JP4226493B2 - 位相雑音補正装置および空間多重信号受信装置 - Google Patents
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Description
周波数利用効率の向上に対する技術として、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いて同一周波数帯の空間上に空間多重チャネルを構成し、送信アンテナと受信アンテナとの間の伝達関数を推定し、受信信号系列にその逆関数演算を行うことにより相互干渉成分を除去し、送信信号系列を復元することにより、送信アンテナ数と同数倍だけ伝送レートを向上させる技術が提案されている。
また、周波数選択性フェージングの対策として、変調方式に信号を複数の互いに直交するサブキャリア群に分割して送信するOFDM(Orthogonal Frequencψ Division Multiplexing)方式が無線LAN(Local Area Network)やデジタルテレビ放送などにおいて用いられている。OFDM方式は、各サブキャリアの帯域を狭くする事により周波数選択性フェージングの影響をフラットフェージング化することが可能である。さらに、ガードインターバルを付加する事によりマルチパスフェージングによるシンボル間干渉の影響を軽減し、複雑な等化回路が不要となるので、MIMO伝送との親和性が高い。
OFDM信号送信装置1では、K系統(K≧2,Kは整数)の送信情報信号系列T1,T2…TKがK個のパイロット信号多重化器121〜12Kに入力される。パイロット信号発生器11では、伝達係数推定ならびに位相雑音補正を目的としたパイロット信号が生成される。K個のパイロット信号多重化器121〜12Kにおいては、送信情報信号系列T1,T2…TKとパイロット信号とが時間軸上・周波数軸上において多重化される。位相雑音補正用のパイロット信号の例を図6に示す。
パイロットサブキャリアは任意のパターンが利用可能である。パイロット信号が多重化された信号は、K個のサブキャリア変調器131〜13KKに入力され、サブキャリア毎に信号点マッピングが行われる。信号点マッピングされた各サブキャリア信号はK個の逆高速フーリエ変換器141〜14Kにより周波数領域の信号から時間領域の信号系列に変換され、K個のアップコンバータ151〜15Kによりベースバンド信号から無線周波数帯の送信信号に変換される。K個のアップコンバータ151〜15Kには、送信器側局部発振器16により共通の搬送波信号が入力され、K個の送信アンテナ171〜17Kにより空間に送信される。
受信ベースバンド信号に対してM個の高速フーリエ変換器241〜24Mにより高速フーリエ変換が行われ、時間領域の信号から周波数領域、すなわちサブキャリア毎の信号に変換される。伝達関数演算器25は、M個の高速フーリエ変換器251〜25Mの出力信号系列において、パイロット信号に対応する受信信号系列を用いて伝達係数を求め、伝達関数の逆関数を推定する。伝達関数は任意の組み合わせの送信アンテナと受信アンテナの間の伝達係数を要素とするサブキャリア毎の伝達係数行列で表現される。そのため、伝達関数の逆関数は、伝達係数行列の逆行列あるいは擬似逆行列を用いることができる(例えば、特許文献1、2参照)。
時刻l(l≦/≦lであり、パケットはLシンボルから構成されるとする)における送信アンテナkのサブキャリアiに対する送信信号をt(i,k,l)、送信アンテナkと受信信号mとの間の伝達係数をh(i,m,k)、受信アンテナmのサブキャリアiに対する熱雑音をn(i,m)、受信アンテナiに対する受信信号をr(i,m)とすると、サブキャリアiにおける送信信号と受信信号の間の関係は、以下の演算式(1)で表される。
いま、時刻lにおける送信アンテナkのサブキャリアiのパイロットサブキャリア信号をP(i,k,l)、その受信信号をPr(i,m,l)
、とすると、上記した演算式(2)と同様に、以下の演算式(4)のようになる。
さらに推定精度向上させるために、干渉キャンセル後のパイロット信号に対して各受信信号系統毎に伝達係数の疑似逆行列の各要素を用いて、干渉キャンセル後の信号のSNRに比例した重み係数を乗算した後に合成を行う(例えば、特許文献3参照)。Ps(i,k,l)に対応する重み係数w(i,k)は、以下の演算式(6)により表される。
しかしながら、実際には、送受信器の構成において、すべてのアップコンバータ151〜15Nすべてに対して送信器側局部発振器16において生成される共通の搬送波を用い、また、すべてのダウンコンバータ221〜22Mに対して受信器側局部発振器23において生成される共通の搬送波を用いているため、M個の受信信号に含まれる位相雑音の瞬時値は、受信信号の系続開で同−となり、推定値と実環境との間において乖離が生ずる問題があった。
ここでは、K個の情報系列を並列に送信し、M本のアンテナで受信を行い、干渉キャンセルをおこない復号化する、OFDM信号送信装置1と、OFDM信号受信装置2から構成されるOFDM信号送受信装置が示されている。なお、OFDM信号送信装置1については図5に示す従来のOFDM信号送信装置1と同様の構成を持ち、プリアンブル、パイロットサブキャリアの構成についても同様とする。
干渉キャンセラ36では、M個の高速フーリエ変換器341〜34Mの出力信号系列に対してサブキャリア毎の伝達係数逆行列を乗算することにより、受信OFDM信号系列の相互干渉成分をキャンセルする。相互干渉成分がキャンセルされた干渉キャンセラ36のK個の出力信号系列に含まれるパイロット信号は、K個の位相雑音推定器371〜37Kに入力される。K個の位相雑音推定器371〜37Kは、図5に示した従来例とは異なり、位相雑音補正値を位相として出力するのではなく、重み付け合成されたパイロット信号の和である以下の演算式(8)で示される複素数(ek(l)とする)を出力する。
