JP4179294B2 - 電波受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、受信信号を検波し、検波信号を出力する電波受信装置に関する。

現在、各国（例えば、ドイツ、イギリス、スイス、日本等）において、時刻情報即ちタイムコード入りの長波標準電波が送出されている。我が国（日本）では、２つの送信所（福島県及び佐賀県）より、タイムコードを振幅変調した４０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの長波標準電波が送出されている。前記タイムコードは、正確な分の桁が更新される毎即ち１分毎に、１周期６０秒のフレームで送出されている。

近年では、このようなタイムコード入り標準電波を受信して、これにより現在時刻を修正する、いわゆる電波時計が実用化されている。電波時計は、内蔵しているアンテナを介して標準電波を受信し、振幅・検波等を行うことでタイムコードを解読して現在時刻を修正する。

ところで、電波時計が実際に受信する受信信号は、送信所から送出される標準電波に、送信所から電波時計までの伝送過程において種々の信号（ノイズ）が混入・重畳された信号となる。このため、ノイズを除去するためにフィルタを使用することが一般的であったが、フィルタは所定の通過帯域を有しているため、本来通過させたい周波数の近傍にあるノイズ成分も通過させてしまう。また、フィルタの通過帯域を狭めれば狭めるほど遅延時間が発生してしまうため、その後の信号処理等に影響していた。

そこで、ノイズを低減するとともに、遅延時間を可及的に削減する技術として特許文献１に開示された技術が知られている。この技術によれば、中間周波信号の位相を９０度遅らせた信号と、搬送波と同一周波数且つ同一位相のキャリア信号とを乗算し、この乗算信号を更に９０度遅らせることで得られる信号に、中間周波信号とキャリア信号とを乗算した信号を加算することによって、いわばノイズ成分をキャンセルした再生信号を得ることが可能となる。
特開２００４−１４０５１０号公報

しかしながら、特許文献１による技術であっても、ノイズ成分を確実にキャンセルできない場合が起こり得る。図１０（ａ）は、受信信号におけるＩ信号（In Phase）の位相を移相手段によって変化させた信号特性と、受信信号におけＱ信号（Quadrature）の位相を他の移相手段によって変化させた信号特性とを模式的に表した図である。図１０（ａ）によれば、周波数ｆｒｑ１〜ｆｒｑ２の範囲ではＩ信号とＱ信号に約９０゜の位相差を持たせることができる。また、図１０（ｂ）は、搬送波の信号に対するノイズのスペクトルを模式的に表した図である。同図において、実線が受信信号における搬送波を表し、点線がノイズを表している。図１０（ｂ）によれば、ノイズは、搬送波の周波数の前後で周波数軸に対してスペクトルの符号が反転する。

図１０（ａ）に示すように、受信信号には、周波数が高くなるにつれて位相が遅れる特性が有る。ここで、特許文献１の技術によれば、搬送波の周波数を基準とし、当該周波数に対する位相遅れを考慮に入れた回路設計がなされる。しかし、受信信号から抽出されるノイズの周波数は、搬送波の周波数とは限らない。図１０（ｂ）に示すように、ノイズのスペクトルは、搬送波の周波数より高い場合と搬送波の周波数より低い場合とで符号が反転している。即ち、受信信号に含まれるノイズ成分をキャンセルするために、抽出したノイズを加算する場合には、キャンセルできる場合もあるが、逆にノイズを更に重畳させてしまう場合も生じ得る。

本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、受信信号に混入・重畳されたノイズをより確実にキャンセルすることである。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の電波受信装置は、
アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
前記生成されたキャリア信号の位相を９０度シフトし、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段と、
このキャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号の高周波成分を遮断する第１のローパスフィルタと、
この第１のローパスフィルタを介したキャリア移相乗算信号の位相を（９０＋Ａ）度シフトさせて第２の移相信号として出力する第２移相手段と、
前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
この乗算手段によって出力された乗算信号の高周波成分を遮断する第２のローパスフィルタと、
この第２のローパスフィルタを介した乗算信号の移相をＡ度シフトさせて第１の移相信号として出力する第１移相手段と、
この第１移相手段によって出力された第１の移相信号と前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号とを加算して加算信号として出力する加算手段と、
前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号及び前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号の何れか一方から他方を減算して減算信号として出力する減算手段と、
前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号を微分して第１の微分信号として出力する第１の微分手段と、
前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号を微分して第２の微分信号として出力する第２の微分手段と、
前記第１の微分手段によって出力された第１の微分信号の位相と前記第２の微分信号によって出力された第２の微分信号の位相とが同相か逆相かを判別することで、前記加算手段によって出力された加算信号と前記減算手段によって出力された減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別し、この判別したノイズのキャンセルされた信号を検波信号として出力する判別出力手段と、
を備えていることを特徴としている。

請求項２に記載の発明の電波受信装置は、
アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
前記生成されたキャリア信号の位相を９０度シフトし、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段と、
このキャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号の高周波成分を遮断する第１のローパスフィルタと、
この第１のローパスフィルタを介したキャリア移相乗算信号の位相を（９０＋Ａ）度シフトさせて第２の移相信号として出力する第２移相手段と、
前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
この乗算手段によって出力された乗算信号の高周波成分を遮断する第２のローパスフィルタと、
この第２のローパスフィルタを介した乗算信号の移相をＡ度シフトさせて第１の移相信号として出力する第１移相手段と、
この第１移相手段によって出力された第１の移相信号と前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号とを加算して加算信号として出力する加算手段と、
前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号及び前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号の何れか一方から他方を減算して減算信号として出力する減算手段と、
前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号を微分して第１の微分信号として出力する第１の微分手段と、
前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号を微分して第２の微分信号として出力する第２の微分手段と、
前記第１の微分手段によって出力された第１の微分信号と前記第２の微分信号によって出力された第２の微分信号とを乗算して微分乗算信号として出力する乗算手段と、
この乗算手段によって出力された微分乗算信号を所定電圧と比較とすることで、前記第１の微分信号の位相と前記第２の微分信号の位相とが同相か逆相かを判別することで、前記加算手段によって出力された加算信号と前記減算手段によって出力された減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別し、この判別したノイズのキャンセルされた信号を検波信号として出力する判別出力手段と、
を備えることを特徴としている。

請求項３に記載の発明の電波受信装置は、
アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
前記生成されたキャリア信号の位相を９０度シフトし、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段と、
このキャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号の高周波成分を遮断する第１のローパスフィルタと、
この第１のローパスフィルタを介したキャリア移相乗算信号の位相を（９０＋Ａ）度シフトさせて第２の移相信号として出力する第２移相手段と、
前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
この乗算手段によって出力された乗算信号の高周波成分を遮断する第２のローパスフィルタと、
この第２のローパスフィルタを介した乗算信号の移相をＡ度シフトさせて第１の移相信号として出力する第１移相手段と、
この第１移相手段によって出力された第１の移相信号と前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号とを加算して加算信号として出力する加算手段と、
前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号及び前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号の何れか一方から他方を減算して減算信号として出力する減算手段と、
前記加算手段によって出力された加算信号から当該加算信号全体の信号レベルを判定し、加算信号全体レベル信号として出力する加算信号全体レベル判定手段と、
前記減算手段によって出力された減算信号から当該減算信号全体の信号レベルを判定し、減算信号全体レベル信号として出力する減算信号全体レベル判定手段と、
前記加算信号全体レベル判定手段によって出力された加算信号全体レベル信号と前記減算信号全体レベル判定手段によって出力された減算信号全体レベル信号との大小関係を判別することで、前記加算手段によって出力された加算信号と前記減算手段によって出力された減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別し、この判別したノイズのキャンセルされた信号を検波信号として出力する判別出力手段と、
を備えることを特徴としている。

