JP4067554B2

JP4067554B2 - 蓄電装置

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Publication number: JP4067554B2
Application number: JP2006021762A
Authority: JP
Inventors: 孝雄六藤; 敦清水
Original assignee: 株式会社パワーシステム
Priority date: 2006-01-31
Filing date: 2006-01-31
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2026-01-31
Also published as: JP2007209056A

Description

本発明は、例えば大電力給電系の無停電電源装置（ＵＰＳ）や汎用インバータ装置の給電系などに適用される蓄電装置に関し、さらに詳しく言えば、上記給電系における直流部に接続される充放電が可能な蓄電装置で、その直流部の電圧変動を低く抑える技術に関するものである。

交流状態では蓄電できないため、無停電電源装置においては、元電源としての交流電源を整流して直流電圧を発生させる直流部に蓄電器を接続し、元電源の電圧低下や停電に備えて蓄電器に蓄電し、その電力をインバータで交流に変換して使用している。

また、汎用インバータ装置では、交流電源を一旦直流に変換し、その直流電源をインバータで交流に変換して交流電動機などの負荷を駆動するようにしているが、負荷で大電力を必要とする場合や回生電力の吸収などに対処するため、直流電源となる直流部に蓄電器を接続することが行われている。

上記給電系において、通常、蓄電器には充放電が可能な二次電池が用いられており、そのモデルケースを図１２に示す。図１２では、直流電源Ｅ１と負荷Ｍとの間に蓄電器としての二次電池Ｅ２を接続しているが、直流電源Ｅ１は上記無停電電源装置や汎用インバータ装置での交流電源（元電源）を直流電圧に変換する整流手段もしくは整流して得られる直流部に相当し、負荷Ｍはその直流電圧をインバータにて逆変換してなる交流電圧により駆動される例えば交流電動機に相当している。

直流電源Ｅ１の内部抵抗をＲ１，二次電池Ｅ２の内部抵抗をＲ２，直流電源Ｅ１と二次電池Ｅ２との間に介装されているスイッチをＳＷ１，二次電池Ｅ２と負荷Ｍとの間に介装されているスイッチをＳＷ２として、充電時にはスイッチＳＷ１がオンで、スイッチＳＷ２がオフとされる。

これにより、二次電池Ｅ２の電圧が、その内部抵抗Ｒ１と二次電池Ｅ２の内部抵抗Ｒ２を通して二次電池Ｅ２に充電されることになるため、二次電池Ｅ２の電圧Ｖは、図１３に示すように、充電される前の電圧Ｖ１に比べて内部抵抗Ｒ２に流れる電流分だけＶ１→Ｖ０へと上昇することになる。

これに対して、放電時にはスイッチＳＷ２がオンとされ、負荷Ｍに向けて負荷電流が流れるため、この負荷電流に起因して二次電池Ｅ２の内部抵抗Ｒ１と二次電池Ｅ２の内部抵抗Ｒ２とで生ずる電圧降下により、図１３に示すように、二次電池Ｅ２の電圧ＶはＶ２（Ｖ２＜Ｖ１）まで降下することなる。

すなわち、直流電源電圧Ｅ１が上昇すると、二次電池Ｅ２も充電電流が増えて電圧が上昇し、これに伴って負荷電圧も上昇する。逆に、直流電源電圧Ｅ１が低下すると、二次電池Ｅ２の充電電流が減少し内部抵抗Ｒ２による電圧降下も減少するが、負荷電圧も低下することになる。

このように、元電源（この場合、直流電源電圧Ｅ１）の電圧変動によって、二次電池の充電電流や負荷電流も変動する。なお、二次電池については、その内部状態を等価回路によってモデル化して、電池の入出力の履歴から電池の充電状態などの特性を定量的に把握する発明が特許文献１に開示されている。

特開２００３−２４３０１７号公報

無停電電源装置では、浅い放電深度で常時充放電が行われているが、二次電池が接続される直流部は整流回路を介して元電源である交流電源に接続されているため、直流部の電圧は元電源により変動を受ける。

