JP3999303B2

JP3999303B2 - 電流検出装置

Info

Publication number: JP3999303B2
Application number: JP09459497A
Authority: JP
Inventors: 坂俊昭遠
Original assignee: NF CORP
Current assignee: NF CORP
Priority date: 1997-03-28
Filing date: 1997-03-28
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2017-03-28
Also published as: JPH10274665A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変流器、即ち電流トランス（ＣＴ）を用いた電流検出装置に関し、特に、外来雑音の影響を軽減した電流検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電流トランス（ＣＴ）とはカレント・トランスを略したもので、変流器とも呼ばれ、電力関係では、大電流を測定するための電流変成器（計器用変成器）として広く使用されている。図３には、かかる電流トランスの簡略図が示されている。図３において、環状の閉磁路に数１００ターンから２０００ターン程度の２次巻線を巻回し、同閉磁路内を貫通させた１次線に被測定電流ｉsを貫通電流として流す。磁路の形状としてはトロイダル巻線を施したものが漏洩磁束の低減や小型化を図るのに有効である。そして、２次巻線に流れる電流を検出して被測定電流を検出する。
【０００３】
図４には、図３に示すような電流トランスを電流センサとして用いた従来型の電流検出装置の回路構成が示されている。電流トランス（ＣＴ）１の１次線に検出電流ｉsを流すと、２次巻線に電流が誘起され、この電流はオペアンプ２の反転入力に供給される。オペアンプ２の反転入力と出力間には帰還抵抗Ｒfが接続され、その非反転入力は接地される。この抵抗Ｒfには電流トランス１の２次巻線に流れる電流と同じ大きさの電流が流れる。
【０００４】
今、検出電流をｉs、電流トランス１の変流比をｋとすると、２次巻線には電流（ｋ・ｉs）が流れるので、オペアンプ２の信号出力電圧にはｖos＝（ｋ・ｉs）Ｒfなる電圧が現われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような従来の回路構成により、大電流の測定が可能であるが、図４に示す従来の回路は次のような欠点をもつ。即ち、電流トランス１の入力側と接地間の浮遊容量Ｃsを介して同相モードの雑音電圧ｖnが電流トランス１の２次側に混入するため、微小電流検出が困難となるという問題である。例えば、図４において、同相モード雑音電圧ｖnによりオペアンプ２の出力に現われる雑音出力電圧は、ｖon＝ｖn・ωＣs・Ｒfとなる。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、電流トランスを用いた電流検出の際の同相雑音成分の重畳の影響を除去できる電流検出装置を提供することにある。
【０００７】
本発明の他の目的は、上記目的に追加して更に直流ドリフトの問題を解決できる電流検出装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上述の問題点を解決するため、本発明による電流検出装置は、変流器の１次線に流れる検出電流に対応して２次巻線に流れる電流を検出することにより前記検出電流を検出する電流検出装置において、前記２次巻線の両端にそれぞれ反転入力端が接続され出力端と反転入力端間に帰還抵抗を有する１対の電流入力型の増幅器と、該１対の電流入力型の増幅器の出力端がそれぞれ入力端に接続された差動増幅器とを備え、前記１対の電流入力型の増幅器の増幅率を調整して前記１次線と前記２次巻線の両端間の浮遊容量のばらつきによるアンバランスな同相モード雑音をもキャンセルする。