請求項４に記載の発明の電波受信装置は、
アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
前記生成されたキャリア信号の位相を９０度シフトし、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段と、
このキャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号の高周波成分を遮断する第１のローパスフィルタと、
この第１のローパスフィルタを介したキャリア移相乗算信号の位相を（９０＋Ａ）度シフトさせて第２の移相信号として出力する第２移相手段と、
前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
この乗算手段によって出力された乗算信号の高周波成分を遮断する第２のローパスフィルタと、
この第２のローパスフィルタを介した乗算信号の移相をＡ度シフトさせて第１の移相信号として出力する第１移相手段と、
この第１移相手段によって出力された第１の移相信号と前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号とを加算して加算信号として出力する加算手段と、
前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号及び前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号の何れか一方から他方を減算して減算信号として出力する減算手段と、
前記加算手段によって出力された加算信号及び前記減算手段によって出力された減算信号の何れか一方の信号と、理想とする検波信号の最高電圧以上に予め定められた高レベル閾値とを比較する高レベル閾値比較手段と、
前記一方の信号と、前記理想とする検波信号の最低電圧以下に予め定められた低レベル閾値とを比較する低レベル閾値比較手段と、
該高レベル閾値比較手段及び低レベル閾値比較手段の比較結果に基づいて、前記加算手段によって出力された加算信号と前記減算手段によって出力された減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別し、この判別したノイズのキャンセルされた信号を検波信号として出力する判別出力手段と、
を備えることを特徴としている。

請求項１に記載の発明によれば、電波受信装置において、キャリア信号の位相を９０度シフトし、キャリア信号と乗算して高周波成分を遮断したキャリア位相乗算信号を（Ａ＋９０）度シフトした第２の移相信号、及び、受信信号とキャリア信号とを乗算して高周波成分を遮断した乗算信号をＡ度シフトした第１の移相信号が生成される。そして、第１の移相信号と第２の移相信号とを加算した加算信号、及び、第１の移相信号及び第２の移相信号の何れか一方から他方を減算した減算信号が生成され、第１移相信号を微分した第１の微分信号の位相と、第２の移相信号を微分した第２の微分信号の位相とが同相か逆相かを判別することで、加算信号と減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別され、判別された信号が検波信号として出力される。従って、ノイズの周波数が受信信号の搬送波の周波数を超える場合或いは下回る場合何れの場合であっても、受信信号に混入・重畳されているノイズを確実にキャンセルした検波信号を得ることができる。

請求項２に記載の発明によれば、電波受信装置において、キャリア信号の位相を９０度シフトし、キャリア信号と乗算して高周波成分を遮断したキャリア位相乗算信号を（Ａ＋９０）度シフトした第２の移相信号、及び、受信信号とキャリア信号とを乗算して高周波成分を遮断した乗算信号をＡ度シフトした第１の移相信号が生成される。そして、第１の移相信号と第２の移相信号とを加算した加算信号、及び、第１の移相信号及び第２の移相信号の何れか一方から他方を減算した減算信号が生成され、第１移相信号を微分した第１の微分信号と、第２の移相信号を微分した第２の微分信号とを乗算した微分乗算信号を所定電圧と比較することで、加算信号と減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別され、判別された信号が検波信号として出力される。従って、ノイズの周波数が受信信号の搬送波の周波数を超える場合或いは下回る場合何れの場合であっても、受信信号に混入・重畳されているノイズを確実にキャンセルした検波信号を得ることができる。

請求項３に記載の発明によれば、電波受信装置において、キャリア信号の位相を９０度シフトし、キャリア信号と乗算して高周波成分を遮断したキャリア位相乗算信号を（Ａ＋９０）度シフトした第２の移相信号、及び、受信信号とキャリア信号とを乗算して高周波成分を遮断した乗算信号をＡ度シフトした第１の移相信号が生成される。そして、第１の移相信号と第２の移相信号とを加算した加算信号、及び、第１の移相信号及び第２の移相信号の何れか一方から他方を減算した減算信号が生成され、加算信号全体の信号レベルの信号である加算信号全体レベル信号と、減算信号全体の信号レベルの信号である減算信号全体レベル信号との大小関係を判別することで、加算信号と減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別され、判別された信号が検波信号として出力される。即ち、加算信号及び減算信号の内、ノイズが混入・重畳された方の信号全体のレベルは、例えば、ピーク値や実効値において他方の信号全体のレベルより高い。このため、加算信号及び減算信号それぞれの信号全体のレベルの大小関係から、何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別できる。従って、ノイズの周波数が受信信号の搬送波の周波数を超える場合或いは下回る場合何れの場合であっても、受信信号に混入・重畳されているノイズを確実にキャンセルした検波信号を得ることができる。

請求項４に記載の発明によれば、電波受信装置において、キャリア信号の位相を９０度シフトし、キャリア信号と乗算して高周波成分を遮断したキャリア位相乗算信号を（Ａ＋９０）度シフトした第２の移相信号、及び、受信信号とキャリア信号とを乗算して高周波成分を遮断した乗算信号をＡ度シフトした第１の移相信号が生成される。そして、第１の移相信号と第２の移相信号とを加算した加算信号、及び、第１の移相信号及び第２の移相信号の何れか一方から他方を減算した減算信号が生成され、加算信号及び減算信号の何れか一方の信号と、理想とする検波信号の最高電圧以上に予め定められた高レベル閾値、又は、理想とする検波信号の最低電圧以下に予め定められた低レベル閾値とが比較され、この比較結果に基づいて、加算信号と減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別され、判別された信号が検波信号として出力される。即ち、加算信号及び減算信号の内、ノイズが混入・重畳された方の信号のレベルは、そのノイズ分により、理想とする検波信号の最高レベルを超える、或いは、最低レベルを下回り、ノイズがキャンセルされた他方の信号のレベルは、理想とする検波信号の最高レベルを超えることもないし、最低レベルを下回ることもない。このため、加算信号及び減算信号の何れか一方の信号と、高レベル閾値又は低レベル閾値と比較することで、加算信号及び減算信号の何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別できる。従って、ノイズの周波数が受信信号の搬送波の周波数を超える場合或いは下回る場合何れの場合であっても、受信信号に混入・重畳されているノイズを確実にキャンセルした検波信号を得ることができる。

以下、図面を参照して、本発明に好適な実施形態を説明するが、本発明の適用がこれに限定されるものではない。

［第１実施形態］
先ず、第１実施形態を説明する。

＜電波時計＞
図１は、第１実施形態における電波時計１の内部構成を示すブロック図である。同図によれば、電波時計１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１００と、入力部２００と、表示部３００と、ＲＯＭ（Read Only Memory）４００と、ＲＡＭ（Random Access Memory）５００と、受信制御部６００と、タイムコード生成部７００と、計時回路部８００と、発振回路部８２０とを備えている。発振回路部８２０を除く各部はバスＢによって接続され、発振回路部８２０は計時回路部８００に接続されている。

ＣＰＵ１００は、所定のタイミング或いは入力部２００から入力された操作信号に応じてＲＯＭ４００に格納されているプログラムを読み出してＲＡＭ５００に展開し、該プログラムに基づいて電波時計１を構成する各部への指示やデータ転送等を行う。具体的には、例えば所定時間毎に受信制御部６００を制御して標準電波の受信処理を実行し、タイムコード生成部７００から入力された標準タイムコードに基づいて計時回路部８００で計時される現在時刻データを修正する。