したがって、元電源の電圧が高い場合には直流部の電圧も高くなるため、二次電池の充電電流が増大し二次電池の電圧が上昇して過充電になることがある。他方で、元電源の電圧が低い場合には直流部の電圧も低くなるため、二次電池の充電電流が減少し二次電池の電圧が低い状態で安定し充電不足となり蓄電量を一定に保つことが難しくなる。

また、停電時ではこれが長引くと、二次電池より負荷に電力を供給するために電池の放電深度が深くなり、電池の寿命を進行させる原因となる。汎用インバータ装置では、通常、その直流部に平滑用キャパシタが用いられているが、この種の平滑用キャパシタは静電容量が小さいため、元電源で発生する電圧低下時や停電時における補助電源としては使えない。

また、電動機の回生制動モードでは、元電源の交流電源側に電力を回生するための特別な変換用のインバータと、ＥＭＣ（電磁環境適合性）対策のための高調波除去用フィルタを使用する必要がある。

充放電が可能な蓄電器には、二次電池のほかに電気二重層キャパシタがある。電気二重層キャパシタは静電容量が大きく、しかも短時間での充電が可能かつ瞬時に大電力を放出でき、充放電のサイクル寿命も二次電池よりもはるかに長い。

しかしながら、電気二重層キャパシタは充放電に伴って電圧が変化するため、汎用インバータ装置などへの適用を困難にしている。すなわち、汎用インバータ装置に搭載されているインバータ回路では、通常、その電圧変動を例えば１０％以内として設計されているため、電気二重層キャパシタではその設計基準をクリアできない場合がある。

したがって、本発明の課題は、無停電電源装置や汎用インバータ装置などの給電系における直流部に接続される蓄電装置で、元電源が変動したとしても、直流部の電圧変動を一定幅内に低く抑えることができる蓄電装置を提供することにある。また、本発明の別の課題は、その蓄電器として電気二重層キャパシタを使用できるようにすることにある。

上記課題を解決するため、本発明は、交流電源を整流手段により整流して得られる直流電圧もしくは直流電源から得られる直流電圧を、無変換もしくは所定に変換して負荷に与える給電系に用いられる蓄電装置において、上記給電系の直流部に可逆コンバータを介して接続される充放電が可能な電気二重層キャパシタからなる蓄電器と、上記直流部の電圧Ｖを監視して上記可逆コンバータを制御する制御手段とを含み、上記制御手段には、高電圧側の第１閾値電圧ＶＨおよび低電圧側の第２閾値電圧ＶＬと、上記第１閾値電圧ＶＨと上記第２閾値電圧ＶＬとの間で上記第１，第２閾値電圧ＶＨ，ＶＬのほぼ１／２の中間電圧に設定された第３閾値電圧ＶＣの３つの所定の閾値電圧が設定されており、上記制御手段は、上記直流部の電圧Ｖが上記第１閾値電圧ＶＨよりも高くなった時点で上記可逆コンバータを充電方向に切り替え上記直流部から上記蓄電器への充電を開始するとともに、その充電を上記直流部の電圧Ｖが上記第３閾値電圧ＶＣに低下するまで継続する充電ステップと、上記直流部の電圧Ｖが上記第２閾値電圧ＶＬよりも低くなった時点で上記可逆コンバータを放電方向に切り替え上記直流部に対して上記蓄電器の放電を開始するとともに、その放電を上記直流部の電圧Ｖが上記第３閾値電圧ＶＣに上昇するまで継続する放電ステップと、上記直流部の電圧Ｖが上記第３閾値電圧ＶＣと上記第２閾値電圧ＶＬの間もしくは上記第３閾値電圧ＶＣと上記第１閾値電圧ＶＨとの間にある場合に、上記可逆コンバータをオフとして上記蓄電器の充放電を停止する充放電停止ステップとを備えていることを特徴としている。

