JPH1023081A - 信号検出回路 - Google Patents
信号検出回路Info
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- JPH1023081A JPH1023081A JP8172509A JP17250996A JPH1023081A JP H1023081 A JPH1023081 A JP H1023081A JP 8172509 A JP8172509 A JP 8172509A JP 17250996 A JP17250996 A JP 17250996A JP H1023081 A JPH1023081 A JP H1023081A
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- JP
- Japan
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- signal
- output
- circuit
- detection circuit
- band filter
- Prior art date
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- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 同期信号の検出精度向上と、フィルタ回路の
簡略化を図った信号検出回路の実現を課題とする。 【解決手段】 特定の周波数成分と直流成分を有する信
号を検出する信号検出回路で、特定の周波数成分に同調
した狭帯域フィルタ(101)の出力を第1の閾値(t
h1)と第1の比較回路(103)で比較し、入力信号
の平均値を抽出する平均値検出回路(102)の出力を
第2の比較回路(104)で高低2つの第2及び第3の
閾値(th2、th3)と比較し、狭帯域フィルタ(1
01)の出力が第1の閾値(th1)をこえ、かつ平均
値検出回路(102)の出力が第2の閾値(th2)及
び第3の閾値(th3)の間にあると判定した時、信号
が検出されたと判定する。
簡略化を図った信号検出回路の実現を課題とする。 【解決手段】 特定の周波数成分と直流成分を有する信
号を検出する信号検出回路で、特定の周波数成分に同調
した狭帯域フィルタ(101)の出力を第1の閾値(t
h1)と第1の比較回路(103)で比較し、入力信号
の平均値を抽出する平均値検出回路(102)の出力を
第2の比較回路(104)で高低2つの第2及び第3の
閾値(th2、th3)と比較し、狭帯域フィルタ(1
01)の出力が第1の閾値(th1)をこえ、かつ平均
値検出回路(102)の出力が第2の閾値(th2)及
び第3の閾値(th3)の間にあると判定した時、信号
が検出されたと判定する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は入力信号中から直流
成分に重畳された特定の周波数成分を有する被検出信号
を検出するための信号検出回路に関する。
成分に重畳された特定の周波数成分を有する被検出信号
を検出するための信号検出回路に関する。
【0002】
【従来の技術】各種通信において、送受信間の同期の確
立や、特定周波数を用いた信号により情報を伝達する場
合には、雑音や様々な周波数成分を有する信号の中か
ら、ある特定の周波数成分を含んだ信号を抽出する必要
がある。
立や、特定周波数を用いた信号により情報を伝達する場
合には、雑音や様々な周波数成分を有する信号の中か
ら、ある特定の周波数成分を含んだ信号を抽出する必要
がある。
【0003】この様な場合、その周波数成分に同調した
狭帯域フィルタを用いて抽出を行う場合が多く、その様
な回路を通常タンク回路と呼ぶ。タンク回路の出力は、
特定周波数fc の成分を含む信号が入力されたとき出力
振幅が大きくなり、それ以外の場合には出力振幅が充分
小さくなることが期待されている。
狭帯域フィルタを用いて抽出を行う場合が多く、その様
な回路を通常タンク回路と呼ぶ。タンク回路の出力は、
特定周波数fc の成分を含む信号が入力されたとき出力
振幅が大きくなり、それ以外の場合には出力振幅が充分
小さくなることが期待されている。
【0004】図6はタンク回路を用いた従来の信号検出
回路の例で、入力信号から狭帯域フィルタ101を用い
て特定周波数の被検出信号を抽出し、抽出出力を閾値th
1 と比較器103で比較し、抽出出力が閾値th1 よりも
大きければ判定回路105に被検出信号が入力されたと
判定する。
回路の例で、入力信号から狭帯域フィルタ101を用い
て特定周波数の被検出信号を抽出し、抽出出力を閾値th
1 と比較器103で比較し、抽出出力が閾値th1 よりも
大きければ判定回路105に被検出信号が入力されたと
判定する。
【0005】図7(a)はこの様なタンク回路に用いら
れる狭帯域フィルタ101の周波数応答の例を示したも
ので、図7(b)はこの様な狭帯域フィルタ101の時
間応答の例を示したものである。ここで、この狭帯域フ
ィルタ101はfc ±Δfの帯域内成分はある程度通過
させ、その他の帯域外成分は抑圧するように調整されて
いる。このΔfの幅と帯域外成分の抑圧量はフィルタの
構成方法によって異なる。Δf/fc をQ値と呼び、同
一の中心周波数に対し、このQ値が高くなるとΔfが小
さくなり、また帯域外成分の抑圧量が大きくなる。また
時間的にはQ値が高くなると応答時間がかかることにな
る。
れる狭帯域フィルタ101の周波数応答の例を示したも
ので、図7(b)はこの様な狭帯域フィルタ101の時
間応答の例を示したものである。ここで、この狭帯域フ
