JPH1023081A - 信号検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 同期信号の検出精度向上と、フィルタ回路の
簡略化を図った信号検出回路の実現を課題とする。 【解決手段】 特定の周波数成分と直流成分を有する信
号を検出する信号検出回路で、特定の周波数成分に同調
した狭帯域フィルタ（１０１）の出力を第１の閾値（ｔ
ｈ１）と第１の比較回路（１０３）で比較し、入力信号
の平均値を抽出する平均値検出回路（１０２）の出力を
第２の比較回路（１０４）で高低２つの第２及び第３の
閾値（ｔｈ２、ｔｈ３）と比較し、狭帯域フィルタ（１
０１）の出力が第１の閾値（ｔｈ１）をこえ、かつ平均
値検出回路（１０２）の出力が第２の閾値（ｔｈ２）及
び第３の閾値（ｔｈ３）の間にあると判定した時、信号
が検出されたと判定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は入力信号中から直流
成分に重畳された特定の周波数成分を有する被検出信号
を検出するための信号検出回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】各種通信において、送受信間の同期の確
立や、特定周波数を用いた信号により情報を伝達する場
合には、雑音や様々な周波数成分を有する信号の中か
ら、ある特定の周波数成分を含んだ信号を抽出する必要
がある。

【０００３】この様な場合、その周波数成分に同調した
狭帯域フィルタを用いて抽出を行う場合が多く、その様
な回路を通常タンク回路と呼ぶ。タンク回路の出力は、
特定周波数ｆc の成分を含む信号が入力されたとき出力
振幅が大きくなり、それ以外の場合には出力振幅が充分
小さくなることが期待されている。

【０００４】図６はタンク回路を用いた従来の信号検出
回路の例で、入力信号から狭帯域フィルタ１０１を用い
て特定周波数の被検出信号を抽出し、抽出出力を閾値th
1 と比較器１０３で比較し、抽出出力が閾値th1 よりも
大きければ判定回路１０５に被検出信号が入力されたと
判定する。

【０００５】図７（ａ）はこの様なタンク回路に用いら
れる狭帯域フィルタ１０１の周波数応答の例を示したも
ので、図７（ｂ）はこの様な狭帯域フィルタ１０１の時
間応答の例を示したものである。ここで、この狭帯域フ
ィルタ１０１はｆc ±Δｆの帯域内成分はある程度通過
させ、その他の帯域外成分は抑圧するように調整されて
いる。このΔｆの幅と帯域外成分の抑圧量はフィルタの
構成方法によって異なる。Δｆ／ｆc をＱ値と呼び、同
一の中心周波数に対し、このＱ値が高くなるとΔｆが小
さくなり、また帯域外成分の抑圧量が大きくなる。また
時間的にはＱ値が高くなると応答時間がかかることにな
る。

【０００６】ところで、特定の周波数成分を含んだ、例
えば、同期信号を補足しようとする場合、同期信号と雑
音や同期信号以外の信号とを区別するため、狭帯域フィ
ルタ１０１の出力振幅に閾値を設け、この狭帯域フィル
タ１０１のフィルタ出力振幅がこの閾値を越えたとき同
期信号を受信したとする。

【０００７】ここで、狭帯域フィルタ１０１としてＱ値
の小さなフィルタを使用した場合、この狭帯域フィルタ
１０１は低次のものですむため、必要とする回路規模は
少なくて済むが、雑音や同期周波数以外の信号を大きな
入力で受信した場合に狭帯域フィルタ１０１の出力が閾
値th1 を越えることがあり、同期信号を受信したと誤認
することがある。

【０００８】この誤認を避けるため、帯域外成分の抑圧
量を大きくしようとして狭帯域フィルタ１０１のＱ値を
大きくすると、フィルタ応答時間もそれに連れて長くな
る。このため、同期信号の持続時間が短い場合には、狭
帯域フィルタ１０１の出力が閾値th1 を越える前に同期
信号が終了し、結果として同期信号を捕捉できなくなる
という問題が生じる。また、この場合は、フィルタの次
数を増やさなくてはならないので、回路規模が大きくな
るという問題も生じる。

