JP4104609B2 - スイッチモード電源ユニットの電流および電圧を制御する方法 - Google Patents

Description

本発明は、一次側スイッチおよび変圧器を有する一次制御スイッチモード電源ユニットの出力電圧の制御方法に関する。変圧器は補助巻線を備え、補助巻線中では一次側スイッチが開かれた後補助電圧が誘導される。補助電圧は、出力電圧をイメージする。補助巻線の中で誘導された電圧は、制御変数として制御回路に供給される。また、本発明は、そのような制御方法を行う制御回路および関連したスイッチモード電源ユニットに関する。

従来のスイッチモード電源ユニットは、通常、スイッチ電流パルスを制御ＤＣ電圧に変換する誘導性および容量性のエネルギー蓄積要素のネットワークにパルス電流を供給するスイッチとしてのパワートランジスタを使用する。スイッチモード電源ユニットは、スイッチモード電源ユニットの動作モードに応じて、無制御入力電圧より大きい、またはより小さい、または反対の極性の出力電圧を供給できる。スイッチモード電源ユニットは、電源回路に採用されることが多い。ここでは、そのようなスイッチモード電源ユニットが８５Ｖ ＡＣ〜２７０Ｖ ＡＣの範囲の入力電圧を受け入れ、そのため変更や切り替えせずに世界中の様々な幹線電源（mains power）とともに動作可能であることが特に望ましい。

そのようなスイッチモード電源ユニットの出力電圧は、普通は出力電圧をイメージするフィードバック信号によって制御される。このフィードバック信号は、スイッチングパワートランジスタの動作サイクルを制御するために使用される。適切なフィードバック信号を供給するには種々の方法がある。例えば、出力電圧のイメージを伝達するフィードバック信号をスイッチオフ時間の間に発生させる補助巻線を備えることができる。

そのような補助巻線を備えたスイッチモード電源ユニットは、例えばドイツ特許出願第１０３ １０ ３６１号、欧州特許出願第０３ ０１６ ０６５.９号、米国特許明細書第５，４３８，４９９号およびドイツ特許出願公開第１９７ １１ ７７１Ａ１号に記載されている。ここで、補助巻線で発生した信号は、制御信号を制御回路に供給するフィードバック回路に供給される。

フライバックコンバータの原理に基づくスイッチモード電源ユニットでは、パルスあたりの伝達されるエネルギーは同じであり、パルス間の休止継続時間は調節可能であるが、欧州特許出願第０３ ０１６ ０６５.９号で明らかにされているように、出力電圧は、一次補助電圧によって非常にうまくイメージでき制御できる。

しかしながら、従来のスイッチモード電源ユニットには、出力電流が非常に複雑な方法でしか調整できないという問題がある。例えば、ドイツ特許出願第１０３ １０ ３６１号では、コンバータの二次巻線の電流フロー時間が決定される。あるいは、例えば欧州特許出願第１ １４６ ６３０Ａ２号では、オプトカプラが使用される。

本発明の目的は、必要な部材のコストを最小限に抑えつつ、出力電圧および出力電流を最も簡易かつ経済的な方法で調節することである。

この目的は、独立請求項の特色を有する一次制御スイッチモード電源ユニットの出力電圧の制御方法および他の独立請求項の特色を有する制御回路によって達成される。

本発明は、既知の出力電圧について、ある一定の出力電流に必要な電力は、次の式（１）に従って計算できるという考えに基づいている。

式中、Ｐは出力電力、Ｕ_ｏｕｔは出力電圧、Ｉ_ｏｕｔは出力電流、ηは効率である。さらに、設定すべきスイッチング周波数ｆは、次の式（２）の関係によって得られる。

式中、Ｌ_ｐｒｉｍは一次側インダクタンスを指し、Ｉ_{ｐｒｉｍ、ｍａｘ}は最大一次側電流を指す。

式（１）を式（２）に代入すると次のようになる。

しかしながら、これは、一定かつ既知の効率ηのために、出力電圧Ｕ_ｏｕｔおよび出力電流Ｉ_ｏｕｔの積が周波数ｆに直線的に依存することを意味する。結果として、ある出力電流Ｉ_ｏｕｔのために、必要なスイッチング周波数ｆは、補助電圧を介してフィードバックされる出力電圧Ｕ_ｏｕｔから直接決定できる。本発明に係るこの方策の利点は、出力電流を決定するための複雑なマルチコンポーネント測定法を行う必要がないことである。