ィルタ101はfc ±Δfの帯域内成分はある程度通過
させ、その他の帯域外成分は抑圧するように調整されて
いる。このΔfの幅と帯域外成分の抑圧量はフィルタの
構成方法によって異なる。Δf/fc をQ値と呼び、同
一の中心周波数に対し、このQ値が高くなるとΔfが小
さくなり、また帯域外成分の抑圧量が大きくなる。また
時間的にはQ値が高くなると応答時間がかかることにな
る。
【0006】ところで、特定の周波数成分を含んだ、例
えば、同期信号を補足しようとする場合、同期信号と雑
音や同期信号以外の信号とを区別するため、狭帯域フィ
ルタ101の出力振幅に閾値を設け、この狭帯域フィル
タ101のフィルタ出力振幅がこの閾値を越えたとき同
期信号を受信したとする。
えば、同期信号を補足しようとする場合、同期信号と雑
音や同期信号以外の信号とを区別するため、狭帯域フィ
ルタ101の出力振幅に閾値を設け、この狭帯域フィル
タ101のフィルタ出力振幅がこの閾値を越えたとき同
期信号を受信したとする。
【0007】ここで、狭帯域フィルタ101としてQ値
の小さなフィルタを使用した場合、この狭帯域フィルタ
101は低次のものですむため、必要とする回路規模は
少なくて済むが、雑音や同期周波数以外の信号を大きな
入力で受信した場合に狭帯域フィルタ101の出力が閾
値th1 を越えることがあり、同期信号を受信したと誤認
することがある。
の小さなフィルタを使用した場合、この狭帯域フィルタ
101は低次のものですむため、必要とする回路規模は
少なくて済むが、雑音や同期周波数以外の信号を大きな
入力で受信した場合に狭帯域フィルタ101の出力が閾
値th1 を越えることがあり、同期信号を受信したと誤認
することがある。
【0008】この誤認を避けるため、帯域外成分の抑圧
量を大きくしようとして狭帯域フィルタ101のQ値を
大きくすると、フィルタ応答時間もそれに連れて長くな
る。このため、同期信号の持続時間が短い場合には、狭
帯域フィルタ101の出力が閾値th1 を越える前に同期
信号が終了し、結果として同期信号を捕捉できなくなる
という問題が生じる。また、この場合は、フィルタの次
数を増やさなくてはならないので、回路規模が大きくな
るという問題も生じる。
量を大きくしようとして狭帯域フィルタ101のQ値を
大きくすると、フィルタ応答時間もそれに連れて長くな
る。このため、同期信号の持続時間が短い場合には、狭
帯域フィルタ101の出力が閾値th1 を越える前に同期
信号が終了し、結果として同期信号を捕捉できなくなる
という問題が生じる。また、この場合は、フィルタの次
数を増やさなくてはならないので、回路規模が大きくな
るという問題も生じる。
【0009】また、この種の周波数成分を含む信号の中
にはある既知の直流成分が重畳されたものがあり、従来
の図6に示すようなタンク回路を用いた方法では、この
直流成分をも含めて狭帯域フィルタ101で除去するよ
うに構成されている。
にはある既知の直流成分が重畳されたものがあり、従来
の図6に示すようなタンク回路を用いた方法では、この
直流成分をも含めて狭帯域フィルタ101で除去するよ
うに構成されている。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】上述のごとく、従来の
発明では直流成分に重畳された特定の周波数成分を有す
る被検出信号を図6に示すようなタンク回路で検出して
いたため、誤認をさけるためには狭帯域フィルタ101
のQ値を大きく取らねばならず、従って回路構成が複雑
になり同期信号の持続時間を長くとる必要があった。
発明では直流成分に重畳された特定の周波数成分を有す
る被検出信号を図6に示すようなタンク回路で検出して
いたため、誤認をさけるためには狭帯域フィルタ101
のQ値を大きく取らねばならず、従って回路構成が複雑
になり同期信号の持続時間を長くとる必要があった。
【0011】また、この誤認を避けるため、帯域外成分
の抑圧量を大きくしようとして狭帯域フィルタ101の
Q値を大きくすると、フィルタ応答時間もそれに連れて
長くなる。このため、同期信号の持続時間が短い場合に
は、狭帯域フィルタ101の出力が閾値th1 を越える前
に同期信号が終了し、結果として同期信号を捕捉できな
くなるという問題があった。
の抑圧量を大きくしようとして狭帯域フィルタ101の
Q値を大きくすると、フィルタ応答時間もそれに連れて
長くなる。このため、同期信号の持続時間が短い場合に
は、狭帯域フィルタ101の出力が閾値th1 を越える前
に同期信号が終了し、結果として同期信号を捕捉できな
くなるという問題があった。
【0012】そこで、本発明は、直流成分に重畳された
特定の周波数成分を有する被検出信号を確実に検出でき
る信号検出回路を提供することを目的とする。
特定の周波数成分を有する被検出信号を確実に検出でき
る信号検出回路を提供することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、直流成分に重畳された特定の周波数成分
を有する被検出信号を含む入力信号から該被検出信号を
検出する信号検出回路において、前記特定の周波数成分
に同調した狭帯域フィルタと、前記狭帯域フィルタの出
力を第1の閾値と比較する第1の比較回路と、前記入力
信号の平均値を抽出する平均値検出回路と、前記平均値
検出回路の出力を高低2つの第2及び第3の閾値と比較
する第2の比較回路と、前記第1の比較回路により前記
狭帯域フィルタの出力が前記第1の閾値より大きく、か
つ前記第2の比較回路により前記平均値検出回路の出力
が第2及び第3の閾値の間にあると判定されたときに前
記被検出信号を検出したと判定する判定回路とを具備す
ることを特徴とする。