【０００９】また、この種の周波数成分を含む信号の中
にはある既知の直流成分が重畳されたものがあり、従来
の図６に示すようなタンク回路を用いた方法では、この
直流成分をも含めて狭帯域フィルタ１０１で除去するよ
うに構成されている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上述のごとく、従来の
発明では直流成分に重畳された特定の周波数成分を有す
る被検出信号を図６に示すようなタンク回路で検出して
いたため、誤認をさけるためには狭帯域フィルタ１０１
のＱ値を大きく取らねばならず、従って回路構成が複雑
になり同期信号の持続時間を長くとる必要があった。

【００１１】また、この誤認を避けるため、帯域外成分
の抑圧量を大きくしようとして狭帯域フィルタ１０１の
Ｑ値を大きくすると、フィルタ応答時間もそれに連れて
長くなる。このため、同期信号の持続時間が短い場合に
は、狭帯域フィルタ１０１の出力が閾値th1 を越える前
に同期信号が終了し、結果として同期信号を捕捉できな
くなるという問題があった。

【００１２】そこで、本発明は、直流成分に重畳された
特定の周波数成分を有する被検出信号を確実に検出でき
る信号検出回路を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、直流成分に重畳された特定の周波数成分
を有する被検出信号を含む入力信号から該被検出信号を
検出する信号検出回路において、前記特定の周波数成分
に同調した狭帯域フィルタと、前記狭帯域フィルタの出
力を第１の閾値と比較する第１の比較回路と、前記入力
信号の平均値を抽出する平均値検出回路と、前記平均値
検出回路の出力を高低２つの第２及び第３の閾値と比較
する第２の比較回路と、前記第１の比較回路により前記
狭帯域フィルタの出力が前記第１の閾値より大きく、か
つ前記第２の比較回路により前記平均値検出回路の出力
が第２及び第３の閾値の間にあると判定されたときに前
記被検出信号を検出したと判定する判定回路とを具備す
ることを特徴とする。

【００１４】ここで、前記狭帯域フィルタはディジタル
フィルタで構成することができる。また、このディジタ
ルフィルタは２次のＩＩＲ（無限インパルス応答フィル
タ構成）のフィルタから構成することができる。

【００１５】本発明によれば、前記第１の比較回路によ
り前記狭帯域フィルタの出力が前記第１の閾値より大き
く、かつ前記第２の比較回路により前記平均値検出回路
の出力が第２及び第３の閾値の間にあると判定されたと
きに前記被検出信号を検出したと判定するように構成し
たので、入力信号に含まれる直流成分に重畳された特定
の周波数成分を有する被検出信号を確実かつ高精度で検
出することができる。

【発明の実施の形態】以下、本発明にかかる信号検出回
路の実施形態を添付図面を参照にして詳細に説明する。

【００１６】図１は、本発明の直流成分に重畳された特
定の周波数成分ｆc を有する被検出信号を判定する信号
検出回路の一実施形態のブロック図である。

【００１７】図１の回路に付いて説明する。

【００１８】この信号検出回路のブロック図で、１０１
は被検出信号の交流成分の周波数ｆc に同調した狭帯域
フィルタ、１０２は受信信号の受信レベルの平均値を求
める平均値検出器、１０３は狭帯域フィルタ１０１の出
力１ａが閾値th1 以上あるかどうかを判定する比較器
（１）、１０４は平均値検出器１０２の出力１ｂである
受信レベルの平均値が閾値th2 と閾値th3 との間にある
かどうかを判定する比較器（２）である。１０５は比較
器（１）１０３の出力１ｃと比較器（２）１０４の出力
１ｄが共に真であることから直流成分に重畳された特定
の周波数成分ｆcを有する被検出信号を判定する判定回
路である。

