスペクトル成分の振幅は、包絡線と共に小さくなり、ここでこの包絡線は、パルス形状および無視できないパルス継続時間とによって決まる（図４）。長さＴpの方形パルスでは包絡線は、例えば１／Ｔpにて最初のゼロ位置を有するsin x/x曲線である。

３． 実際のＩＱ信号のスペクトルは、混合器および増幅器／インピーダンス変換器の遮断周波数以上では大きく減少し、一般に、図５に示した経過に近づく。ここで上記の遮断周波数は、ふつうは差分周波数よりも格段に小さい。主要な周波数成分をＰＲＦ／２以下に有し、クロスエコーによってＩ（Ｑ）信号に発生する制限された周波数成分を以下ではクロスエコードップラと称する。ｆ_Ｄ ＝ ｄｆの周りに対応するドップラ周波数を有する、極めて高速に運動する対象物のダイレクトエコーは、類似の信号になる。

４． クロスエコードップラのミラー周波数ｆａは（周波数ｄｆが緩慢に変化する際）あらかじめ設定可能なパルス繰り返し周波数ＰＲＦにより（１）にしたがって、所望の値に調整できることに注意されたい。例えば、ＰＲＦを意図的に調整することによって一方ではミラー周波数ｆａがつねに混合器および増幅の遮断周波数以下になるように保証することが可能である。他方ではセンサのダイレクトエコーを並列に受信する際には、ミラー周波数ｆａがつねに最大ドップラ周波数ｆ_Ｄｍａｘ以上にあるようにすることが可能である。このことはＩ（Ｑ）信号の「周波数多重化」利用であり、ここではダイレクトエコーおよびクロスエコーは、互いに離れた周波数領域にある。

一義的な分離に対する重要な前提は当然のことながら、局所発振器が短時間的に周波数が安定しており、これによってｘ_１・ｘ_２の帯域幅がつねにＰＲＦ／２−ｆ_Ｄｍａｘ以下にあることである。

５． 約数ｎおよびミラー周波数ｆａは、クロスエコー受信時のセンサ対の目下の差分周波数を特徴付ける。これにより、関連するすべてのセンサ対の差分周波数が互いに大きく異なる２つ以上のセンサを有するセンサアレイでは、複数のクロスエコーを並列に受信する際にも送信器を識別することができる。

本発明の装置は、殊につぎの特徴によって特徴付けられる。すなわち、
− 同期的なパルス駆動制御（接続線路または受信信号からの送信器ＰＲＦの復元および位相のずれの補償による）
− Ｉ，Ｑ信号またはこれらから導出される、ＰＲＦ／２以下の信号におけるクロスエコードップラの利用
− ＰＲＦ変更によるクロスエコードップラの中間周波数ｆａの制御／調整
によって特徴付けられる。

このような実施することにより、以下の利点／可能性が得られる。すなわち、
− クロスエコードップラの出力測定（または類似のもの、例えば、振幅、擬似ピークなど）によって、クロスエコー検出およびクロスエコー間隔測定に対する連続的な低周波信号が得られる
− ディジタルの後続処理のため、この低周波出力信号をコスト的に有利にも低サンプリングレート（対象物−センサ−ダイナミックおよびスキャン速度によって決定される）でサンプリングすることができる
− クロスエコーは、ダイレクトエコーと並列に評価可能である。それはＩ，Ｑ信号においてクロスエコードップラは、ＰＲＦにより、別個の周波数領域に位置するからである（周波数多重化動作）、
− コストのかかる搬送波の位相同期化は不要である。しかしながら状況によっては自由に動作する発振器が（パルス積分時間中に）最小限、短時間的に周波数が安定していることが前提とされる
− 混合器および低周波増幅器の帯域幅に対して高い要求が課されない（選択可能なミラー周波数ｆａ以上）
− 例えば、搬送周波数差分がドリフトする場合（温度変化など）にＰＲＦによってクロスエコードップラの中間周波数を一定に保つことができる
− まばらに発生するクロストークがアクティブに抑圧される。ここでこのクロストークはセンサアレイにおいて、固定のＰＲＦで同期化されていない動作の際に発生する。これが発生するのは、クロスエコードップラが、例えば、搬送周波数の温度ドリフトに起因してダイレクトエコー（０…ｆ_Ｄ）の周波数領域に偶然に入る場合である。

− 診断機能として搬送周波数の間接的な監視が行われる（ビルドインテスト）
− センサアレイにおいて、識別したクロスエコードップラ中間周波数ｆａと、ＰＲＦと、ｄｆおよびＰＲＦの商の整数の約数ｎとを用いて搬送周波数差分の推定により、クロスエコー送信器識別が可能である
− 通常のパルス圧縮方式を付加的に使用可能である。例えば、周波数位相変調、パルス間符号化、例えば、擬似ノイズ符号化が障害安定性を高めるためおよび／または送信器識別のために使用される。