有益な実施形態によると、スイッチング周波数は、一次側スイッチのスイッチング周波数が充電コンデンサの充電時間によって決まるよう、補助電圧に直線的に依存して設定される。そして、充電コンデンサは、例えば補助電圧に比例する電流で所定の電圧閾値まで充電することができる。そして、充電コンデンサの充電時間は、スイッチがオンされる時点を決定する。この方策の利点は、非常に簡易な回路構成と非常に少ない部材で実施できることである。

補助電圧に比例する充電電流は、可制御電流源によって便宜上供給され、充電コンデンサ内に供給される。しかしながら、概ね、補助電圧に比例する充電電流を抵抗器を用いて達成できる。これは、電圧閾値が出力電圧に比べて小さい場合特に簡易な方策である。小さな出力電圧のために、得られる周波数は本来あるべき周波数より多少低くなり、低負荷において出力電流の減少を招く。さらに、通常、効率ηは低出力電圧では一定のままではなく減少するため、この効果はさらに強くなる。しかしながら、多くの用途ではこの効果が問題を生じることはない。むしろ、短絡発生時にスイッチモード電源ユニットにかかる負荷が最小限に抑えられるため有利である。

また、充電コンデンサの両端にかかる電圧が特定の閾値に達した場合、充電電流を減らすことができる。この方法によって、たとえ電圧制御が動作状態であっても出力特性のプロファイルを決定することができる。

さらなる有益な改良によると、過電圧保護は、補助電圧が、より高い他の閾値を超えた場合に一次回路を切断するという簡易な方法で実現できる。これは特定の時間または再作動するまで、例えば幹線電圧の遮断を経て再接続するまで継続可能である。

本発明に係る制御回路の有益な特徴は、特に一次制御スイッチモード電源ユニットにおいて明らかである。

以下に、添付の図面に示す実施形態を参照しながら本発明をさらに詳細に説明する。同様または対応する細部には、図において同じ参照番号を使用する。

図１は、本発明に係る制御回路１００を備えるスイッチモード電源ユニットの図を概略的に示す。ＡＣ電圧Ｖｍａｉｎｓはスイッチモード電源ユニットの入力に印加される。ヨーロッパでは、幹線電圧は、１８０〜２６４Ｖ ＡＣで、アメリカでは９０〜１３０Ｖ ＡＣである。ブロック１０２で、入力電圧は整流され安定化される。また、スイッチモード電源ユニットで発生したいかなる干渉信号も、幹線電源に侵入しないように確実にする。絶縁変圧器１０８の一次側巻線１１０とここではパワートランジスタである一次側スイッチ１０４とは、整流された入力電圧に接続された直列回路を形成する。一次側スイッチ１０４は、制御回路１０６の制御信号に従って一次側巻線１１０を流れる電流を遮断する。

制御回路１０６によって一次側スイッチ１０４の制御入力に供給されたスイッチングパルスは、ブロック１１６によって制御される。ブロック１１６では、変圧器１０８の補助巻線１１４の働きで制御変数が生成される。二つの信号経路１２０および１２２は、ブロック１１６の二つの重要な機能を指す。第一に、信号１２０は制御回路１０６を「ポンピング」して自由振動を維持する。第二に、信号経路１２２は、スイッチングサイクルにおける変化が変圧器１０８に供給される電力における所望の変化をもたらすような方法で制御回路１０６を制御する。本発明に係るスイッチモード電源ユニットでは、制御回路１０６は、一次側スイッチ１０４が開いている休止期間（もしくはスイッチオフ間隔）の長さが、必要な電力と確実に合うようにする時間制御ユニット１０７を含む。一次側スイッチの各スイッチオン期の間に変圧器１０８に伝達されるエネルギーは、常に同じとなる。