【００１９】この信号検出回路に直流成分に重畳された
特定の周波数成分ｆc を有する被検出信号が入力される
と、狭帯域フィルタ１０１の出力１ａに周波数ｆc の交
流信号が出力され、そのレベルが交流信号の検出レベル
である閾値th1 以上あれば比較器（１）１０３の出力１
ｃに真を示す比較信号が出力される。また、平均値検出
器１０２の出力１ｂには直流成分に相当するレベル信号
が出力され、このレベル信号が直流信号の検出レベルで
ある閾値th2 と閾値th3 との間の値であれば比較器
（２）１０４の出力１ｄに真を示す比較信号が出力され
る。判定回路１０５は比較器（１）１０３の出力１ｃと
比較器（１）１０３の出力１ｃがともに真であれば真の
信号を出力する。閾値th1 と、閾値th2 および閾値th3
はそれぞれ被検出信号の交流成分と直流成分の大きさに
よって決められる値なので、両者の大きさの間には直接
の関係が無い。

【００２０】この信号検出回路の動作を、図２に示した
各部波形を参照にしてさらに詳しく説明する。

【００２１】図２（ａ）は信号検出回路の入力信号であ
る。この信号は雑音中に被検出信号が含まれたものと考
えても良いし、あるいは後述するディジタルコードレス
電話装置の携帯子機のベースバンド受信信号と考えても
良い。携帯子機のベースバンド受信信号であれば、この
信号の中には無信号の雑音部分と、被検出信号である同
期信号部分と、処理手順や音声信号、データ信号、制御
信号、誤り訂正符号等、同期信号以外の信号部分とが含
まれている。

【００２２】図２（ｂ）は図２（ａ）の入力信号に対す
る狭帯域フィルタ１０１の出力１ａである。狭帯域フィ
ルタ１０１は被検出信号の交流成分である周波数ｆc に
同調しているので、出力信号１ａは基本的に周波数ｆc
の交流信号である。その出力信号１ａの出力レベルは、
入力信号の雑音に含まれる周波数ｆc の成分によって被
検出信号以外のところでも、例えば図２（ａ）のＡ０に
対応して図２（ｂ）のＡ１のように点線で示された閾値
th1 を交流波形の一部が越えることがありえる。また狭
帯域のフィルタであるためＱが高く、狭帯域フィルタ１
０１の出力１ａは入力信号に対して一定の応答遅れ時間
td1 をもっている。被検出信号の図２（ａ）のＢ０、Ｃ
０、Ｄ０、Ｅ０、Ｆ０に応答した部分の図２（ｂ）のＢ
１、Ｃ１、Ｄ１、Ｅ１、Ｆ１では狭帯域フィルタ１０１
の出力１ａの出力が閾値th1 を越えている。

【００２３】図２（ｃ）は狭帯域フィルタ１０１の出力
１ａに対応する比較器（１）１０３の出力１ｃである。
比較器（１）１０３の出力１ｃは狭帯域フィルタ１０１
の出力１ａが被検出信号に応答し閾値th1 を越えた部
分、図２（ｂ）のＢ１、Ｃ１、Ｄ１、Ｅ１、Ｆ１に対応
して、図２（ｃ）のＢ２、Ｃ２、Ｄ２、Ｅ２、Ｆ２で真
となっているが、被検出信号以外のところでも雑音によ
り狭帯域フィルタ１０１の出力１ａが閾値th1 を越えた
図２の（ｂ）Ａ１に対応して図２（ｃ）のＡ２の箇所で
出力が真となっている。

【００２４】一方、図２（ａ）の入力信号は、平均値検
出器１０２にも入力される。図２（ｄ）は、この平均値
検出器１０２の出力１ｂにあたる受信レベルの平均値で
ある。平均値検出器１０２も入力信号に対して一定の応
答遅れ時間td2 をもっているがこの値は狭帯域フィルタ
１０１の応答遅れ時間td1 に比べるとはるかにに小さ
い。

【００２５】平均値検出器１０２の入力信号として雑音
が入力されている場合、雑音の時間的な平均値は０近辺
の値となる。したがって平均値検出器１０２の出力１ｂ
が閾値th2 と閾値th3 との間の値になる、すなわち、図
２（ｄ）で閾値th3 を示す点線より上であり閾値th2 を
示す点線より下である確率は少ない。