本発明において、当該蓄電装置を自己完結型とするため、上記制御手段の動作電源を上記直流部から得ることが好ましい。

本発明によれば、元電源としての交流電源もしくは直流電源から負荷に至る給電系の直流部に可逆コンバータを介して蓄電器を接続し、制御手段により直流部の電圧を監視し、その直流部の電圧に応じて可逆コンバータを切り替えて蓄電器の充放電を制御するようにしたことにより、元電源の電圧変動の影響を受けることなく、直流部より安定した直流電圧を得ることができる。

これにより、例えば無停電電源装置や汎用インバータ装置におけるインバータ制御が安定するとともに、そのＤＣ−ＡＣ変換効率がよくなり、ＥＭＣ対策用のフィルタ回路の構成も簡素化できる。また、電動機の回生制動により発生する電力を蓄電器に効率よく蓄電できる。さらには、蓄電器の過充電や過放電による特性および寿命劣化を防止することができる。また、可逆コンバータの制御により直流部の電圧が安定に保たれるため、蓄電器として、充放電に伴って電圧が変動する電気二重層キャパシタを二次電池と同様に用いることができる。

まず、図１により、本発明による蓄電装置１００をインバータ装置に適用した実施形態について説明する。インバータ装置は、元電源である交流電源Ｅを整流装置１１のダイオード群からなる整流回路Ｂｔにて直流に変換し、コイルＬｆとキャパシタＣｆからなるＬＣフィルタ回路で平滑化し、こうして得られた直流部１２の直流電力をインバータ回路１３にて交流に逆変換して負荷（電動機）Ｍを駆動する。

本発明による蓄電装置１００は、制御装置１１０と蓄電器１２０とを備え、上記インバータ装置の整流装置１１の出力側にある直流部１２に接続される。この例において、蓄電器１２０には電気二重層キャパシタＣが用いられ、電気二重層キャパシタＣは制御装置１１０を介して直流部１２に接続される。

図２に示すように、制御装置１１０は、基本的な構成として、直流部１２に接続される可逆コンバータ１１１と、直流部１２の電圧を監視して可逆コンバータ１１１を制御する制御回路１１２と、制御回路１１２に動作電源を与える電源回路１１３とを備えている。

制御装置１１０を自己完結，すなわちインバータ装置内で自活可能とするため、電源回路１１３は、直流部１２の電圧を電源にしており、直流部１２の電圧が規定値以上に達したとき動作状態に入る。この例において、制御回路１１２は電源回路１１３から直流部１２の電圧値を得ている。

図３に可逆コンバータ１１１の構成例を示す。なお、図３において、整流装置１１における整流回路Ｂｔは、作図の都合上、電池のシンボルで示されている。ここで使用する可逆コンバータ１１１は、一対のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を備える一般的なものであってよく、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各ベースは制御回路１１２の図示しない制御端子に接続されている。

一方のトランジスタＴｒ１のエミッタと他方のトランジスタＴｒ２のコレクタとが接続されるが、この場合、一方のトランジスタＴｒ１のコレクタは直流部１２のＨｉ側に接続され、他方のトランジスタＴｒ２のエミッタは直流部１２のＬｏ（接地）側に接続される。

また、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタ側を順方向とするダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ並列に接続されている。電気二重層キャパシタ１２０の一方の極は、リアクトルＬを介してトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続点に接続され、電気二重層キャパシタ１２０の他方の極は、トランジスタＴｒ２のエミッタとともに直流部１２のＬｏ側に接続される。

電気二重層キャパシタＣは可逆コンバータ１１１により、その充放電が制御されるが、図４に充電動作時のタイミングチャートを示し、図５に放電動作時のタイミングチャートを示す。

充電時は、制御回路１１２により一方のトランジスタＴｒ１がオン，オフされ、他方のトランジスタＴｒ２はオフとされる。図４を参照して、トランジスタＴｒ１がオンである時間Ｔ１〜Ｔ２の間に、電源電圧（直流部１２の電圧）がリアクトルＬと電気二重層キャパシタＣとに加えられる。