め、本発明は、直流成分に重畳された特定の周波数成分
を有する被検出信号を含む入力信号から該被検出信号を
検出する信号検出回路において、前記特定の周波数成分
に同調した狭帯域フィルタと、前記狭帯域フィルタの出
力を第1の閾値と比較する第1の比較回路と、前記入力
信号の平均値を抽出する平均値検出回路と、前記平均値
検出回路の出力を高低2つの第2及び第3の閾値と比較
する第2の比較回路と、前記第1の比較回路により前記
狭帯域フィルタの出力が前記第1の閾値より大きく、か
つ前記第2の比較回路により前記平均値検出回路の出力
が第2及び第3の閾値の間にあると判定されたときに前
記被検出信号を検出したと判定する判定回路とを具備す
ることを特徴とする。
【0014】ここで、前記狭帯域フィルタはディジタル
フィルタで構成することができる。また、このディジタ
ルフィルタは2次のIIR(無限インパルス応答フィル
タ構成)のフィルタから構成することができる。
フィルタで構成することができる。また、このディジタ
ルフィルタは2次のIIR(無限インパルス応答フィル
タ構成)のフィルタから構成することができる。
【0015】本発明によれば、前記第1の比較回路によ
り前記狭帯域フィルタの出力が前記第1の閾値より大き
く、かつ前記第2の比較回路により前記平均値検出回路
の出力が第2及び第3の閾値の間にあると判定されたと
きに前記被検出信号を検出したと判定するように構成し
たので、入力信号に含まれる直流成分に重畳された特定
の周波数成分を有する被検出信号を確実かつ高精度で検
出することができる。
り前記狭帯域フィルタの出力が前記第1の閾値より大き
く、かつ前記第2の比較回路により前記平均値検出回路
の出力が第2及び第3の閾値の間にあると判定されたと
きに前記被検出信号を検出したと判定するように構成し
たので、入力信号に含まれる直流成分に重畳された特定
の周波数成分を有する被検出信号を確実かつ高精度で検
出することができる。
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかる信号検出回
路の実施形態を添付図面を参照にして詳細に説明する。
路の実施形態を添付図面を参照にして詳細に説明する。
【0016】図1は、本発明の直流成分に重畳された特
定の周波数成分fc を有する被検出信号を判定する信号
検出回路の一実施形態のブロック図である。
定の周波数成分fc を有する被検出信号を判定する信号
検出回路の一実施形態のブロック図である。
【0017】図1の回路に付いて説明する。
【0018】この信号検出回路のブロック図で、101
は被検出信号の交流成分の周波数fc に同調した狭帯域
フィルタ、102は受信信号の受信レベルの平均値を求
める平均値検出器、103は狭帯域フィルタ101の出
力1aが閾値th1 以上あるかどうかを判定する比較器
(1)、104は平均値検出器102の出力1bである
受信レベルの平均値が閾値th2 と閾値th3 との間にある
かどうかを判定する比較器(2)である。105は比較
器(1)103の出力1cと比較器(2)104の出力
1dが共に真であることから直流成分に重畳された特定
の周波数成分fcを有する被検出信号を判定する判定回
路である。
は被検出信号の交流成分の周波数fc に同調した狭帯域
フィルタ、102は受信信号の受信レベルの平均値を求
める平均値検出器、103は狭帯域フィルタ101の出
力1aが閾値th1 以上あるかどうかを判定する比較器
(1)、104は平均値検出器102の出力1bである
受信レベルの平均値が閾値th2 と閾値th3 との間にある
かどうかを判定する比較器(2)である。105は比較
器(1)103の出力1cと比較器(2)104の出力
1dが共に真であることから直流成分に重畳された特定
の周波数成分fcを有する被検出信号を判定する判定回
路である。
【0019】この信号検出回路に直流成分に重畳された
特定の周波数成分fc を有する被検出信号が入力される
と、狭帯域フィルタ101の出力1aに周波数fc の交
流信号が出力され、そのレベルが交流信号の検出レベル
である閾値th1 以上あれば比較器(1)103の出力1
cに真を示す比較信号が出力される。また、平均値検出
器102の出力1bには直流成分に相当するレベル信号
が出力され、このレベル信号が直流信号の検出レベルで
ある閾値th2 と閾値th3 との間の値であれば比較器
(2)104の出力1dに真を示す比較信号が出力され
る。判定回路105は比較器(1)103の出力1cと
比較器(1)103の出力1cがともに真であれば真の
信号を出力する。閾値th1 と、閾値th2 および閾値th3
はそれぞれ被検出信号の交流成分と直流成分の大きさに
よって決められる値なので、両者の大きさの間には直接
の関係が無い。
特定の周波数成分fc を有する被検出信号が入力される
と、狭帯域フィルタ101の出力1aに周波数fc の交
流信号が出力され、そのレベルが交流信号の検出レベル
である閾値th1 以上あれば比較器(1)103の出力1
cに真を示す比較信号が出力される。また、平均値検出
器102の出力1bには直流成分に相当するレベル信号
が出力され、このレベル信号が直流信号の検出レベルで
ある閾値th2 と閾値th3 との間の値であれば比較器
(2)104の出力1dに真を示す比較信号が出力され
る。判定回路105は比較器(1)103の出力1cと
比較器(1)103の出力1cがともに真であれば真の
信号を出力する。閾値th1 と、閾値th2 および閾値th3
はそれぞれ被検出信号の交流成分と直流成分の大きさに
よって決められる値なので、両者の大きさの間には直接
の関係が無い。
【0020】この信号検出回路の動作を、図2に示した
