JP4096864B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、電圧の異なる２つの電源間あるいは回路間で、外部選択信号により低圧側から高圧側、または逆に高圧側から低圧側に電力の移送を行なう昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などにおいては、走行用モータを駆動するためのインバータ回路の前段にＤＣ−ＤＣコンバータを設け、このコンバータによりバッテリー電圧（低圧側回路）を昇圧してインバータ回路（高圧側回路）に供給する制御が行なわれている。また走行用モータが回生状態となったときには、逆にその回生電力（高圧側回路）をＤＣ−ＤＣコンバータにより降圧してバッテリー（低圧側回路）の充電に供することも行なわれている。

図２は、このような目的に使用される昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路例である。図において、トランジスタＱ１、Ｑ２はスイッチング用のパワーＭＯＳトランジスタで、高圧側回路２の入出力端子Ｎ２と接地ＧＮＤ間に直列に接続されている。各トランジスタＱ１、Ｑ２には、フリーホィールダイオードＤ１、Ｄ２がそれぞれ逆並列に接続されている。低圧側回路３の入出力端子Ｎ１とトランジスタＱ１、Ｑ２の相互接続点Ｎ３との間にはエネルギー蓄積、放出用のリアクトルＬが、入出力端子Ｎ１、Ｎ２と接地ＧＮＤとの間には、それぞれ平滑用コンデンサＣ１、Ｃ２が接続されている。

低圧側回路３の電圧をＶ１、高圧側回路２の電圧をＶ２、リアクトルＬを低圧側回路３から相互接続点Ｎ３に向けて流れる電流をＩＬとして、低圧側回路３から高圧側回路２に平均電力（移送電力指令値）Ｐr で電力を移送する場合の動作について説明する。電力を移送する方向は、外部選択信号によりゲート制御回路４に指示される。ゲート制御回路４は、指示に従いトランジスタＱ１には常時ＯＦＦの信号を出力し、トランジスタＱ２には移送電力指令値Ｐｒに基づいて次のように計算したＯＮ時間の駆動パルスを出力する。

トランジスタＱ２がＯＮした場合には、低圧側回路３からリアクトルＬ、トランジスタＱ２を通って接地ＧＮＤに電流が流れる。リアクトルＬを流れるリアクトル電流ＩＬは、図９の（１）の時刻（０〜ｔ０）期間（トランジスタＱ２のＯＮ期間）に示すように直線的に増加する。リアクトル電流ＩＬの値がＩ０になった時間ｔ０の時点でトランジスタＱ２をＯＦＦすると、トランジスタＱ２のＯＮ期間中にリアクトルＬに蓄積された電磁エネルギーはダイオードＤ１を通って高圧側回路２に放出される。リアクトル電流ＩＬは時刻（ｔ０〜ｔ１）期間（トランジスタＱ２のＯＦＦ期間）においては直線的に減少し、時刻ｔ１にゼロとなる。

この１周期の時間ｔ１中に低圧側回路３から出力される電力の平均値Ｐ１は、
Ｐ１＝（Ｖ１² ／２・Ｌ）・ｔ０
となる。ゲート制御回路４は、この平均電力Ｐ１の値が移送電力指令値Ｐｒに等しくなるようにトランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０の値を計算して制御する。従って、
ｔ０＝２・Ｌ・Ｐｒ／Ｖ１² （１）式
即ち、ゲート制御回路４は（１）式で計算したｔ０の時間だけトランジスタＱ２をＯＮさせた後にＯＦＦする。そして、リアクトル電流ＩＬがゼロになった後、再びｔ０時間だけトランジスタＱ２をＯＮさせる動作を繰り返す。これにより、低圧側回路３から高圧側回路２には移送電力指令値Ｐｒに等しい電力が移送される。

リアクトル電流ＩＬがゼロになったことは、ゼロクロス検出回路５により検出される。ゼロクロス検出回路５は、リアクトルＬの両端の電位差がゼロになる瞬間を検出してリアクトル電流ＩＬがゼロになった瞬間と判定しゲート制御回路４に知らせる。
このように、スイッチング動作を行なうトランジスタＱ２に流れる電流がゼロとなった時点でトランジスタＱ２をＯＦＦからＯＮに切り換える制御（以下、ゼロクロス制御という。）は、電流が流れている状態でＯＦＦからＯＮに切り換えるＰＷＭ制御に比べてスイッチング損失を低減できる利点がある。