図5に示した従来例においては、K個の位相雑音推定器において4本のパイロットサブキャリアの信号から位相雑音を推定していたが、本発明を用いると、全てのパイロット信号を用いて位相雑音推定を行っているため、雑音やフェージングに起因する位相雑音推定値の誤差を低減することが可能となる。
図2に示す実施形態によれば、OFDM信号受信装置4は、M本の受信アンテナ41〜4Mと、M個のダウンコンバータ421〜42Mと、受信器側局部発振器43と、高速フーリエ変換器441〜44Mと、伝達関数推定器45と、干渉キャンセラ46と、位相雑音補正装置47と、K個の位相雑音推定器4711〜471Kと、K×B個の遅延バッファ4721〜472KBと、位相雑音平均化器473と、K個の位相雑音補正器4741〜474Kと、K個の復調器481〜48Kから構成される。
すなわち、位相雑音の変動速度がシンボルレートに対して比較的低速である場合、現在時刻のパイロット信号以外に過去に受信したパイロット信号も含めて位相雑音の推定を行った方が、位相雑音の変動による推定誤差よりも熱雑音やフェージングによる推定精度の向上の効果が上回り、結果として特性が改善される場合がある。このため、KB個の遅延バッファ4721〜472KBを用いることで、現在時刻の位相雑音推定器4711〜471K出力を遅延させ、K系統に対して現在時刻、1シンボル前の時刻、2シンボル前の時刻、…、Bシンボル前の時刻の位相雑音推定値を同時に参照することが可能となる。
位相雑音平均化器473では、合計K×(B+1)個の位相雑音推定値出力し和を取る。ここで、位相雑音推定値をφ(l)とすれば、位相雑音推定値をφ(l)は、以下の演算式(1)で示される。
ここで、位相雑音の数学的モデルは、(IEEE802.11a802.11-98/156r2"Updated Submission Template for TGa - revision 2")に記載されているものを用いる。また、図4にパケット誤り率特性を示す。横軸はCNR(Carrier to Noise Ratio)、縦軸はPER(Packet Error Rate: 誤り率)を表し、グラフ実線が本発明実施形態、破線が従来例を示す。
Claims (3)
- MIMOチャネルを用いて複数の異なる情報信号系列同士を同一の周波数上に多重化し、受信機で干渉チャネルを行って無線通信を行う空間多重信号受信装置における位相雑音補正装置であって、
K個(但し、Kは2以上の整数)の干渉キャンセラ出力に含まれるパイロット信号系列を重み付け合成して出力するK個の位相雑音推定器と、
前記K個の位相雑音推定器の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器と、前記N個の干渉キャンセラの出力であるK個の干渉キャンセルされたデータ信号系列に対して該位相雑音推定値平均化器の出力を用いて位相雑音の補正を行った後に前記データ系列を復号するN個の復号器に出力するK個の位相雑音補正器と、
を備えたことを特徴とする位相雑音補正装置。 - 前記K個の位相雑音推定回路の出力それぞれに対して、シンボル時間のb倍(1≦b≦B、但し、Bは1以上の整数)の遅延を加えるK個の遅延バッフアと、
前記K×B個の遅延バッファ出力ならびに前記K個の位相雑音推定回路の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器と、
を備えたことを特徴とする請求項1に記載の位相雑音補正装置。 - MIMOチャネルを用いて複数の異なる情報信号系列同士を同一の周波数上に多重化し、受信機で干渉チャネルを行って無線通信を行う空間多重信号受信装置であって、
送信機から送信され空間多重された送信信号系列を受信するM本の受信アンテナと、
前記M本の受信アンテナで受信された受信信号系列をベースバンド信号に変換するM個のダウンコンバータと、
前記M個のダウンコンバータに共通の搬送波信号を供給する受信器側局部発振器と、
前記M個のダウンコンバータ出力であるベースバンド信号出力に対して高速フーリエ変換を行い受信パイロット信号系列ならびに受信データ信号系列を生成するM個の高速フーリエ変換器と、
前記送信機から送信されるK個のパイロット信号が空間多重され前記M本受信アンテナにより受信されたM個の受信パイロット信号系列をもとに、送信アンテナと受信アンテナの間の伝達関数を推定する伝速関数推定器と、
前記M個のダウンコンバータが出力するM個の受信データ信号系列に対して、該伝達関数推定器が推定した伝達関数を用いて同一周波数帯の空間多重チャネル間干渉の補償を行い、K個の干渉キャンセル信号系列を出力する干渉キャンセラと、
前記K個の干渉キャンセル信号系列に対して復調を行い、送信データ系列を復号するK個の復調器と、
前記K個(但し、Kは2以上の整数)の干渉キャンセラ出力に含まれるパイロット信号系列を重み付け合成して出力するK個の位相雑音推定器、前記K個の位相雑音推定器の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器、前記N個の干渉キャンセラの出力であるK個の干渉キャンセルされたデータ信号系列に対して該位相雑音推定値平均化器の出力を用いて位相雑音の補正を行った後に前記N個の復号器に出力するK個の位相雑音補正器から成る位相雑音補正装置と、
を備えたことを特徴とする空間多重信号受信装置。
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