各部波形を参照にしてさらに詳しく説明する。
各部波形を参照にしてさらに詳しく説明する。
【0021】図2(a)は信号検出回路の入力信号であ
る。この信号は雑音中に被検出信号が含まれたものと考
えても良いし、あるいは後述するディジタルコードレス
電話装置の携帯子機のベースバンド受信信号と考えても
良い。携帯子機のベースバンド受信信号であれば、この
信号の中には無信号の雑音部分と、被検出信号である同
期信号部分と、処理手順や音声信号、データ信号、制御
信号、誤り訂正符号等、同期信号以外の信号部分とが含
まれている。
る。この信号は雑音中に被検出信号が含まれたものと考
えても良いし、あるいは後述するディジタルコードレス
電話装置の携帯子機のベースバンド受信信号と考えても
良い。携帯子機のベースバンド受信信号であれば、この
信号の中には無信号の雑音部分と、被検出信号である同
期信号部分と、処理手順や音声信号、データ信号、制御
信号、誤り訂正符号等、同期信号以外の信号部分とが含
まれている。
【0022】図2(b)は図2(a)の入力信号に対す
る狭帯域フィルタ101の出力1aである。狭帯域フィ
ルタ101は被検出信号の交流成分である周波数fc に
同調しているので、出力信号1aは基本的に周波数fc
の交流信号である。その出力信号1aの出力レベルは、
入力信号の雑音に含まれる周波数fc の成分によって被
検出信号以外のところでも、例えば図2(a)のA0に
対応して図2(b)のA1のように点線で示された閾値
th1 を交流波形の一部が越えることがありえる。また狭
帯域のフィルタであるためQが高く、狭帯域フィルタ1
01の出力1aは入力信号に対して一定の応答遅れ時間
td1 をもっている。被検出信号の図2(a)のB0、C
0、D0、E0、F0に応答した部分の図2(b)のB
1、C1、D1、E1、F1では狭帯域フィルタ101
の出力1aの出力が閾値th1 を越えている。
る狭帯域フィルタ101の出力1aである。狭帯域フィ
ルタ101は被検出信号の交流成分である周波数fc に
同調しているので、出力信号1aは基本的に周波数fc
の交流信号である。その出力信号1aの出力レベルは、
入力信号の雑音に含まれる周波数fc の成分によって被
検出信号以外のところでも、例えば図2(a)のA0に
対応して図2(b)のA1のように点線で示された閾値
th1 を交流波形の一部が越えることがありえる。また狭
帯域のフィルタであるためQが高く、狭帯域フィルタ1
01の出力1aは入力信号に対して一定の応答遅れ時間
td1 をもっている。被検出信号の図2(a)のB0、C
0、D0、E0、F0に応答した部分の図2(b)のB
1、C1、D1、E1、F1では狭帯域フィルタ101
の出力1aの出力が閾値th1 を越えている。
【0023】図2(c)は狭帯域フィルタ101の出力
1aに対応する比較器(1)103の出力1cである。
比較器(1)103の出力1cは狭帯域フィルタ101
の出力1aが被検出信号に応答し閾値th1 を越えた部
分、図2(b)のB1、C1、D1、E1、F1に対応
して、図2(c)のB2、C2、D2、E2、F2で真
となっているが、被検出信号以外のところでも雑音によ
り狭帯域フィルタ101の出力1aが閾値th1 を越えた
図2の(b)A1に対応して図2(c)のA2の箇所で
出力が真となっている。
1aに対応する比較器(1)103の出力1cである。
比較器(1)103の出力1cは狭帯域フィルタ101
の出力1aが被検出信号に応答し閾値th1 を越えた部
分、図2(b)のB1、C1、D1、E1、F1に対応
して、図2(c)のB2、C2、D2、E2、F2で真
となっているが、被検出信号以外のところでも雑音によ
り狭帯域フィルタ101の出力1aが閾値th1 を越えた
図2の(b)A1に対応して図2(c)のA2の箇所で
出力が真となっている。
【0024】一方、図2(a)の入力信号は、平均値検
出器102にも入力される。図2(d)は、この平均値
検出器102の出力1bにあたる受信レベルの平均値で
ある。平均値検出器102も入力信号に対して一定の応
答遅れ時間td2 をもっているがこの値は狭帯域フィルタ
101の応答遅れ時間td1 に比べるとはるかにに小さ
い。
出器102にも入力される。図2(d)は、この平均値
検出器102の出力1bにあたる受信レベルの平均値で
ある。平均値検出器102も入力信号に対して一定の応
答遅れ時間td2 をもっているがこの値は狭帯域フィルタ
101の応答遅れ時間td1 に比べるとはるかにに小さ
い。
【0025】平均値検出器102の入力信号として雑音
が入力されている場合、雑音の時間的な平均値は0近辺
の値となる。したがって平均値検出器102の出力1b
が閾値th2 と閾値th3 との間の値になる、すなわち、図
2(d)で閾値th3 を示す点線より上であり閾値th2 を
示す点線より下である確率は少ない。
が入力されている場合、雑音の時間的な平均値は0近辺
の値となる。したがって平均値検出器102の出力1b
が閾値th2 と閾値th3 との間の値になる、すなわち、図
2(d)で閾値th3 を示す点線より上であり閾値th2 を
示す点線より下である確率は少ない。
【0026】また、ディジタルコードレス電話装置の携
帯子機のベースバンド受信信号で同期信号以外の信号、
すなわち処理手順や音声信号、データ信号、制御信号、
誤り訂正符号等の信号が入力されている場合も、これら
の信号はレベルの平均値が出来るだけ0になるように考
えられているので、この信号によっても平均値検出器1
02の出力1bが閾値th2 と閾値th3 との間の値になる
ことは少ない。またそのように閾値th2 と閾値th3 は設