しかしながら、このゼロクロス制御の場合、移送電力指令値Ｐｒの値が小さくなると（１）式で計算されるトランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０が短くなる。ＯＮ時間ｔ０が短くなると図９の（１）、（２）、（３）に示すようにトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦの周期ｔ１も次第に短くなり、その逆数である周波数は図１０に示すように次第に上昇する。ゼロクロス制御では、トランジスタＱ２がＯＦＦからＯＮに移る際は電流ゼロの状態でスイッチングを行なうためにスイッチング損失は発生しない。しかし、ＯＮからＯＦＦへの切り換えは電流が流れている状態で行なうためスイッチング損失が発生する。従ってトランジスタＱ２のスイッチング周波数が上昇すると、それにつれてスイッチング損失も増大するという問題がある。
特願２００３−０６８０８６号

本発明は、このような従来技術の問題点を解決するためになされたもので、電圧の異なる２つの電源間あるいは回路間で外部選択信号により低圧側から高圧側、または逆に高圧側から低圧側に電力の移送を行なう昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチングトランジスタのスイッチング損失を低減することを課題とする。

前記課題を達成するための請求項１に記載の発明は、電圧の異なる２つの回路間で外部選択信号により低圧側から高圧側、またはその逆方向に電力の移送を行なう昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、高圧側回路（２）の入出力端子（Ｎ２）と接地間に各々逆並列ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）を備えて直列に接続された第１、第２のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）と、該２つのトランジスタの相互接続点（Ｎ３）と低圧側回路（３）の入出力端子（Ｎ１）間に接続されたリアクトル（Ｌ）と、該リアクトルを流れる電流がゼロになった瞬間を検出するゼロクロス検出回路（５）と、前記第１、第２のトランジスタのスイッチング動作を制御するゲート制御回路（４）とを備えて構成され、該ゲート制御回路は、前記低圧側回路から高圧側回路に電力を移送する場合には、高圧側回路側に接続された前記第１のトランジスタをＯＦＦしたまま接地側に接続された前記第２のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御し、高圧側回路から低圧側回路に電力を移送する場合には、第２のトランジスタをＯＦＦしたまま第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するものであって、外部から指示された移送電力指令値に従って第１または第２のトランジスタをＯＮさせるＯＮ時間を計算し、前記第１または第２のトランジスタをＯＮさせてから前記ゼロクロス検出回路からのゼロクロス検出信号を受信するまでの時間が第１の所定値以上であった場合には、該ゼロクロス検出信号の受信直後から前記ＯＮ時間だけ第１または第２のトランジスタをＯＮさせ、前記ゼロクロス検出信号を受信するまでの時間が前記第１の所定値未満であり第２の所定値以上であった場合には、該ゼロクロス検出信号の受信時から更に前記第１の所定値と該ゼロクロス検出信号を受け取るまでの時間との差に１より小さい一定比率を掛けた時間を経過した直後から前記ＯＮ時間だけ第１または第２のトランジスタをＯＮさせ、前記ゼロクロス検出信号を受信するまでの時間が前記第２の所定値未満であった場合には、直前のＯＮ開始時刻から第２の所定値に前記第１の所定値と第２の所定値との差に前記１より小さい一定比率を掛けた時間を加えた時間が経過した直後から前記ＯＮ時間だけ第１または第２のトランジスタをＯＮさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。

このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、移送電力指令値Ｐｒが減少した場合には、第１または第２のトランジスタのスイッチング周波数の上昇が抑制されるためスイッチング損失の増大が防止される効果を奏する。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１または第２のトランジスタをＯＮさせてから前記ゼロクロス検出信号を受信するまでの時間に代えて、前記移送電力指令値に基づいて計算で求めた前記第１または第２のトランジスタのＯＮ開始から前記リアクトルに流れる電流がゼロになるまでの時間を使用することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータである。

このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、前記ゼロクロス検出回路をなくすことができ回路を簡単にできる効果がある。また、第１または第２のトランジスタのスイッチング損失の増大も防止される。

本発明の実施形態を説明するのに先だって参考とする参考実施形態について説明する。
本参考実施形態における昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成は、「背景技術」の中で説明した図２中のＤＣ−ＤＣコンバータ１と同じ構成である。異なる点は、ゲート制御回路４の演算制御ロジックのみである。従って、回路構成については図２を参照しながら説明する。

