JP3996782B2 - ダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するofdm受信装置ならびにダイバーシティ受信装置 - Google Patents
ダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するofdm受信装置ならびにダイバーシティ受信装置 Download PDFInfo
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として例えば互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式( Orthogonal Frequency Division Multiplexing:以下OFDM方式と記す)の伝送信号であるOFDM信号等を受信するダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するOFDM受信装置ならびにダイバーシティ受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてOFDM方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、FPU、無線LAN等の分野で多くの応用研究が進められている。この内、UHF帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式については、映像情報メディア学会誌1998Vol.52、No.11に詳しく記されている。
【0003】
OFDM方式は、図2に模式的に示す様に、一定の伝送帯幅内に互いに直交する複数本、例えば約1400本のキャリア(搬送波)を設け、情報符号によって、指定キャリアを64QAM等の変調方式で変調して伝送する方式である。
また、その時間波形は、図3に模式的に示す様に、有効シンボル期間Tsの信号の一部bの部分を先頭部分b’にコピーして構成するガードインターバルを有している。この信号構造により、OFDM方式ではマルチパスに強い特性が得られる。
【0004】
しかし、OFDM方式といえども万能ではなく、更なる改善が要望されている。通常、携帯電話や自動車電話等における多重電波伝播環境や移動受信環境下での受信特性の改善にはダイバーシティ受信方式が用いられており、OFDM方式への適用の検討も進められている。
【0005】
その第1の方法として、例えば2本のアンテナで受信したOFDM信号の中の互いに対応するキャリアの信号同士を比較し、信頼性の高い方のキャリアの信号を選択して復号する方法が、特開2001−156738号公報に提案されている。
【0006】
しかしこの方法では、各アンテナで受信したRF信号をほぼ完全に復調する必要があり、実質的に受信機2台分の回路が必要になる。そのため、効果は大きいものの、装置が大きくまた高価なものになる欠点がある。
【0007】
逆に最も回路規模が小さな第2の方法として、各アンテナで受信し増幅した信号をそのまま加算し、各キャリアの信号のレベルを平均化する方法が特開2000−278243号公報に提案されている。
【0008】
しかし、この方法ではそれぞれのアンテナで受信された多数の波が更に加算されるため、結果的にレーレー分布の波形、従ってレベルが激しく変動する波形に近づくため、余り大きな効果が得られない。
【0009】
回路規模が中間的な第3の方法として、複数のアンテナで受信される信号の内、最もレベルが高い信号を選択して復調する方法が、特開平11−205290号公報に提案されている。
【0010】
以下、この方法について更に詳しく説明する。
図4は、従来のOFDM方式のダイバーシティ受信機の回路構成図である。アンテナ1aで受信された信号であるRF信号aは、受信回路2aでベースバンドの信号aにダウンコンバートされた後、遅延回路3aと相関演算回路4aに入力される。遅延回路3aで1有効シンボル期間Ts遅延された信号は2つに分岐され、その一方は直接OFDM信号選択回路5に入力される。また、もう一方は相関演算回路4aに入力される。
【0011】
相関演算回路4aは、受信回路2aから直接入力されたベースバンドの信号aと遅延回路3aで1有効シンボル期間遅延されたベースバンドの信号a’の間の相関値を算出する回路である。更に具体的には、受信回路2aから直接入力された図5(a)のベースバンドの信号aと1有効シンボル期間遅延された図5(b)のベースバンドの信号a’の間の、同一タイミングの信号同士の複素乗算s(t)×s(t−Ts)*を実施して得た図5(c)の信号を、ガードインターバルと同じ期間幅である図5(d)に模式的に示す範囲で加算した値Σ{s(t)×s(t−Ts)*}を順次算出する。ここで、s*は複素信号sの共役複素信号を表す。
【0012】
算出された値は相関信号として相関演算回路4aから出力され、OFDM信号選択回路5に入力される。この様にして算出された相関信号の波形を図5(e)に示す。この相関信号の波形は、注目しているシンボルの有効シンボル期間と、これに続くシンボルのガードインターバルの境界でピークを持ち、そのピーク値は、入力されたRF信号aに含まれるOFDM信号成分のレベルと共に増加する特性を持つ。
【0013】
他のアンテナ1bと1cで受信されたRF信号bとcに対しても同様の信号処理が施され、遅延回路3bと3cから出力されたベースバンドの信号b’とc’、および相関演算回路4bと4cで算出された相関信号bとcもOFDM信号選択回路5に入力される。
【0014】
図6は、OFDM信号選択回路5の回路構成である。最大値比較回路6では、入力された各相関信号a〜cのピーク値を検出すると共にそのピーク値を比較し、ピーク値が最大になる相関信号の番号を選択して出力する。セレクタ回路7では、入力された複数のベースバンドの信号の中から、選択された相関信号の番号と同じ番号のベースバンドの信号、例えば相関信号aが選択された時はベースバンドの信号a’をセレクトして出力する。
OFDM信号選択回路5で選択され出力されたベースバンドの信号は図4のOFDM信号復調回路8で復調され、復号された情報符号が出力される。
【0015】
図4のダイバーシティ受信装置では、OFDM復調回路8は一式有れば良く、ダイバーシティ受信装置の第1の方法に比べて回路規模が約半分以下ですむ効果が得られる。また、受信レベルが最も高いと思われるアンテナで受信されたRF信号から算出されたベースバンドの信号を選択して復調するため、第2の方法の様に多数の波が加算されて効果を打ち消すこともなく、比較的大きな効果が得られる。そのため、回路規模と効果のバランスの取れたダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このダイバーシティ受信機を、例えばマイクロ波帯のFPUに適用しようとすると、以下の問題が発生する。
【0017】
第1の問題点は、相関演算回路4a〜4cで算出された相関信号のピーク値が、必ずしもアンテナで受信されたRF信号に含まれるOFDM信号のレベルを表していない点である。
FPUの場合、アンテナで受信した高周波数のRF信号を増幅して中間周波数のIF信号にダウンコンバートする回路部にはAGC回路が組み込まれており、変換されたIF信号レベルがほぼ一定になるように制御される。言い換えると、受信されたOFDM信号とRF回路部で発生する雑音成分を加算した、加算信号のレベルが一定になるように制御される。
【0018】
受信されたOFDM信号が主波の1波のみの場合、アンテナで受信されたOFDM信号のレベルがRF回路部で発生する雑音レベルを無視できなくなるレベル以下に低下すると、IF信号に含まれるOFDM信号成分のレベルも低下する。この時、IF信号のレベルを一定に保つため、変わりに雑音成分のレベルが増加する。
【0019】
一方、雑音成分には一定時間遅延した雑音との間に相関関係がなく、雑音成分の相関信号の平均値はほぼ零になる。そのため、相関信号のピーク値はIF信号に含まれるOFDM信号のレベルを表すことになる。従って、相関信号のピーク値を比較することにより、従来例で期待したように、アンテナで受信されるOFDM信号のレベルを比較することができる。
【0020】
