JP4029709B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数のインバータを組み合わせて滑らかな交流出力波形を得ることが可能な電力変換器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の3相インバータ装置は、交流電源からトランスを介して入力された交流電力を3相コンバータで整流して直流電力に変換し、その直流電力をコンデンサにて平滑化し、さらにこのコンデンサによる直流電力を3相インバータで交流電力に変換する。
このような従来の3相インバータ装置のインバータ部は、例えばダイオードがそれぞれ逆並列に接続された複数の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、各半導体スイッチング素子をPWM制御によりオン・オフ制御することで、コンデンサの直流電力を交流電力に変換して出力を得る(例えば、非特許文献1参照)。
【0003】
【非特許文献1】
「半導体電力変換回路」第5版、電気学会発行、オーム社発売、1990年4月10日、p.212−219
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
従来の3相インバータ装置は、以上のように構成されてPWM制御にて出力電圧を調整しているため、出力端の電圧変化が大きく、また高調波を抑制するために、図30に示すようにインバータ1の出力側に複雑で大容量の出力フィルタ2が必要であった。このため、装置が大型化すると共に、この出力フィルタ2の電圧降下分だけ3相インバータの皮相電力を増加しておく必要があった。
【0005】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、大容量の出力フィルタを必要とせずに滑らかな交流出力波形を得ることが可能で、小型化、低コスト化の促進された電力変換装置の構造を提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、
接続される負荷に多相交流で電力を出力する電力変換装置であって、
前記多相交流の各相を構成する複数の各相電力経路と、
前記複数の各相電力経路にそれぞれ交流側が直列に接続される複数の単相インバータと、
前記複数の単相インバータの直流側にそれぞれ接続される複数の各相電力蓄積手段と、
前記複数の各相電力経路に接続される多相インバータと、
前記多相インバータの直流側に接続される直流電源と、
前記複数の単相インバータと前記多相インバータとを制御して、前記複数の各相電力経路を経由して前記負荷に電力を出力させる制御回路と
を備え、
前記複数の単相インバータは、
前記制御回路の制御に基づいて、接続される前記各相電力蓄積手段に蓄積される電力を接続される前記各相電力経路に出力すること、または前記接続される各相電力経路を経由して入力される電力を前記接続される各相電力蓄積手段に蓄積することを可能とし、
前記多相インバータは、
前記制御回路の制御に基づいて、前記直流電源の電力を前記各相電力経路に出力することを可能とし、
前記制御回路は、前記各相電力蓄積手段へ電力を蓄積し、かつ、前記各相電力蓄積手段から電力を出力して、前記複数の各相電力経路における出力電圧が、所定の交流電圧の波形となるように、前記複数の単相インバータと前記多相インバータとを制御すること
としたものである。
【0016】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1を図について説明する。
図1は、この発明の実施の形態1による3相負荷駆動用の電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、3相電力変換器全体は、各相がスター結線されて3相負荷4に電力供給するもので、それぞれの相は3つの単相インバータであるVaインバータ3a、Vbインバータ3b、Vcインバータ3cを直列接続された単相多重変換器から成る。各単相インバータ3a、3b、3cは、系統からトランス5を通して引き込まれる3相交流電力を整流して直流電力に変換する3相コンバータ部と、その直流電力を平滑するコンデンサと、該コンデンサを直流電源として直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部とを備え、上記3相コンバータ部の例を図2に、単相インバータ部の例を図3に示す。
【0017】
図2(a)に示す3相コンバータ部(コンデンサを含む)は、ダイオード整流回路6aと平滑フィルタ(L,C)7aとで構成されるものである。また図2(b)に示す3相コンバータ部(コンデンサを含む)は、サイリスタ整流回路6bと平滑フィルタ(L,C)7aとで構成され、さらに図2(c)に示す3相コンバータ部(コンデンサを含む)は、3相昇圧チョッパ6cとコンデンサフィルタ7cとで構成される。
図3(a)〜図3(d)は、単相インバータ部(コンデンサを含む)の4つの構成例を示したもので、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体スイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成した。図3(a)、図3(c)では、自己消弧型半導体スイッチング素子にIGBTを用いたものが、図3(b)、図3(d)では、自己消弧型半導体スイッチング素子に、GCTを用いたものが示される。その他、GTO、トランジスタ、MOSFET等のものでも良い。また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であれば使用できる。また、図3(c)、図3(d)に示すように、素子を複数個直列に接続してインバータを構成しても良い。
【0018】
このように構成される単相インバータ(Vaインバータ3a、Vbインバータ3b、Vcインバータ3c)は、それぞれコンデンサに充電される電圧Va、Vb、Vcを電圧源として電圧を出力するが、Va、Vb、Vcの関係は、それぞれ異なる値(Va<Vb<Vc)で、1:2:4、1:3:4、1:3:5、1:3:6、1:3:7、1:3:8、1:3:9のいずれかの関係となる。それぞれの場合について、Vaインバータ3a、Vbインバータ3b、Vcインバータ3cの各インバータの出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調(電圧レベル)との関係を図4のA〜Gの論理表に示す。
まず、図4のA表の場合について説明する。
Va、Vb、Vcは、1:2:4の関係で、最小電圧値Vaの2n(n=0,1,2)の関係である。A表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの3つの単相インバータ3a、3b、3cの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で0〜7の8階調の出力電圧が得られる。正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形を、図5に示す。Va、Vb、Vcが1:2:4の場合は、図5(a)に示されるもので、3つの単相インバータ3a、3b、3cの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られていることがわかる。このため、従来の電力変換器の後段に設けられていた平滑用の出力フィルタ2をなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換器を低コスト化、小型化、簡略化できる。
【0019】
次に、図4のB〜G表の場合について説明する。
Va、Vb、Vcは、1:3:4、1:3:5、1:3:6、1:3:7、1:3:8、1:3:9の関係で、各表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの3つの単相インバータ3a、3b、3cの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で9階調、10階調、11階調、12階調、13階調、14階調の出力電圧が得られる。これらの場合、単相インバータ3a、3b、3cの発生電圧の中で、単相多重変換器の出力階調の極性と、逆極性のものが存在することがある。例えば、Va、Vb、VcがC表に示す1:3:5の場合、出力階調が1、3、4、5、6、8、9の場合には、それぞれの単相インバータ3a、3b、3cは出力階調の極性と同じ極性に電圧を発生するが、出力階調が2、7の場合にはVaインバータ3aは、逆極性である電圧(−Va)を発生することになる。これは、Vaインバータ3a内のコンデンサが、回生により充電されることを示す。これにより、連続的な出力階調が得られる。
正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形で、Va、Vb、Vcが1:3:5の場合は、図5(b)に示されるもので、この場合も3つの単相インバータ3a、3b、3cの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られていることがわかる。このため、平滑用の出力フィルタ2をなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
他のB、D〜G表の場合も同様に、非常に滑らかな出力階調電圧が得られ、平滑用の出力フィルタ2を不要化、あるいは小型化でき、電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
【0020】
実施の形態2.