入力部２００は、電波時計１の各種機能を実行させるためのスイッチ等で構成され、これらのスイッチが操作された場合には対応する操作信号をＣＰＵ１００に出力する。表示部３００は、小型液晶ディスプレイ等で構成され、ＣＰＵ１００から入力される表示信号に基づいて現在時刻等を表示する。

ＲＯＭ４００は、電波時計１にかかるシステムプログラムやアプリケーションプログラム、本実施形態を実現するためのプログラムやデータ等を記憶する。ＲＡＭ５００は、ＣＰＵ１００の作業領域として用いられ、ＲＯＭ４００から読み出されたプログラムやデータ等を一時的に格納する。

受信制御部６００は、電波受信装置６２０を備える。電波受信装置６２０は、受信アンテナで受信した長波標準電波の不要な周波数成分をカットして該当する周波数信号を取り出し、電気信号に変換してタイムコード生成部７００に出力する。

タイムコード生成部７００は、電波受信装置６２０から入力された電気信号をデジタル信号に変換し、標準時刻コードや積算コード、曜日コード等の時計機能に必要なデータを含む標準タイムコードを生成してＣＰＵ１００に出力する。

計時回路部８００は、発振回路部８２０から入力される信号を計数して現在時刻を計時し、現在時刻データをＣＰＵ１００に出力する。発振回路部８２０は、常時一定周波数のクロック信号を出力する。

＜電波受信装置＞
図２は、本実施形態におけるスーパーヘテロダイン方式の電波受信装置６２０の回路構成を示すブロック図である。同図によれば、電波受信装置６２０は、受信アンテナＡＮＴ１と、ＲＦ増幅回路１１と、フィルタ回路１２，１５，１７と、周波数変換回路１３と、局部発振回路１４と、ＩＦ増幅回路１６と、ＡＧＣ回路１８と、検波回路２０Ａとを備えている。

受信アンテナＡＮＴ１は、例えばバーアンテナによって構成され、時刻コードを含む所定周波数の長波標準電波を受信し、受信した長波標準電波を電気信号に変換して出力する。

ＲＦ増幅回路１１は、受信アンテナＡＮＴ１から入力された信号を、ＡＧＣ回路１８から入力された制御信号に応じて増幅（或いは減衰）して出力する。

フィルタ回路１２は、バンドパスフィルタ等で構成され、ＲＦ増幅回路１１から入力された信号に対して所定の中域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して出力する。

周波数変換回路１３は、フィルタ回路１２から入力された信号と、局部発振回路１４から入力された局部発振周波数の信号（局部発振信号）とを合成し、中間周波数の信号（中間周波信号）に変換して出力する。局部発振回路１４は、局部発振信号を生成し、周波数変換回路１３に出力する。

フィルタ回路１５は、周波数変換回路１３から入力された中間周波信号に対して所定の中域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して出力する。

ＩＦ増幅回路１６は、フィルタ回路１５から入力された信号を、ＡＧＣ回路１８から入力された制御信号に応じて増幅（或いは減衰）して出力する。

フィルタ回路１７は、ＩＦ増幅回路１６から入力された信号に対して所定の中域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して、信号Ｓとして出力する。

ＡＧＣ回路１８は、フィルタ回路１７から入力された信号Ｓの強弱に応じて、ＲＦ増幅回路１１及びＩＦ増幅回路１６の増幅度を調整する制御信号を出力する。

検波回路２０Ａは、キャリア抽出回路３０と、信号再生回路４０Ａとを備え、フィルタ回路１７から入力された信号Ｓを検波し、検波信号を信号Ｐとして出力する。検波回路２０Ａから出力された信号Ｐはタイムコード生成部７００に入力され、現在時刻の修正等に利用される。

＜検波回路＞
図３は、検波回路２０Ａの回路構成を示すブロック図である。同図によれば、検波回路２０Ａは、キャリア抽出回路３０と、信号再生回路４０Ａとを備えている。キャリア抽出回路３０は、キャリア再生回路３１と、位相シフト器３２と、乗算回路３３と、ＬＰＦ３４，３５とを備えている。

キャリア再生回路３１は、ＰＬＬ回路等によって構成され、ＬＰＦ３５から入力された信号ｃを基に、受信信号のキャリア（搬送波）と同一周波数且つ同一位相のキャリア信号を生成して出力する。

位相シフト器３２は、キャリア再生回路３１から入力された信号の位相を９０度遅らせて（シフトして）出力する。

乗算回路３３は、フィルタ回路１７から入力された信号Ｓと、位相シフト器３２から入力された信号とを乗算し、信号ａとして出力する。

ＬＰＦ３４は、乗算回路３３から入力された信号ａに対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して、信号ｂとして出力する。

ＬＰＦ３５は、ＬＰＦ３４から入力された信号ｂに対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して、信号ｃとして出力する。

信号再生回路４０Ａは、乗算回路４１と、ＬＰＦ４２と、位相シフト回路４３と、加算器４４と、減算器４５と、判別出力回路５０Ａとを備えている。

乗算回路４１は、フィルタ回路１７から入力された信号Ｓと、キャリア再生回路３１から入力された信号とを乗算し、信号ｄとして出力する。ＬＰＦ４２は、乗算回路４１から入力された信号ｄに対して所定範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して、信号ｅとして出力する。

位相シフト回路４３は、位相シフト器４３ａと、位相シフト器４３ｂとを備えている。この位相シフト回路４３は、公知の広帯域移相回路によって実現され。具体例としては、例えばBedrosianにより提案された、１つの入力信号に対して、Ａ度（α[rad]）位相の異なる信号と、（Ａ＋９０）度（（α＋π／２）[rad]）位相の異なる信号とを出力する回路等が挙げられる。

位相シフト器４３ａは、ＬＰＦ４２から入力された信号ｅの位相をα[rad]遅らせ、信号ｆとして出力する。位相シフト器４３ｂは、ＬＰＦ３４から入力された信号ｂの位相を（π／２＋α）[rad]遅らせ、信号ｇとして出力する。従って、信号ｇは、信号ｆに対して位相がπ[rad]（即ち、１８０度）遅れた信号となる。

ここで、位相シフト器４３ａ，４３ｂそれぞれがシフトする位相「α」は、例えば、図１０（ａ）に示すＩ信号とＱ信号の位相変化（Ａ゜）のように、位相シフト器４３ａ，４３ｂそれぞれが有する位相特性から生じたものである。図１０（ａ）によれば、周波数ｆｒｑ１におけるＩ信号の位相ｐｈｓ４とＱ信号の位相ｐｈｓ２の位相差は９０゜で、周波数ｆｒｐ２におけるＩ信号の位相ｐｈｓ３とＱ信号の位相ｐｈｓ１の位相差は９０゜となる。そして、周波数ｆｒｑ１〜ｆｒｑ２の範囲においてＩ信号とＱ信号の位相差は、９０゜であることがわかる。即ち、受信信号におけるＩ信号の位相を移相手段によって変化させた信号特性と、受信信号におけるＱ信号の位相を他の移相手段によって変化させた信号は、ある範囲の周波数において９０゜の位相差を持つようになる。また、図１０（ａ）に示すように、受信希望信号（受信信号）は、周波数が高くなるに従って位相が遅れる特性を有している。「α」は、これらの位相特性から９０゜の位相差を保つために生じる受信希望信号の搬送波の検波出力信号に対する遅れ位相に相当する。また、位相シフト回路４３は、広帯域位相回路で成る。従って、当該周波数を含む一定周波数範囲の信号を確実に９０度シフトさせることができる。このため、搬送波の周波数であるとは限らないノイズを含む信号を概ノイズごと９０度シフトさせることができる。