トランジスタＱ１、Ｑ２にはパワーＭＯＳトランジスタ、あるいはＩＧＢＴを使用する。電力を移送する方向は、ゲート制御回路４に与えられる外部選択信号により決定される。低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合には、ゲート制御回路４はトランジスタＱ１をＯＦＦにしたままトランジスタＱ２をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。この場合ゲート制御回路４は、移送される電力が外部から指定された移送電力指令値Ｐｒに一致するようにそのＯＮ時間を計算してトランジスタＱ２を制御する。

これとは反対に、高圧側回路２から低圧側回路３に電力を移送する場合には、ゲート制御回路４はトランジスタＱ２をＯＦＦにしたまま、トランジスタＱ１をＯＮ／ＯＦＦ動作させる。この場合ゲート制御回路４は、移送される電力が外部から指定された移送電力指令値Ｐｒに一致するようにそのＯＮ時間を計算してトランジスタＱ１を制御する。
電力をどちらの方向に移送する場合も、ゲート制御回路４がＯＮ／ＯＦＦ動作させるトランジスタを制御するために行なう演算制御ロジックは同じであるので、低圧側回路３から高圧側回路２に電力を移送する場合について説明する。

トランジスタＱ１、Ｑ２が共にＯＦＦで、リアクトルＬに流れるリアクトル電流ＩＬがゼロの初期状態（時刻ｔ＝０）から、図３の（１）に示すようにトランジスタＱ２をｔ０時間だけＯＮしたとする。トランジスタＱ２のＯＮ抵抗はゼロとし、リアクトル電流ＩＬの時間微分を（ＩＬ）´で表わすとすると、
Ｖ１＝Ｌ・（ＩＬ）´
初期条件を入れて解くと、
ＩＬ＝（Ｖ１／Ｌ）・ｔ
となることから、リアクトル電流ＩＬは図３の（２）に示すように直線的に増加する。時刻ｔ０でのリアクトル電流ＩＬの値をＩ０とすると、
Ｉ０＝（Ｖ１／Ｌ）・ｔ０
となり、トランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０は次のように計算される。
ｔ０＝（Ｌ／Ｖ１）・Ｉ０ （２）式

時刻ｔ０にトランジスタＱ２をＯＦＦすると、リアクトルＬに蓄積された電磁エネルギーはダイオードＤ１を通って高圧側回路２に流れ込む。ダイオードＤ１の順方向電圧をゼロとすると、トランジスタＱ２をＯＦＦした後は次の式が成り立つ。
Ｖ１＝Ｌ・（ＩＬ）´＋Ｖ２
時刻ｔ０でＩＬ＝Ｉ０の条件の下で上式を解くと、
ＩＬ＝−（（Ｖ２−Ｖ１）／Ｌ）・ｔ＋（Ｖ２／Ｌ）・ｔ０
となり、電流ＩＬは図３の（２）に示すように直線的に減少する。

リアクトル電流ＩＬがゼロとなる時刻をｔ１とするとｔ１は次のように計算される。
ｔ１＝ｔ０・Ｖ２／（Ｖ２−Ｖ１） （３）式
一方、時刻（０〜ｔ１）間に低圧側回路３から供給されるエネルギーＥ１は、
Ｅ１＝（１／２）・Ｖ１・Ｉ０・ｔ１
従って、この間の平均電力Ｐ１は次のようになる。
Ｐ１＝（１／２）・Ｖ１・Ｉ０

ゲート制御回路４はこの平均電力Ｐ１が移送電力指令値Ｐｒに一致するように時間ｔ０、ｔ１の値を演算して制御する。従って、
Ｐｒ＝（１／２）・Ｖ１・Ｉ０ （４）式
（２）、（４）式よりトランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０は次のように計算される。
ｔ０＝（２・Ｌ／Ｖ１² ）・Ｐｒ （５）式
トランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦの１周期の時間ｔ１は（３）、（５）式より次のようになる。
ｔ１＝（Ｖ２／（Ｖ２−Ｖ１））・（２・Ｌ／Ｖ１² ）・Ｐｒ （６）式

従って、ゲート制御回路４が（６）式で計算される周期ｔ１でもって（５）式で計算されるｔ０の時間だけトランジスタＱ２を繰り返しＯＮするように制御すれば、低圧側回路３から高圧側回路２に移送される電力の平均値Ｐ１は、外部から指定された移送電力指令値Ｐｒに一致するようになる。