図6は、この発明の実施の形態2による3相電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、上記実施の形態1で示した3相電力変換器の最下位ビットのVaインバータ3aの出力に個別のフィルタ8を接続する。
図7は、Vaインバータ3aとフィルタ8との構成例、および最下位ビットのVaインバータ3aの出力波形とそれがフィルタ8で平滑化された出力波形を示す。図に示すように、Vaインバータ3aの出力にL,Cからなるフィルタ8を接続する。さらに、このように出力フィルタ8を備えた最下位ビットのVaインバータ3aをPWM制御あるいはチョッパ制御により出力パルス幅を制御して動作させる。PWM制御あるいはチョッパ制御により動作させたVaインバータ3aの出力波形はフィルタ8にて平滑化され、図に示すように滑らかな波形が得られる。
図8はVaインバータ3a、Vbインバータ3b、Vcインバータ3cを直列接続した単相多重変換器により正弦波出力を得る場合の動作波形である。この場合、Vb:Vc=2:4の関係となっている。またVaの大きさは、Va≧1/2・Vbであれば、PWM制御あるいはチョッパ制御でフィルタ出力電圧を調整することで各出力階調間の電圧の段差を滑らかにすることができ、極めて滑らかな出力電圧波形が得られる。
【0021】
なお、Vb、Vcの関係は図4の表のいずれの場合でもよく、そのときVaは、その表内に示されたVaの値より等しいか大きく設定しておけば、動作上問題ない。
【0022】
また、上記実施の形態では、各単相多重変換器のVaインバータ3aに個別のフィルタ8を備え、PWM制御あるいはチョッパ制御により動作させたが、他の単相インバータ3b、3cに適用することもでき、また、複数の単相インバータ3a、3b、3cに同時に適用することも可能である。
【0023】
実施の形態3.
次に、この発明の実施の形態3について説明する。
図9は、図1、図6に示した上記実施の形態1、2による3相電力変換器におけるトランス5の変形例を示すものである。上記実施の形態1、2で多数独立に存在していたトランス5の1次側を共通化し、共通一次巻線5bと各単相インバータ3a、3b、3cに接続される多数の2次巻線5aとで1つのトランス5cを構成する。これにより、トランス5cの個数が大幅に低減でき、電力変換器の小型・低コスト化が一層促進できる。
【0024】
実施の形態4.
図10は、この発明の実施の形態4による3相電力変換器の構成を示す図である。上記実施の形態1、2では3相電力変換器の各単相多重変換器は3つの単相インバータ3a、3b、3cを直列接続して構成したが、この実施の形態では、図に示すように、2つの単相インバータ3a、3bを直列接続して各単相多重変換器を構成する。
Va、Vbは、互いに異なる値(Va<Vb)で、1:2または1:3の関係となる。Vaインバータ3a、Vbインバータ3bの各インバータの出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調(電圧レベル)との関係は、図4に示す表において、Vcインバータ3cの出力論理が0の場合に相当する。即ち、2つの単相インバータ3a、3bの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で、Va、Vbが1:2の場合は0〜3の4階調の出力電圧が、また、Va、Vbが1:3の場合は0〜4の5階調の出力電圧が得られる。これにより、連続的な出力階調が得られ、滑らかな出力電圧波形による正弦波出力階調を得ることができる。
また、出力階調数は単相インバータが3つある場合に比べて少ないが、装置構成が一層簡略化され、低コスト化、小型化が図れる。
【0025】
なお、この場合も、上記実施の形態2を適用することができ、単相インバータ3a、3bのいずれか一方、あるいは双方に出力フィルタ8を設け、PWM制御あるいはチョッパ制御により出力パルス幅を制御して動作させても良く、より滑らかな出力電圧波形が得られる。
【0026】
実施の形態5.
図11は、この発明の実施の形態5による3相電力変換器の構成を示す図である。上記実施の形態4では3相電力変換器の各単相多重変換器をスター結線して3相負荷4に電力供給するものを示したが、ここでは、上記実施の形態4の各単相多重変換器をΔ結線にした場合を示す。Va、Vbの設定は上記実施の形態4と同様であり、同様の効果を奏する。
また、上記実施の形態1、2で示した3相電力変換器をΔ結線で構成した場合の構成図を図12、図13に示す。図に示すように、3つの単相インバータ3a、3b、3cを直列接続した単相多重変換器をΔ結線して3相負荷に電力供給する。この場合も、Va、Vb、Vcの設定はそれぞれ上記実施の形態1、2と同様であり、同様の効果を奏する。
【0027】
実施の形態6.