例えば、アンテナで受信するOFDM受信レベルが充分高い場合、図7(a)の破線の様にピーク値が大きな相関信号が得られる。この時のIF信号に含まれるOFDM信号と雑音成分のレベルの関係を図7(b)の上段と下段に模式的に示す。これに対し、実線の相関信号の様に、ピーク値が破線のピーク値の1/2に低下した時は、IF信号に含まれるOFDM信号のレベルが半分に低下したことを示している。この時低下したOFDM信号レベル分のパワーは図7(c)の下段に示す雑音成分の増加で補われ、IF信号レベルは一定に保たれる。従って、この時得られるOFDM信号のC/N値は約0dBとなり、64QAM等の多値数の高い変調方式のOFDM信号は復調できないことを判断できる。
【0021】
しかし、受信されたOFDM信号に主波と同等レベルの大きな遅延波が混入すると事情が大きく変化する。
この時得られる相関波形は、主波の相関信号と遅延波の相関信号を加算した図8(a)に実線で示す波形になり、そのピーク値のレベルは、破線で示す相関信号のピーク値の約1/2のレベルに低下する。しかしこの場合、主波のレベルの低下は図8(b)の中段に示す遅延波のレベルで補われているため、図8(b)の下段に示す様に、IF信号には雑音がほとんど含まれていない。一方、OFDM信号にはガードインターバルがあるため、図8(b)の様に遅延波が混入しても、雑音レベルが低ければ充分復号可能である。
【0022】
図7(a)の実線の相関信号が得られるベースバンドの信号aと図8(a)の実線の相関信号が得られるベースバンドの信号bを従来の方法で比較して選択する場合、僅かでもピーク値が高ければ、図7(a)の実線の相関信号が得られるベースバンドの信号aを選択することになる。しかし、この選択に従ってベースバンドの信号を切替えると、それまで問題なく復号されていたベースバンドの信号bから、C/N値がほぼ0dBで復号が困難なベースバンドの信号aに切り替わることになり、ダイバーシティ制御に誤動作が発生する問題が生じる。
【0023】
第2の問題点は、ベースバンドの信号を切替えるタイミングが任意のタイミングに設定されているため、ベースバンドの信号を切替える1シンボルの信号が全く復調できず、大きな符号誤りが発生する点である。
【0024】
図4のOFDM復調回路8では、図9(a)に模式的に示す様に、入力されたOFDM信号の同一シンボル内の中から1有効期間Tsの信号部分を抜き出し、FFTして各キャリア信号を復調する。
この時、FFTに取り込む信号期間中にベースバンドの信号の切替えが実施されると、復調されたキャリア信号に大きな歪が発生し、このシンボルの符号を復号できなくなる問題が生じる。
【0025】
この場合、FFTに取り込む信号部分を除く期間、例えば太い破線の矢印で示すガードインターバルの頭の部分で切替える方法が考えられるが、OFDM信号の場合、問題は更に複雑である。
すなわち、通常、アンテナ1aと1bで受信されるOFDM信号の主波は、図9(b)の様に、そのレベルだけでなく遅延時間も変化する。そのため、例えばベースバンドの信号aを選択している時、単純にそのガードインターバルの頭でベースバンドの信号bに切替えると、新たに選択されたベースバンドの信号bに含まれるOFDM信号に対しては、隣のシンボルに跨った信号を抜き出してFFTすることになる。従って、シンボル同期がアンテナ1bで受信されるOFDM信号に引き込まれるまでの間、シンボル間干渉雑音が増加し、一定期間符号誤りが増加する問題が生じる。
【0026】
第3の問題点は、ダイバーシティ受信装置の第3の方法は第1の方法に比べて回路規模が約半分ですむが、ダイバーシティ受信するための専用の装置が必要になり、ユーザーにとって、依然として高額な出費が必要になる点である。
【0027】
本発明の目的は、遅延波の存在を考慮して選択することによって上記の問題を解決し、常にその時点で最良のアンテナで受信されたRF信号から符号を復号して符号誤りの少ない情報符号を得ることができ、しかも選択するRF信号を切替える際にも、符号誤りが増加しないダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するOFDM受信装置ならびにダイバーシティ受信装置を提供することにある。
【0028】
本発明の他の目的は、通常の受信用のFPUを所有していれば、容易にダイバーシティ受信を可能にするダイバーシティ・アダプタを提供することにある。
【0029】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるOFDM信号を受信し後段に接続されるOFDM受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、該複数のアンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号の内の少なくとも2以上のアンテナ信号に含まれるOFDM信号に共通で且つシンボル間干渉雑音レベルが最小になるFFTへの信号取り込み期間であるFFT共通窓期間を算出し、算出した該FFT共通窓期間を表すFFT共通窓期間信号を出力するFFT共通窓期間算出回路と、該FFT共通窓期間算出回路から出力されるFFT共通窓期間信号を入力し、該FFT共通窓期間を除く期間内で前記複数のアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号あるいは更に前記複数のアンテナ信号を切替える時刻のOFDM信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、該アンテナ信号切替え制御信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路と、該選択アンテナ信号を出力する出力端子と、前記FFT共通窓期間信号を出力する出力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタである。
【0030】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるOFDM信号を受信するダイバーシティ回路を有するダイバーシティ受信装置であって、該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、該複数のアンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号の内の少なくとも2以上のアンテナ信号に含まれるOFDM信号に共通で且つシンボル間干渉雑音レベルが最小になるFFTへの信号取り込み期間であるFFT共通窓期間を算出し、算出した該FFT共通窓期間を表すFFT共通窓期間信号を出力するFFT共通窓期間算出回路と、該FFT共通窓期間算出回路から出力されるFFT共通窓期間信号を入力し、該FFT共通窓期間を除く期間内で前記複数のアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号あるいは更に前記複数のアンテナ信号を切替える時刻のOFDM信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、該アンテナ信号切替え制御信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路とを備えたダイバーシティ回路であって、且つ前記OFDM受信装置が、前記該選択アンテナ信号を、前記FFT共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を用いて復調処理することを特徴とするダイバーシティ受信装置である。