ここで少し問題となる点は、（６）式で計算される周期ｔ１には誤差が含まれており、トランジスタＱ２のＯＮ開始時刻から（６）式で計算される時間ｔ１後にリアクトル電流ＩＬの値がゼロになっていない場合もあり得る点である。その計算誤差は、トランジスタＱ２のＯＮ時の抵抗をゼロと仮定したこと、ダイオードＤ１の順方向電圧降下をゼロと仮定したこと、低圧側回路３の電圧Ｖ１及び高圧側回路２の電圧Ｖ２が一定とは限らないことなどに起因して生ずる。

リアクトル電流ＩＬがゼロになっていない時点にトランジスタＱ２をＯＦＦからＯＮに切り換えることはスイッチング損失の増大をもたらすため好ましくない。この問題に対処するため図２のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、トランジスタＱ２をＯＦＦからＯＮに切り換えるタイミングについては（６）式で計算される周期ｔ１によらないで、リアクトル電流ＩＬが実際にゼロになった瞬間（以下、“ゼロクロス "という。）を検出し、その検出信号（以下、“ゼロクロス検出信号 "という。）に基づいて切り換えタイミングを決定する制御方式を採用している。

ゼロクロスの検出はゼロクロス検出回路５で行なっている。検出はリアクトル電流ＩＬの値を測定してその絶対値が微小電流値ΔＩ以下になったことで検出してもよいが、リアクトルＬの両端の電位差が微小電圧値ΔＶ以下になったことで検出する方が容易である。リアクトル電流ＩＬがゼロになった後もトランジスタＱ２がＯＦＦ状態であると、リアクトルＬには電流が流れずアクトルＬの両端の電位差はゼロとなる。従って、リアクトルＬの両端の電位差が微小電圧値ΔＶ以下になったことを検出することでゼロクロスの瞬間を検出することができる。

以上、説明したような計算式及びゼロクロス検出回路５から送られてくるゼロクロス検出信号に基づいて、ゲート制御回路４はトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦを次のように制御する。
（Ａ）トランジスタＱ２をＯＮした瞬間からゼロクロス検出信号を受信するまでの経過時間ｔ１が所定値Ｔ１以上であった場合。
この場合は、ゲート制御回路４はゼロクロス検出信号を受け取った直後から開始して（５）式で計算した時間ｔ０だけトランジスタＱ２をＯＮ動作させる。

（Ｂ）トランジスタＱ２をＯＮした瞬間からゼロクロス検出信号を受信するまでの経過時間ｔ１が所定値Ｔ１未満であった場合。
この場合は、ゲート制御回路４はトランジスタＱ２をＯＮした瞬間から所定値Ｔ１時間経過後から開始して（５）式で計算した時間ｔ０だけトランジスタＱ２をＯＮ動作させる。これは周波数が一定値１／Ｔ１に等しいＰＷＭ制御を行なっていることに等しい。

上記（Ａ）の場合の制御法によるリアクトル電流ＩＬの波形は図１の（１）のようになり、「背景技術」で説明した図９の各波形と同じである。この制御法のみで制御した場合には図９、図１０で説明したように、移送電力指令値Ｐｒの値が小さくなった場合にトランジスタＱ２のスイッチング周波数が高くなってスイッチング損失が増加する。そこで本実施形態では、スイッチング周波数の上昇を抑えるために（Ｂ）の制御形態を追加して設けた。

即ち、ゼロクロス検出信号を受信するまでの時間ｔ１が所定値Ｔ１より小さかった場合には、ゼロクロス検出信号の受信後、直ちにトランジスタＱ２をＯＮするのではなく少し遅らせて所定値Ｔ１時間の経過後にＯＮさせるようにしている。このように制御すると移送電力指令値Ｐｒの値が小さくなった場合には、リアクトル電流ＩＬの波形は図１の（２）、（３）に示すように、周期が所定値Ｔ１のままで電流ゼロの期間だけが長くなっていく波形となる。この場合の移送電力に対する周波数の変化は図４に示すようになる。移送電力指令値Ｐｒが所定の値以下で周波数は一定値１／Ｔ１となり、スイッチング損失のそれ以上の増大が防止される。