図14(a)、図14(b)は、3つの単相インバータ3a、3b、3cを直列接続した単相多重変換器の構成図である。なお、コンデンサに接続される3相コンバータ部は図示を省略する。図14(a)に示す各単相インバータ3a、3b、3cは、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体スイッチング素子にIGBT9を用いたもので、IGBT9はスイッチングの周波数が高く高速のスイッチングが可能なため、スイッチング動作の高速化が図れる。
また、図14(b)に示す各単相インバータ3a、3b、3cは、ダイオードを逆並列に接続した自己消弧型半導体スイッチング素子にGCT10を用いたもので、GCT10はオン電圧が低いため、全体の損失が低下できる。
【0028】
また、各ビットの単相インバータ3a、3b、3cが異なる素子によって構成された場合の例を図15に示す。最下位ビットのVaインバータ3aと中間ビットのVbインバータ3bとはIGBT9で構成し、最上位ビットのVcインバータ3cはGCT10で構成する。電圧値の大きい最上位ビットのVcインバータ3cをオン電圧の低いGCT10で構成することで、特に電圧値の大きい最上位ビットのオンロスが小さくなり、全体の損失が低減できる。またスイッチング回数の大きい最下位ビットを高速でスイッチング動作するIGBT9で構成するため、スイッチング動作の高速化が効率的に図れる。
【0029】
さらにまた、図16は、各ビットの単相インバータ3a、3b、3cが異なる直列数によって構成された場合を示す図であり、図16(a)は自己消弧型半導体スイッチング素子にIGBT9を使用した場合、図16(b)は自己消弧型半導体スイッチング素子にGCT10を使用した場合の例である。図では最上位ビットが2直列の構成となっているため、より高い電圧を出力することが可能となり、容量の大きな電力変換器の構成が容易となる。
また、図17は、各ビットの単相インバータ3a、3b、3cを異なる素子、異なる直列数で構成した場合を示す図である。スイッチング回数の大きな最下位ビットのVaインバータ3aに高速スイッチングの可能なIGBT9を用いる。また電圧値の大きい最上位ビットのVcインバータ3cにはGCT10の2直列の構成とし、中間ビットのVbインバータ3bはIGBT9の2直列の構成とする。このような構成とすることにより、全体の損失が低下でき、効率的にスイッチング動作の高速化が図れ、また容量の大きな電力変換器の構成が容易となる。
【0030】
また、各ビットの単相インバータ3a、3b、3cが異なる素子によって構成される別例として、発生電圧が所定値より低い単相インバータ、例えば最下位ビットのVaインバータ3aのみを、半導体スイッチング素子にMOSFETを用いる。MOSFETは、高速スイッチングが可能でスイッチング時の損失も小さい素子であるが、耐電圧が比較的低いため、発生電圧の高いインバータには適さないが、発生電圧が低くスイッチング回数の大きなビットのインバータのみに用いることにより、全体の損失が低下でき、効率的にスイッチング動作の高速化が図れる。
【0031】
実施の形態7.
上記実施の形態1、2では、図18に示すように3つの単相インバータ3a、3b、3cを直列接続した単相多重変換器をスター結線して3相負荷4に電力供給するため、9個の単相インバータ3a、3b、3cを要するものであったが、この実施の形態では、スター結線接続点側の各相の単相インバータ、この場合、最下位ビットのVaインバータ3aに替わって3相インバータ11を設ける。即ち、図19に示すように、1つのビット分のインバータを3相の中性点を共通として3相インバータ11で構成する。このため、1つの3相インバータ11と6個の単相インバータ3b、3cで3相電力変換器を構成できる。
図20は図19の詳細構成図を示したものである。3相インバータ11は2レベルインバータにて構成されている。3相インバータの出力電圧は3相負荷から見ると線間電圧であるから、上記実施の形態1によるVaインバータ3aの発生電圧Vaに対して、√3倍の電圧を3相インバータ11が出力する必要がある。従って、3相インバータ11の図示しない3相コンバータ部から供給される電圧は√3Vaとなる。
【0032】
この実施の形態では、スター結線接続点側の1つのビット分を3相インバータ11で構成したため、インバータの個数、およびトランス5や3相コンバータの個数も低減でき、装置構成が簡略化される。このため、装置の小型化、低コスト化も一層促進できる。
【0033】
実施の形態8.
上記実施の形態7では、3相電力変換器のスター結線接続点側の1つのビット分を3相インバータ11で構成したが、この実施の形態では、図21に示すように、スター結線接続点側の2つのビット分を3相マルチレベルインバータ12で構成する。即ち、中性点を共通として3相コンバータ部(図示せず)を備えた3相マルチレベルインバータ12を設け、この3相マルチレベルインバータ12の出力側には、各単相インバータ3dを直列に接続して3相負荷4に電力供給する。
図22は図21の詳細構成図を示したものである。図に示すように、3相マルチレベルインバータ12の構成は、通常の3レベルインバータと同様である。
【0034】
また、図23に示すように、3相マルチレベルインバータ12の2つの電源コンデンサの電圧Vx、Vyの値を異なるものとすることで、出力電圧の階調数を増加させることができ、W−Vの線間電圧は0、Vx、Vy、Vx+Vyが得られる。すなわち、上記実施の形態の図4に示す論理表のおいて、Vx、Vyに対応する出力論理は、−1の論理以外であれば出力可能となる。従って、3相マルチレベルインバータ12の2つの電源コンデンサの電圧Vx、Vyと、単相インバータ3dのコンデンサ電圧Vzとを、以下のように設定すれば、連続的な出力階調が得られる。なお、図4における対応する論理表を共に示す。
▲1▼Vx、Vy=1:2のとき、Vz=(4/√3)・Vx 論理表A
▲2▼Vx、Vy=2:4のとき、Vz=1/(2√3)・Vx 論理表A
▲3▼Vx、Vy=1:4のとき、Vz=(2/√3)・Vx 論理表A
▲4▼Vx、Vy=3:4のとき、Vz=1/(3√3)・Vx 論理表B
▲5▼Vx、Vy=3:5のとき、Vz=1/(3√3)・Vx 論理表C
▲6▼Vx、Vy=3:6のとき、Vz=1/(3√3)・Vx 論理表D
このような条件でVx、Vy、Vzを設定すれば、図4の論理表A、B、C、Dの階調相当の滑らかな出力電圧波形が得られる。
【0035】
上記のように、この実施の形態ではスター結線接続点側の2つのビット分を3相マルチレベルインバータ12で構成したため、さらに装置構成が簡略化できる。
なお、図4の論理表E、F、Gに適用するようにVx、Vy、Vzを設定して用いることも可能であるが、その場合、途中に出力できない階調が存在し、やや不連続出力階調となる。
【0036】
実施の形態9.