そして、その電流が増加して上限値に達すると、トランジスタＴｒ１がオフに転ずる。これにより、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーが放出され、時間Ｔ２〜Ｔ３の間にリアクトルＬ，電気二重層キャパシタＣおよびダイオードＤ２を含む回路で電気二重層キャパシタＣがさらに充電され、その電圧が上昇する。

放電時には、制御回路１１２により一方のトランジスタＴｒ１がオフで、他方のトランジスタＴｒ２がオン，オフされる。図５を参照して、トランジスタＴｒ２がオンである時間Ｔ２〜Ｔ３の間に、電気二重層キャパシタＣに蓄えられたエネルギーが、電気二重層キャパシタＣ，トランジスタＴｒ２およびリアクトルＬを含む回路に流れ、電流が上昇する。

そして、その電流が上限値に達すると、トランジスタＴｒ２がオフに転じ、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーが電気二重層キャパシタＣ，リアクトルＬおよびダイオードＤ１を含む回路を介して直流部１２に放出される。

この放電電圧は、図５にＴｒ２電圧として示されているようにパルス状の電圧であるため、図示していないが、可逆コンバータ１１１と直流部１２との間に平滑回路を介在させる必要がある。その場合、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２をオン，オフするスイッチング周波数は、交流電源Ｅの電源周波数に比べて高くすることができるため、平滑回路は小型に構成することが可能である。

先の図１２，図１３において、従来装置の場合には、元電源の電圧変動によって蓄電器（二次電池）の充電電流や負荷電流も変動することを説明したが、本発明の蓄電装置１００によれば、制御回路１１２による可逆コンバータ１１１の切り替え制御により、元電源の電圧変動を補償して直流部１２の電圧をほぼ一定に保つことができる。まず、この制御の基本的な動作を図６ないし図９により説明する。

図６は図１２と同じく説明の便宜上、図１の元電源（交流電源Ｅ）を直流に変換する整流装置１１を直流電源Ｅ１で表し、負荷Ｍについても図１のインバータ回路１３が省略されている。

このように、図６の直流電源Ｅ１は上記整流装置１１に相当するため、その電圧が元電源（交流電源Ｅ）によって変動する。本発明の蓄電装置１００は、その直流電源Ｅ１の出力側の直流部１２に接続される。スイッチＳＷ１は蓄電装置１００に対する充電スイッチで、スイッチＳＷ２は負荷Ｍに対する放電スイッチである。

また、制御装置１１０に含まれている制御回路１１２は、直流部１２の電圧を監視する機能を備えているが、制御回路１１２には直流部１２の電圧を一定の幅内に抑え込むため、図７に示すように、上限閾値電圧ＶＨと下限閾値電圧ＶＬとが設定される。

制御回路１１２は、直流部１２の電圧Ｖに応じて可逆コンバータ１１１を切り替えて、電気二重層キャパシタＣに対する充電ステップと、負荷Ｍへの放電ステップとを実行する。

まず、充電ステップについて説明する。スイッチＳＷ１がオン，スイッチＳＷ２がオフであるとして、直流部１２の電圧Ｖが上限閾値電圧ＶＨよりも高くなった時点で可逆コンバータ１１１が充電方向に切り替えられ、直流部１２から電気二重層キャパシタＣへの充電が開始されるが、この充電は直流部１２の電圧Ｖが下限閾値電圧ＶＬに低下するまで継続される。

なお、この充電に伴って、直流電源Ｅ１に流れる充電電流による内部抵抗Ｒ１での電圧降下が増えて直流電源Ｅ１の電圧（直流部１２の電圧Ｖ）が低下する。したがって、制御系のハンチングを防止するうえで、下限閾値電圧ＶＬは内部抵抗Ｒ１での電圧降下の増大値を考慮して設定する必要がある。