図１から明らかなように、変圧器１０８の二次側巻線１１２はブロック１１８に接続されており、ブロック１１８は二次側電圧 Ｕ_ｏｕｔを発生させ、必要に応じて安定化させる。

制御回路１０６は、導通状態と非導通状態とを交互に繰り返すような方法で一次側スイッチ１０４を制御する。ブロック１０２によって供給される電圧のため、一次側スイッチ１０４が導通状態にあるときは常に電流は一次側巻線１１０を流れる。電流の変化は、変圧器１０８の磁場のエネルギーを蓄積する。一次側スイッチ１０４が遮断する場合、磁場に蓄積したエネルギーが主に二次巻線１１２を経てブロック１１８へ放出され、これにより二次電圧が発生し安定化する。しかしながら、補助巻線１１４はエネルギーのごく一部をブロック１１６に放出する。これにより、制御変数として補助電圧が発生する。エネルギーは周期的に放出されるが、本質的に整流された電圧は、整流およびフィルタリングによって補助電圧として発生させることができる。変圧器１０８の種々の巻線間の電磁結合は一定であり、電流や電圧の値に依存しないため、補助電圧の値は二次電圧の値に比例し、ひいては出力電圧の値に比例する。

時間制御ユニット１０７を用いると、一次側スイッチ１０４のスイッチオフ間隔を、変圧器１０８に供給されるエネルギーが出力電圧に依存するように、調節することができる。故に、伝送された電力は出力電圧Ｕ_ｏｕｔにとって望ましい値となる値に調節される。

このため本発明によると、出力電流Ｉ_ｏｕｔに対して一定および所定の値が得られるように電圧Ｕ_ｏｕｔの値が調節される。

図２は、使用環境における一次制御スイッチモード電源ユニットの出力電力を制御する本発明に係る制御回路２００を示す。そのような制御回路２００は、例えば特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）として実施可能である。制御回路２００を用いて、二次巻線１１２に供給されるスイッチモード電源ユニット１００の二次電力は、一次側の電子スイッチ１０４（ここではパワートランジスタ）を制御することによって所望の値に調節される。補助巻線１１４の両端にかかる電圧は、ここでは制御変数として使用される。

本発明によると、補助巻線１１４からの補助電圧は、充電電流源２０２に供給される。この充電電流源が伝達する充電電流Ｉ_Ｃｔは、充電コンデンサＣ_ｔを充電する働きをする。充電電流Ｉ_Ｃｔは、補助電圧のイメージを構成し、ひいては出力電圧のイメージを構成する。充電コンデンサＣ_ｔの両端にかかる降下した電圧は、制御コンパレータ２０４に供給される。

本発明によると、この制御コンパレータ２０４は充電コンデンサＣ_ｔの両端にかかる降下した電圧を第一の閾値Ｖ_ＣｔＯＮと比較する。この第一の閾値に達した場合、制御コンパレータ２０４は、対応する信号を「時間要素およびリンク」ブロック２１０に送る。これにより、ドライバ２０６を適切に作動させることによって、スイッチ１０４がオンされる。ドライバは、例えばプッシュプルドライバでよい。

また、本発明に係る制御回路２００は、同じく充電コンデンサＣ_ｔの電圧を印加される過電圧保護コンパレータ（ＯＶＰコンパレータ）２０７を含む。第二の閾値Ｖ_{ＣｔＯＶＰ}を超えた場合、ＯＶＰコンパレータ２０７がスイッチ１０４をオフし、過電圧の発生を防ぐ。