図24は、この発明の実施の形態9による3相電力変換器の構成を示す図である。図に示すように、上記実施の形態1で示した3相電力変換器の最下位ビットの単相インバータを、交流電源からの電力供給を不要としてトランス5およびコンバータ部を省略した単相インバータ13aとする。このような単相インバータ13aは、Vaインバータ3aと同様に電圧Vaを発生するもので、回路構成例を図25に示す。図に示すように、平滑コンデンサと単相インバータ部とのみで構成されており、3相コンデンサ部はない。図25(a)では、半導体スイッチング素子にIGBT9を用い、図25(b)では、半導体スイッチング素子にGCT10を用いたものを示す。
【0037】
このように構成される3相電力変換器の動作について図26に基づいて以下に説明する。
Va、Vb、Vcを1:2:4の関係とすると、図26に示すように、同じ階調レベルを出力する論理として、2種類の場合が存在する。左図(周期A)の場合、最下位ビットの単相インバータ13aは、出力時の論理値が全て1で、3相負荷4の力率が1の場合には「力行」動作となる。次に右図(周期B)の場合、単相インバータ13aは、出力時の論理値が全て負で−1であり、3相負荷4の力率が1の場合には「回生」動作となる。周期Aと周期Bとの論理を交互に選択すると、単相インバータ13aは力行動作と回生動作とをある周期で交互に繰り返し、負荷が安定であれば、力行時と回生時とのエネルギー収支は概ゼロとなり、交流電源からのトランスおよびコンバータを介してのエネルギー供給は不要となる。
図26では、周期Aと周期Bとの交互の選び方を示している。図26(a)では、正弦波出力の半周期毎に交互に入れ替えている。図26(b)では、1周期毎に、図26(c)では、1/4周期毎に交互に入れ替えている。これにより、単相インバータ13aは力行と回生とを交互に繰り返し、単相インバータ13aの電圧源であるコンデンサは放電と充電とを交互に繰り返すことにより、電圧発生する。
【0038】
これにより、単相インバータ13aは入力側のトランス5、コンバータ部が省略された簡略な構成でも出力でき、3相電力変換器の装置構成を更に簡略化できる。
なお、周期Aの力行動作と周期Bの回生動作との交互の選び方については、上述したものに限るものではなく、エネルギー収支の総和が概ゼロとなるような選択の仕方であれば良い。例えば、単相インバータ13aの電圧源であるコンデンサ電圧を監視し、予め設定された上限値、下限値により、力行と回生との動作を切り替えても良い。
【0039】
また、この実施の形態は、各単相多重変換器をスター結線したが、図27に示すようにΔ結線としても良く、同様の効果を奏する。
さらにまた、図28、図29に示すように、この実施の形態のスター結線の場合に、上記実施の形態7、8をそれぞれ適用しても良く、さらに装置構成が簡略化される。図28は、図24のスター結線接続点側の1つのビット分を3相の中性点を共通として3相インバータ11cで構成したものである。また、図29は、図24のスター結線接続点側の2つのビット分を3相の中性点を共通として3相マルチレベルインバータ12で構成したものである。
【0040】
実施の形態10.
上記実施の形態1〜6では、直列接続された複数の単相インバータ3a、3b、3c内にそれぞれ電圧が異なる1つのコンデンサを備えたが、各単相インバータ内に複数のコンデンサを備えたものを以下に示す。
図30は、この発明の実施の形態10による電力変換装置内の1つの単相インバータ20cの構成を示したものである。なお、3つの単相インバータ20a、20b、20cの交流側を直列接続した単相多重変換器を3相に結線して電力変換器を構成するが、1相分の単相多重変換器の例を図31に示す。
図30に示すように、単相インバータ20cは、例えばダイオードを逆並列に接続したIGBT等の自己消弧型半導体スイッチング素子から成る4個のスイッチ9sw31〜9sw34でフルブリッジのインバータ部21を構成し、2個のコンデンサV31、V32と4個の切替スイッチ9sw35〜9sw38とから成る電源22をインバータ部21の入力電源として備える。2個のコンデンサV31、V32は、その充電電圧の比を1:2とする。なお、例えばコンデンサV31、V32の静電容量比を2:1にすることで、直列接続されたコンデンサV31、V32の充電電圧を容易に1:2にすることができる。
【0041】
このような構成の単相インバータ20cでは、4個の切替スイッチ9sw35〜9sw38の切替制御により各コンデンサV31、V32の電圧を組み合わせて、単相インバータは0〜3の4階調の発生電圧(絶対値)が得られる。
インバータ部のスイッチ9sw31〜9sw34を含む各スイッチ9sw31〜9sw38のオンオフと単相インバータ20cの出力階調(電圧レベル)の関係を図32に示す。また、各スイッチ9sw31〜9sw38のゲート駆動信号g31〜g38によるオンオフタイミングと単相インバータ20cの出力電圧波形の関係を図33に示す。このように、単相インバータ20cの2つのコンデンサV31、V32の電圧を組み合わせることにより、0〜3の4階調の電圧を出力できる。
【0042】
また、図31に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの3つの単相インバータ20a、20b、20cを直列接続して単相多重変換器を構成するが、各単相インバータ20a、20b、20cはそれぞれ、上述したようにインバータ部21と入力電源22とを備え、各入力電源22内の2個のコンデンサV11・V12、V21・V22、V31・V32は、それぞれ充電電圧の比は1:2である。また、各単相インバータ20a、20b、20cのそれぞれのコンデンサV11・V12、V21・V22、V31・V32は、図示しない交流電源からトランス5を介して引き込まれる交流電力を整流器23により整流して変換した直流電力により充電されると共に、インバータ部21に入力される直流電力の平滑コンデンサとして用いられる。