定されている。従って、受信レベルの平均値を示す平均
値検出器102の出力1bは被検出信号である図2
(a)のG0からH0に対する期間だけ、図2(d)の
G3からH3のように閾値th2 と閾値th3 との間の値に
なる。
帯子機のベースバンド受信信号で同期信号以外の信号、
すなわち処理手順や音声信号、データ信号、制御信号、
誤り訂正符号等の信号が入力されている場合も、これら
の信号はレベルの平均値が出来るだけ0になるように考
えられているので、この信号によっても平均値検出器1
02の出力1bが閾値th2 と閾値th3 との間の値になる
ことは少ない。またそのように閾値th2 と閾値th3 は設
定されている。従って、受信レベルの平均値を示す平均
値検出器102の出力1bは被検出信号である図2
(a)のG0からH0に対する期間だけ、図2(d)の
G3からH3のように閾値th2 と閾値th3 との間の値に
なる。
【0027】この図2(d)のような受信レベルの平均
値に対して、比較器(2)104の出力1dは入力が閾
値th2 と閾値th3 との間の値である期間だけ真となり、
図2(e)のようにG4からH4までが真になる。
値に対して、比較器(2)104の出力1dは入力が閾
値th2 と閾値th3 との間の値である期間だけ真となり、
図2(e)のようにG4からH4までが真になる。
【0028】この比較器(1)103の出力1c(図2
(c))と比較器(2)104の出力1d(図2
(e))が入力された判定回路(ANDゲート)105
の出力は両者がともに真である期間だけ真であり図2
(f)のようにB5、C5、D5、E5で真となる。
(c))と比較器(2)104の出力1d(図2
(e))が入力された判定回路(ANDゲート)105
の出力は両者がともに真である期間だけ真であり図2
(f)のようにB5、C5、D5、E5で真となる。
【0029】この回路上では先にのべたように交流検出
側の狭帯域フィルタ101の出力1aに応答遅れ時間td
1 があるが、このため被検出信号の持続時間はこのtd1
よりも充分長くなければならない。
側の狭帯域フィルタ101の出力1aに応答遅れ時間td
1 があるが、このため被検出信号の持続時間はこのtd1
よりも充分長くなければならない。
【0030】図3は、図1に示すブロック図をディジタ
ル回路でかつフィルタをIIR(Infinit Impulse Resp
onse)フィルタで実現した構成例の回路図である。
ル回路でかつフィルタをIIR(Infinit Impulse Resp
onse)フィルタで実現した構成例の回路図である。
【0031】図3で、51は加算器、52は単位遅延素
子、53は定数掛算器、54は比較器、55はANDゲ
ートである。
子、53は定数掛算器、54は比較器、55はANDゲ
ートである。
【0032】これらの素子を用いて、図3の狭帯域フイ
ルタ101は2次の巡回型IIRフィルタとして構成さ
れている。
ルタ101は2次の巡回型IIRフィルタとして構成さ
れている。
【0033】また平均値検出器102は前回の入力信号
レベルの平均値Pn-1 と今回サンプリングした入力信号
レベルan から今回の入力信号レベルの平均値Pn を Pn =(Pn-1 +an )/2 で求める形の累積加算平均回路である。
レベルの平均値Pn-1 と今回サンプリングした入力信号
レベルan から今回の入力信号レベルの平均値Pn を Pn =(Pn-1 +an )/2 で求める形の累積加算平均回路である。
【0034】さらに比較器103は狭帯域フィルタ10
1の出力が閾値th1 を越えると真を出力するディジタル
比較器であり、比較器104は平均値検出器102の出
力が閾値th2 と閾値th3 との間の値になると真を出力す
るディジタル比較器である。
1の出力が閾値th1 を越えると真を出力するディジタル
比較器であり、比較器104は平均値検出器102の出
力が閾値th2 と閾値th3 との間の値になると真を出力す
るディジタル比較器である。
【0035】判定回路105は比較器103および比較
器104の出力が共に真の時に真になるAND回路であ
る。これらの各回路は受信信号をサンプリングするクロ
ックと同期して動作する。
器104の出力が共に真の時に真になるAND回路であ
る。これらの各回路は受信信号をサンプリングするクロ
ックと同期して動作する。
【0036】このようにディジタルフィルタを用いた場
合では、アナログ素子を用いた場合に比べて、素子のば
らつきが少なく、また装置全体を小形に構成できる。
合では、アナログ素子を用いた場合に比べて、素子のば
らつきが少なく、また装置全体を小形に構成できる。
【0037】図4に本発明の応用例として、本発明が適
用されるディジタルコードレス電話装置の携帯子機のブ
ロック図を示す。さらに、図5は図4に示すディジタル
コードレス電話装置の携帯子機のモデム部の復調部のブ
ロック図で、ここには図1に示した本発明の一実施形態
である信号検出回路が用いられている。
用されるディジタルコードレス電話装置の携帯子機のブ
ロック図を示す。さらに、図5は図4に示すディジタル
コードレス電話装置の携帯子機のモデム部の復調部のブ
ロック図で、ここには図1に示した本発明の一実施形態
である信号検出回路が用いられている。
【0038】図4において、1は受信側では基地局から
の電波を受信し中間周波数処理してディジタルベースバ
ンド信号に変換して受信し、送信側ではディジタルベー
スバンド信号を中間周波数処理して無線周波数に変換し
電力増幅し電波として基地局に送信する無線部、2は受
信側ではディジタルベースバンド信号からフレーム同
期、ビット同期をとり同期信号を制御部7に送ると共に