【0031】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるOFDM信号を受信し後段に接続されるOFDM受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択し、選択したアンテナ信号の番号を選択アンテナ信号番号として出力する回路部と、前記複数のアンテナ信号と前記選択アンテナ信号番号を入力し、前記選択した番号のアンテナ信号に最適なFFTへの信号取り込み期間であるFFT窓期間を算出し、算出したFFT窓期間を表す新FFT窓期間信号と、既に選択されているアンテナ信号に対する最適なFFT窓期間を表す現FFT窓期間信号を出力する新FFT窓期間算出回路と、前記現FFT窓期間信号と前記新FFT窓期間信号を入力し、前記新FFT窓期間信号が指定する期間と前記現FFT窓期間信号が指定する期間を除く期間内で、既に選択されているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号と、該アンテナ信号の切替えと同時に前記現FFT窓期間信号から前記新FFT窓期間信号に切替えて得られる選択FFT窓期間信号、あるいは更に該アンテナ信号を切替える時刻のOFDM信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、該アンテナ信号切替え制御信号と前記選択FFT窓期間信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路と、該選択アンテナ信号を出力する出力端子と、前記選択FFT窓期間信号を出力する出力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタである。
【0032】
本発明は、互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるOFDM信号を受信するダイバーシティ回路を有するダイバーシティ受信装置であって、該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択し、選択したアンテナ信号の番号を選択アンテナ信号番号として出力する回路部と、前記複数のアンテナ信号と前記選択アンテナ信号番号を入力し、前記選択した番号のアンテナ信号に最適なFFTへの信号取り込み期間であるFFT窓期間を算出し、算出したFFT窓期間を表す新FFT窓期間信号と、既に選択されているアンテナ信号に対する最適なFFT窓期間を表す現FFT窓期間信号を出力する新FFT窓期間算出回路と、前記現FFT窓期間信号と前記新FFT窓期間信号を入力し、前記新FFT窓期間信号が指定する期間と前記現FFT窓期間信号が指定する期間を除く期間内で、既に選択されているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号と、該アンテナ信号の切替えと同時に前記現FFT窓期間信号から前記新FFT窓期間信号に切替えて得られる選択FFT窓期間信号、あるいは更に該アンテナ信号を切替える時刻のOFDM信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、該アンテナ信号切替え制御信号と前記選択FFT窓期間信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路とを備えたダイバーシティ回路であって、且つ前記OFDM受信装置が、前記該選択アンテナ信号を、前記FFT共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を用いて復調処理することを特徴とするダイバーシティ受信装置である。
【0033】
本発明は、前記ダイバーシティ・アダプタから出力される前記選択アンテナ信号を入力する入力端子と、前記FFT共通窓期間信号を入力する入力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を入力する入力端子と、前記選択アンテナ信号を前記FFT共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を使用して復調する手段とを備えたことを特徴とするOFDM受信装置である。
【0034】
本発明は、伝送信号を受信し後段に接続される受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、
該ダイバーシティ回路が、アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択する選択手段と、該選択アンテナ信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタである。
【0035】
本発明において、前記ダイバーシティ回路は、前記ダイバーシティ・アダプタに入力される第1の形態のアンテナ信号と同じ形態の選択アンテナ信号を出力することを特徴とするダイバーシティ・アダプタである。
【0036】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が有するFFT共通窓期間算出回路が、前記複数のアンテナ信号入力端子から入力された全てのアンテナ信号に含まれるOFDM信号の内、最も先行して受信されるOFDM信号を先頭とする受信信号をFFTに取り込むのに最適な期間をFFT共通窓期間として算出して出力するFFT共通窓期間算出回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0037】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が有するFFT共通窓期間算出回路が、新たに選択したアンテナ信号と既に選択されていたアンテナ信号に含まれるOFDM信号の内、最も先行して受信されるOFDM信号を先頭とする受信信号をFFTに取り込むのに最適な期間をFFT共通窓期間として算出して出力するFFT共通窓期間算出回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0038】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が有するFFT共通窓期間算出回路が、前記複数のアンテナ信号入力端子から入力された全てのアンテナ信号に含まれるOFDM信号のシンボル間干渉雑音レベルが最も小さくなる期間をFFT共通窓期間として算出して出力するFFT共通窓期間算出回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0039】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が有するFFT共通窓期間算出回路が、新たに選択したアンテナ信号と既に選択されていたアンテナ信号に含まれるOFDM信号のシンボル間干渉雑音レベルが最も小さくなる期間をFFT共通窓期間として算出して出力するFFT共通窓期間算出回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0040】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が、個別の前記アンテナ信号を入力し、前記アンテナ信号に含まれる伝送信号成分を一定遅延時間幅の成分毎に分離すると共に、その中の最大のパワーレベルと共に増加する第1の値と、前もって定める一定遅延時間範囲の成分の総パワーレベルと共に増加する第2の値を算出した後、更に第1の値と第2の値の乗算値を算出し、アンテナ信号評価信号として出力する複数のアンテナ信号評価回路と、前記複数のアンテナ信号評価信号を入力し、評価値が最も高いアンテナ信号の番号を選択して選択アンテナ信号番号として出力するアンテナ信号選択回路とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0041】
本発明において、前記アンテナ信号評価回路が、入力される前記アンテナ信号が有するOFDM信号に含まれる時間的に同一の波形を有する信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するG相関算出回路と、該G相関算出回路から出力される相関信号を入力し、相関信号のピーク値を算出して出力する相関ピーク値算出回路と、前記G相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値をOFDM信号のパワー値として出力するOFDM信号パワー算出回路と、該相関ピーク値算出回路から出力される相関信号のピーク値と、該OFDM信号パワー算出回路から出力されるOFDM信号のパワー値を入力し、該ピーク値と該パワー値の乗算値をアンテナ信号評価信号として出力する評価値算出回路を備えたアンテナ信号評価回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0042】
本発明において、前記ダイバーシティ回路が、一部のアンテナ信号を他のアンテナ信号より多く遅延させる遅延回路を有するダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0043】