次に上記（Ａ）、（Ｂ）の制御を行なうためのゲート制御回路４内の処理フローについて図５を参照しながら説明する。最初のステップＳ１では（５）式によりトランジスタＱ２をＯＮする時間ｔ０を計算する。ステップＳ２では計時タイマＴを設けてその計時値をリセットする。ステップＳ３でトランジスタＱ２をＯＮし、それと同時にステップＳ４で計時タイマＴの計時を開始する。

ステップＳ５では、計時タイマＴにより時間ｔ０が経過したか否かをチェックしつつ時間ｔ０の経過を待つ。時間ｔ０の経過によりステップＳ６に移りトランジスタＱ２をＯＦＦする。続くステップＳ７では、ゼロクロス検出回路５からゼロクロス検出信号が送られてくるのを待つ。ゼロクロス検出信号を受け取るまでの待ち時間中には、ステップＳ８にて最新の移送電力指令値Ｐｒの値に基づいて次のサイクルのトランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０を（５）式により計算して待つ。

ゼロクロス検出信号を受け取った段階でステップＳ９に移り、その時の計時タイマＴの計時値Ｔが（Ａ）で述べた所定値Ｔ１以上であるか否かをチェックする。所定値Ｔ１以上であった場合には直ちにステップＳ２に戻り次のサイクルに入る。以上までが上述の（Ａ）の制御形態を行なう処理フローである。

ステップＳ９で計時タイマＴの計時値Ｔが所定値Ｔ１未満であった場合にはステップＳ１０に移る。ステップＳ１０では、計時タイマＴの計時値Ｔが所定値Ｔ１以上になるのを待つ。待つ間はステップＳ１１において、最新の移送電力指令値Ｐｒの値に基づいた次のサイクルのトランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０の計算を繰り返す。計時値Ｔが所定値Ｔ１以上になった時点でステップＳ２に戻り次のサイクルに移る。このステップＳ１０が実行される場合の制御が上述の（Ｂ）の場合の制御形態である。

以下、本発明の一実施形態について説明する。
本実施形態は、参考実施形態における（Ａ）と（Ｂ）の制御形態の間に、（Ａ）の制御形態よりも緩やかにスイッチング周波数が上昇する制御形態を追加した実施形態である。移送電力指令値Ｐｒの値が変化に対するリアクトル電流ＩＬの波形の変化の様子を図６の（１）〜（４）に示す。

図６の（１）は移送電力指令値Ｐｒの値が大きい場合の波形で、参考実施形態の（Ａ）の制御形態と同じ制御を行なっており波形は図１の（１）と同じである。図６の（２）、（３）は移送電力指令値Ｐｒの値が減少し、ゼロクロス検出信号を受け取るまでの時間が第１の所定値Ｔ１未満と短くなった場合である。この場合は、ゼロクロス検出信号を受け取ってから更に第１の所定値Ｔ１と該ゼロクロス検出信号を受け取るまでの時間ｔ１との差に１より小さい一定比率ａを掛けた時間ａ・（Ｔ１−ｔ１）だけ経過した後に次のサイクルを開始するように制御している。時間ａ・（Ｔ１−ｔ１）だけ次のサイクルの開始を遅らせているためスイッチング周波数の上昇勾配は（Ａ）の制御形態の場合よりも緩くなる。

図６の（４）は、移送電力指令値Ｐｒの値が更に減少してゼロクロス検出信号を受け取るまでの時間が第２の所定値Ｔ２未満になった場合の波形である。この場合には、直前のＯＮ開始時刻か第２の所定値Ｔ２に、第１の所定値Ｔ１と第２の所定値Ｔ２との差に前記１より小さい一定比率ａを掛けた時間ａ・（Ｔ１−Ｔ２）を加えた時間（Ｔ２＋ａ・（Ｔ１−Ｔ２））が経過した直後に次のサイクルを開始するように制御している。従って、この場合のスイッチング周波数は１／（Ｔ２＋ａ・（Ｔ１−Ｔ２））の一定値となり、この周波数でＰＷＭ制御を実施していることになる。移送電力の変化に対する周波数の変化は図７に示すようになる。

これらをまとめるとゲート制御回路４はトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦを次のように制御していることになる。
（Ａ）トランジスタＱ２をＯＮした瞬間からゼロクロス検出信号を受信するまでの経過時間ｔ１が第１の所定値Ｔ１以上であった場合。
参考実施形態における（Ａ）の場合の制御形態と同じで、ゲート制御回路４はゼロクロス検出信号を受け取った直後から開始して（５）式で計算した時間ｔ０だけトランジスタＱ２をＯＮ動作させる。