受信信号をπ/4シフトQPSK復調する復調部を、送
信側ではシリアルディジタル信号をπ/4シフトQPS
K変調する変調部を有するモデム部、3は受信側ではπ
/4シフトQPSK復調されたディジタル信号から自ス
ロット信号を取り出し、送信側では音声符号化された信
号をTDMA信号の自スロットにのせるTDMA(Time
DivisionMultiple Access )部、4は受信側ではAD
PCM復調、PCM復調を行ってディジタル信号から音
声信号を復調して受話器であるスピーカ5に送り、また
送信側では送話器であるマイクロフォン6からの音声信
号をPCM変調し、さらにADPCM変調する通話部、
7は装置全体の制御を行う制御部、71は制御に必要な
情報、プログラムや短縮ダイアルなどを記憶するメモリ
部、72はキーダイアル操作をはじめとする通信に必要
な機器操作を行う操作部、73は呼出し音を発生するサ
ウンダである。
の電波を受信し中間周波数処理してディジタルベースバ
ンド信号に変換して受信し、送信側ではディジタルベー
スバンド信号を中間周波数処理して無線周波数に変換し
電力増幅し電波として基地局に送信する無線部、2は受
信側ではディジタルベースバンド信号からフレーム同
期、ビット同期をとり同期信号を制御部7に送ると共に
受信信号をπ/4シフトQPSK復調する復調部を、送
信側ではシリアルディジタル信号をπ/4シフトQPS
K変調する変調部を有するモデム部、3は受信側ではπ
/4シフトQPSK復調されたディジタル信号から自ス
ロット信号を取り出し、送信側では音声符号化された信
号をTDMA信号の自スロットにのせるTDMA(Time
DivisionMultiple Access )部、4は受信側ではAD
PCM復調、PCM復調を行ってディジタル信号から音
声信号を復調して受話器であるスピーカ5に送り、また
送信側では送話器であるマイクロフォン6からの音声信
号をPCM変調し、さらにADPCM変調する通話部、
7は装置全体の制御を行う制御部、71は制御に必要な
情報、プログラムや短縮ダイアルなどを記憶するメモリ
部、72はキーダイアル操作をはじめとする通信に必要
な機器操作を行う操作部、73は呼出し音を発生するサ
ウンダである。
【0039】無線部1は、送受信に共通に用いられ電波
を送信または受信するアンテナ11、アンテナ11で受
信した基地局からの無線受信信号を送受切替えスイッチ
15を介して入力して同調選局し、無線受信信号をシン
セサイザ14から出力される搬送波信号等で中間周波数
処理してディジタルベースバンド信号に変換する受信部
12、変調部22からのπ/4シフトQPSK変調信号
を中間周波処理し最終的にシンセサイザ14から出力さ
れる搬送波信号で変調し送信に必要なレベルまで電力増
幅する送信部13、結晶発振器16からの発振信号から
搬送波信号を合成して出力するシンセサイザ14、制御
部7からの送受信制御信号に従ってアンテナ11を受信
部12と送信部13に切替える送受切替えスイッチ15
などから構成される。
を送信または受信するアンテナ11、アンテナ11で受
信した基地局からの無線受信信号を送受切替えスイッチ
15を介して入力して同調選局し、無線受信信号をシン
セサイザ14から出力される搬送波信号等で中間周波数
処理してディジタルベースバンド信号に変換する受信部
12、変調部22からのπ/4シフトQPSK変調信号
を中間周波処理し最終的にシンセサイザ14から出力さ
れる搬送波信号で変調し送信に必要なレベルまで電力増
幅する送信部13、結晶発振器16からの発振信号から
搬送波信号を合成して出力するシンセサイザ14、制御
部7からの送受信制御信号に従ってアンテナ11を受信
部12と送信部13に切替える送受切替えスイッチ15
などから構成される。
【0040】モデム部2は、受信部12出力の受信ディ
ジタルベースバンド信号のπ/4シフトQPSK変調信
号を復調検波しシリアルデータ信号にする復調部21
と、TDMA送信部32からのシルアルデータ信号をπ
/4シフトQPSK変調信号に変調する変調部22から
構成される。
ジタルベースバンド信号のπ/4シフトQPSK変調信
号を復調検波しシリアルデータ信号にする復調部21
と、TDMA送信部32からのシルアルデータ信号をπ
/4シフトQPSK変調信号に変調する変調部22から
構成される。
【0041】また、TDMA部3は復調部21出力のシ
リアルデータ信号から自スロット信号を取出す時分割多
重化のデコードを行うTDMA受信部31とADPCM
コーデック41からの音声信号を送信スロットにエンコ
ードするTDMA送信部32から構成される。
リアルデータ信号から自スロット信号を取出す時分割多
重化のデコードを行うTDMA受信部31とADPCM
コーデック41からの音声信号を送信スロットにエンコ
ードするTDMA送信部32から構成される。
【0042】通話部4は、音声信号の冗長性を利用し音
声信号の線形予測に従って音声の品質を保ちながら簡単
な処理と少ない遅延で音声符号化を行う適応差分パルス
符号変調方式の符号複合装置であるADPCM(Adapti
ve Pulse Code Modulation)コーデック41とアナログ
音声をPCM符号にディジタル化し、PCM符号にディ
ジタル化された音声をアナログ信号に変換するPCM
(Pulse Code Modulation )コーデック42から構成さ
れ、受話器としてのスピーカ5と送話器としてのマイク
ロフォン6に接続されている。
声信号の線形予測に従って音声の品質を保ちながら簡単
な処理と少ない遅延で音声符号化を行う適応差分パルス
符号変調方式の符号複合装置であるADPCM(Adapti
ve Pulse Code Modulation)コーデック41とアナログ