本発明において、前記アンテナ信号入力端子は、アンテナ信号が入力されない時に終端抵抗を有するキャップを装着できる構造を有するか、使用しないときに終端抵抗に接続するスイッチを有することを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0044】
本発明において、前記アンテナ信号選択回路から出力される選択アンテナ信号番号等から各アンテナ信号の番号が選択される頻度を算出してアンテナ選択頻度信号を構成すると共に、該アンテナ選択頻度信号を装置の外部に出力するアンテナ選択頻度信号出力端子、あるいは該アンテナ選択頻度信号を表示する表示部を有することを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0045】
本発明において、前記各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分あるいはOFDM信号成分のレベルを一定遅延時間幅の成分毎に分離して得られる複数の遅延プロファイルか、該各アンテナ信号に含まれるOFDM信号から算出される複数の相関信号の波形を、基準となる信号に対して同じ位置関係の波形として同時あるいは個別に観測できる信号を出力する出力端子を有し、または前記複数の遅延プロファイルか該複数の相関信号の波形を、該基準となる信号に対して同じ位置関係の波形として同時あるいは個別に観測できる表示部を有する、あるいは更に、該遅延プロファイルか該相関信号の波形と同時に、該FFT共通窓期間も観測できる信号を出力する出力端子、あるいは該FFT共通窓期間も観測できる表示部を有する、あるいは更に、選択しているアンテナ信号から算出される遅延プロファイルか相関信号の波形を明示する信号を出力する出力端子、あるいは該選択しているアンテナ信号から算出される遅延プロファイルか相関信号の波形を、他と異なる色か太さの線等、他とは異なる種類の線で明示する表示部を有することを特徴とするダイバーシティ・アダプタあるいはダイバーシティ受信装置である。
【0046】
【発明の実施の形態】
本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を図1に示す。このダイバーシティ受信システムは、アンテナ10a,10bと、ダイバーシティ・アダプタ20とOFDM受信装置60との組合せからなり、アンテナ10a,10bを付したRF回路部と、OFDM受信装置60との間に、ダイバーシティ・アダプタ20を挿入して両者間を接続するダイバーシティ受信システムを構成するようにしている。
【0047】
このダイバーシティ受信システムは、アンテナ10a,10bに接続された高周波数回路部であるRF回路部で変換され出力された中間周波数帯のIF信号をダイバーシティ・アダプタ20に入力する構成になっている。しかし、ダイバーシティ・アダプタの中にRF回路部を設け、アンテナで受信した信号であるRF信号を直接ダイバーシティ・アダプタに入力するようにシステムを構成しても良い。また、RF信号を上記のIF信号の周波数帯とは異なる周波数帯のIF信号、あるいはベースバンドの信号に変換して得た信号を入力するようにシステムを構成しても良い。
【0048】
本実施の形態ではIF信号を入力する例を用いて説明するが、本実施の形態は、何れのシステム構成の場合にも適用できる。この適用を容易にするため、ダイバーシティ・アダプタに入力するこれらの形態の信号を「第1の形態のアンテナ信号」あるいは単に「アンテナ信号」と総称して説明する。
また、アンテナの本数は任意で良いが、図の煩雑を避けるため、以下、2本の場合を用いて説明する。
【0049】
図1において、アンテナ10aと10bに接続されたRF回路部から出力されたIF信号(第1の形態のアンテナ信号)は、アンテナ信号入力端子21aと21bからダイバーシティ・アダプタ20に入力され、更にその中のダイバーシティ回路30に入力される。
【0050】
次に、ダイバーシティ回路30の内部回路構成を詳しく説明する。アンテナ10aのRF回路部から出力されたIF信号a(第1の形態のアンテナ信号a)は、アンテナ信号遅延回路31aとダウンコンバータ32aに入力される。ダウンコンバータ32aに入力されたIF信号a(アンテナ信号a)はベースバンド信号aにダウンコンバートされた後、アンテナ信号評価回路33aに入力される。なお、第1の形態のアンテナ信号がベースバンドの信号である場合は、この回路は不要である。
【0051】
アンテナ信号評価回路33aは、ベースバンド信号aに含まれるOFDM信号のレベル等から受信されたOFDM信号の良否を評価する回路で、その評価結果をアンテナ信号評価信号aとして出力する。この評価方法については後述する。アンテナ信号遅延回路31aは、この評価のための時間遅れを調整することをメインとする遅延回路である。
【0052】
アンテナ10bのRF回路部から出力されたIF信号b(アンテナ信号b)も同様に処理され、ダウンコンバータ32bでコンバートダウンされ、アンテナ信号評価回路33bから、その評価結果であるアンテナ信号評価信号bが出力される。
【0053】
アンテナ信号評価回路33aと33bから出力されたアンテナ信号評価信号aとアンテナ信号評価信号bはアンテナ信号選択回路34に入力され、評価値が最も高いアンテナ信号の番号が算出される。そして、算出された番号を表す選択アンテナ信号番号が出力される。
【0054】
一方、FFT共通窓期間算出回路35は、入力される複数のアンテナ信号に含まれるOFDM信号に共通な、最適なFFTへの信号取り込み期間を算出する回路である。この期間の算出は、ダウンコンバータ32aと32bの出力信号を直接入力して算出しても良い。しかし、本実施の形態のアンテナ信号評価回路33では、演算の過程で、図4で説明した相関信号を算出する。そこで、この相関信号を用いてFFTへの信号取り込み期間を算出するように構成した。そのため、FFT共通窓期間算出回路35には、アンテナ信号評価回路33aと33bから出力される相関信号aと相関信号bを入力するように接続している。この最適な抜き出し期間の算出方法については、評価方法同様、後述する。
【0055】
FFT共通窓期間算出回路35からは、算出した最適なFFTへの信号取り込み期間を表すFFT共通窓期間信号と、同時に算出されるシンボル同期信号を出力する。
FFT共通窓期間信号はアンテナ信号切替え制御回路36に入力すると同時に、出力端子24を通してダイバーシティ・アダプタ20の外に出力する。
【0056】
また、シンボル同期信号は、アンテナ信号切替え制御回路36に入力すると同時に、アンテナ信号評価回路33aと33b、およびクロックパルス発生回路37に入力する。アンテナ信号評価回路33aと33bでは、このシンボル同期信号を用いて評価すべき信号のタイミングを決定する。また、クロックパルス発生回路37では、ディジタル回路で用いるクロックパルス周波数を制御する制御信号をこのシンボル同期信号を用いて算出し、制御する。なお、FFT共通窓期間信号もシンボル期間を周期とする信号になるため、この信号をそのままシンボル同期信号として用いても良い。
【0057】
アンテナ信号切替え制御回路36は、入力されるFFT共通窓期間信号とシンボル同期信号と選択アンテナ信号番号を用いて接続するアンテナ信号の番号を決定し、実際に接続するアンテナ信号を切替えるアンテナ信号切替え回路38を制御するアンテナ信号切替え制御信号を算出して出力する回路である。
【0058】
選択するアンテナ信号の決定方法としては数多くの方法が考えられる。ここでは、その一例を取り上げ、以下に説明する。
すなわち、例えば入力される選択アンテナ信号番号に最も高い頻度で発生する番号bを検出する。そして、既に選択されているアンテナ信号aの番号aが発生する頻度に対してその番号bが発生する頻度が一定以上高くなった時、FFT共通窓期間信号が指定する期間以外の期間内、例えば図10(a)のFFT共通窓期間信号が指定する期間が終わった直後に、図10(b)のアンテナ信号切替え制御信号を変更すれば良い。
【0059】
この時、同時に、アンテナ信号を切替えたシンボルを表すアンテナ信号切替えシンボル信号、例えば図10(c)に示す信号を発生させ、アンテナ信号切替え制御回路36から出力し、更に出力端子23を通してダイバーシティ・アダプタ20の外に出力する。
【0060】