（Ｂ）トランジスタＱ２をＯＮした瞬間からゼロクロス検出信号を受信するまでの経過時間ｔ１が第１の所定値Ｔ１未満であり且つ第２の所定値Ｔ２以上である場合。
ゼロクロス検出信号を受け取ってから更に第１の所定値Ｔ１とゼロクロス検出信号を受け取るまでの時間ｔ１との差に１より小さい一定比率ａを掛けた時間ａ・（Ｔ１−ｔ１）だけ経過した直後から開始して（５）式で計算した時間ｔ０だけトランジスタＱ２をＯＮ動作させる。

（Ｃ）トランジスタＱ２をＯＮした瞬間からゼロクロス検出信号を受信するまでの経過時間ｔ１が第２の所定値Ｔ２未満である場合。
直前のＯＮ開始時刻から第２の所定値Ｔ２に、第１の所定値Ｔ１と第２の所定値Ｔ２との差に１より小さい一定比率ａを掛けた時間ａ・（Ｔ１−Ｔ２）を加えた時間（Ｔ２＋ａ・（Ｔ１−Ｔ２））が経過した直後から開始して（５）式で計算した時間ｔ０だけトランジスタＱ２をＯＮ動作させる。スイッチング周波数は１／（Ｔ２＋ａ・（Ｔ１−Ｔ２））の一定値となる。

本実施形態におけるスイッチング周波数の変化は図７のようになり、移送電力指令値Ｐｒの減少に対するスイッチング周波数の上昇は抑制され、最高周波数は１／（Ｔ２＋ａ・（Ｔ１−Ｔ２））に制限される。従って、スイッチング損失の増大が防止される効果が得られる。

次に上記（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の制御を行なうためのゲート制御回路４内の処理フローについて図８を参照して説明する。ステップＳ１からステップＳ９までの処理フローは上記（Ａ）の制御形態を実施する処理フローであり、参考実施形態で説明した図５の処理フローのステップＳ１からステップＳ９までと同じであるので説明を省略する。

ステップＳ１０では、その時の計時タイマＴの計時値Ｔが（Ａ）で述べた第２の所定値Ｔ２以上であるか否かをチェックする。ＹＥＳと判定された場合にはステップＳ１１に移行し、計時値Ｔが時間（ｔ１＋ａ・（Ｔ１−ｔ１））になるのを待ってステップＳ２に戻り次のサイクルに入る。その時間になるのを待つ間には、ステップＳ１２にて最新の移送電力指令値Ｐｒの値に基づいて次のサイクルのトランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０の計算を繰り返す。このステップＳ１１、Ｓ１２が実行される場合が上記（Ｂ）の制御形態に相当する。

ステップＳ１０にてその時の計時タイマＴの計時値Ｔが第２の所定値Ｔ２未満と判定された場合には、計時値Ｔが時間（Ｔ２＋ａ・（Ｔ１−Ｔ２））になるのを待ってステップＳ２に戻り次のサイクルに入る。その時間になるのを待つ間には、ステップＳ１４にて最新の移送電力指令値Ｐｒの値に基づいて次のサイクルのトランジスタＱ２のＯＮ時間ｔ０の計算を繰り返す。このステップＳ１３、Ｓ１４が実行される場合が、上記（Ｃ）の制御形態に相当する。

（変形実施形態）
上記各実施形態においてはリアクトル電流ＩＬがゼロとなる瞬間をゼロクロス検出回路５で検出しそのゼロクロス検出信号を制御に使用してきた。しかし、参考実施形態の中で説明したように、リアクトル電流ＩＬがゼロになるまでの時間ｔ１の値は移送電力指令値Ｐｒの値に基づいて（６）式によって計算することができる。（６）式で計算したゼロクロスまでの時間ｔ１の値は前にも説明したように計算誤差を若干含んでいる可能性があるが、スイッチング損失の若干の増加を我慢するのであれば、ゼロクロス検出回路５で検出したゼロクロス検出信号の受信タイミングの代わりに（６）式で計算した時間ｔ１を使用して制御を実施してもよい。このようにすれば、ゼロクロス検出回路５をなくすことができ回路を簡単にすることができる。