加算器４４は、位相シフト器４３ａから入力された信号ｆと、位相シフト器４３ｂから入力された信号ｇとを加算し、信号ｈ１として出力する。減算器４５は、位相シフト器４３ａから入力された信号ｆから、位相シフト器４３ｂから入力された信号ｇを減算し、信号ｈ２として出力する。

判別出力回路５０Ａは、微分回路５１，５３と、ＬＰＦ５２，５４，５９と、乗算器５５と、コンパレータ５６と、スイッチ５８Ａとを備え、加算器４４から入力された信号ｈ１と、減算器４５から入力された信号ｈ２との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別して、判別した信号を出力する。

微分回路５１は、位相シフト器４３ａから入力された信号ｆを時間微分し、信号ｉとして出力する。ＬＰＦ５２は、微分回路５１から入力された信号ｉに対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断し、信号ｊとして出力する。

微分回路５３は、位相シフト器４３ｂから入力された信号ｇを時間微分し、信号ｋとして出力する。ＬＰＦ５４は、微分回路５３から入力された信号ｋに対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断し、信号ｌとして出力する。

乗算器５５は、ＬＰＦ５２から入力された信号ｊと、ＬＰＦ５４から入力された信号ｌとを乗算し、信号ｍとして出力する。

コンパレータ５６は、乗算器５５から入力された信号ｍのレベルと所定レベルＶ１とを比較し、比較結果に応じた信号ｎを出力する。具体的には、信号ｍのレベルが所定レベルＶ１より大きいならばＨｉｇｈレベルの信号を信号ｎとして出力し、そうでないならばＬｏｗレベルの信号を信号ｎとして出力する。

スイッチ５８Ａは、コンパレータ５６から入力される信号ｎに従って端子５８ａ又は端子５８ｂに接続し、信号ｈ１又は信号ｈ２を信号ｈとして出力する。具体的には、信号ｎがＨｉｇｈレベルの信号である場合には、端子５８ｂに接続し、信号ｈ２を信号ｈとして出力する。また、信号ｎがＬｏｗレベルの信号である場合には、端子５８ａに接続し、信号ｈ１を信号ｈとして出力する。

ＬＰＦ５９は、スイッチ５８Ａから入力される信号ｈに対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断し、信号Ｐとして出力する。この信号Ｐが、検波回路２０Ａからの出力信号となる。

続いて、検波回路２０Ａを構成する各部の動作を、各信号の論理式を用いて説明する。
フィルタ回路１７から入力された信号Ｓには、受信希望信号（本来、受信したい周波数を持つ信号。ここでは、長波標準電波である。）とノイズとが含まれる。受信希望信号の搬送波の周波数をωとし、その信号波を「Ａｓｉｎω」とする。ここで、振幅Ａは、時間関数であるが、長波標準電波である受信希望信号に対して極めて長い周期で変化するものであるとともに、１０％又は１００％の変調度である。このため、振幅Ａをほぼ定数とみなすことができる。従って、信号Ｓは、次式（１）に示すように、受信希望信号の振幅成分Ａとノイズの振幅成分Ｂとの合成によって表すことができる。

上式（１）において、Δωは受信希望信号の搬送波との周波数の差であり、φは受信希望信号との位相差である。

先ず、キャリア抽出回路３０におけるキャリア信号の生成について説明する。キャリア抽出回路３０において、キャリア再生回路３１から出力される信号を「ｓｉｎ（ωｔ＋δ）」とする。ここで、δは受信希望信号との位相差（位相ずれ）である。すると、位相シフト器３２から出力される信号は、この信号の位相ωを「π／２（９０度）」進ませた信号であるので、「ｃｏｓ（ωｔ＋δ）」となる。

乗算回路３３は、この位相シフト器３２から出力される信号「ｃｏｓ（ωｔ＋δ）」と信号Ｓとを乗算し、信号ａとして出力する。従って、信号ａは次式（２）で与えられる。

この信号ａは、ＬＰＦ３４を通過することで高周波成分が遮断され、次式（３）で表される信号ｂとして出力される。

この信号ｂは、一般的にゆっくりとした変化をしているので、ＬＰＦ３５を通過することで、信号Ｓとキャリア再生回路３１から出力された信号との位相差に応じた制御電圧が信号ｃとして出力される。そして、信号ｂがキャリア再生回路３１にフィードバック（帰還）され位相補正が行われることで、キャリア再生回路３１から出力される信号における「δ」の位相ずれが補正され、「ｓｉｎωｔ」に収束する。即ち、キャリア再生回路３１から出力される信号は、受信信号と同一周波数且つ同一位相の信号（キャリア信号）となる。そして、位相シフト器３２から出力される信号は、「ｃｏｓωｔ」となる。

次に、検波回路２０Ａにおける検波信号の生成について説明する。
キャリア抽出回路３０において、乗算回路３３は、信号Ｓと位相シフト器３２から入力される「ｃｏｓωｔ」の信号とを乗算し、信号ａとして出力する。従って、信号ａは次式（４）で表される。

この信号ａは、ＬＰＦ３４を通過することで高周波成分が遮断され、次式（５）で表される信号ｂとして出力される。

また、信号再生回路４０Ａにおいて、乗算回路４１は、信号Ｓとキャリア再生回路３１から入力される「ｓｉｎωｔ」の信号とを乗算し、信号ｄとして出力する。従って、信号ｄは次式（６）で表される。

この信号ｄは、ＬＰＦ４２を通過することで高周波成分が遮断され、次式（７）で表される信号ｅとして出力される。

そして、位相シフト器４３ａは、信号ｅの位相を（−α）[rad]進ませ、信号ｆとして出力する。従って、信号ｆは次式（８）で表される。

また、位相シフト器４３ｂは、信号ｂの位相を（−π／２−α）[rad]進ませ、信号ｇとして出力する。従って、信号ｇは次式（９）で表される。

即ち、この信号ｇは、信号ｆに対して逆相となっている。

そして、加算器４４は、信号ｆと信号ｇとを加算し、信号ｈ１として出力する。従って、信号ｈ１は次式（１０）で表される。

また、減算器４５は、信号ｆから信号ｇを減算し、信号ｈ２として出力する。従って、信号ｈ２は次式（１１）で表される。

また、微分回路５１は、信号ｆを時間ｔで微分し、信号ｉとして出力する。従って、信号ｉは次式（１２）で表される。

この信号ｉは、ＬＰＦ５２を通過することで高周波成分が遮断され、信号ｊとなる。

また、微分回路５３は、信号ｇを時間ｔで微分し、信号ｋとして出力する。従って、信号ｋは次式（１３）で表される。

この信号ｋは、ＬＰＦ５４を通過することで高周波成分が遮断され、信号ｌとなる。

そして、乗算器５５は、信号ｊと信号ｌとを乗算し、信号ｍとして出力する。従って、信号ｍは次式（１４）で表される。

ところで、ノイズが単一周波数であるとすると、このノイズの周波数は、受信希望信号の搬送波の周波数に対して高い（大きい）場合と低い（小さい）場合とが考えられる。具体的には、Δω＞０、とすると、例えばノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い場合には、上述した式（１）〜（１４）が成立する。しかし、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より小さい場合には、「Δω」を「−Δω」とする必要がある。