【０００９】
本発明の他の態様による電流検出装置は、前記差動増幅器の出力側から前記１対の電流入力型の増幅器の一方の入力側へ直流帰還を施す直流帰還手段を備える。
【００１０】
本発明の他の態様による電流検出回路は、変流器の１次線に流れる検出電流に対応して２次巻線に流れる電流を検出することにより前記検出電流を検出する電流検出装置において、
前記２次巻線の両端にそれぞれ反転入力端が接続され出力端と前記反転入力端間に帰還抵抗が接続された１対の電流入力型の増幅器を備え、
該１対の電流入力型の増幅器の一方の帰還回路は抵抗器とキャパシタの並列回路であり、その出力を抵抗器とキャパシタとの並列回路を介して他方の電流増幅型の増幅器の入力に注入し、前記他方の電流入力型の増幅器の出力側において前記検出電流を検出するように構成され、
前記１対の電流入力型の増幅器において抵抗器とキャパシタの並列回路２組を調整して前記１次線と前記２次巻線の両端間の浮遊容量のばらつきによるアンバランスな同相モード雑音をもキャンセルする。
【００１１】
ここで、前記他方の電流入力型の増幅器の出力側から前記他方の電流入力型の増幅器の非反転入力端へ直流帰還を施す直流帰還手段を備える。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明による電流検出装置の実施形態を説明する。図１は本発明による電流検出装置の一実施形態を示す回路図である。本実施形態では、検出電流ｉsを電流トランス（電流センサ）の１次側に流して２次側に流れる電流を電流入力型の差動アンプで受けて雑音成分をキャンセルするとともに、オペアンプ５等で構成される積分器を用いて出力から入力に直流帰還を施すことによりドリフト特性を改善している。
【００１３】
図１において、同相モード雑音ｖnは、図中の浮遊容量Ｃs1、Ｃs2を介して電流センサ１の２次巻線に重畳し悪影響を及ぼす。同相モード雑音ｖnは、説明の都合上、等価的にこのような雑音電圧が存在することを示したものであり、実際の電流検出装置においてはｖnなる雑音電圧源を用意する必要はない。電流トランス（カレントトランス＝ＣＴ）型の電流センサ１の２次巻線の出力端子１１、１２には１次側の貫通電流、即ち検出電流（ｉs）に比例した電流が流れる。電流センサ１の一方の端子１１は、オペアンプ３の反転入力（−）に接続されている。他方の端子１２はオペアンプ４の反転入力（−）に接続されている。
【００１４】
オペアンプ３と４の反転入力（−）と出力との間には帰還抵抗Ｒf1、Ｒf2がそれぞれ接続されている。オペアンプ３と４の非反転入力（＋）にはオフセット電流を補償する抵抗Ｒ６とＲ７がそれぞれ接続され、接地されている。
【００１５】
オペアンプ３と４の出力は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４及びオペアンプ２から成る差動アンプの反転入力と非反転入力にそれぞれ入力され、オペアンプ２の出力から電圧出力ｖOが取り出される。オペアンプ２の出力には抵抗Ｒ５が接続され、この抵抗Ｒ５の他端はオペアンプ５の反転入力（−）に接続されている。オペアンプ５の反転入力（−）と出力間にはキャパシタＣ１が接続され、非反転入力（＋）は接地されている。
【００１６】
オペアンプ５の出力は、抵抗Ｒ８を経由してオペアンプ４の非反転入力（＋）に接続され、オペアンプ２の出力に現われる直流ドリフトを負帰還によりキャンセルしている。
【００１７】