また、各単相インバータ20a、20b、20cの電圧の小さい方のコンデンサV11、V21、V31における充電電圧の比を1:4:42とする。即ち、6個のコンデンサV11、V12、V21、V22、V31、V32の充電電圧比は、1:2:4:8:16:32となる。
【0043】
各単相インバータ20a、20b、20cにおいては、2個のコンデンサの電圧を組み合わせてそれぞれ0〜3の4階調の電圧を出力するため、例えば最も小さいコンデンサ電圧の電圧レベルを1とすると、最下位ビットの単相インバータ20aでは0、1、2、3の4階調、中間ビットの単相インバータ20bでは0、4、8、12の4階調、最上位ビットの単相インバータ20cでは0、16、32、48の4階調の出力電圧が得られる。これら各単相インバータ20a、20b、20cの発生電圧をさらに組み合わせることにより、各単相インバータ20a、20b、20cの発生電圧の総和で0〜63の64階調の出力電圧(絶対値)が得られる。これにより飛躍的に出力電圧の階調数が多くなり、ほぼ正弦波に近い滑らかな出力階調電圧が得られ、平滑用の出力フィルタ2を不要化、あるいは小型化でき、電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
【0044】
なお、上記実施の形態では、3つの単相インバータ20a、20b、20cを直列接続したが、4つ以上の単相インバータを直列接続しても良く、その場合、各単相インバータ内の電圧の小さい方のコンデンサにおける充電電圧の比は該4K(K=0,1,2,・・)となる。
【0045】
また、負荷がL負荷で電流遅れ位相となる場合には以下のような注意が必要である。ここでは図30に示す単相インバータ20cを用いて説明する。
例えば単相インバータ20cが−3〜3の出力階調の内、−1を出力する場合、抵抗負荷であれば、入力→スイッチ9sw32→コンデンサV31(正出力)→スイッチ9sw38→スイッチ9sw35のダイオード→スイッチ9sw33→出力、の経路で動作させることができる。しかしながら電流遅れ位相の場合には、後述する処置(スイッチ9sw35、9sw35の制御)をしない場合、スイッチ9sw32、9sw38、9sw33がオンした状態で、左入力→スイッチ9sw33のダイオード→スイッチ9sw37のダイオード→コンデンサV32(負出力)→スイッチ9sw38のダイオード→コンデンサV31(負出力)→スイッチ9sw32のダイオード→右出力、の経路で誤って−3の階調を出力してしまう。
これを防ぐため、−1を出力する場合にはスイッチ9sw35をオンして、左入力→スイッチ9sw33のダイオード→スイッチ9sw35→スイッチ9sw38のダイオード→コンデンサV31(負出力)→スイッチ9sw32のダイオード→右出力、の経路で出力動作させると、確実に−1の階調で出力できる。
同様に、+1の階調を出力する場合にもスイッチ9sw35をオンし、±3の階調を出力する場合にはスイッチ9sw36をオンする。これにより電流遅れ位相が発生する場合にも、信頼性良く確実に階調制御できる。
【0046】
上述したような、負過電流に位相差が生じない条件、例えば抵抗負荷を用いる場合は、スイッチ9sw35、9sw36は常時オフでよく、そのときのスイッチ9sw31〜9sw38のオンオフと単相インバータ20cの出力階調(電圧レベル)の関係を図34に示す。また、各スイッチ9sw31〜9sw38のゲート駆動信号g31〜g38によるオンオフタイミングと単相インバータ20cの出力電圧波形の関係を図35に示す。このように、スイッチ9sw35、9sw36を常時オフで用いる場合、スイッチ9sw35、9sw36は、IGBT等の能動素子を用いる必要はなくダイオードを用いることができる。これにより安価な回路構成となり、制御系も簡略にできる。
【0047】
実施の形態11.
この実施の形態では、上記実施の形態10において、各単相インバータ20a、20b、20cの電圧の小さい方のコンデンサV11、V21、V31における充電電圧の比を1:7:72とする。即ち、6個のコンデンサV11、V12、V21、V22、V31、V32の充電電圧比は、1:2:7:14:49:98となる。
各単相インバータ20a、20b、20cにおいては、2個のコンデンサの電圧を組み合わせてそれぞれ0〜3の4階調の電圧を出力するため、例えば最も小さいコンデンサ電圧の電圧レベルを1とすると、最下位ビットの単相インバータ20aでは0、1、2、3の4階調、中間ビットの単相インバータ20bでは0、7、14、21の4階調、最上位ビットの単相インバータ20cでは0、49、98、147の4階調の出力電圧が得られる。各単相インバータ20a、20b、20cの出力階調V1、V2、V3をそれぞれ−3〜3として、その各出力階調V1、V2、V3と、各単相インバータ20a、20b、20cを直列接続した単相多重変換器の出力階調との関係を図36に示す。なお、V1、V2、V3のそれぞれの出力最小単位の電圧レベルは、1、7、49である。
この場合、単相インバータ20a、20b、20cの中で、単相多重変換器の出力電圧の極性と逆極性のものが存在することがある。即ち、コンデンサV11〜V32の中で逆極性の電圧を出力させるものがあり、その場合、該コンデンサは回生により充電されることを示す。これにより、さらに階調数を増大させて0〜171の172階調の電圧(絶対値)を出力でき、一層滑らかで正弦波に近い出力電圧波形が得られる。
【0048】
なお、上記実施の形態においても4つ以上の単相インバータを直列接続しても良く、その場合、各単相インバータ内の電圧の小さい方のコンデンサにおける充電電圧の比は該7K(K=0,1,2,・・)となる。
【0049】
また、上記実施の形態10、11では、各単相インバータに2つのコンデンサを備えたが、例えば単相インバータ内にて最小のコンデンサ電圧に対して概2K倍(K=0,1,2,・・)の電圧の3個以上のコンデンサを、それぞれの単相インバータに備えても良く、各単相インバータの発生電圧が大きな階調数で階調制御でき、さらに格段と多い階調数で単相多重変換器からの出力電圧が得られる。
【0050】
実施の形態12.