アンテナ信号切替え回路38では、アンテナ信号切替え制御回路36から出力されるアンテナ信号切替え制御信号に従い、それまで接続されていたアンテナ信号、例えばアンテナ信号aから新たに選択されたアンテナ信号、例えばアンテナ信号bに切替えて、出力端子22を通してダイバーシティ・アダプタ20の外に出力する。
【0061】
次に、アンテナ信号評価回路33で実施する信号処理の内容を更に詳しく説明する。
図11は、本発明の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるアンテナ信号評価回路33の回路構成を示す図である。G(ガードインターバル)相関算出回路41は、図4の遅延回路3aと相関演算回路4aと同様の回路で構成される回路である。この回路はOFDM信号に含まれる時間的に同一な信号部分間の相関値を算出して出力する回路であり、図12に太い実線で例示される相関信号が出力される。算出した相関信号は相関ピーク値算出回路42とOFDM信号パワー算出回路43に入力するだけでなく、FFT共通窓期間算出回路35(図1)で使用するために、アンテナ信号評価回路33から出力しておく。
【0062】
相関ピーク値算出回路42は、図12に太い実線で示す波形の最大値を算出する回路である。
また、OFDM信号パワー算出回路43はOFDM信号のパワー値を算出する回路であり、前もって定める一定期間、例えばガードインターバルの3倍の期間の相関信号の、図12の斜線部分の信号の総和(面積)を算出することで、このパワー値を算出する。
【0063】
この演算でOFDM信号のパワー値に比例する値が算出できるのは、以下の理由による。すなわち、相関演算回路4で複素乗算して得られる図5(c)の矩形波形の部分のレベルは、各時刻のガードインターバル信号の振幅の二乗値になる。一方、OFDM信号のパワーは、この振幅値の二乗値を十分長い時間で加算平均した値である。従って、この矩形の部分の値を加算して得られる図5(e)のピーク値は、近似的にOFDM信号のパワー値に比例した値になる。
【0064】
G相関算出回路41から出力される相関信号の波形は、例えば1波しか受信されないときでも、図13(a)の様な三角形の波形になる。しかし、その底辺の長さはガードインターバルの2倍の一定値になるため、その面積は相関信号のピーク値、従ってOFDM信号のパワー値に比例した値になる。
【0065】
受信された信号に複数の遅延波が混入した場合、例えば2波のOFDM信号が同時に受信された場合の相関信号の波形は図13(b)の様になるが、この波形は図13(c)の2つの三角波形の和として構成される。従って、図12の斜線部分の面積、すなわち斜線部の信号の和を算出することにより、受信されたOFDM信号のパワーに比例する値を算出することができる。
【0066】
相関ピーク値算出回路42で算出された相関信号のピーク値とOFDM信号パワー算出回路43から出力されたOFDM信号のパワー値は、乗算回路44で乗算された後、アンテナ信号評価信号として出力される。
【0067】
乗算回路44による乗算は以下の問題点を解決するために実施する。すなわち、図8を用いて説明した第1の問題点を解決するには、アンテナ信号評価信号として、OFDM信号パワー算出回路43で算出したOFDM信号のパワー値を用いればよい。しかしこの場合、別の問題が発生する。すなわち、主波1波しか受信されない場合の破線の相関信号から算出されるOFDM信号のパワー値と、ほぼ同レベルの2波で構成される信号が受信された場合の実線の相関信号から算出されるOFDM信号のパワー値はほぼ同一の値になる。
【0068】
しかし、2波で構成される受信信号の場合、互いに位相が反転してレベルが大きく低下するキャリアが発生する。そのため、同一パワーであっても、2波の場合より1波の場合の方が、符号誤り率の低い符号を復号することができる。
【0069】
OFDM信号のパワー値へのピーク値の乗算は、この2波と1波の差を表現するために実施するものである。従って、乗算する値はピーク値の平方根等、主波のパワーレベルと共に増加する値であれば、任意の値を用いることができる。
【0070】
このアンテナ信号評価信号を用いてアンテナ信号を選択することにより、受信されたOFDM信号のC/N値が最も高いアンテナ信号を選択でき、またOFDM信号のパワーが同等である場合は、主波のレベルが高いアンテナ信号を選択することができるようになる。そして、常にOFDM信号の復調に最適なアンテナ信号を選択できるダイバーシティ受信を実現できるようになる。
【0071】
なお、以上、アンテナ信号評価回路は、相関信号を用いて評価する場合のみ説明したが、アンテナ信号に含まれるOFDM信号の遅延波成分の分布とレベルが検出できる信号を用いて算出すればよいのは明らかである。例えば、OFDM信号に挿入されているパイロット信号を周波数分析する等の方法で算出した遅延プロファイルを用いても良い。この場合、相関信号のピーク値の代わりに遅延プロファイルのピーク値を用い、また遅延プロファイルの振幅値が各OFDM信号成分のパワー値に比例するときは、相関信号の波形の総和(面積)の代わりに遅延プロファイルの波形の総和(面積)を用いて同様の演算を実施するようにすれば良い。
【0072】
次に、FFT共通窓期間算出回路35で実施する信号処理の内容を更に詳しく説明する。
図14は、本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるFFT共通窓期間算出回路35の回路構成例である。図1のアンテナ信号評価回路33aで算出された相関信号aとアンテナ信号評価回路33bで算出された相関信号bは、それぞれ図14のFFT窓期間算出回路51aとFFT窓期間算出回路51bに入力される。
【0073】
FFT窓期間算出回路51aは、入力される相関信号aから、アンテナ信号aに含まれるOFDM信号にとってFFTに信号を取り込むのに最適な期間を算出し、算出した期間をFFT窓位置信号として出力する回路である。
【0074】
最も簡単な回路は、図12のピーク値が得られる時刻あるいはこの時刻より一定クロック時間前の時刻を最後尾として、これより前の有効シンボル期間Tsを、FFTに信号を取り込むのに最適な期間として算出する回路である。しかし、この回路では、レベルが小さな先行波があると先行波によるシンボル間干渉雑音が発生する欠点がある。
【0075】
この欠点を低減する回路としては、例えば、ピーク値の定数分の1の閾値を設定してその閾値を越える最先の時刻を検出し、この時刻から先行波の最後尾の時刻を算出すると共に、算出した最後尾の時刻より前の有効シンボル期間をFFTに取り込むのに最適な期間として算出する回路が考えられる。
【0076】
ただし、本発明では、対応するアンテナ信号に含まれるOFDM信号にとって最適なFFT窓位置を算出する回路であれば、どの回路を用いても良い。そこで、以下、前者の回路を用いるものとして説明する。
【0077】
図14において、アンテナ信号aに含まれるOFDM信号が図15(a)のタイミングの波形の時は、FFT窓期間算出回路51aから図15(b)のFFT窓位置信号aが出力される。また、アンテナ信号bに含まれるOFDM信号が図15(c)のタイミングの波形の時は、FFT窓期間算出回路51bから図15(d)のFFT窓位置信号bが出力される。
【0078】
このFFT窓位置信号aとFFT窓位置信号bは図14の最先期間算出回路52に入力される。最先期間算出回路52では、最も先行するFFT窓位置信号を選択し、図15(e)に示すFFT共通窓期間信号として出力する。
【0079】
ところで、OFDM信号は、同じシンボル期間内の信号であれば、どの期間の信号を抜き出してFFTしても正しく復調することができる。しかし、抜き出した信号に隣接するシンボルの信号が混入するとシンボル間干渉雑音が発生し、復号される符号の質が著しく劣化する問題が発生する。
【0080】
しかし、FFT共通窓期間算出回路35で上記のようにして算出されたFFT共通窓期間信号の期間は、受信されるOFDM信号の遅延時間がガードインターバルの長さ以下であれば、複数のアンテナで受信される全てのOFDM信号の同じシンボル期間内にある。従って、常にFFT共通窓期間信号で指定される期間の信号を抜き出してFFTすることにより、どのアンテナ信号に切替えても、常に、シンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復号することができるようになる。