即ち、信号ｅは、式（７）において、「Δω」を「−Δω」とした次式（１５）で表される。

そして、信号ｆは、次式（１６）で表される。

信号ｂは、式（５）において、「Δω」を「−Δω」とした次式（１７）で表される。

そして、信号ｇは、次式（１８）で表される。

更に、信号ｆと信号ｇとを加算して得られる信号ｈ１は、次式（１９）で表される。

信号ｆから信号ｇを減算して得られる信号ｈ２は、次式（２０）で表される。

また、信号ｆを時間ｔで微分して得られる信号ｉは、次式（２１）で表される。

信号ｇを時間ｔで微分して得られる信号ｋは、次式（２２）で表される。

そして、信号ｍは、次式（２３）で表される。

このように、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い場合には、式（１０）、（１１）に示したように、信号ｈ１は、受信希望信号を再生した信号、即ちノイズのキャンセルされた信号となり、信号ｈ２は、受信希望信号にノイズが混入・重畳された信号となる。一方、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より低い場合には、式（１９）、（２０）に示したように、信号ｈ１は、受信希望信号にノイズが混入・重畳された信号となり、信号ｈ２は、受信希望信号を再生した信号、即ちノイズのキャンセルされた信号となる。

判別出力回路５０Ａは、信号ｈ１，ｈ２の何れがノイズのキャンセルされた信号であるかを判別し、該ノイズのキャンセルされた信号を選択して信号Ｐとして出力している。

具体的には、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い場合には、式（１２）、（１３）に示したように、信号ｊと信号ｌとは逆相となり、式（１４）に示したように、この信号ｊと信号ｌとを乗算した信号ｍのレベルは必ず「負」となる。従って、コンパレータ５６から出力される信号ｎはＬｏｗレベルの信号となり、スイッチ５８Ａは端子５８ａに接続され、受信希望信号のみを再生した（ノイズのキャンセルされた）信号ｈ１が、信号ｈとして出力される。

一方、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より低い場合には、式（２１）、（２２）に示したように、信号ｊと信号ｌとは同相となり、式（２３）に示したように、この信号ｊと信号ｌとを乗算した信号ｍのレベルは必ず「正」となる。従って、コンパレータ５６の負端子に印加される電圧レベルＶ１を、回路で発生するバイアス電圧レベルよりも小さく設定しておくことで、信号ｎはＨＩｇｈレベルの信号となる。そして、スイッチ５８Ａは端子５８ｂに接続され、受信希望信号のみを再生した（ノイズのキャンセルされた）信号ｈ２が、信号ｈとして出力される。

このように、判別出力回路５０Ａは、信号ｍの正負（極性）を判断することで、信号ｊと信号ｌとが互いに同相であるか逆相であるかを判断し、信号ｈ１，ｈ２の何れか、ノイズのキャンセルされた信号であるかを判別し、出力している。

＜作用・効果＞
以上、第１実施形態によれば、検波回路２０Ａの信号再生回路４０Ａにおいて、受信信号である信号Ｓとキャリア信号とを乗算した信号ｅをＡ度（α[rad]）遅らせた信号ｆと、信号Ｓとキャリア信号を９０度進ませた信号とを乗算した信号ｂを、（９０＋Ａ）度（（π／２＋α）[rad]）遅らせた信号ｇとが生成される。次いで、信号ｆと信号ｇとを加算した信号ｈ１と、信号ｆから信号ｇを減算した信号ｈ２とが生成される。そして、判別出力回路５０Ａにより、信号ｈ１を微分した信号ｉと、信号ｈ２を微分した信号ｌとを乗算した信号ｍのレベルを所定電圧Ｖ１と比較することで、信号ｈ１，ｈ２の何れがノイズのキャンセルされた信号であるかが判別されて出力される。

即ち、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い場合には、式（１２）、（１３）に示したように、信号ｊと信号ｌとは逆相となり、式（１４）に示したように、この信号ｊと信号ｌとを乗算した信号ｍのレベルは「負」となる。一方、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より低い場合には、式（２１）、（２２）に示したように、信号ｊと信号ｌとは同相となり、式（２３）に示したように、この信号ｊと信号ｌとを乗算した信号ｍのレベルは「正」となる。

このため、信号ｍの振幅の正負を判断することで、信号ｊと信号ｌとが互いに同相であるか逆相であるかを判断し、信号ｈ１，ｈ２の何れがノイズのキャンセルされた信号であるかを判別できる。従って、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い／低い何れの場合であっても、ノイズを確実にキャンセルした検波信号（信号Ｐ）を得ることができる。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態を説明する。第２実施形態は、上述した第１実施形態において、検波回路２０Ａ（図３参照）を、図４に示す検波回路２０Ｂに置き換えた実施形態である。このため、第２実施形態では、上述した第１実施形態と同一の構成要素については同符合を付し、詳細な説明を省略する。

＜検波回路＞
図４は、第２実施形態における検波回路２０Ｂの回路構成を示すブロック図である、同図によれば、検波回路２０Ｂは、キャリア抽出回路３０と、信号再生回路４０Ｂとを備えている。

信号再生回路４０Ｂは、乗算回路４１と、ＬＰＦ４２と、位相シフト回路４３と、加算器４４と、減算器４５と、判別出力回路５０Ｂとを備えている。判別出力回路５０Ｂは、検波器６０，６２と、ＬＰＦ５９，６１，６３と、コンパレータ６４と、スイッチ５８Ｂとを備えている。

検波器６０は、加算器４４から入力される信号ｈ１を自乗等することによって検波し、信号ｑ１として出力する。ＬＰＦ６１は、検波器６０から入力される信号ｑ１に対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断し、信号ｑ２として出力する。即ち、信号ｑ２は、信号ｈ１全体の信号レベルに相当する。

検波器６２は、減算器４５から入力される信号ｇを自乗等することによって検波し、信号ｒ１として出力する。
ＬＰＦ６３は、検波器６２から入力される信号ｒ１に対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断し、信号ｒ２として出力する。即ち、信号ｒ２は、信号ｈ２全体の信号レベルに相当する。

コンパレータ６４は、ＬＰＦ６１から入力される信号ｑ２と、ＬＰＦ６３から入力される信号ｒ２とのレベルを比較し、比較結果に応じた信号ｕを出力する。具体的には、信号ｒ２のレベルが信号ｑ２のレベルより高い場合には、Ｈｉｇｈレベルの信号を信号ｕとして出力し、そうでない場合にはＬｏｗレベルの信号を信号ｕとして出力する。

スイッチ５８Ｂは、信号ｕに従って端子５８ａ又は端子５８ｂに接続し、信号ｈ１又は信号ｈ２を信号ｈとして出力する。具体的には、信号ｕがＨｉｇｈレベルである場合には、端子５８ａに接続し、信号ｈ１を信号ｈとして出力する。また、信号ｕがＬｏｗレベルである場合には、端子５８ｂに接続し、信号ｈ２を信号ｈとして出力する。

ここで、上述した第１実施形態と同様に、ノイズが単一周波数であるとすると、このノイズの周波数は、受信希望信号の搬送波の周波数に対して高い（大きい）場合と低い（小さい）場合とが考えられる。

つまり、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い場合には、信号ｈ１は式（１０）で表され、信号ｈ２は式（１１）で表される。即ち、信号ｈ１は、受信希望信号を再生した信号、即ちノイズのキャンセルされた信号となり、信号ｈ２は、受信希望信号にノイズが混入・重畳された信号となる。一方、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より低い場合には、信号ｈ１は式（１９）で表され、信号ｈ２は式（２０）で表される。即ち、信号ｈ１は、受信希望信号にノイズが混入・重畳された信号となり、信号ｈ２は、受信希望信号を再生した信号、即ちノイズのキャンセルされた信号となる。