また、制御回路２００は、一次側スイッチ１０４が閉じているとき変圧器１０８の一次側巻線１１０を流れる電流ＩＰを測定するＩＰコンパレータ２０５を含む。一次側スイッチ１０４のスイッチオフ処理の効果を最大にするため、電流ＩＰは例えばＩＰコンパレータ２０５で二つの閾値と比較される。電流が第一の閾値に達した場合、ドライバ２０６はハイインピーダンスに切り替えられる。第二の閾値に達した場合、一次側スイッチ１０４は能動的にオフされる。二つの電流閾値の差異によって、ハイインピーダンス状態の継続時間が決まる。

図２の回路の機能を図２、３、４を参照してより詳細に説明する。

接続点ＶＰにおける上昇する供給電圧が、いわゆるスタートアップ電圧に達している場合、制御回路２００が作動され、充電電流源２０２を使用してコンデンサＣ_ｔの充電を始める。図３では、曲線３０１はコンデンサＣ_ｔの両端にかかる電圧が時間の関数として変化する様子を表している。曲線３０２は、接続点Ｇにおける関連したドライバ信号を示す。コンデンサＣ_ｔの放電は、放電時間Ｔ_{ＣｔＤＩＳ}によって特徴づけることができる。例えば、１００ｐＦのキャパシタンスに対して、本回路の放電時間は２５０〜１０００ｎｓである。

図３から明らかなように、コンデンサＣ_ｔはその両端にかかる降下した電圧が、第一の閾値Ｖ_ＣｔＯＮに到達するまで充電される。その後、ドライバ２０６がオンになる。外部の抵抗器を用いて変圧器１０８の一次コイル（一次側巻線１１０）内の電流を決定する閾値Ｖ_ＩＰがＩＰコンパレータ２０５内で超過された場合、ドライバ２０６が再びオフになる。それから、コンデンサＣ_ｔが放電し始める。時間Ｔ_{ＣｔＤＩＳ}経過後、コンデンサＣ_ｔは再び充電される。この一連のイベントは、安全機能によってまたは幹線電源から切断されることによってスイッチモード電源ユニットの作動が停止されるまで周期的に繰り返される。

上述の通常の動作に必要な部材とは別に、好ましくない動作条件から守るために安全回路が設けられる。例えば、ＯＶＰコンパレータ２０７は、ドライバ２０６をオフに切り替えそして再びオンにされることを防ぐことによって、補助巻線１１４で高電圧、すなわち閾値Ｖ_{ＣｔＯＶＰ}（図４参照）を超える電圧に応答する。

いわゆるスタートアップの前に、電力が制御回路２００に幹線から直接供給され、動作中は制御回路２００が補助巻線１１４から供給される。

ドライバ２０６は、供給電圧としてＶＰを備えるプッシュプル段を含み、外部のバイポーラーパワートランジスタ、すなわちスイッチ１０４に対して制御電力を供給する。

図５は、本発明に係る接続点ＶＰにおける電圧の関数としての充電電流Ｉ_Ｃｔの変化を示す。そのような制御は、ブロッキング期間およびこの電圧をＶＰに接続されたコンデンサＣ_２に統合する間に二次電圧を補助巻線１１４に伝達することによって実行される。二次出力電圧は、ここでは二次巻線１１２と補助巻線１１４の巻数の比率によって決まる。上述のように、休止継続時間は、ＶＰでの電圧が制御ゾーン５０１の範囲内になるように制御される。電圧が制御ゾーン５０１より低い場合、電流はコンデンサＣ_ｔでの充電電流がＶＰでの電圧と比例するように制御される。ＶＰでの電圧が制御ゾーン５０１に達すると、充電電流が減少する。