− コスト的に有利なハードウェアの実現が可能である。例えば、図６による低コストの変形実施例であり、ＰＬＬ／ＤＤＳを有する制御可能なＰＲＦ発生器、アナログのバンドパスフィルタＢＰおよび出力測定／単向整流器による。

本発明による装置のコストは、つぎのようになる。すなわち、
− 同期的なパルス制御部が必要である（接続線路か、または受信信号から送信器ＰＲＦを復元して冗長の測定によって位相のずれを補償する）
− ｆａ制御に対し、状況によってはＰＲＦを小さなステップで変更しなければならない。比ｄｆ／ＰＲＦが大きく、またバンドパスフィルタの帯域幅が狭く選択されているほど、このステップは小さくなければならない
− センサアレイには隣接センサおよびＩ（Ｑ）信号毎にクロスエコードップラの出力を決定しなければならない。

以下では、様々な変形実施例を説明する。

すべての変形実施例において図１の通常のパルスレーダヘッドが前提とされている。すなわち、各送信器は、少なくとも１つの搬送周波数発振器と、パルス変調のための変調器（または高速のスイッチ）とを含んでおり、各受信器は、少なくとも１つのパルス遅延ユニットと、搬送周波数発振器と、パルス変調のための変調器（また高速のスイッチ）と、受信信号を低減するための混合器とを含む（図１）。センサアレイにおいて各センサは、送信器および受信器に並列に供給する１つの搬送周波数発振器しか有しない送信器および受信器から構成することができる。

すなわち、ここで提案される装置では、モノスタティック動作にも利用されるのと同じ通常のレーダヘッドを変更する必要はないのである。すべての変形実施例に共通であるのは、すべてのセンサないしはすべての送信器および受信器をパルス同期的に駆動することであり、Ｉ信号および場合によってＱ信号を周波数選択的に評価することである。これらの変形実施例の違いは、Ｉ（Ｑ）信号の信号処理だけである。

低コストの変形実施例（図６）
Ｉ信号また場合によってＱ信号は、一定の共振周波数fresを有するアナログのバンドパスフィルタ３１によって濾波される。ここではクロスエコードップラの中間周波数ｆａのアナログまたはディジタルの制御部３２は、ＰＲＦにより、クロスエコー受信の際に最大出力がつねに上記のバンドパスフィルタの通過域にあるようにする。クロスエコードップラの出力推定ｙは、バンドパスフィルタ出力信号をアナログに評価によって行われ、例えば、簡単な整流（単向整流器／２重検波器）および平滑化によって行われる。ディジタルの後続処理（例えばスキャン動作による間隔決定、検出、検出出力側ｃ_Ｉ(τ)，ｃ_Ｑ(τ)を参照されたい）のため、低レートによる信号（ｙ）の走査３３が可能である。

中間のコストを有する変形実施例（図７）
スペクトルアナライザ原理：Ｉ信号は、また場合によってＱ信号は、モニタ周波数fmonに同調された発振器４２、例えばＤＤＳ（Direct Digital Synthsizer）からの正弦波状の信号と混合される（乗算される）。クロスエコードップラの中間周波数ｆａがfmonの近くにある場合、ローパス信号が発生し、その出力はローパスフィルタ部４１の後、アナログまたはディジタルに推定され、上記の低コストの変形実施例と同じように評価することができる。この変形実施例の利点は、中間周波数ｆａを一定に保つ必要がなく、fmonがｆａを追従できることである。これに加えて０…ＰＲＦ／２の全スペクトルの外乱を監視することができる。さらにローパス信号のサンプリングがすでに低レートで可能であり、ひいてはディジタルの狭帯域のローパスフィルタリングおよび極めて精確な出力決定が可能である。

比較的コストの高い変形実施例（図８）
Ｉ信号は、また場合によってＱ信号は、パルス同期で、すなわち目下のＰＲＦが等しいようなレートでサンプリングされる６１。引き続きバンドパスフィルタバンクによるディジタルフィルタリングと、ディジタルの出力推定とが行われる。このバンドパスフィルタバンクについては、ＭＴＰレーダにおけるドップラフィルタバンク６２を参照されたい。これは、０…ＰＲＦ／２の全スペクトルまたは部分処理域におけるＩ，Ｑ出力密度スペクトルの推定に相応する。このためには数値的で効率的なＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を使用することも可能である。この変形実施例の利点は、過去から得られる中間周波数についての情報がはじめにはなかったとしても（捕捉またはスキャンモード）、クロスエコードップラの中間周波数および出力をスペクトルから極めてロバストに決定できることである。ここでは（ディジタルの）ｆａ設定／制御のフレキシビリティが最も大きい。さらに障害信号の確実な検出が可能である。センサアレイでは、すべての隣接センサのクロスエコードップラを同時に監視することができる。