【００２６】また、ディジタルコードレス電話装置の携
帯子機のベースバンド受信信号で同期信号以外の信号、
すなわち処理手順や音声信号、データ信号、制御信号、
誤り訂正符号等の信号が入力されている場合も、これら
の信号はレベルの平均値が出来るだけ０になるように考
えられているので、この信号によっても平均値検出器１
０２の出力１ｂが閾値th2 と閾値th3 との間の値になる
ことは少ない。またそのように閾値th2 と閾値th3 は設
定されている。従って、受信レベルの平均値を示す平均
値検出器１０２の出力１ｂは被検出信号である図２
（ａ）のＧ０からＨ０に対する期間だけ、図２（ｄ）の
Ｇ３からＨ３のように閾値th2 と閾値th3 との間の値に
なる。

【００２７】この図２（ｄ）のような受信レベルの平均
値に対して、比較器（２）１０４の出力１ｄは入力が閾
値th2 と閾値th3 との間の値である期間だけ真となり、
図２（ｅ）のようにＧ４からＨ４までが真になる。

【００２８】この比較器（１）１０３の出力１ｃ（図２
（ｃ））と比較器（２）１０４の出力１ｄ（図２
（ｅ））が入力された判定回路（ＡＮＤゲート）１０５
の出力は両者がともに真である期間だけ真であり図２
（ｆ）のようにＢ５、Ｃ５、Ｄ５、Ｅ５で真となる。

【００２９】この回路上では先にのべたように交流検出
側の狭帯域フィルタ１０１の出力１ａに応答遅れ時間td
1 があるが、このため被検出信号の持続時間はこのtd1
よりも充分長くなければならない。

【００３０】図３は、図１に示すブロック図をディジタ
ル回路でかつフィルタをＩＩＲ（Infinit Impulse Resp
onse）フィルタで実現した構成例の回路図である。

【００３１】図３で、５１は加算器、５２は単位遅延素
子、５３は定数掛算器、５４は比較器、５５はＡＮＤゲ
ートである。

【００３２】これらの素子を用いて、図３の狭帯域フイ
ルタ１０１は２次の巡回型ＩＩＲフィルタとして構成さ
れている。

【００３３】また平均値検出器１０２は前回の入力信号
レベルの平均値Ｐn-1 と今回サンプリングした入力信号
レベルａn から今回の入力信号レベルの平均値Ｐn を Ｐn ＝（Ｐn-1 ＋ａn ）／２ で求める形の累積加算平均回路である。

【００３４】さらに比較器１０３は狭帯域フィルタ１０
１の出力が閾値th1 を越えると真を出力するディジタル
比較器であり、比較器１０４は平均値検出器１０２の出
力が閾値th2 と閾値th3 との間の値になると真を出力す
るディジタル比較器である。

【００３５】判定回路１０５は比較器１０３および比較
器１０４の出力が共に真の時に真になるＡＮＤ回路であ
る。これらの各回路は受信信号をサンプリングするクロ
ックと同期して動作する。

【００３６】このようにディジタルフィルタを用いた場
合では、アナログ素子を用いた場合に比べて、素子のば
らつきが少なく、また装置全体を小形に構成できる。

【００３７】図４に本発明の応用例として、本発明が適
用されるディジタルコードレス電話装置の携帯子機のブ
ロック図を示す。さらに、図５は図４に示すディジタル
コードレス電話装置の携帯子機のモデム部の復調部のブ
ロック図で、ここには図１に示した本発明の一実施形態
である信号検出回路が用いられている。