こうして、オペアンプ２の出力には、電流センサ１の端子１１−１２に流れる電流に比例した電圧が現われる。今、電流センサ１の貫通電流をｉs、電流センサ１の変流比をｋとすると、２次巻線に流れる電流はｉs・ｋとなり、オペアンプ３の帰還抵抗の抵抗値をＲf1、オペアンプ４の帰還抵抗値Ｒf2とすると、オペアンプ２の反転入力と非反転入力に供給される電圧ｖs1、ｖs2はそれぞれ次のようになる。
ｖs1＝（ｉs・ｋ）Ｒf1 （１）
ｖs2＝−（ｉs・ｋ）Ｒf2 （２）
【００１８】
このｖs1、ｖs2がオペアンプ２で構成される差動アンプに入力される。抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値を等しくすれば、この段の利得は１となり、Ｒf1＝Ｒf2＝Ｒfとすると、出力出圧ｖoは次式のようになる。
ｖo＝（ｖs1−ｖs2）＝２（ｉs・ｋ）Ｒf （３）
【００１９】
今、貫通電流ｉs＝１〔Ａ〕、２次巻数ｎ＝７１９、帰還抵抗Ｒf＝３．５９５ｋΩとすると、ｋ＝１／ｎであるから、ｖoは１０〔V/A〕となる。
【００２０】
一方、同相モードの雑音電圧ｖnについては上記ｖn1、ｖn2はそれぞれ次のようになる。
ｖn1＝−ｖn・ｊωＣs1・Ｒf1 （４）
ｖn2＝−ｖn・ｊωＣs2・Ｒf2 （５）
このｖn1、ｖn2は、次段の差動アンプに入力されるので、ｖn1＝ｖn2であれば、出力に同相モードの雑音電圧は現われない。その条件は次の通りである。
Ｒf1・Ｃs1＝Ｒf2・Ｃs2 （６）
【００２１】
通常、浮遊容量Ｃs1、Ｃs2の値は等しくないため、式（６）の条件を満足するようにＲf1あるいはＲf2に可変抵抗器を直列に接続してこれを調整し、Ｃs1、Ｃs2のばらつきを補償する。
【００２２】
以上のような構成により、電流トランスの入出力間の浮遊容量に起因して生ずる雑音成分ｖnの影響は除去できる。一方、電流入力型の差動増幅器の導入に伴い、この増幅器の直流利得が極端に増加するため直流ドリフトが新たな問題となる。
【００２３】
より具体的には、本実施形態では、上述のように、オペアンプ５、抵抗Ｒ５及びキャパシタＣ１から成る回路は積分器を構成しており、オペアンプ２の出力の交流成分を除去し直流成分を取り出している。かかるオペアンプ５による直流帰還効果は次のとおりである。
【００２４】
電流センサ１の２次巻線の直流抵抗は種類にもよるが普通は数１０Ω以下である。一方、オペアンプ３による電流−電圧変換回路の帰還抵抗Ｒf1は通常数ｋΩである。そしてこの段の直流利得はＧ＝Ｒf1／Ｒiで表わされ、入力抵抗Ｒiは前述の２次巻線の直流抵抗であるから、結局この段の直流利得は１００倍のオーダとなる。
【００２５】
このため、この電流−電圧変換回路のオペアンプに安価な汎用オペアンプを使用すると温度ドリフトが大きくなり使いものにならない。また温度ドリフトの小さいオペアンプを使用すると、そのようなオペアンプは非常に高価であるためコストがアップするという問題が発生する。
【００２６】
本実施形態では、かかる問題を解決するため、出力から初段にオペアンプ５による直流帰還を施し温度ドリフトを軽減している。その結果、オペアンプ３、４に安価なオペアンプを使用しても十分満足できる温度ドリフト特性が得られる。
【００２７】
図２は本発明による電流検出装置の他の実施形態を示す要部回路図であり、説明の都合上、浮遊容量Ｃs1、Ｃs2及び同相モード雑音電圧ＶNが記入されている。本実施形態は、図１に示す実施形態と同様に、電流トランス（ＣＴ）型の電流センサ１に流れる電流を出力電圧ｖoに変換して出力するもので、等価的に同様な機能を果たすが、使用オペアンプを４個から３個に、使用抵抗を１０個から７個に低減できる。
【００２８】