音声をPCM符号にディジタル化し、PCM符号にディ
ジタル化された音声をアナログ信号に変換するPCM
(Pulse Code Modulation )コーデック42から構成さ
れ、受話器としてのスピーカ5と送話器としてのマイク
ロフォン6に接続されている。
【0043】一方、制御部7はマイクロプロセッサなど
から構成され、装置全体の制御を実行する。制御部7に
はキーダイアル操作をはじめとする機器操作を行う操作
部72、呼出し音を発生するサウンダ73、制御に必要
な情報、プログラムや短縮ダイアルなどを記憶するメモ
リ部71が接続されている。
から構成され、装置全体の制御を実行する。制御部7に
はキーダイアル操作をはじめとする機器操作を行う操作
部72、呼出し音を発生するサウンダ73、制御に必要
な情報、プログラムや短縮ダイアルなどを記憶するメモ
リ部71が接続されている。
【0044】図5はモデム部2の復調部21のブロック
図である。復調部21は遅延検波回路211、原発振器
212、分周回路213、位相制御回路214、信号識
別回路215および信号検出回路216で構成される。
図である。復調部21は遅延検波回路211、原発振器
212、分周回路213、位相制御回路214、信号識
別回路215および信号検出回路216で構成される。
【0045】アンテナ11からの受信信号は無線部1の
受信部12で復調され、復調部21の遅延検波回路21
1に入力され、信号識別回路215を経てディジタル信
号として出力される。信号識別回路215の同期信号は
原発振器212からの発振出力を分周回路213で分周
し、位相制御回路214で受信信号の同期バースト信号
に同期させたものが使用される。信号検出回路216は
遅延検波回路211の出力から同期バースト信号を検出
して同期信号の位相を調整するための出力を出す上述の
図1に示した信号検出回路で閾値th1 、th2 およびth3
がそれぞれ入力される。
受信部12で復調され、復調部21の遅延検波回路21
1に入力され、信号識別回路215を経てディジタル信
号として出力される。信号識別回路215の同期信号は
原発振器212からの発振出力を分周回路213で分周
し、位相制御回路214で受信信号の同期バースト信号
に同期させたものが使用される。信号検出回路216は
遅延検波回路211の出力から同期バースト信号を検出
して同期信号の位相を調整するための出力を出す上述の
図1に示した信号検出回路で閾値th1 、th2 およびth3
がそれぞれ入力される。
【0046】本発明では被検出信号の交流周波数成分と
被検出信号の平均値を同時に観測し両者が規定値を満足
したときのみ被検出信号を検出したとするので、雑音に
よる誤検出が少なくなる。従ってフィルタの次数も少な
くて済み、ディジタルフィルタの場合、図3に示すよう
に2次のIIRフィルタでも十分機能を満足することが
でき、回路規模を充分小さくすることができる。
被検出信号の平均値を同時に観測し両者が規定値を満足
したときのみ被検出信号を検出したとするので、雑音に
よる誤検出が少なくなる。従ってフィルタの次数も少な
くて済み、ディジタルフィルタの場合、図3に示すよう
に2次のIIRフィルタでも十分機能を満足することが
でき、回路規模を充分小さくすることができる。
【0047】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、特定の
周波数成分と直流成分を有する信号を検出する信号検出
回路で、特定の周波数成分に同調した狭帯域フィルタ
と、狭帯域フィルタの出力を第1の閾値と比較する第1
の比較回路と、入力信号の平均値を抽出する平均値検出
回路と、平均値検出回路の出力を高低2つの第2及び第
3の閾値と比較する第2の比較回路とを用いて、第1の
比較回路出力から狭帯域フィルタの出力が第1の閾値を
こえ、第2の比較回路出力から平均値検出回路の出力が
第2及び第3の閾値の間にあると共に判定した時、信号
が検出されたと判定するようにした。これにより信号の
検出精度を向上することができると共に、フィルタの次
数を少なくすることができ、回路規模を小さくすること
ができる。
周波数成分と直流成分を有する信号を検出する信号検出
回路で、特定の周波数成分に同調した狭帯域フィルタ
と、狭帯域フィルタの出力を第1の閾値と比較する第1
の比較回路と、入力信号の平均値を抽出する平均値検出
回路と、平均値検出回路の出力を高低2つの第2及び第
3の閾値と比較する第2の比較回路とを用いて、第1の
比較回路出力から狭帯域フィルタの出力が第1の閾値を
こえ、第2の比較回路出力から平均値検出回路の出力が
第2及び第3の閾値の間にあると共に判定した時、信号
が検出されたと判定するようにした。これにより信号の
検出精度を向上することができると共に、フィルタの次
数を少なくすることができ、回路規模を小さくすること
ができる。
【図1】本発明の一実施形態である信号検出回路のブロ
ック図。
ック図。
【図2】図1に示す実施形態の各部の波形図。
【図3】図1に示す実施形態をIIRフィルタで実現し
た構成例の回路図。
た構成例の回路図。
【図4】本発明が適用されるディジタルコードレス電話
携帯子機のブロック図。
携帯子機のブロック図。
【図5】図4に示されたディジタルコードレス電話携帯
子機の復調部のブロック図。
子機の復調部のブロック図。
【図6】従来の信号検出回路のブロック図。
【図7】狭帯域フィルタの周波数応答および時間応答の
例を示す波形図。
例を示す波形図。