【0081】
また、FFT共通窓期間信号が指定する期間以外の期間でアンテナ信号を切替えるようにすれば、アンテナ信号の切替えの影響をほとんど無視できるようになる。そのため、頻繁にアンテナ信号を切替えても符号誤りが増加することが無く、常に最良のアンテナ信号を選択して用いることができるようになる。
【0082】
なお、FFT窓期間算出回路として、FFTに信号を取り込む幅Tsの期間の位置を移動した時、発生するシンボル間干渉雑音が最小になる期間の位置を、例えば上記の遅延プロファイル等を用いて算出し、FFT窓位置信号として出力する回路を用いても、同様の効果を得ることができる。この時、個々のアンテナ信号に対してシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間を算出し、算出した複数のFFT窓位置信号を用いて上記と同様の手順でFFT共通窓期間信号を算出しても良い。
【0083】
あるいは、全てのアンテナ信号の遅延プロファイルを加算して得られる遅延プロファイル等から、全てのアンテナ信号に対してシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間をFFT共通窓期間信号として算出し、出力するようにしても良い。 あるいは、既に選択しているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号の遅延プロファイルを加算して得られる遅延プロファイル等を用いて、この2つのアンテナ信号に対してシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間をFFT共通窓期間信号として算出し、出力するようにしても良い。
この他、上記の遅延プロファイルの代わりに相関信号を用いても良い。
【0084】
図1に戻り、ダイバーシティ・アダプタ20で選択され出力端子22から出力される選択アンテナ信号(IF信号)、出力端子24から出力されるアンテナ信号切替えシンボル信号および出力端子23から出力されるFFT共通窓信号は、それぞれ、OFDM受信装置60の各入力端子62,63,64を通してOFDM受信装置60内に入力され、選択アンテナ信号がOFDM復調される。
【0085】
図16は、本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるOFDM受信装置60の内部構成を示す図である。
ところで、通常のOFDM受信機の回路構成は、シンボル同期回路68内で図5と同様の処理を実施し、算出した相関信号のピーク位置を用いて入力されたIF信号に含まれるOFDM信号のシンボル同期を確立する構成になっている。また、FFTへの信号の取り込み期間の位置はこの相関信号のピーク位置を基に算出し、算出されたFFT窓期間信号をFFT用信号抜き出し回路66に入力して、入力IF信号をダウンコンバータ65でコンバートダウンしたベースバンド信号から抜き出した信号を、FFTして復調する構成になっている。
【0086】
しかし、OFDM受信装置60で改めて算出されたFFT窓期間は、ダイバーシティ・アダプタ20でアンテナ信号を切替えた直後から一定期間の間、図9(b)に示す様に最適なFFT取り込み期間よりずれ、隣接するシンボルの信号を抜き出してFFTすることになる。そのため、シンボル間干渉雑音が増加し、復号された符号の質が著しく劣化する問題が発生する。
【0087】
そこで本実施の形態では、ダイバーシティ・アダプタ20のダイバーシティ回路30から出力されるFFT共通窓期間信号とアンテナ信号切替えシンボル信号を、OFDM受信装置60に入力する。そして、図16のFFT用信号抜き出し回路66では、入力されたFFT共通窓期間信号を用いてFFTに入力する信号を抜き出すようにする。
【0088】
この様に、FFT共通窓期間信号で指定される期間の信号を抜き出すようにすると、上記した様に、FFTへの信号の取り込み期間は、常に、切替えられたOFDM信号の同一のシンボル期間内にあり、隣接するシンボルの信号が混入することが無い。そのため、何れのアンテナ信号に切替えても、常に、シンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復号することができるようになる。
【0089】
一方、同時に入力されるアンテナ信号切替えシンボル信号は、アンテナ信号の切替えのタイミングをOFDM受信装置60に知らせるための信号である。この信号は各種の信号処理過程で利用できる。
【0090】
例えば、局所発信周波数を再生するLo同期回路69では、現シンボルの信号と前シンボルの信号を比較して周波数ずれを検出して制御する。そのため、アンテナ信号を切替えた直後のシンボルで検出される周波数ずれ量には大きな誤差が発生し、局所発信周波数の制御で誤動作が発生する問題が生じる。
【0091】
しかし、このアンテナ信号切替えシンボル信号を用い、アンテナ信号が切替えられたシンボル期間に検出された周波数ずれ量を無視するように制御することにより、局所発信周波数の制御で発生する誤動作を防止することができる。
【0092】
以上、ダイバーシティ・アダプタからは、入力した第1の形態のアンテナ信号であるIF信号と同じ形態のアンテナ信号であるIF信号を出力する場合を説明した。しかし、アンテナ信号切替え回路38より前段あるいは後段で、入力される第1の形態のアンテナ信号とは異なる形態のアンテナ信号、例えば第1の形態のアンテナ信号とは異なる中間周波数帯のIF信号またはベースバンドの信号にダウンコンバートする等の第2の受信処理を施して得られた第2の形態のアンテナ信号を出力するようにしても良い。
【0093】
ただしこの場合、OFDM受信装置60は、この第2の形態のアンテナ信号を処理する受信装置に変更する必要がある。例えば第2の形態のアンテナ信号がベースバンドの信号の場合は、図16の回路の中のダウンコンバータ65を取り除いた回路構成の受信装置を用いる必要がある。また別の例として、アンテナから直接RF信号を第1の形態のアンテナ信号として入力し、ダイバーシティ・アダプタの内部で第2の形態のアンテナ信号であるIF信号に変換して出力するように構成しても良い。何れの場合も、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【0094】
本実施の形態に対抗する形態としてダイバーシティ・アダプタとOFDM受信装置を一体化する形態がある。しかしこの形態では、比較的使用頻度が少ないダイバーシティ受信のために高価なダイバーシティ専用OFDM受信機を準備しておくことが必要になるため、ユーザーにとって大きな負担となる。また、ダイバーシティ専用OFDM受信機は、アンテナ信号の入力端子の増加からも明らかなように回路規模が増加し、受信機が大形化する問題が生じる。また、ダイバーシティのアンテナ本数を増加するには、前もってそれだけ大きく高価なダイバーシティ専用OFDM受信機を購入しておかなければならない問題が生じる。
【0095】
これに対し、図1のシステム構成では、OFDM受信装置60に、図16のダウンコンバータ65とシンボル同期回路68が内蔵されているため、ダイバーシティ・アダプタ20に内蔵されているダウンコンバータ32a,32bやG相関算出回路41(図11)との重複による無駄が発生する欠点はあるものの、ダイバーシティ・アダプタ20には、図16のOFDM信号復調回路67内のFFT回路等の高価な回路が不要なため、比較的安価に製作することができる。そのため、ダイバーシティ受信システム全体としては、ダイバーシティ・アダプタとOFDM受信装置を一体化した場合に比較し、システムを安価に構成することができる効果が得られる。
【0096】
しかも、ダイバーシティ・アダプタに入力するアンテナ信号の形態とダイバーシティ・アダプタで選択して出力するアンテナ信号の形態を、共に通常の受信装置の入力信号と同じIF信号にしておくと、ダイバーシティ受信をしたいユーザーは、ダイバーシティ用のFFT共通窓期間信号とアンテナ信号切替えシンボル信号の入力端子を有する通常のOFDM受信機を前もって購入しておけば、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを追加購入するだけで、ダイバーシティ受信が可能になる効果が得られる。
【0097】