電流トランス型の電流センサ１、閉磁路に２次巻線（出力端子１１、１２）を巻回し、１次線は閉磁路内を貫通させて使用される。貫通電流に比例した電流が２次巻線に誘起される。オペアンプ６の反転入力は、電流センサ１の一方の出力端子１１に接続され、オペアンプ６の出力と反転入力（−）との間には抵抗Ｒ１０１と浮遊容量Ｃ１０１の並列回路が接続されている。抵抗Ｒ１０１は帰還抵抗（Ｒf1）であり、電流センサ１の２次側に流れる電流はオペアンプ６により電圧に変換され、出力電圧ｖoが出力される。
【００２９】
電流センサ１の他方の端子１２は、オペアンプ７の反転入力（−）に接続されている。オペアンプ７の出力と反転入力（−）との間には抵抗Ｒ１０２（抵抗Ｒf2）とキャパシタＣ１０２の並列回路が接続されている。オペアンプ７の非反転入力（＋）はＲ１０６を経て接地されている。オペアンプ７の出力は、抵抗Ｒ１０３とキャパシタＣ１０３の並列回路を介してオペアンプ６の反転入力（−）に接続されている。
【００３０】
オペアンプ６の出力は、抵抗Ｒ１０５を介してオペアンプ８の反転入力（−）に接続されている。オペアンプ８の出力と反転入力(−)との間にはキャパシタＣ１０５が接続されている。オペアンプ８、抵抗Ｒ１０５、キャパシタＣ１０５から成る回路は積分回路を構成し、抵抗Ｒ１０５とキャパシタＣ１０５の値の積で計算される時定数を秒のオーダとすることにより出力ｖo中の直流成分を抽出している。そして、これをオペアンプ６の非反転入力（＋）に負帰還することにより、出力ｖoに現われるドリフトをキャンセルしている。こうすることにより、上述実施形態の説明で述べたのと同じ理由によりオペアンプ６と７の直流利得が非常に大きくなり、結果として出力に多大のドリフトが発生するという問題点が除去される。
【００３１】
電流センサ１の２次巻線に流れる信号電流ｉｓｓについて考えると、出力端子１２から流出する電流は、オペアンプ７で極性反転され、Ｒ１０３を経由してオペアンプ６の反転入力（仮想接地点）に注入される。ここでＲ１０３に流れる電流はｉssと極性が同じであるため、信号電流を増大するように作用する。
【００３２】
次に雑音である同相モード雑音電圧ＶNの影響を考える。まず電流センサ１の出力端子１１には浮遊容量Ｃs1を介して同相雑音成分が現われる。一方、前記ＶNのうち浮遊容量ＣS2を経由して電流センサ１の出力端子１２に現われる同相雑音成分はオペアンプ７で反転され、逆位相となりオペアンプ６の反転入力に注入される。このため信号路である出力端子１１に現われる浮遊容量ＣS1経由のＶN成分はキャンセルされる。
【００３３】
以下では、上記で定性的に説明した浮遊容量Ｃs1、Ｃs2を介して、信号に重畳する同相モード雑音電圧について定量的な観点で説明する。
【００３４】
図２に示すように、電流センサ１の１次側（貫通電流）には同相モード雑音電圧ＶNが重畳しているものとすると、次の基本式が成立する。
ｉs1＝jωＣs1・ＶN （７）
【００３５】
回路が正常に動作している場合には、オペアンプ６と７の非反転入力（＋）は交流的にはゼロ電位である。また、オペアンプの性質より反転入力（−）も交流的にゼロ電位である。すると、出力端子１１、１２はともに同電位なので２次巻線の浮遊容量Ｃｓｔには交流電流は流れず、ｉst＝０となりＣstの影響は考えなくてよい。このため次の関係式が成立する。
ｉs2＝jωＣs2・ＶN （８）
ｖ2 ＝ −Ｚ2(ｉss＋ｉs2)
（９）
ｖo＝Ｚ1(ｉss−ｉs1−(ｖ2／Ｚ3))
（１０）
ここでＺ1＝Ｒ101//Ｃ101、Ｚ2＝Ｒ102//Ｃ102、Ｚ3＝Ｒ103//Ｃ103である。（ａ//ｂは、ａとｂの並列接続を表わす）
【００３６】
基本式（７）〜（１０）から、ｉs1、ｉs2、ｖ2を消去してｖoを求めると、次のようになる。
【数１】

【００３７】
ここで信号と雑音との関係のみに着目するため、（１１）式の右辺からＶNを含む項のみを取り出すと次のようになる
【数２】

【００３８】
ここで、τ1=C101・R101、τ2=C102・R102、τs0²=(C102・Cs1-C103・Cs2)・R102・R103、τs1=(Cs1・R103-Cs2・R102)、τs2=τs0²/τs1である。