また、あくまでもリアクトル電流ＩＬがゼロの状態でスイッチングすることを優先する場合には、（６）式で計算した時間ｔ１に推定計算誤差よりも若干大きい微小時間Δｔを加えた時間（ｔ１＋Δｔ）を（６）式で求めた時間ｔ１の代わりに使用して制御を実施してもよい。また、このように微小時間Δｔを加える代わりに、（６）式で計算した時間ｔ１に１より僅かに大きい数値（１＋ΔＲ）を掛けた時間（ｔ１・（１＋ΔＲ））を時間ｔ１の代わりに使用して制御してもよい。このようにして制御すれば、トランジスタＱ２のＯＦＦからＯＮへのスイッチングを電流ゼロの状態で行なわせることができる。

参考実施形態におけるリアクトル電流波形である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成である。 昇圧する場合のトランジスタＱ２の動作とリアクトル電流波形の関係を示す図である。 参考実施形態における移送電力と周波数との関係図である。 参考実施形態におけるゲート制御回路の制御フローである。 本発明の一実施形態におけるリアクトル電流波形である。 本発明の一実施形態における移送電力と周波数との関係図である。 本発明の一実施形態におけるゲート制御回路の制御フローである。 従来技術による場合のリアクトル電流波形である。 従来技術による場合の移送電力と周波数との関係図である。

符号の説明

図面中、１はＤＣ−ＤＣコンバータ、２は高圧側回路、３は低圧側回路、４はゲート制御回路、５はゼロクロス検出回路、Ｄ１、Ｄ２はダイオード、ＧＮＤは接地、Ｌはリアクトル、Ｎ１、Ｎ２は入出力端子、Ｎ３は相互接続点、Ｐｒは移送電力指令値、Ｑ１は第１のトランジスタ、Ｑ２は第２のトランジスタを示す。

Claims (2)

1. 電圧の異なる２つの回路間で外部選択信号により低圧側から高圧側、またはその逆方向に電力の移送を行なう昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ（１）であって、高圧側回路（２）の入出力端子（Ｎ２）と接地間に各々逆並列ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）を備えて直列に接続された第１、第２のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）と、
   該２つのトランジスタの相互接続点（Ｎ３）と低圧側回路（３）の入出力端子（Ｎ１）間に接続されたリアクトル（Ｌ）と、
   該リアクトルを流れる電流がゼロになった瞬間を検出するゼロクロス検出回路（５）と、
   前記第１、第２のトランジスタのスイッチング動作を制御するゲート制御回路（４）とを備えて構成され、
   該ゲート制御回路は、前記低圧側回路から高圧側回路に電力を移送する場合には、高圧側回路側に接続された前記第１のトランジスタをＯＦＦしたまま接地側に接続された前記第２のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御し、高圧側回路から低圧側回路に電力を移送する場合には、第２のトランジスタをＯＦＦしたまま第１のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するものであって、外部から指示された移送電力指令値に従って第１または第２のトランジスタをＯＮさせるＯＮ時間を計算し、前記第１または第２のトランジスタをＯＮさせてから前記ゼロクロス検出回路からのゼロクロス検出信号を受信するまでの時間が第１の所定値以上であった場合には、該ゼロクロス検出信号の受信直後から前記ＯＮ時間だけ第１または第２のトランジスタをＯＮさせ、前記ゼロクロス検出信号を受信するまでの時間が前記第１の所定値未満であり第２の所定値以上であった場合には、該ゼロクロス検出信号の受信時から更に前記第１の所定値と該ゼロクロス検出信号を受け取るまでの時間との差に１より小さい一定比率を掛けた時間を経過した直後から前記ＯＮ時間だけ第１または第２のトランジスタをＯＮさせ、前記ゼロクロス検出信号を受信するまでの時間が前記第２の所定値未満であった場合には、直前のＯＮ開始時刻から第２の所定値に前記第１の所定値と第２の所定値との差に前記１より小さい一定比率を掛けた時間を加えた時間が経過した直後から前記ＯＮ時間だけ第１または第２のトランジスタをＯＮさせることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１または第２のトランジスタをＯＮさせてから前記ゼロクロス検出信号を受信するまでの時間に代えて、前記移送電力指令値に基づいて計算で求めた前記第１または第２のトランジスタのＯＮ開始から前記リアクトルに流れる電流がゼロになるまでの時間を使用することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。

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