このように、図６に示すような出力特性は、例えば本発明に係るスイッチモード電源ユニットで達成できる。曲線６０１、６０２、６０３、６０４は、９０Ｖ、１１０Ｖ、２３０Ｖおよび２６４Ｖ ＡＣの入力電圧に関係する。この図示から明らかなように、０〜１２Ｖの範囲内で出力電圧のためにほぼ一定の電流値Ｉ_ｏｕｔを正確に供給する出力特性のプロファイルを、本発明に係る制御回路を用いて得ることができる。しかしながらこの電圧範囲は、一次側巻線１１０および二次側巻線１１２の巻数を適宜選択することによって、いかなる条件をも満たすように適応可能である。

図６の線６０５は、最小許容出力電圧値および出力電流値を示し、曲線６０６は最大許容値を示す。

上記では例示のため、出力電圧Ｕ_ｏｕｔと出力電流Ｉ_ｏｕｔの直線的な関係を記載したが、指定できる出力特性のプロファイルに関して制限がないことは当業者にとっては明白である。図５における曲線のプロファイルを適宜に調節さえすればよい。

本発明に係る制御回路を備えた一次制御スイッチモード電源ユニットの概略図を示す。 その使用環境における本発明に係る制御回路のブロック図を示す。 図２の充電コンデンサおよびドライバ出力における電圧のプロファイルのタイムチャートを示す。 過電圧保護の説明のための充電コンデンサおよびドライバ出力における電圧の時間座標図を示す。 補助電圧と充電コンデンサの充電電流の関係を概略的に図示する。 図２のスイッチモード電源ユニットの複数の出力特性のグラフ図を示す。

Claims (5)

1. 一次側スイッチと補助巻線を有する変圧器とを有する一次制御スイッチモード電源ユニットの二次側出力電流を、コンデンサの充電開始後の充電時の電圧に基づいて決定される前記一次側スイッチのスイッチング周波数により制御する制御方法であって、
   前記補助巻線により補助電圧を誘導し、
   前記補助電圧のイメージを構成する電流を生成し、
   前記コンデンサを、前記一次側スイッチがオンされるタイミングを基準として定められたタイミングに開始される前記コンデンサの充電が前記補助電圧に応じた速さとなるよう前記電流で充電することにより、前記スイッチング周波数を調節し、
   前記コンデンサに両端にかかる電圧が、第一の所定の閾値に達した場合、前記一次側スイッチをオンし、
   前記コンデンサの両端にかかる電圧が、前記第一の閾値より高い第二の閾値に達した場合、前記一次側スイッチをオフする制御方法。
2. 前記コンデンサの両端にかかる電圧が前記第一の閾値に達した場合、生成される前記電流を減少させることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 一次側スイッチと補助電圧を誘導する補助巻線を有する変圧器とを有する一次制御スイッチモード電源ユニットの二次側出力電流を制御する制御装置であって、
   前記一次側スイッチのスイッチング周波数を充電開始後の充電時の電圧に基づいて決定するコンデンサと、
   前記補助電圧のイメージを構成する電流を生成して、前記コンデンサを、前記一次側スイッチがオンされるタイミングを基準として定められたタイミングに開始される前記コンデンサの充電が前記補助電圧に応じた速さとなるよう前記電流で充電することにより、前記スイッチング周波数を調節する電流源と、
   前記コンデンサの両端にかかる電圧を第一の閾値と比較する制御コンパレータと、
   前記コンデンサの両端にかかる電圧を前記第一の閾値より高い第二の閾値と比較する過電圧保護回路とを有し、
   前記制御コンパレータは、前記コンデンサの両端にかかる電圧が、前記第一の閾値に達した場合、前記一次側スイッチをオンするスイッチオン信号を発生させるよう設計され、
   前記過電圧保護回路は、前記コンデンサの両端にかかる電圧が、前記第二の閾値に達した場合、前記一次側スイッチをオフするスイッチオフ信号を発生させるよう設定されている制御装置。
4. 前記電流源が、前記コンデンサの両端にかかる電圧が前記第一の閾値に達したとき生成する前記電流を減少するよう設計されていることを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
5. 請求項３または請求項４に記載の制御装置を備えたスイッチモード電源ユニット。

Images