【００３８】図４において、１は受信側では基地局から
の電波を受信し中間周波数処理してディジタルベースバ
ンド信号に変換して受信し、送信側ではディジタルベー
スバンド信号を中間周波数処理して無線周波数に変換し
電力増幅し電波として基地局に送信する無線部、２は受
信側ではディジタルベースバンド信号からフレーム同
期、ビット同期をとり同期信号を制御部７に送ると共に
受信信号をπ／４シフトＱＰＳＫ復調する復調部を、送
信側ではシリアルディジタル信号をπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調する変調部を有するモデム部、３は受信側ではπ
／４シフトＱＰＳＫ復調されたディジタル信号から自ス
ロット信号を取り出し、送信側では音声符号化された信
号をＴＤＭＡ信号の自スロットにのせるＴＤＭＡ（Time
DivisionMultiple Access ）部、４は受信側ではＡＤ
ＰＣＭ復調、ＰＣＭ復調を行ってディジタル信号から音
声信号を復調して受話器であるスピーカ５に送り、また
送信側では送話器であるマイクロフォン６からの音声信
号をＰＣＭ変調し、さらにＡＤＰＣＭ変調する通話部、
７は装置全体の制御を行う制御部、７１は制御に必要な
情報、プログラムや短縮ダイアルなどを記憶するメモリ
部、７２はキーダイアル操作をはじめとする通信に必要
な機器操作を行う操作部、７３は呼出し音を発生するサ
ウンダである。

【００３９】無線部１は、送受信に共通に用いられ電波
を送信または受信するアンテナ１１、アンテナ１１で受
信した基地局からの無線受信信号を送受切替えスイッチ
１５を介して入力して同調選局し、無線受信信号をシン
セサイザ１４から出力される搬送波信号等で中間周波数
処理してディジタルベースバンド信号に変換する受信部
１２、変調部２２からのπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号
を中間周波処理し最終的にシンセサイザ１４から出力さ
れる搬送波信号で変調し送信に必要なレベルまで電力増
幅する送信部１３、結晶発振器１６からの発振信号から
搬送波信号を合成して出力するシンセサイザ１４、制御
部７からの送受信制御信号に従ってアンテナ１１を受信
部１２と送信部１３に切替える送受切替えスイッチ１５
などから構成される。

【００４０】モデム部２は、受信部１２出力の受信ディ
ジタルベースバンド信号のπ／４シフトＱＰＳＫ変調信
号を復調検波しシリアルデータ信号にする復調部２１
と、ＴＤＭＡ送信部３２からのシルアルデータ信号をπ
／４シフトＱＰＳＫ変調信号に変調する変調部２２から
構成される。

【００４１】また、ＴＤＭＡ部３は復調部２１出力のシ
リアルデータ信号から自スロット信号を取出す時分割多
重化のデコードを行うＴＤＭＡ受信部３１とＡＤＰＣＭ
コーデック４１からの音声信号を送信スロットにエンコ
ードするＴＤＭＡ送信部３２から構成される。

【００４２】通話部４は、音声信号の冗長性を利用し音
声信号の線形予測に従って音声の品質を保ちながら簡単
な処理と少ない遅延で音声符号化を行う適応差分パルス
符号変調方式の符号複合装置であるＡＤＰＣＭ（Adapti
ve Pulse Code Modulation）コーデック４１とアナログ
音声をＰＣＭ符号にディジタル化し、ＰＣＭ符号にディ
ジタル化された音声をアナログ信号に変換するＰＣＭ
（Pulse Code Modulation ）コーデック４２から構成さ
れ、受話器としてのスピーカ５と送話器としてのマイク
ロフォン６に接続されている。

【００４３】一方、制御部７はマイクロプロセッサなど
から構成され、装置全体の制御を実行する。制御部７に
はキーダイアル操作をはじめとする機器操作を行う操作
部７２、呼出し音を発生するサウンダ７３、制御に必要
な情報、プログラムや短縮ダイアルなどを記憶するメモ
リ部７１が接続されている。

【００４４】図５はモデム部２の復調部２１のブロック
図である。復調部２１は遅延検波回路２１１、原発振器
２１２、分周回路２１３、位相制御回路２１４、信号識
別回路２１５および信号検出回路２１６で構成される。

【００４５】アンテナ１１からの受信信号は無線部１の
受信部１２で復調され、復調部２１の遅延検波回路２１
１に入力され、信号識別回路２１５を経てディジタル信
号として出力される。信号識別回路２１５の同期信号は
原発振器２１２からの発振出力を分周回路２１３で分周
し、位相制御回路２１４で受信信号の同期バースト信号
に同期させたものが使用される。信号検出回路２１６は
遅延検波回路２１１の出力から同期バースト信号を検出
して同期信号の位相を調整するための出力を出す上述の
図１に示した信号検出回路で閾値th1 、th2 およびth3
がそれぞれ入力される。