判別出力回路５０Ｂは、信号ｈ１，ｈ２の何れが、ノイズのキャンセルされた信号であるかを判別し、該ノイズのキャンセルされた信号を選択して信号Ｐとして出力している。

判別出力回路５０Ｂによる信号判別の原理を、図５に示す波形図を参照して説明する。同図は、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数よりも低い場合を示している。この場合、同図（ａ）の上部に示すように、信号ｈ１は、方形波である再生信号にノイズが混入・重畳された波形となる。そして、同図（ａ）の下部に示すように、この信号ｈ１の検波信号である信号ｑ１は、実線で示す波形となり、更に、ＬＰＦ６１を通過させた信号ｑ２は、点線で示す波形となる。

また、同図（ｂ）の上部に示すように、信号ｈ２は、受信希望信号を再生した方形波となる。そして、同図（ｂ）の下部に示すように、この信号ｈ２の検波信号である信号ｒ１、及び、これをＬＰＦ６３に通過させた信号ｒ２は、ともに実線で示すように、レベルがほぼ一定の波形となる。尚、詳細には、受信希望信号の振幅変化の時点で僅かにレベル変動している。

そして、信号ｈ１，ｈ２それぞれの信号全体のレベルに相当する信号ｑ２と信号ｒ２とを比較すると、信号ｒ２の方が、混入・重畳されているノイズ分だけ大きい。このため、コンパレータ６４で信号ｑ２と信号ｒ２とのレベルを比較することで、信号ｈ１，ｈ２の何れにノイズが混入・重畳されているかを判別できる。

また、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数よりも高い場合には、図示しないが、上述した場合と逆となる。即ち、同図（ａ）の上部の信号ｈ１が信号ｈ２に該当し、同図（ａ）の上部の信号ｈ２が信号ｈ１に該当する。

つまり、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い場合には、信号ｈ２全体の信号レベルに相当する信号ｒ２は、信号ｈ１全体の信号レベルに相当する信号ｑ２より、そのレベルが高い（大きい）。従って、コンパレータ６４から出力される信号ｕはＨｉｇｈレベルの信号となる。そして、スイッチ５８Ｂは端子１に接続され、受信希望信号のみを再生した、ノイズのキャンセルされた信号ｈ１が、信号ｈとして出力される。

一方、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より低い場合には、信号ｈ２全体の信号レベルに相当する信号ｒ２は、信号ｈ１全体の信号レベルに相当する信号ｑ２より、そのレベルが低い（小さい）。従って、コンパレータ６４から出力される信号ｕはＬｏｗレベルの信号となる。そして、スイッチ５８Ｂは端子５８ｂに接続され、受信希望信号のみを再生した、ノイズがキャンセルされた信号ｈ２が、信号ｈとして出力される。

このように、判別出力回路５０Ｂは、信号ｑ２と信号ｒ２との大小を判断することで、信号ｈ１，ｈ２の何れが、ノイズがキャンセルされた信号であるかを判別している。

＜作用・効果＞
以上、第２実施形態によれば、検波回路２０Ｂの信号再生回路４０Ｂにおいて、受信信号である信号Ｓとキャリア信号とを乗算した信号ｅをＡ度（α[rad]）遅らせた信号ｆと、信号Ｓとキャリア信号を９０度進ませた信号とを乗算した信号ｂを、（９０＋Ａ）度（（π／２＋α）[rad]）遅らせた信号ｇとが生成される。次いで、信号ｆと信号ｇとを加算した信号ｈ１と、信号ｆから信号ｇを減算した信号ｈ２とが生成される。そして、判別出力回路５０Ｂにより、信号ｈ１を検波した、信号ｈ１全体の信号レベルに相当する信号ｑ２と、信号ｈ２を検波した、信号ｈ２全体の信号レベルに相当する信号ｒ２とがコンパレータ５６で比較され、その比較結果を基に、信号ｈ１，ｈ２の何れがノイズのキャンセルされた信号であるかが判別・出力される。

即ち、信号ｈ１，ｈ２の内、ノイズが混入・重畳された方の信号のレベルは、そのノイズ分だけ大きい。このため、信号ｑ２と信号ｒ２とのレベルを比較することで、信号ｈ１，ｈ２の何れがノイズのキャンセルされた信号かを判別できる。従って、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い／低い何れの場合であっても、ノイズを確実にキャンセルした検波信号（信号Ｐ）を得ることができる。

［第３実施形態］
次に、第３実施形態を説明する。第３実施形態は、上述した第１実施形態において、検波回路２０Ａ（図３参照）を、図６に示す検波回路２０Ｃに置き換えた実施形態である。このため、第３実施形態では、上述した第１実施形態と同一の構成要素については同符合を付し、詳細な説明を省略する。

図６は、第３実施形態における検波回路２０Ｃの回路構成を示すブロック図である。同図によれば、検波回路２０Ｃは、キャリア抽出回路３０と、信号再生回路４０Ｃとを備えている。

信号再生回路４０Ｃは、乗算回路４１と、ＬＰＦ４２と、位相シフト回路４３と、加算器４４と、減算器４５と、判別出力回路５０Ｃとを備えている。判別出力回路５０Ｃは、コンパレータ６６，６８，７１と、ＬＰＦ５９，６７，６９と、加算器７０と、スイッチ５８Ｃとを備えている。

コンパレータ６６は、加算器４４から入力された信号ｈ１と所定レベルＶ４とを比較し、比較結果に応じた信号ｗ１を出力する。具体的には、信号ｈ１のレベルがレベルＶ４より高い場合には、Ｈｉｇｈレベルの信号を信号ｗ１として出力し、そうでない場合には、Ｌｏｗレベルの信号を信号ｗ１として出力する。ここで、レベルＶ４は、信号ｈ１のレベルが所定の高レベル閾値を超えたことを検出するためのものであり、受信希望信号の最高レベルである１００％の変調度での信号レベルより高く設定されている。

ＬＰＦ６７は、コンパレータ６６から入力される信号ｗ１に対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断し、信号ｗ２として出力する。

コンパレータ６８は、加算器４４から入力される信号ｈ１と所定レベルＶ５とを比較し、比較結果に応じた信号ｘ１を出力する。具体的には、信号ｈ１のレベルがレベルＶ５より低い場合には、Ｈｉｇｈレベルの信号を信号ｘ１として出力し、そうでない場合には、Ｌｏｗレベルの信号を信号ｘ１として出力する。ここで、レベルＶ５は、信号ｈ１のレベルが所定の低レベル閾値を下回ったことを検出するためのものであり、受信希望信号の最低レベルである１０％の変調度での信号レベルより小さく設定されている。

ＬＰＦ６９は、コンパレータ６８から入力される信号ｘ１に対して所定の低域範囲の周波数を通過させ、範囲外の周波数成分を遮断して、信号ｘ２として出力する。

加算器７０は、ＬＰＦ６７から入力される信号ｗ２と、ＬＰＦ６９から入力される信号ｘ２とを加算し、信号ｙとして出力する。

コンパレータ７１は、加算器７０から入力される信号ｙと、所定のレベルＶ６とを比較し、比較結果に応じた信号ｚを出力する。ここで、レベルＶ６は、信号ｙがＨｉｇｈレベルであることを検出するためのものであり、信号ｙのＨｉｇｈレベルより小さく、且つ、信号ｙのＬｏｗレベルより高く設定されている。つまり、コンパレータ７１は、信号ｙのレベルがＶ６より高い、即ちＨｉｇｈレベルの場合には、Ｈｉｇｈレベルの信号を信号ｚとして出力し、そうでない、即ちＬｏｗレベルの場合には、Ｌｏｗレベルの信号を信号ｚとして出力する。