次に、放電ステップについて説明する。スイッチＳＷ２がオンで負荷Ｍの起動により負荷電流が流れると、直流部１２の電圧Ｖが低下する。その電圧Ｖが下限閾値電圧ＶＬよりも低くなった時点で可逆コンバータ１１１が放電方向に切り替えられ、電気二重層キャパシタＣから直流部１２に対して放電が開始されることにより電圧Ｖが上昇するが、この放電は直流部１２の電圧Ｖが上限閾値電圧ＶＨに上昇するまで継続される。

この放電時においても、制御系のハンチングを防止するうえで、上限閾値電圧ＶＨは放電時の電圧上昇分を考慮して設定する必要がある。

このようにして、可逆コンバータ１１１の制御により、直流電源Ｅ１の電圧が変動しても、直流部１２の電圧Ｖを上限閾値電圧ＶＨと下限閾値電圧ＶＬとの間に保つことができる。

次に、図８に直流電源Ｅ１から負荷Ｍに至る図６の給電系をシミュレーションした波形のタイミングチャートを示し、これについて説明する。図８（ａ）は負荷Ｍの電圧波形，図８（ｂ）は直流電源Ｅ１の電圧波形と電気二重層キャパシタＣの電圧波形，図８（ｃ）は直流電源Ｅ１の電流波形と電気二重層キャパシタＣの電流波形である。このうち、負荷Ｍの波形は実線，直流電源Ｅ１の波形は１点鎖線，電気二重層キャパシタＣの波形は２点鎖線で示している。

このシミュレーションは、直流電源Ｅ１の定格出力ＤＣ１００ＶをＤＣ１０５ＶからＤＣ９５Ｖの間で変動させた場合のもので、上限閾値電圧をＤＣ１０１Ｖ，下限閾値電圧をＤＣ９９Ｖとしている。

直流電源Ｅ１の電圧は０．５秒時点でＤＣ１００ＶからＤＣ１０５Ｖに向けて上昇し始めているが、上限閾値電圧のＤＣ１０１Ｖに到達した時点で電気二重層キャパシタＣへの充電が開始され、この充電は直流電源Ｅ１の電圧が下限閾値電圧のＤＣ９９Ｖになるまで継続されるため、負荷Ｍの電圧はＤＣ９９Ｖに保たれている。

すなわち、この間、負荷Ｍには一定の電流ＤＣ１０Ａが流れ続けるが、直流電源Ｅ１から電気二重層キャパシタＣにＤＣ２０Ａの充電電流が流れ、これによって生ずる直流電源Ｅ１での電圧降下により、上記したように負荷Ｍの電圧がＤＣ９９Ｖに維持される。

そして２．５秒時点になると、今度は逆に直流電源Ｅ１の電圧がＤＣ９５Ｖに向けて低下し始めるが、下限閾値電圧のＤＣ９９Ｖに到達した時点で電気二重層キャパシタＣの放電が開始され、この放電は直流電源Ｅ１の電圧が上限閾値電圧のＤＣ１０１Ｖになるまで継続されるため、負荷Ｍの電圧はＤＣ１０１Ｖに保たれている。

この間、直流電源Ｅ１からの電流は減衰（チャート上では０Ａ）し、電気二重層キャパシタＣから負荷ＭにＤＣ１０Ａが供給されている。この状態は、直流電源Ｅ１の電圧が再度ＤＣ１０５Ｖに向けて上昇する４．７５秒時点まで継続している。

次に図９により、直流部１２の電圧Ｖと、上限閾値電圧ＶＨ，下限閾値電圧ＶＬとを比較して可逆コンバータ１１１を切り替え制御する論理回路の一例を説明する。

この論理回路は制御回路１１２に組み込まれもので、充電制御用として、セットＳ・リセットＲの各端子を有するフリップフロップ回路からなる充電用メモリ２ａと、ＯＲ回路２ｂと、充電用メモリ２ａおよびＯＲ回路２ｂの各出力のアンドをとるＡＮＤ回路２ｃとを備える。

同じく、放電制御用として、セットＳ・リセットＲの各端子を有するフリップフロップ回路からなる放電用メモリ３ａと、ＯＲ回路３ｂと、放電用メモリ３ａおよびＯＲ回路３ｂの各出力のアンドをとるＡＮＤ回路３ｃとを備える。