この時、前もって購入した通常のOFDM受信機にはIF信号を1本しか入力する必要が無いため装置が小形になり、通常のOFDM受信機として支障なく使用することができる。また、ダイバーシティ受信するアンテナ本数を増したい時は、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを買い換えるだけでよく、ユーザー負担を大幅に低減できる効果が得られる。
【0098】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ・アダプタとOFDM受信装置を用いると、受信されたOFDM信号のパワーが高く、含まれるOFDM信号のC/N値が高いアンテナ信号が正しく選択されるだけでなく、パワーが同等である場合は主波のレベルが高いアンテナ信号が選択されるようになるため、常にOFDM信号の復調に最適なアンテナ信号を選択できるダイバーシティ受信を実現できる効果が得られる。
【0099】
また、FFT共通窓期間信号で指定される期間の信号を抜き出してFFTすることにより、どのアンテナ信号に切替えても、常に、シンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復調することができるようになる。そのため、頻繁にアンテナ信号を切替えても符号誤りが増加することが無く、常に最良のアンテナ信号を選択して用いることができるようになる。
【0100】
また、ダイバーシティ専用OFDM受信機に比べ、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを追加購入するだけでダイバーシティ受信が可能になるため、ユーザー負担を大幅に低減できる。
【0101】
また、同時に用いる通常のOFDM受信機はIF信号を1本しか入力する必要が無いため装置が小形になり、通常のOFDM受信機として支障なく使用することができる効果が得られる。
【0102】
次に、本発明の第2の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を図17に示す。本実施の形態においては、第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの構成を、さらに発展させ、OFDM信号以外の伝送信号にも適用可能としたダイバーシティ受信システムの構成である。
【0103】
このダイバーシティ受信システムは、アンテナ10a,10bと、ダイバーシティ・アダプタ20’と受信装置60’との組合せからなり、アンテナ10a,10bを付したRF回路部と、受信装置60’との間に、ダイバーシティ・アダプタ20’を挿入して両者間を接続するダイバーシティ受信システムを構成するようにしている。
【0104】
図17において、アンテナ10aと10bに接続されたRF回路部から出力されたIF信号(第1の形態のアンテナ信号)は、アンテナ信号入力端子21a’と21b’からダイバーシティ・アダプタ20’に入力され、更にその中のダイバーシティ回路30’に入力される。ダイバーシティ回路30’では、二つの上記IF信号を入力とし、そのうちの良好なアンテナ信号を選択アンテナ信号として選択し、出力端子22’に出力する。そして受信装置60’で選択アンテナ信号を復調する。
【0105】
ダイバーシティ回路30’による上記選択の具体例としては、入力された複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択する。
【0106】
このように、受信装置の前段に接続するダイバーシティ回路を受信装置から分離してダイバーシティ・アダプタとすれば、ダイバーシティ受信をしたいユーザーは、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを追加購入するだけで、ダイバーシティ受信が可能になる効果が得られる。この時、前もって購入した通常の受信機にはIF信号を1本しか入力する必要が無いため装置が小形になり、通常の受信機として支障なく使用することができる。また、ダイバーシティ受信するアンテナ本数を増したい時は、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを買い換えるだけでよく、ユーザー負担を大幅に低減できる効果が得られる。
【0107】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ・アダプタを用いると、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを追加購入するだけでダイバーシティ受信が可能になるため、ユーザー負担を大幅に低減できる。
【0108】
また、同時に用いる通常の受信機はIF信号を1本しか入力する必要が無いため装置が小形になり、通常の受信機として支障なく使用することができる効果が得られる。
【0109】
次に、本発明の第3の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を図18に示す。このシステムは、図1のダイバーシティ・アダプタとOFDM方式の受信装置を一体化したものである。一体化することで無駄になる重複回路を削除した点と、ダイバーシティ回路からFFT用信号抜き出し回路への信号の受け渡しをベースバンドの信号に変えた点を除けば、基本的な考え方は第1の実施の形態と同一である。
【0110】
アンテナ10aと10bに接続されたRF回路部から出力されたIF信号(第1の形態のアンテナ信号)は、ダイバーシティ専用OFDM受信装置70に入力され、更にその中のダイバーシティ回路30に入力される。
【0111】
図19は、ダイバーシティ回路30の内部構成を示す図である。アンテナ10aのRF回路部から出力されたIF信号a(第1の形態のアンテナ信号a)はダウンコンバータ32aでベースバンド信号aにダウンコンバートされた後、アンテナ信号遅延回路31’aとアンテナ信号評価回路33aに入力される。アンテナ10bのRF回路部から出力されたIF信号bも同様にベースバンド信号bにダウンコンバートされた後、アンテナ信号遅延回路31’bとアンテナ信号評価回路33bに入力される。
【0112】
アンテナ信号評価回路33a及びアンテナ信号評価回路33bからアンテナ信号切替え制御回路36までの処理は第1の実施の形態と同じなので、説明を省略する。
【0113】
アンテナ信号切替え回路38’は、IF信号(第1の形態のアンテナ信号a)の代わりにダウンコンバータ32aから出力されたベースバンド信号a(第2の形態のアンテナ信号a)を入力して切替える点を除けば 、図1のアンテナ信号切替え回路38と同一の機能を有する回路である。すなわち、アンテナ信号遅延回路31’aとアンテナ信号遅延回路31’bから出力されるベースバンド信号aとベースバンド信号b(アンテナ信号aとアンテナ信号b)を、アンテナ信号切替え制御回路36から出力されるアンテナ信号切替え制御信号に従って選択して出力する回路である。
【0114】
アンテナ信号切替え回路38’で選択されたベースバンド信号(アンテナ信号)とFFT共通窓期間算出回路35で算出されたFFT共通窓期間信号は、図18のFFT用信号抜き出し回路66に入力される。そして、選択されたベースバンド信号の中からFFT共通窓期間信号が指定する期間の信号部分を抜き出し、OFDM信号復調回路67内のFFT回路に入力し復調する。
【0115】
図19のアンテナ信号切替え制御回路36から出力されるアンテナ信号切替えシンボル信号は局所発信周波数の同期回路であるLo同期回路69(図18)に入力され、ベースバンド信号(アンテナ信号)を切替えた一定シンボル期間、局所発信周波数の制御を停止するように制御する。
【0116】
本実施の形態のダイバーシティ専用受信装置ではダイバーシティ回路が一体化されているため、受信装置が大形で高価になる上、ダイバーシティするアンテナ本数を増やそうとすると、改めて高価なダイバーシティ専用受信装置を買いなおさなければならないという欠点はあるものの、第1の実施の形態と同様のアンテナ信号選択性能と符号誤り率低減効果を得ることができるだけでなく、アンテナ信号遅延回路をディジタル化するのが容易で、ダイバーシティ回路の規模を縮小できる効果が得られる。
【0117】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ専用OFDM受信装置を用いると、ダイバーシティ・アダプタを用いる場合と同様の効果が得られるだけでなく、ダイバーシティ回路の規模を縮小できる効果が得られる。