スイッチ５８Ｃは、コンパレータ７１から入力される信号ｚに従って端子５８ａ又は端子５８ｂに接続し、信号ｈ１又は信号ｈ２を信号ｈとして出力する。具体的には、信号ｚがＨｉｇｈレベルである場合には、端子５８ｂに接続し、信号ｈ２を信号ｈとして出力する。また、信号ｚがＬｏｗレベルである場合には、端子５８ａに接続し、信号ｈ１を信号ｈとして出力する。

ここで、上述した第１実施形態と同様に、ノイズが単一周波数であるとすると、このノイズの周波数は、受信希望信号の搬送波の周波数に対して高い場合と低い場合とが考えられる。

つまり、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い場合には、信号ｈ１は式（１０）で表され、信号ｈ２は式（１１）で表される。即ち、信号ｈ１は受信希望信号を再生した信号、即ちノイズがキャンセルされた信号となり、信号ｈ２は、受信希望信号にノイズが混入・重畳された信号となる。一方、ノイズの周波数が受信希望信号より低い場合には、信号ｈ１は式（１９）で表され、信号ｈ２は式（２０）で表される。即ち、信号ｈ１は、受信希望信号が再生された信号、即ちノイズがキャンセルされた信号となり、信号ｈ２は、受信希望信号にノイズが混入・重畳された信号となる。

判別出力回路５０Ｃは、信号ｈ１，ｈ２の何れが、ノイズがキャンセルされた信号であるかを判別し、該判ノイズがキャンセルされた信号を選択して信号Ｐとして出力している。

判別出力回路５０Ｃによる信号判別の原理を、図７に示す波形図を参照して説明する。同図は、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より低い場合を示している。この場合、同図に示すように、信号ｈ１は、方形波である再生信号にノイズが混入・重畳された信号となる。そして、この信号ｈ１のレベルと、所定の閾値であるレベルＶ４，Ｖ５それぞれと比較すると、信号ｈ１の波形の内、１００％の変調度に相当する部分ではレベルＶ４を超え、１０％の変調度に相当する部分ではレベルＶ５を下回る。

また、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数よりも高い場合には、図示しないが、上述した場合と逆となる。即ち、信号ｈ１は、再生信号である方形波となるため、信号ｈ１のレベルは、レベルＶ４を超えず、且つ、レベルＶ５を下回らない。

このため、コンパレータ６６，６８により、信号ｈ１のレベルと、レベルＶ４，Ｖ５それぞれとのレベルを比較することで、信号ｈ１，ｈ２の何れにノイズが混入・重畳されているかを判別できる。

つまり、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い場合には、信号ｈ１は、ノイズがキャンセルされた信号となるので、コンパレータ６６，６８それぞれから出力される信号ｗ１，ｘ１は、ともにＬｏｗレベルの信号となり、信号ｗ２，ｘ２も、ともにＬｏｗレベルの信号となる。従って、信号ｙはＬｏｗレベルの信号となり、信号ｚはＬｏｗレベルの信号となる。そして、スイッチ５８Ｃは端子１に接続され、受信希望信号のみを再生した（ノイズがキャンセルされた）信号ｈ１が、信号ｈとして出力される。

一方、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より低い場合には、信号ｈ１は、ノイズが混入・重畳された信号となるので、コンパレータ６６，６８それぞれから出力される信号ｗ２，ｘ２は、交互に、断続的にＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとを繰り返す信号となる。そして、信号ｈ１のレベルがレベルＶ４を超える頻度、及び、レベルＶ５を下回る頻度がある程度大きくなると、信号ｗ２，ｘ２それぞれのレベルが上昇し、信号ｙのレベルがレベルＶ６を超えると、コンパレータ７１から出力される信号ｚがＨｉｇｈレベルとなる。すると、スイッチ５８Ｃが端子５８ｂに接続され、受信希望信号のみを再生した（ノイズがキャンセルされた）信号ｈ２が、信号ｈとして出力される。

＜作用・効果＞
以上、第３実施形態によれば、検波回路２０Ｃの信号再生回路４０Ｃにおいて、受信信号である信号Ｓとキャリア信号とを乗算した信号ｅをＡ度（α[rad]）遅らせた信号ｆと、信号Ｓとキャリア信号を９０度進ませた信号とを乗算した信号ｂを、（９０＋Ａ）度（（π／２＋α）[rad]）遅らせた信号ｇとが生成される。次いで、信号ｆと信号ｇとを加算した信号ｈ１と、信号ｆから信号ｇを減算した信号ｈ２とが生成される。そして、判別出力回路５０Ｃにより、信号ｈ１のレベルと、高レベル閾値であるレベルＶ４、及び、低レベル閾値であるレベルＶ５それぞれとが比較され、その比較結果を基に、信号ｈ１，ｈ２の何れがノイズのキャンセルされた信号であるかが判別・出力される。従って、ノイズの周波数が受信希望信号の搬送波の周波数より高い／低い何れの場合であっても、ノイズを確実にキャンセルした検波信号（信号Ｐ）を得ることができる。

［変形例］
尚、本発明の適用は上述した３つの実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

（Ａ）電波受信装置６２０をストレート方式とする
上述した各実施形態では、スーパーヘテロダイン方式の電波受信装置６２０を用いることとしたが、ストレート方式を用いることとしても良い。

図８は、ストレート方式の電波受信装置６３０の回路構成を示すブロック図である。同図において、上述したスーパーヘテロダイン方式の電波受信装置６２０（図２参照）と同一の構成要素については同符合を付している。図８によれば、ストレート方式の電波受信装置６３０は、受信アンテナＡＮＴ１と、ＲＦ増幅回路１１と、フィルタ回路１２と、検波回路２０Ａとを備えている。この場合、検波回路２０Ａには、フィルタ回路１２から出力された信号Ｓ１が入力される。

（Ｂ）中継器に適用
また、上述した実施形態では、本発明を電波時計に適用した場合について説明したが、中継器に適用しても良い。中継器とは、例えば内部に電波が届き難い鉄骨住宅等の室内等に設置され、長波標準電波を受信して正確な時刻情報を得、この時刻情報を送信する装置である。そして、室内に在る電波時計は、この中継器から送信される時刻情報を受信して時刻修正を行う。

図９は、本発明を適用した中継器２の内部構成を示すブロック図である。尚、同図において、上述した電波時計１（図２参照）と同一の構成要素については同符合を付している。図９によれば、中継器２は、ＣＰＵ１００と、入力部２００と、表示部３００と、ＲＯＭ４００と、ＲＡＭ５００と、受信制御部６００と、タイムコード生成部７００と、計時回路部８００と、発振回路部８２０と、送信部９００とを備えている。

送信部９００は、送信アンテナを備え、計時回路部８００によって計時された現在時刻データに基づいて中継タイムコードを生成し、該中継タイムコードに搬送波を付加して中継電波とし、送信アンテナを介して送信する。このときの搬送波は、長波標準電波と同一であっても良いし、中継電波として専用の電波であっても良い。長波標準電波等同一である場合には、室内等に設置される電波時計は通常の電波時計であって良い。また、中継電波として専用の電波である場合には、電波時計には当該中継電波を受信する手段が必要となる。

電波時計の内部構成図。 電波受信装置の回路構成図。 第１実施形態における検波回路の回路構成図。 第２実施形態における検波回路の回路構成図。 第２実施形態における検波回路の各信号の波形図。 第３実施形態における検波回路の回路構成図。 第３実施形態における検波回路の各信号の波形図。 ストレート方式の電波受信装置の回路構成図。 中継器の内部構成図。 受信信号とノイズの位相特性（ａ）、スペクトル（ｂ）の模式図。