また、この論理回路には、Ｖ≧ＶＨ，ＶＨ＞Ｖ≧ＶＬ，ＶＬ＞Ｖかを判定する第１ないし第３の判定ステップＳＴ４ａ〜ＳＴ４ｃが含まれ、各判定ステップのＹＥＳ出力（例えば論理レベルで「１」の出力）が上記した各回路素子に与えられる。充電用メモリ２ａおよび放電用メモリ３ａは、セットされたとき論理レベルで「１」を出力し、リセットのとき出力は「０」となる。

すなわち、第１判定ステップＳＴ４ａのＹＥＳ出力は、充電用メモリ２ａのセット端子Ｓ，ＯＲ回路２ｂの一方の入力端子，放電用メモリ３ａのリセット端子Ｒに印加される。第２判定ステップＳＴ４ｂのＹＥＳ出力は、ＯＲ回路２ｂの他方の入力端子，ＯＲ回路３ｂの一方の入力端子に印加される。また、第３判定ステップＳＴ４ｃのＹＥＳ出力は、放電用メモリ３ａのセット端子Ｓ，ＯＲ回路３ｂの他方の入力端子，充電用メモリ２ａのリセット端子Ｒに印加される。

Ｖ≧ＶＨの場合には、第１判定ステップＳＴ４ａのＹＥＳ出力により、充電用メモリ２ａがセットされ、これに対して放電用メモリ３ａはリセットされる。これにより、充電用メモリ２ａとＯＲ回路２ｂの各出力が「１」となるため、ＡＮＤ回路２ｃから可逆コンバータ１１１に充電制御信号が出され充電モードになる。

ＶＨ＞Ｖ≧ＶＬの場合には、先の第１判定ステップＳＴ４ａで充電用メモリ２ａがセットされており、ＯＲ回路２ｂに第２判定ステップＳＴ４ｂのＹＥＳ出力が印加されるため、充電モードが維持される。

ＶＬ＞Ｖの場合には、第３判定ステップＳＴ４ｃのＹＥＳ出力により、放電用メモリ３ａがセットされ、これに対して充電用メモリ２ａはリセットされる。これにより、放電用メモリ３ａとＯＲ回路３ｂの各出力が「１」となるため、ＡＮＤ回路３ｃから可逆コンバータ１１１に放電制御信号が出され放電モードとなる。

この放電モード時において、直流部１２の電圧Ｖが上昇して、再びＶ≧ＶＨになると、第１判定ステップＳＴ４ａでＹＥＳ出力が出され充電モードに切り替わる。

上記の制御によると、図７に示すように、元電源の変動や負荷の作動に伴って充電と放電とを繰り返すことになるため、これが頻繁に行われる場合、可逆コンバータ１１１でのスイッチングによる損失が大きくなることがある。

そこで、本発明では、制御回路１１２に対して、図１０に示すように、上限閾値電圧ＶＨ，下限閾値電圧ＶＬに加えて第３の閾値電圧として、中間閾値電圧ＶＣを設定する。この中間閾値電圧ＶＣは、上限閾値電圧ＶＨと下限閾値電圧ＶＬの１／２の電圧（例えばＶＨがＤＣ１０１ＶでＶＬがＤＣ９９ＶであればＤＣ１００Ｖ）であることが好ましい。

本発明によると、上記直流部１２の電圧Ｖが上限閾値電圧ＶＨよりも高くなった時点で、可逆コンバータ１１１が充電方向に切り替えられて、直流部１２から電気二重層キャパシタＣに充電が開始されるとともに、この充電状態が直流部１２の電圧Ｖが中間閾値電圧ＶＣに低下するまで継続される。

直流部１２の電圧Ｖが、中間閾値電圧ＶＣと下限閾値電圧ＶＬの間に存在する場合には、可逆コンバータ１１１がオフに制御され、電気二重層キャパシタＣの充放電が停止状態とされる。