図９には空間的に間隔が置かれた２のレーダセンサ７１および７２が示されており、これらはそれぞれ送信動作および受信動作用に構成されている。ダイレクトエコーは７１１および７２１によって示されている。これらは壁８によって反射される。これらのレーダセンサの近くの領域にある対象物９は、これらのダイレクトエコーによって検出することはできない。これはクロスエコー９２を介してのみ検出され得る。クロスエコー９１は壁８によって反射される。図９において同様に示されているクロスエコーレンジスキャンにおいて、まずもってクロスエコードップラ９２の伝搬時間は比較的短い。クロスエコードップラ９１では遅延が伝搬時間によって決定される。クロスエコードップラの評価により、近くの領域における空間的なサンプリングが増大し（角度分解能）、対象物の輪郭の分類が可能になり、また殊に遠方領域における冗長性が増大する。すなわちダイレクトエコー７１１および７２１と、クロスエコー９１との２つの測定値によって、対象物８が実際に、関連する反射面であることを検証することができるのである。ダイレクトエコー７１１および７２１は到来するが、クロスエコー９１が到来しない場合、遠方領域に相異なる２つの対象物があることになる。しかしながら注意すべきであるのは、対象物９が比較的大きい場合、クロスエコー９１の影が壁８から到来することになる。この場合に冗長性の確実さおよび検出の確実さを高めるため、２つ以上のレーダセンサ（センサアレイ）による相互のクロスエコー評価が有利である。

時間同期的に制御されるパルスレーダの送信器−受信器対を示す図である。 隣接センサのパルス化されておらず混合された搬送波の出力密度スペクトルを示す図である。 隣接センサのパルス化され混合された搬送波の出力密度スペクトルをパルス継続時間が無視できる場合に示す図である。 隣接センサのパルス化され混合された搬送波の出力密度スペクトルをパルス継続時間が無視できない場合に示す図である。 クロスエコー受信時における実際のＩ（Ｑ）−信号の出力密度スペクトルを示す図である。 低コストの変形実施例に関連するクロスエコードップラ制御部およびクロスエコー評価部を示す図である。 中間のコストを有する変形実施例に関連するクロスエコードップラ制御部およびクロスエコー評価部を示す図である（スペクトルアナライザ原理）。 比較的コストの高い変形実施例に関連するクロスエコードップラ制御部およびクロスエコー評価部を示す図である（ＭＴＤ原理）。 ダイレクトエコーおよびクロスドップラエコーと、クロスエコーレンジスキャンとの図と共に、２つの送信および受信センサを示す図である。

Claims (18)