符号の説明

１ 電波時計
１００ ＣＰＵ
２００ 入力部
３００ 表示部
４００ ＲＯＭ
５００ ＲＡＭ
６００ 受信制御部
６２０ 電波受信装置
ＡＮＴ１ 受信アンテナ
１１ ＲＦ増幅回路
１２，１５，１７ フィルタ回路
１３ 周波数変換回路
１４ 局部発振回路
１６ ＩＦ増幅回路
１８ ＡＧＣ回路
２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ 検波回路
３０ キャリア抽出回路
３１ キャリア再生回路
３２ 位相シフト器
３３ 乗算回路
３４，３５ ＬＰＦ
４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃ 信号再生回路
４１ 乗算回路
４２ ＬＰＦ
４３ 位相シフト回路
４３ａ，４３ｂ 位相シフト器
４４ 加算器
４５ 減算器
５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ 判別出力回路
５１，５３ 微分回路
５２，５４，５９，６１，６３，６７，６９ ＬＰＦ
５５ 乗算器
５６，６４，６６，６８，７１ コンパレータ
５８Ａ，５８Ｂ，５８Ｃ スイッチ
５８ａ，５８ｂ 端子
６０，６２ 検波器
７０ 加算器
７００ タイムコード生成部
８００ 計時回路部
８２０ 発振回路部
２ 中継器
９００ 送信部

Claims (4)

1. アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
   前記生成されたキャリア信号の位相を９０度シフトし、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段と、
   このキャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号の高周波成分を遮断する第１のローパスフィルタと、
   この第１のローパスフィルタを介したキャリア移相乗算信号の位相を（９０＋Ａ）度シフトさせて第２の移相信号として出力する第２移相手段と、
   前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
   この乗算手段によって出力された乗算信号の高周波成分を遮断する第２のローパスフィルタと、
   この第２のローパスフィルタを介した乗算信号の移相をＡ度シフトさせて第１の移相信号として出力する第１移相手段と、
   この第１移相手段によって出力された第１の移相信号と前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号とを加算して加算信号として出力する加算手段と、
   前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号及び前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号の何れか一方から他方を減算して減算信号として出力する減算手段と、
   前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号を微分して第１の微分信号として出力する第１の微分手段と、
   前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号を微分して第２の微分信号として出力する第２の微分手段と、
   前記第１の微分手段によって出力された第１の微分信号の位相と前記第２の微分信号によって出力された第２の微分信号の位相とが同相か逆相かを判別することで、前記加算手段によって出力された加算信号と前記減算手段によって出力された減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別し、この判別したノイズのキャンセルされた信号を検波信号として出力する判別出力手段と、
   を備えることを特徴とする電波受信装置。
2. アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
   前記生成されたキャリア信号の位相を９０度シフトし、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段と、
   このキャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号の高周波成分を遮断する第１のローパスフィルタと、
   この第１のローパスフィルタを介したキャリア移相乗算信号の位相を（９０＋Ａ）度シフトさせて第２の移相信号として出力する第２移相手段と、
   前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
   この乗算手段によって出力された乗算信号の高周波成分を遮断する第２のローパスフィルタと、
   この第２のローパスフィルタを介した乗算信号の移相をＡ度シフトさせて第１の移相信号として出力する第１移相手段と、
   この第１移相手段によって出力された第１の移相信号と前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号とを加算して加算信号として出力する加算手段と、
   前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号及び前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号の何れか一方から他方を減算して減算信号として出力する減算手段と、
   前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号を微分して第１の微分信号として出力する第１の微分手段と、
   前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号を微分して第２の微分信号として出力する第２の微分手段と、
   前記第１の微分手段によって出力された第１の微分信号と前記第２の微分信号によって出力された第２の微分信号とを乗算して微分乗算信号として出力する乗算手段と、
   この乗算手段によって出力された微分乗算信号を所定電圧と比較とすることで、前記第１の微分信号の位相と前記第２の微分信号の位相とが同相か逆相かを判別することで、前記加算手段によって出力された加算信号と前記減算手段によって出力された減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別し、この判別したノイズのキャンセルされた信号を検波信号として出力する判別出力手段と、
   を備えることを特徴とする電波受信装置。
3. アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
   前記生成されたキャリア信号の位相を９０度シフトし、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段と、
   このキャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号の高周波成分を遮断する第１のローパスフィルタと、
   この第１のローパスフィルタを介したキャリア移相乗算信号の位相を（９０＋Ａ）度シフトさせて第２の移相信号として出力する第２移相手段と、
   前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
   この乗算手段によって出力された乗算信号の高周波成分を遮断する第２のローパスフィルタと、
   この第２のローパスフィルタを介した乗算信号の移相をＡ度シフトさせて第１の移相信号として出力する第１移相手段と、
   この第１移相手段によって出力された第１の移相信号と前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号とを加算して加算信号として出力する加算手段と、
   前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号及び前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号の何れか一方から他方を減算して減算信号として出力する減算手段と、
   前記加算手段によって出力された加算信号から当該加算信号全体の信号レベルを判定し、加算信号全体レベル信号として出力する加算信号全体レベル判定手段と、
   前記減算手段によって出力された減算信号から当該減算信号全体の信号レベルを判定し、減算信号全体レベル信号として出力する減算信号全体レベル判定手段と、
   前記加算信号全体レベル判定手段によって出力された加算信号全体レベル信号と前記減算信号全体レベル判定手段によって出力された減算信号全体レベル信号との大小関係を判別することで、前記加算手段によって出力された加算信号と前記減算手段によって出力された減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別し、この判別したノイズのキャンセルされた信号を検波信号として出力する判別出力手段と、
   を備えることを特徴とする電波受信装置。
4. アンテナで受信した受信信号から該受信信号の搬送波と同一の周波数及び同一の位相であるキャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、
   前記生成されたキャリア信号の位相を９０度シフトし、前記受信信号と乗算してキャリア移相乗算信号として出力するキャリア移相乗算手段と、
   このキャリア移相乗算手段によって出力されたキャリア移相乗算信号の高周波成分を遮断する第１のローパスフィルタと、
   この第１のローパスフィルタを介したキャリア移相乗算信号の位相を（９０＋Ａ）度シフトさせて第２の移相信号として出力する第２移相手段と、
   前記受信信号と前記キャリア信号とを乗算して乗算信号として出力する乗算手段と、
   この乗算手段によって出力された乗算信号の高周波成分を遮断する第２のローパスフィルタと、
   この第２のローパスフィルタを介した乗算信号の移相をＡ度シフトさせて第１の移相信号として出力する第１移相手段と、
   この第１移相手段によって出力された第１の移相信号と前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号とを加算して加算信号として出力する加算手段と、
   前記第１移相手段によって出力された第１の移相信号及び前記第２移相手段によって出力された第２の移相信号の何れか一方から他方を減算して減算信号として出力する減算手段と、
   前記加算手段によって出力された加算信号及び前記減算手段によって出力された減算信号の何れか一方の信号と、理想とする検波信号の最高電圧以上に予め定められた高レベル閾値とを比較する高レベル閾値比較手段と、
   前記一方の信号と、前記理想とする検波信号の最低電圧以下に予め定められた低レベル閾値とを比較する低レベル閾値比較手段と、
   該高レベル閾値比較手段及び低レベル閾値比較手段の比較結果に基づいて、前記加算手段によって出力された加算信号と前記減算手段によって出力された減算信号との何れの信号がノイズのキャンセルされた信号かを判別し、この判別したノイズのキャンセルされた信号を検波信号として出力する判別出力手段と、
   を備えることを特徴とする電波受信装置。

Images