直流部１２の電圧Ｖが下限閾値電圧ＶＬよりも低くなった時点で、可逆コンバータが放電方向に切り替えられ、直流部１２に対して電気二重層キャパシタＣの放電が開始されるとともに、この放電状態が直流部１２の電圧Ｖが中間閾値電圧ＶＣに上昇するまで継続される。

直流部１２の電圧Ｖが、中間閾値電圧ＶＣと上限閾値電圧ＶＨの間に存在する場合には、可逆コンバータ１１１がオフに制御され、電気二重層キャパシタＣの充放電が停止状態とされる。

すなわち、本発明では、上記した充放電停止期間を設定することにより、直流部１２の電圧Ｖが、上限閾値電圧ＶＨと下限閾値電圧ＶＬとの間にある場合には、充放電が行われないため、可逆コンバータ１１１でのスイッチング回数を減らすことができる。

図１１に、可逆コンバータ１１１を切り替え制御する論理回路の一例を示す。充電制御用，放電制御用ともに、図９に示した回路素子が用いられてよいが、この実施形態では、判定ステップがＶ≧ＶＨ，ＶＨ＞Ｖ≧ＶＣ，ＶＣ＞Ｖ≧ＶＬ，ＶＬ＞Ｖの第１ないし第４判定ステップＳＴ５ａ〜ＳＴ５ｄとなるため、各回路素子の入出力関係が次のように変更される。

すなわち、充電制御系では、第１判定ステップＳＴ５ａのＹＥＳ出力が、充電用メモリ２ａのセット端子ＳとＯＲ回路２ｂの一方の入力端子とに印加され、ＯＲ回路２ｂの他方の入力端子には、第２判定ステップＳＴ５ｂのＹＥＳ出力が印加される。また、ＯＲ回路２ｂの出力は、ＡＮＤ回路２ｃと放電用メモリ３ａのリセット端子Ｒとに与えられる。

放電制御系では、第３判定ステップＳＴ５ｃのＹＥＳ出力が、ＯＲ回路３ｂの一方の入力端子に印加され、ＯＲ回路３ｂの出力が、充電用メモリ２ａのリセット端子ＲとＡＮＤ回路３ｃに与えられる。また、第３判定ステップＳＴ５ｄのＹＥＳ出力が、ＯＲ回路３ｂの他方の入力端子と放電用メモリ３ａのセット端子Ｓとに与えられる。

これによれば、Ｖ≧ＶＨの場合には、第１判定ステップＳＴ５ａのＹＥＳ出力が、充電用メモリ２ａのセット端子ＳとＯＲ回路２ｂに印加されることにより、充電用メモリ２ａがセットされ、これに対して放電用メモリ３ａがリセットされるため、ＡＮＤ回路２ｃから可逆コンバータ１１１に充電制御信号が出され充電モードとなる。

ＶＨ＞Ｖ≧ＶＣの場合には、第２判定ステップＳＴ５ｂのＹＥＳ出力がＯＲ回路２ｂに印加され、先の第１判定ステップＳＴ５ａで充電用メモリ２ａがセットされているため、充電モードが維持される。

ＶＣ＞Ｖ≧ＶＬの場合には、第３判定ステップＳＴ５ｃのＹＥＳ出力がＯＲ回路２ｂに印加されるため、充電用メモリ２ａがリセットされ、放電用メモリ３ａもリセット状態であるため、充放電停止状態となる。

ＶＬ＞Ｖの場合には、第４判定ステップＳＴ５ｄのＹＥＳ出力が、放電用メモリ３ａのセット端子ＳとＯＲ回路３ｂに印加されることにより、放電用メモリ３ａがセットされ、これに対して充電用メモリ２ａがリセットされるため、ＡＮＤ回路３ｃから可逆コンバータ１１１に放電制御信号が出され放電モードとなる。