1. 送信または受信動作用の、空間的に間隔が置かれた少なくとも２つのレーザセンサ（１１，１２）からなるバイスタティック動作用のレーダ装置において、
   各レーダセンサは送信モジュール（１１）および受信モジュール（１２）からなり、
   各送信モジュールおよび受信モジュールには、自由に動作する独立した搬送周波数発振器（２１，２２）と、当該の各搬送周波発振器（２１，２２）から出力される出力信号にパルス信号源（３）のパルスを加えるための変調器（５１，５２）とが１つずつ対応付けられており、
   互いに対応する少なくとも２つの送信モジュール（１１）および受信モジュール（１２）に対して前記パルスの時間同期制御部が設けられており、
   クロスエコー信号（９１，９２）に対する評価装置（４）が設けられており、
   該評価装置は混合装置（７）を有しており、
   該混合装置（７）にて前記の受信モジュール（１２）に伝搬されたパルス搬送波と、受信信号とが混合され、
   さらに、パルス繰り返し周波数を変更することによってクロスエコー信号（９１，９２）の中間周波数を連続的にまたは一時的に制御または調整する手段が設けられていることを特徴とする、
   バイスタティック動作用のレーダ装置。
2. 互い対応する送信および受信動作用のレーザセンサ（１１，１２）に対して共通のパルス信号源（３）が設けられている、
   請求項１に記載の装置。
3. 各レーダセンサ（１１，１２）に別個のパルス信号源（３）が割り当てられており、
   前記のパルスの時間同期制御は、受信信号からの送信器パルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）を復元と、冗長なクロスエコー測定と、行われ得るダイレクトエコー測定とに基づく位相のずれの計算とによって求められ、
   当該の冗長なクロスエコー測定は、レーダセンサ間の信号伝搬路の可逆性から得られる、
   請求項１に記載の装置。
4. 前記の時間同期制御のため、パルス信号源（３）と変調器（５２）との間の受信センサ（１２）の信号路に遅延回路（６）が設けられており、
   該遅延回路が調整されて、送出されたレーダパルスが少なくとも１つの対象物にて反射した後受信されるまでの伝搬時間に相応して、パルス信号源（３）のパルスの信号遅延が行われるようにした、
   請求項１または２に記載の装置。
5. 前記混合装置（７）には一方では受信モジュール（１２）に伝搬された搬送波が供給され、他方では対応するダイレクトエコー信号またはクロスエコー信号（９１，９２）が供給される、
   請求項１から４までのいずれか１項に記載の装置。
6. 前記評価装置（４）にローパスフィルタを割り当てて実質的にパルス繰り返し周波数以下の周波数にあるクロスエコー信号（９１，９２）の信号成分が評価されるようにした、
   請求項１から５までのいずれか１項に記載の装置。
7. 前記評価装置（４）を混合装置およびローパスフィルタによって構成して、
   前記クロスエコー信号（９１，９２）がアナログで出力推定されるようにした、
   請求項１から６までのいずれか１項に記載の装置。
8. 前記のクロスエコー信号（９１，９２）をアナログで出力推定するため、バンドパス信号のアナログ出力推定部を後段に有する１つまたは複数のバンドパスフィルタが前記の評価装置（４）に設けられている、
   請求項７に記載の装置。
9. 同調可能な正弦波信号との混合によるクロスエコー信号（９１，９２）のアナログの出力評価と、後続のローパスフィルタリングとのための手段が設けられている、
   請求項７に記載の装置。
10. 前記のパルス繰り返し周波数でＩ受信信号をサンプリングする第１の混合器と、この他にＱ受信信号をサンプリングする別の混合器とが設けられており、ここで前記の別の混合器は、第１の混合器を基準にして９０°の位相差を有する搬送波で駆動され、
    前記のクロスエコー信号（９１，９２）の出力推定またはデジタルフィルタリングまたは周波数アナライズを行うための手段が設けられている、
    請求項１から６までのいずれか１項に記載の装置。
11. 前記のクロスエコー信号（９１，９２）の中間周波数の制御が当該クロスエコー信号（９１，９２）の出力または周波数推定に基づいて行われる、
    請求項１０に記載の装置。
12. 異なるレーダセンサ（１１，１２）の搬送周波数発振器（２１，２２）の違いおよびパルス信号源（３）のパルス繰り返し周波数によって決まる、クロスエコー信号（９１，９２）の中間周波数の連続的な制御の他に、クロスエコー信号（９１，９２）の中間周波数をはじめてサーチするためにまたは新たにサーチするためにサーチモードまたは捕捉モードが設けられている、
    請求項１０または１１に記載の装置。
13. 異なるレーダセンサ（１１，１２）の搬送周波数発振器（２１，２２）の違いおよびパルス信号源（３）のパルス繰り返し周波数によって決まる、クロスエコー信号（９１，９２）の中間周波数を制御または調整して、ダイレクトエコー（７１１，７２１）およびクロスエコー信号（９１，９２）が同時に評価できるようにした、
    請求項１から１２までのいずれか１項に記載の装置。
14. 異なるレーダセンサ（１１，１２）の搬送周波数発振器（２１，２２）の違いおよびパルス信号源（３）のパルス繰り返し周波数によって決まる、クロスエコー信号（９１，９２）の中間周波数を制御または調整して、ダイレクトエコー（７１１，７２１）の周波数領域にてクロスエコー（９１，９２）のクロストークが抑圧されるようにした、
    請求項１から１３までのいずれか１項に記載の装置。
15. 前記の搬送周波数発振器（２１，２２）の搬送周波数を監視するためクロスエコー信号（９１，９２）が診断機能として設けられている、
    請求項１から１４までのいずれか１項に記載の装置。
16. センサアレイ内の異なるレーダセンサ（１１，１２）の推定された搬送周波数差分に基づいてクロスエコー送信器識別が行われ、
    当該の送信器識別は、
    異なるレーダセンサ（１１，１２）の搬送周波数発振器（２１，２２）の違いおよびパルス信号源（３）のパルス繰り返し周波数によって決まる、目下のクロスエコー中間周波数の推定と、
    搬送周波数差分および繰り返し周波数の商の整数部の推定と、
    目下のパルス繰り返し周波数の知識とに基づく、
    請求項１から１５までのいずれか１項に記載の装置。
17. 前記のレーダセンサ（１１，１２）では付加的にパルス圧縮、パルス間符号化が、障害安定性を高めるためまたは送信器識別のために使用される、
    請求項１から１６までのいずれか１項に記載の装置。
18. ２つのレーダセンサ（１１，１２）に対して同期的なパルスジッタが付加的に使用される、
    請求項１ら１５までのいずれか１項に記載の装置。

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