【００４６】本発明では被検出信号の交流周波数成分と
被検出信号の平均値を同時に観測し両者が規定値を満足
したときのみ被検出信号を検出したとするので、雑音に
よる誤検出が少なくなる。従ってフィルタの次数も少な
くて済み、ディジタルフィルタの場合、図３に示すよう
に２次のＩＩＲフィルタでも十分機能を満足することが
でき、回路規模を充分小さくすることができる。

【００４７】

【発明の効果】以上説明したように本発明では、特定の
周波数成分と直流成分を有する信号を検出する信号検出
回路で、特定の周波数成分に同調した狭帯域フィルタ
と、狭帯域フィルタの出力を第１の閾値と比較する第１
の比較回路と、入力信号の平均値を抽出する平均値検出
回路と、平均値検出回路の出力を高低２つの第２及び第
３の閾値と比較する第２の比較回路とを用いて、第１の
比較回路出力から狭帯域フィルタの出力が第１の閾値を
こえ、第２の比較回路出力から平均値検出回路の出力が
第２及び第３の閾値の間にあると共に判定した時、信号
が検出されたと判定するようにした。これにより信号の
検出精度を向上することができると共に、フィルタの次
数を少なくすることができ、回路規模を小さくすること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態である信号検出回路のブロ
ック図。

【図２】図１に示す実施形態の各部の波形図。

【図３】図１に示す実施形態をＩＩＲフィルタで実現し
た構成例の回路図。

【図４】本発明が適用されるディジタルコードレス電話
携帯子機のブロック図。

【図５】図４に示されたディジタルコードレス電話携帯
子機の復調部のブロック図。

【図６】従来の信号検出回路のブロック図。

【図７】狭帯域フィルタの周波数応答および時間応答の
例を示す波形図。

【符号の説明】

１ 無線部 ２ モデム部 ３ ＴＤＭＡ部 ４ 通話部 ５ 受話器（スピーカ） ６ 送話器（マイクロフォン） ７ 制御部 １１ アンテナ １２ 受信部 １３ 送信部 １４ シンセサイザ １５ 送受切替えスイッチ １６ 無線周波発振器 ２１ 復調部 ２２ 変調部 ３１ ＴＤＭＡ受信部 ３２ ＴＤＭＡ送信部３２ ４１ ＡＤＰＣＭコーデック ４２ ＰＣＭコーデック ５１ 加算器 ５２ 単位遅延素子 ５３ 定数掛算器 ５４ 比較器 ５５ ＡＮＤゲート ７１ メモリ部 ７２ 操作部 ７３ サウンダ １０１ 狭帯域フィルタ １０２ 平均値検出器 １０３、１０４ 比較器 １０５ 判定回路 ２１１ 遅延検波回路 ２１２ 原発振器 ２１３ 分周回路 ２１４ 位相制御回路 ２１５ 信号識別回路 ２１６ 信号検出回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流成分に重畳された特定の周波数成分
   を有する被検出信号を含む入力信号から該被検出信号を
   検出する信号検出回路において、 前記特定の周波数成分に同調した狭帯域フィルタと、 前記狭帯域フィルタの出力を第１の閾値と比較する第１
   の比較回路と、 前記入力信号の平均値を抽出する平均値検出回路と、 前記平均値検出回路の出力を高低２つの第２及び第３の
   閾値と比較する第２の比較回路と、 前記第１の比較回路の出力と前記第２の比較回路の出力
   から前記被検出信号の検出を判定する判定回路とを具備
   することを特徴とする信号検出回路。
2. 【請求項２】 前記狭帯域フィルタは、ディジタルフィ
   ルタから構成されることを特徴とする請求項１記載の信
   号検出回路。
3. 【請求項３】 前記ディジタルフィルタは、２次の無限
   インパルス応答フィルタから構成されることを特徴とす
   る請求項２記載の信号検出回路。