この放電モード時において、直流部１２の電圧Ｖが上昇して、Ｖ≧ＶＣの状態になると、第２判定ステップＳＴ５ｂからＹＥＳ出力が出され、これにより放電用メモリ３ａがリセットされ、充電用メモリ２ａもリセット状態であるから、充放電停止状態となる。

以上、図示の例に基づいて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。上記実施形態では、蓄電器に電気二重層キャパシタを用いているが、電気二重層キャパシタと二次電池とを組み合わせたハイブリッド蓄電器を使用することもできる。また、上記実施形態では、元電源を交流電源として説明しているが、その元電源は直流電源であってもよい。

本発明の蓄電装置をインバータ装置に適用した実施形態を示す模式的な回路構成図。上記蓄電装置を示す回路ブロック図。上記蓄電装置が備える可逆コンバータの構成を具体的に示した回路ブロック図。上記可逆コンバータの充電動作を説明するためのタイミングチャート。上記可逆コンバータの放電動作を説明するためのタイミングチャート。電源と負荷とを含む給電系において上記蓄電装置の基本的な動作を説明するための模式図。本発明での制御の基本的な充放電サイクルを示す模式図。充放電のシミュレーションによるタイミングチャート。図７の充放電サイクルに適用される充放電制御用の論理回路を示す構成図。本発明での制御に係る充放電サイクルを示す模式図。本発明に適用される充放電制御用の論理回路を示す構成図。従来の蓄電器を有する給電系を示す模式図。上記従来の蓄電器の上記給電系内での電圧変動状態を示すグラフ。

符号の説明

１１整流装置
１２直流部
１３インバータ回路
１００蓄電装置
１１０制御装置
１１１可逆コンバータ
１１２制御回路
１１３電源回路
１２０蓄電器
Ｅ交流電源
Ｅ１直流電源
Ｒ１内部抵抗
Ｃ電気二重層キャパシタ
ＶＨ上限閾値電圧（第１閾値電圧）
ＶＬ下限閾値電圧（第２閾値電圧）
ＶＣ中間閾値電圧（第３閾値電圧）

Claims

交流電源を整流手段により整流して得られる直流電圧もしくは直流電源から得られる直流電圧を、無変換もしくは所定に変換して負荷に与える給電系に用いられる蓄電装置において、
上記給電系の直流部に可逆コンバータを介して接続される充放電が可能な電気二重層キャパシタからなる蓄電器と、上記直流部の電圧Ｖを監視して上記可逆コンバータを制御する制御手段とを含み、
上記制御手段には、高電圧側の第１閾値電圧ＶＨおよび低電圧側の第２閾値電圧ＶＬと、上記第１閾値電圧ＶＨと上記第２閾値電圧ＶＬとの間で上記第１，第２閾値電圧ＶＨ，ＶＬのほぼ１／２の中間電圧に設定された第３閾値電圧ＶＣの３つの所定の閾値電圧が設定されており、
上記制御手段は、上記直流部の電圧Ｖが上記第１閾値電圧ＶＨよりも高くなった時点で上記可逆コンバータを充電方向に切り替え上記直流部から上記蓄電器への充電を開始するとともに、その充電を上記直流部の電圧Ｖが上記第３閾値電圧ＶＣに低下するまで継続する充電ステップと、
上記直流部の電圧Ｖが上記第２閾値電圧ＶＬよりも低くなった時点で上記可逆コンバータを放電方向に切り替え上記直流部に対して上記蓄電器の放電を開始するとともに、その放電を上記直流部の電圧Ｖが上記第３閾値電圧ＶＣに上昇するまで継続する放電ステップと、
上記直流部の電圧Ｖが上記第３閾値電圧ＶＣと上記第２閾値電圧ＶＬの間もしくは上記第３閾値電圧ＶＣと上記第１閾値電圧ＶＨとの間にある場合に、上記可逆コンバータをオフとして上記蓄電器の充放電を停止する充放電停止ステップとを備えていることを特徴とする蓄電装置。
上記制御手段の動作電源を上記直流部から得ることを特徴とする請求項１に記載の蓄電装置。