上記実施の形態10、11では、各単相インバータ内の2個のコンデンサは、その充電電圧の比を1:2としたが、2個のコンデンサを同じ充電電圧とするものを以下に示す。
図39に示すように、4個のスイッチ9sw31〜9sw34でフルブリッジのインバータ部21を構成し、電圧の等しい2個のコンデンサV31、V32と切替スイッチ9sw37とダイオード42とから成る電源22を備える。
このような構成の単相インバータ20cでは、切替スイッチ9sw37の切替制御により各コンデンサV31、V32の電圧を組み合わせて、単相インバータは0〜2の3階調の発生電圧(絶対値)が得られる。
【0051】
このように構成された最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの3つの単相インバータ20a、20b、20cを直列接続して単相多重変換器を構成するとき、各単相インバータ20a、20b、20cの1つのコンデンサにおける充電電圧の比を1:3:32とする。即ち、6個のコンデンサV11、V12、V21、V22、V31、V32の充電電圧比は、1:1:3:3:9:9となる。各単相インバータ20a、20b、20cにおいては、2個のコンデンサの電圧を組み合わせてそれぞれ0〜2の3階調の電圧を出力するため、例えば最も小さいコンデンサ電圧の電圧レベルを1とすると、最下位ビットの単相インバータ20aでは0、1、2の3階調、中間ビットの単相インバータ20bでは0、3、6の3階調、最上位ビットの単相インバータ20cでは0、9、18の3階調の出力電圧が得られる。
【0052】
各単相インバータ20a、20b、20cの出力階調V1、V2、V3と、各単相インバータ20a、20b、20cを直列接続した単相多重変換器の出力階調との関係を図38に示す。なお、V1、V2、V3のそれぞれの出力最小単位の電圧レベルは、1、3、9である。図に示すように、各単相インバータ20a、20b、20cの発生電圧をさらに組み合わせることにより、各単相インバータ20a、20b、20cの発生電圧の総和で0〜26の27階調の出力電圧(絶対値)が得られる。
このように、各単相インバータ20a、20b、20c内の2個のコンデンサの電圧を同じものにしても、異なる場合に比して階調数は低減するが、同様に他段階の階調数の出力電圧が得られる。この場合、コンデンサV11〜V32の電圧を選択出力するための切替回路(切替スイッチ9sw37およびダイオード42)の構成が簡略となる。
【0053】
なお、単相インバータ20cが図37で示す構成では、上述したよう、負荷がL負荷で電流遅れ位相となる場合、例えば単相インバータ20cが−2〜2の出力階調の内、−1を出力する場合、スイッチ9sw32、9sw33がオンした状態で、左入力→スイッチ9sw33のダイオード→スイッチ9sw37のダイオード→コンデンサV32(負出力)→コンデンサV31(負出力)→スイッチ9sw32のダイオード→右出力、の経路で誤って−2の階調を出力してしまう。このため、このような電流遅れ位相が生じる条件では、図39に示すように、ダイオード42の替わりにスイッチ9sw35を配して用いる。この場合、スイッチ9sw35をオンして、左入力→スイッチ9sw33のダイオード→スイッチ9sw35→コンデンサV31(負出力)→スイッチ9sw32のダイオード→右出力、の経路で出力動作させると、確実に−1の階調で出力できる。このようにスイッチ9sw35をオンしておけば、スイッチ9sw37のダイオードはコンデンサV31の充電電圧により逆バイアスされているので導通せず、コンデンサV31を通る経路には電流が流れない。
【0054】
またこの場合も、単相多重変換器の出力電圧の極性と逆極性の電圧をコンデンサV11〜V32の中から出力させることを可能にすると、さらに階調数が増大する。この場合、各単相インバータ20a、20b、20cの1つのコンデンサにおける充電電圧の比を1:5:52として、各単相インバータ20a、20b、20cの各出力階調V1、V2、V3(−2〜2)と、各単相インバータ20a、20b、20cを直列接続した単相多重変換器の出力階調との関係を図40に示す。なお、V1、V2、V3のそれぞれの出力最小単位の電圧レベルは、1、5、25である。これにより、さらに階調数を増大させて0〜62の63階調の電圧(絶対値)を出力でき、一層滑らかで正弦波に近い出力電圧波形が得られる。
【0055】
さらに、上記実施の形態10〜12では、各単相インバータに2つのコンデンサを備えたが、図41に示すように例えば単相インバータ30内にて最小のコンデンサ電圧に対して概2K倍(K=0,1,2,・・)の電圧の3個以上のコンデンサV31〜V3nを、それぞれの単相インバータ30に備えても良く、各単相インバータ30の発生電圧が大きな階調数で階調制御でき、さらに格段と多い階調数で単相多重変換器からの出力電圧が得られる。
【0056】
実施の形態13.
上記実施の形態10、11では、1つの単相インバータで0〜3の4階調の出力が得られ、3つの単相インバータ20a、20b、20cを直列接続すると、非常に多くの出力階調か得られた。このように多段階の階調数が出力可能な回路構成で、出力可能な階調数よりも少なくて十分な場合、最下位ビットの単相インバータ20aでのスイッチングを間引く様に制御する。例えば、図36で示した最下位ビットの単相インバータ20aの出力階調を、−3〜3の中で、−3、−1、0、1、3のみとする。これにより単相多重変換器の出力電圧(絶対値)は123階調と低減するが、最下位ビットの単相インバータ20aを構成するスイッチング素子のスイッチング回数を低減できるので、スイッチング損失を減少させることができる。
【0057】
実施の形態14.
次に、この実施の形態14による単相多重変換器内の単相インバータの構成を示す。
図42に示すように、スイッチ9sw38、9sw37が直列に接続された各コンデンサV31、V32に並列に、抵抗26a、26bとスイッチ9sw40、9sw39とから成る放電回路27a、27bを配し、各コンデンサV31、V32が過充電状態となった場合に放電させる。
負荷によっては回生時に大きなエネルギが負荷側から単相インバータ25に戻ってくる場合があり、回生電流によって単相インバータ25内のコンデンサV31、V32が充電される。回生動作の初期には、例えば、左入力→スイッチ9sw33のダイオード→スイッチ9sw37のダイオード→コンデンサV32→スイッチ9sw38のダイオード→コンデンサV31→スイッチ9sw32のダイオード→右出力、の経路で単相インバータ25内のコンデンサV31、V32を充電する。
【0058】
コンデンサV32が所定の電圧を越えたことを検出すると、スイッチ9sw37をオンしてスイッチ9sw37のダイオードを逆バイアスし、スイッチ9sw39をオンして回生電流が抵抗26bを通るようにする。これにより余分な回生エネルギを抵抗26bで消費することができる。同様に、コンデンサV31が所定の電圧を越えたことを検出すると、スイッチ9sw38をオンしてスイッチ9sw38のダイオードを逆バイアスし、スイッチ9sw40をオンして回生電流が抵抗26aを通るようにして、余分な回生エネルギを抵抗26aで消費することができる。
これにより、コンデンサV31、V32の信頼性が向上し、階調制御による出力電圧制御の信頼性がより向上する。
【0059】
実施の形態15.