（１３）、（１４）式より、ｖｏ/ＶN＝０とするにはτs1及びτs0²をゼロとすれば良い事ががわかる。即ち、次の関係式が導かれる。
【数３】

【００３９】
実際の調整にあたっては、例えば、雑音電圧ＶNとして矩形波信号を印加し、最初に抵抗Ｒ102、Ｒ103の比を調整して浮遊容量ＣS1、ＣS2の影響をキャンセルして（１５）式を満足させる。次にＣ102、Ｃ103を調整して（１６）式を満足させる。このように調整を行えば、浮遊容量Ｃs1、Ｃs2を介しての同相モード雑音電圧の侵入を阻止できる。
【００４０】
また、この回路はオペアンプ８による直流帰還の効果により、オペアンプ６と７の非反転入力（＋）は直流的にはゼロ電位であるため、電流センサ１の２次巻線に直流が流れない。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による電流検出装置では、電流トランス（ＣＴ）タイプの電流センサの出力を電流入力型の差動増幅手段で検出しているため、同相モードの雑音電圧が浮遊容量を介して電流センサの２次側に注入されたとしても、この雑音電圧は同相成分であるため差動増幅器によりキャンセルされ出力には現われない。更に、直流利得の増大に伴う出力ドリフトを直流帰還回路を付加して抑圧しているので、検出電流のダイナミックレンジを飛躍的に増大させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電流検出装置の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明による電流検出装置の他の実施形態を示す回路図である。
【図３】電流トランスの簡略図である。
【図４】図３に示す電流トランスを電流センサとして用いた従来型の電流検出装置の回路構成である。
【符号の説明】
１電流センサ
２〜８オペアンプ

Claims

変流器の１次線に流れる検出電流に対応して２次巻線に流れる電流を検出することにより前記検出電流を検出する電流検出装置において、
前記２次巻線の両端にそれぞれ反転入力端が接続され出力端と反転入力端間に帰還抵抗を有する１対の電流入力型の増幅器と、該１対の電流入力型の増幅器の出力端がそれぞれ入力端に接続された差動増幅器とを備え、
前記１対の電流入力型の増幅器の増幅率を調整して前記１次線と前記２次巻線の両端間の浮遊容量のばらつきによるアンバランスな同相モード雑音をもキャンセルすることを特徴とする電流検出装置。
前記差動増幅器の出力側から前記１対の電流入力型の増幅器の一方の入力側へ直流帰還を施す直流帰還手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
変流器の１次線に流れる検出電流に対応して２次巻線に流れる電流を検出することにより前記検出電流を検出する電流検出装置において、
前記２次巻線の両端にそれぞれ反転入力端が接続され出力端と前記反転入力端間に帰還抵抗が接続された１対の電流入力型の増幅器を備え、
該１対の電流入力型の増幅器の一方の帰還回路は抵抗器とキャパシタの並列回路であり、その出力を抵抗器とキャパシタとの並列回路を介して他方の電流増幅型の増幅器の入力に注入し、前記他方の電流入力型の増幅器の出力側において前記検出電流を検出するように構成され、
前記１対の電流入力型の増幅器において抵抗器とキャパシタの並列回路２組を調整して前記１次線と前記２次巻線の両端間の浮遊容量のばらつきによるアンバランスな同相モード雑音をもキャンセルすることを特徴とする電流検出装置。
前記他方の電流入力型の増幅器の出力側から前記他方の電流入力型の増幅器の非反転入力端へ直流帰還を施す直流帰還手段を備えることを特徴とする請求項３に記載の電流検出装置。