1 無線部 2 モデム部 3 TDMA部 4 通話部 5 受話器(スピーカ) 6 送話器(マイクロフォン) 7 制御部 11 アンテナ 12 受信部 13 送信部 14 シンセサイザ 15 送受切替えスイッチ 16 無線周波発振器 21 復調部 22 変調部 31 TDMA受信部 32 TDMA送信部32 41 ADPCMコーデック 42 PCMコーデック 51 加算器 52 単位遅延素子 53 定数掛算器 54 比較器 55 ANDゲート 71 メモリ部 72 操作部 73 サウンダ 101 狭帯域フィルタ 102 平均値検出器 103、104 比較器 105 判定回路 211 遅延検波回路 212 原発振器 213 分周回路 214 位相制御回路 215 信号識別回路 216 信号検出回路
Claims (3)
- 【請求項1】 直流成分に重畳された特定の周波数成分
を有する被検出信号を含む入力信号から該被検出信号を
検出する信号検出回路において、 前記特定の周波数成分に同調した狭帯域フィルタと、 前記狭帯域フィルタの出力を第1の閾値と比較する第1
の比較回路と、 前記入力信号の平均値を抽出する平均値検出回路と、 前記平均値検出回路の出力を高低2つの第2及び第3の
閾値と比較する第2の比較回路と、 前記第1の比較回路の出力と前記第2の比較回路の出力
から前記被検出信号の検出を判定する判定回路とを具備
することを特徴とする信号検出回路。 - 【請求項2】 前記狭帯域フィルタは、ディジタルフィ
ルタから構成されることを特徴とする請求項1記載の信
号検出回路。 - 【請求項3】 前記ディジタルフィルタは、2次の無限
インパルス応答フィルタから構成されることを特徴とす
る請求項2記載の信号検出回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8172509A JPH1023081A (ja) | 1996-07-02 | 1996-07-02 | 信号検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8172509A JPH1023081A (ja) | 1996-07-02 | 1996-07-02 | 信号検出回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1023081A true JPH1023081A (ja) | 1998-01-23 |
Family
ID=15943287
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8172509A Pending JPH1023081A (ja) | 1996-07-02 | 1996-07-02 | 信号検出回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1023081A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8850240B2 (en) | 2011-08-25 | 2014-09-30 | International Business Machines Corporation | Branch circuit determination with synchronous correlation |
US9009503B2 (en) | 2012-07-05 | 2015-04-14 | International Business Machines Corporation | Branch circuit determination without external synchronization |
US9135577B2 (en) | 2012-10-10 | 2015-09-15 | International Business Machines Corporation | Statistical determination of power-circuit connectivity |
CN108444515A (zh) * | 2018-03-14 | 2018-08-24 | 无锡思泰迪半导体有限公司 | 一种应用于开关调制信号的快速过阈值检测电路 |
-
1996
- 1996-07-02 JP JP8172509A patent/JPH1023081A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8850240B2 (en) | 2011-08-25 | 2014-09-30 | International Business Machines Corporation | Branch circuit determination with synchronous correlation |
US9009503B2 (en) | 2012-07-05 | 2015-04-14 | International Business Machines Corporation | Branch circuit determination without external synchronization |
US9135577B2 (en) | 2012-10-10 | 2015-09-15 | International Business Machines Corporation | Statistical determination of power-circuit connectivity |
CN108444515A (zh) * | 2018-03-14 | 2018-08-24 | 无锡思泰迪半导体有限公司 | 一种应用于开关调制信号的快速过阈值检测电路 |
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