次に、この実施の形態15による電力変換器の構成を図43に基づいて以下に説明する。
上記実施の形態10では、複数(2個)のコンデンサを備えて発生電圧を階調制御する単相インバータの交流側を複数個直列接続して単相多重変換器を構成したが、負荷4と反対側の端に接続される単相インバータを3レベルインバータ40で構成してもよい。3レベルインバータは、同じ電圧の2個のコンデンサを用いて3レベルの電圧出力を可能にするものであり、広く用いられており、安価な装置構成で多段階の階調制御による出力電圧が得られる。
また、2つの単相インバータを直列接続して単相多重変換器を構成し、該単相多重変換器を3相にスター結線した電力変換器において、スター結線接続点側の各相分の単相インバータに替わって、図43に示すように、コンデンサ41を共用とする多相3レベルインバータ40を設ける。このように3相電力変換器を構成することで、安価な装置構成で出力電圧の多段階の階調制御可能な3相電力変換器が得られる。これにより平滑用の出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、3相電力変換器が低コスト化、小型化、簡略化できる。
なお、図43では3レベルインバータ40の各相出力側に単相インバータ20を1つ接続したが、2つ以上の単相インバータ20を直列接続したものを3レベルインバータ40の各相出力側に接続しても良く、さらに階調数が多くなり、一層滑らかな出力電圧波形が得られる。
【0060】
【発明の効果】
以上のようにこの発明に係る電力変換装置は、接続される負荷に多相交流で電力を出力する電力変換装置であって、前記多相交流の各相を構成する複数の各相電力経路と、前記複数の各相電力経路にそれぞれ交流側が直列に接続される複数の単相インバータと、前記複数の単相インバータの直流側にそれぞれ接続される複数の各相電力蓄積手段と、前記複数の各相電力経路に接続される多相インバータと、前記多相インバータの直流側に接続される直流電源と、前記複数の単相インバータと前記多相インバータとを制御して、前記複数の各相電力経路を経由して前記負荷に電力を出力させる制御回路とを備え、前記複数の単相インバータは、前記制御回路の制御に基づいて、接続される前記各相電力蓄積手段に蓄積される電力を接続される前記各相電力経路に出力すること、または前記接続される各相電力経路を経由して入力される電力を前記接続される各相電力蓄積手段に蓄積することを可能とし、前記多相インバータは、前記制御回路の制御に基づいて、前記直流電源の電力を前記各相電力経路に出力することを可能とし、前記制御回路は、前記各相電力蓄積手段へ電力を蓄積し、かつ、前記各相電力蓄積手段から電力を出力して、前記複数の各相電力経路における出力電圧が、所定の交流電圧の波形となるように、前記複数の単相インバータと前記多相インバータとを制御することとしたので、各相電力蓄積手段に電力を蓄積する構成を簡略化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の実施の形態1による電力変換器の構成図である。
【図2】 この発明の実施の形態1による3相コンバータ部の構成図である。
【図3】 この発明の実施の形態1による3相インバータ部の構成図である。
【図4】 この発明の実施の形態1による各単相インバータの出力論理と出力階調レベルとの関係を示す論理表である。
【図5】 この発明の実施の形態1による各単相インバータと単相多重変換器とによる出力波形である。
【図6】 この発明の実施の形態2による電力変換器の構成図である。
【図7】 この発明の実施の形態2による単相インバータの詳細および動作説明の図である。
【図8】 この発明の実施の形態2による各単相インバータと単相多重変換器とによる出力波形である。
【図9】 この発明の実施の形態3によるトランスの構成図である。
【図10】 この発明の実施の形態4による電力変換器の構成図である。
【図11】 この発明の実施の形態5による電力変換器の構成図である。
【図12】 この発明の実施の形態5の別例による電力変換器の構成図である。
【図13】 この発明の実施の形態5の別例による電力変換器の構成図である。
【図14】 この発明の実施の形態6による単相多重変換器の構成図である。
【図15】 この発明の実施の形態6の別例による単相多重変換器の構成図である。
【図16】 この発明の実施の形態6の別例による単相多重変換器の構成図である。
【図17】 この発明の実施の形態6の別例による単相多重変換器の構成図である。
【図18】 この発明の実施の形態7の比較例としての実施の形態1による電力変換器の構成図である。
【図19】 この発明の実施の形態7による電力変換器の構成図である。
【図20】 この発明の実施の形態7による電力変換器の詳細構成図である。
【図21】 この発明の実施の形態8による電力変換器の構成図である。
【図22】 この発明の実施の形態8による電力変換器の詳細構成図である。
【図23】 この発明の実施の形態8による電力変換器の別例による詳細構成図である。
【図24】 この発明の実施の形態9による電力変換器の構成図である。
【図25】 この発明の実施の形態9による単相インバータの構成図である。
【図26】 この発明の実施の形態9による電力変換器の動作を説明する図である。
【図27】 この発明の実施の形態9の別例による電力変換器の構成図である。
【図28】 この発明の実施の形態9の別例による電力変換器の構成図である。
【図29】 この発明の実施の形態9の別例による電力変換器の構成図である。
【図30】 この発明の実施の形態10による単相インバータの構成図である。
【図31】 この発明の実施の形態10による単相多重変換器の構成図である。
【図32】 この発明の実施の形態10による各単相インバータのスイッチング動作と出力階調レベルとの関係を示す図である。
【図33】 この発明の実施の形態10による各単相インバータのスイッチングのタイミングと出力電圧波形とを示す図である。
【図34】 この発明の実施の形態10の別例による各単相インバータのスイッチング動作と出力階調レベルとの関係を示す図である。
【図35】 この発明の実施の形態10の別例による各単相インバータのスイッチングのタイミングと出力電圧波形とを示す図である。
【図36】 この発明の実施の形態11による各単相インバータの出力階調と、単相多重変換器の出力階調との関係を示す図である。
【図37】 この発明の実施の形態12による単相インバータの構成図である。
【図38】 この発明の実施の形態12による各単相インバータの出力階調と、単相多重変換器の出力階調との関係を示す図である。
【図39】 この発明の実施の形態12の別例による単相インバータの構成図である。
【図40】 この発明の実施の形態12の別例による各単相インバータの出力階調と、単相多重変換器の出力階調との関係を示す図である。
【図41】 この発明の実施の形態12の他の別例による単相インバータの構成図である。
【図42】 この発明の実施の形態14による単相インバータの構成図である。
【図43】 この発明の実施の形態15による3相電力変換器の構成図である。
【図44】 従来の3相インバータ装置の問題点を説明する図である。
【符号の説明】
3a,3b,3c,3d 単相インバータ(3相コンバータ部を含む)、
4 3相負荷、5,5c トランス、6a,6b,6c 3相コンバータ部、
8 出力フィルタ、9 半導体スイッチング素子としてのIGBT、
10 半導体スイッチング素子としてのGCT、
11,11c 3相インバータ、12 3相マルチレベルインバータ、
13a,20,20a,20b,20c,25,30 単相インバータ、
21 インバータ部、22 電源、26a,26b 抵抗、
27a,27b 放電回路、40 3レベルインバータ、
41,V11,V12,V21,V22,V31〜V3n コンデンサ、
9SW15〜9SW18,9SW25〜9SW28,9SW35〜9SW38 切替スイッチ、
9SW39,9SW40 スイッチ。
Claims (14)
- 接続される負荷に多相交流で電力を出力する電力変換装置であって、
前記多相交流の各相を構成する複数の各相電力経路と、
前記複数の各相電力経路にそれぞれ交流側が直列に接続される複数の単相インバータと、
前記複数の単相インバータの直流側にそれぞれ接続される複数の各相電力蓄積手段と、
前記複数の各相電力経路に接続される多相インバータと、
前記多相インバータの直流側に接続される直流電源と、
前記複数の単相インバータと前記多相インバータとを制御して、前記複数の各相電力経路を経由して前記負荷に電力を出力させる制御回路と
を備え、
前記複数の単相インバータは、
前記制御回路の制御に基づいて、接続される前記各相電力蓄積手段に蓄積される電力を接続される前記各相電力経路に出力すること、または前記接続される各相電力経路を経由して入力される電力を前記接続される各相電力蓄積手段に蓄積することを可能とし、
前記多相インバータは、
前記制御回路の制御に基づいて、前記直流電源の電力を前記各相電力経路に出力することを可能とし、
前記制御回路は、
前記各相電力蓄積手段へ電力を蓄積し、かつ、前記各相電力蓄積手段から電力を出力して、前記複数の各相電力経路における出力電圧が、所定の交流電圧となるように、前記複数の単相インバータと前記多相インバータとを制御すること
を特徴とする電力変換装置。 - 前記制御回路は、
前記各相電力蓄積手段に蓄積される電力と、前記各相電力蓄積手段から出力される電力とが所定期間において等しくなるように制御すること
を特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記制御回路は、
前記各相電力蓄積手段に電力が蓄積される期間と、前記各相電力蓄積手段から電力が出力される期間とが時間的に等しくなるように制御すること
を特徴とする請求項1または2に記載の電力変換装置。 - 前記制御回路は、
前記各相電力蓄積手段に電力が蓄積される期間と、前記各相電力蓄積手段から電力が出力される期間とを前記交流の周期に基づいて設定すること
を特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記制御回路は、
いずれか一方の期間と他方の期間とを所定周期毎に入れ替えるように制御すること
を特徴とする請求項3または4に記載の電力変換装置。 - 前記制御回路は、
前記各相電力蓄積手段の検出電圧に基づいて、前記各相電力蓄積手段に電力を蓄積し、または前記各相電力蓄積手段から電力を出力するよう制御すること
を特徴とする請求項1から5のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記直流電源は多相電力蓄積手段を含んで構成され、
前記多相電力蓄積手段に蓄積される電力の電圧は、前記各相電力蓄積手段に蓄積される電力の電圧よりも大きいこと
を特徴とする請求項1から6のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記多相インバータが出力する電力の電圧は、絶対値が等しい正極、または負極の電圧であること
を特徴とする請求項1から7のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記絶対値は一つであること
を特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。 - 前記絶対値は複数個であること
を特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。 - 前記単相インバータは、
スイッチング素子をフルブリッジに構成した回路を備えること
を特徴とする請求項1から10のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング素子は半導体素子であること
を特徴とする請求項11に記載の電力変換装置。 - 接続される負荷に多相交流で電力を出力する電力変換装置であって、
前記多相交流の各相を構成する複数の各相電力経路と、
前記複数の各相電力経路にそれぞれ交流側が直列に接続される複数の単相インバータと、
前記複数の単相インバータの直流側にそれぞれ接続される複数の各相電力蓄積手段と、
前記複数の各相電力経路に接続される多相インバータと、
前記多相インバータの直流側に接続される直流電源と、
前記複数の単相インバータと前記多相インバータとを制御して、前記複数の各相電力経路を経由して前記負荷に電力を出力させる制御回路と
を備え、
前記複数の単相インバータは、
前記制御回路の制御に基づいて、接続される前記各相電力蓄積手段に蓄積される電力を正の極性の電圧、または負の極性の電圧として接続される前記各相電力経路に出力することを可能とし、
前記多相インバータは、
前記制御回路の制御に基づいて、前記直流電源の電力を正の極性の電圧、または負の極性の電圧として前記各相電力経路に出力することを可能とし、
前記制御回路は、
前記単相インバータから出力される電力の電圧の極性と、前記単相インバータが接続される前記各相電力経路における出力電圧の極性とが異なることを可能とし、かつ、
前記複数の各相電力経路における出力電圧が、所定の交流電圧となるように、前記複数の単相インバータと前記多相インバータとを制御すること
を特徴とする電力変換装置。 - 前記制御回路は、
前記複数の各相電力経路における出力電圧が所定の交流電圧となるように、前記単相インバータから電力が出力される期間と、前記多相インバータから電力が出力される期間と、前記単相インバータと多相インバータとから電力が出力される期間と、前記多相インバータから電力が出力され前記単相インバータの直流側に接続される各相電力蓄積手段に電力が蓄積される期間とが存在するように制御すること
を特徴とする請求項1または13に記載の電力変換装置。
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