【0118】
次に、本発明の第4の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を説明する。本実施の形態はダイバーシティ回路30の内部の回路構成に関するものであり、アンテナ信号遅延回路とアンテナ信号切替え回路に入力する信号が第1の形態のアンテナ信号であるか第2の形態のアンテナ信号であるかの点を除けば、図1と図19の回路に同様に適用できる。
【0119】
次に、本発明の第5の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路30の回路構成を図20に示す。図19の回路との違いは、一方のアンテナ、例えばアンテナaに繋がるダウンコンバータ32aとアンテナ信号遅延回路31’aの間に、新たな遅延回路39aを挿入した点のみである。そこで、以下、図20のダイバーシティ回路30の信号処理方法の考え方を説明する。
【0120】
本実施の形態によるダイバーシティ受信システムは、以下の様な伝播路環境の場合に威力を発揮する。すなわち、図21に例示するように、送信機と受信機の間を高いビルが遮りアンテナaに直接波が全く届かないが、遠くの山や高いビルで反射した波がアンテナbで受信可能な場合である。
【0121】
この場合、2つのアンテナ信号に含まれるOFDM信号の間には、図22(a)と図22(c)に示す様に、ガードインターバルを超える時間差が生じる場合がある。この場合、それぞれのアンテナ信号に対して算出される最適なFFT窓期間信号は図22(b)と図22(d)の様になり、2つの期間の内の先行する期間である図22(b)の期間を共通の期間として算出しても、図22(c)のアンテナ信号bの隣接シンボルの信号の一部である横線部分の信号も抜き出されてFFTに入力されるため、シンボル間干渉雑音が発生してしまう問題が生じる。
【0122】
しかし、図22(e)の様に先行するアンテナ信号aを前もって遅延してあれば、FFTへの最適な取り込み期間は図22(f)の様になり、アンテナ信号を切替えてもシンボル間干渉雑音が発生しない図22(g)に示す共通のFFTへの信号取り込み期間を算出することができるようになる。
【0123】
図20で新たに挿入した遅延回路39aは、この先行するアンテナ信号aを一定期間遅延するために挿入したものである。従って、実際には、アンテナ10aとアンテナ信号遅延回路31’aの間であればどこに挿入しても良い。また、アンテナ信号遅延回路31’aの遅延時間を長くしても良い。ただしこの場合は、アンテナ信号遅延回路31’aの遅延時間の増加に合わせ、図14のFFT窓期間算出回路51aで算出したFFT窓位置信号aを一定時間遅延した後、最先期間算出回路52でFFT共通窓期間信号を算出するように変更しておく必要がある。また、アンテナ信号毎に遅延回路39a、遅延回路39b(図示していない)等を設け、アンテナ信号に含まれるOFDM信号の主波の遅延時間等により、各遅延回路の遅延時間を制御できるようにしておくのが好ましいのは言うまでも無い。
【0124】
その他の回路の信号処理は第1と第2の実施の形態と同様に実施すればよい。そのため、本実施の形態では、第1と第2の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、ガードインターバルを超えて遅延したOFDM信号を受信するアンテナがあっても、シンボル間干渉雑音が発生しない、良好なダイバーシティ受信を実現できると云う新たな効果が得られるようになる。
【0125】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ回路を用いてシステムを構成すると、第1と第2の実施の形態と同様の効果が得られるだけでなく、ガードインターバルを超えて遅延したOFDM信号を受信するアンテナがあっても、シンボル間干渉雑音が発生しない、良好なダイバーシティ受信を実現できる効果を得ることができる。
【0126】
次に、本発明の第5の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるFFT共通窓期間算出回路35の内部構成を図23に示す。
図23の回路では、図14の回路と異なり、図1のアンテナ信号評価回路33aのG相関算出回路41で算出された相関信号aとアンテナ信号評価回路33bのG相関算出回路41で算出された相関信号bを加算回路53で加算した後、1つのFFT窓期間算出回路51に入力する。そして、相関信号aと相関信号bの加算信号に対する最適なFFTへの信号の取り込み期間を算出し、FFT共通窓期間信号として出力する。
【0127】
この回路では、全てのアンテナ信号に共通な、FFTへの最適な信号の取り込み期間が自動的に算出されるため、図14の回路と同様の効果が得られるだけでなく、回路規模を小さくできる新たな効果を得ることができる。
【0128】
次に、本発明の第5の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の内部構成を図24に示す。第4の実施の形態と同様に、図1と図19の回路に適用できる。なお、本実施の形態では図1のシステム構成を前提として説明する。
【0129】
本実施の形態における新現FFT窓期間算出回路40の内部構成を図25に示す。
本実施の形態の第1の特徴は、複数のアンテナ信号に共通の最適なFFTへの信号取り込み期間を示すFFT共通窓期間信号の代わりに、選択されているアンテナ信号に対して最適なFFTへの信号取り込み期間を示す選択FFT窓期間信号を算出して出力するようにした点である。そのために、図1のFFT共通窓期間算出回路35を、新現FFT窓期間算出回路40に置き換えた。
【0130】
また、第2の特徴は、第1の特徴による変更に伴い、アンテナ信号を切替えるタイミングを変更した点にある。そのために、図1のアンテナ信号切替え制御回路36で実施する処理内容を変更した。
【0131】
この2回路以外の回路は第1の実施の形態と同様に動作させればよいので説明を省略し、以下、新現FFT窓期間算出回路40とアンテナ信号切替え制御回路36’の信号処理方法のみ説明する。
【0132】
新現FFT窓期間算出回路40の内部回路の構成例を図25に示す。アンテナ信号評価回路33aと33bから入力された相関信号aとbはそれぞれFFT窓期間算出回路51aと51bに入力され、各アンテナ信号に対する最適なFFT窓期間信号aとbが算出される。算出されたFFT窓期間信号aとbは現FFT窓期間算出回路71と新FFT窓期間算出回路72に入力される。
【0133】
この内、現FFT窓期間算出回路71には、アンテナ信号切替え制御回路36’(図24)から出力される図10(b)のアンテナ信号切替え制御信号が同時に入力される。そして、現在選択されているアンテナ信号の番号のFFT窓期間信号、例えばFFT窓期間信号aが選択され、現FFT窓期間算出回路71から現FFT窓期間信号として出力される。
【0134】
他方、新FFT窓期間算出回路72には、アンテナ信号選択回路34(図24)から出力された選択アンテナ信号番号が同時に入力される。そして、選択アンテナ信号番号が示す番号のアンテナ信号のFFT窓期間信号、例えばFFT窓期間信号bが選択され、新FFT窓期間算出回路72から新FFT窓期間信号として出力される。
【0135】
図24の新現FFT窓期間算出回路40から出力される現FFT窓期間信号と新FFT窓期間信号は、アンテナ信号選択回路34から出力される選択アンテナ信号番号と共にアンテナ信号切替え制御回路36’に入力される。
【0136】
アンテナ信号切替え制御回路36’では、第1の実施の形態と同様、例えば選択アンテナ信号番号に発生する頻度が高いアンテナ信号の番号bを選択する。そして、図26(a)の現FFT窓期間信号と図26(b)の新FFT窓期間信号のOR論理で得られる図26(c)のOR期間を除く期間内、例えば現FFT窓期間信号と新FFT窓期間信号の内の時間的に遅れたFFT窓期間信号の期間が終わった直後に、図26(d)のアンテナ信号切替え制御信号でそれまで選択されていたアンテナ信号のコードaを新たに選択されたアンテナ信号のコードbに変更する。
【0137】
また同時に、アンテナ信号を切替えたシンボルを表す図26(e)に例示するアンテナ信号切替えシンボル信号と、それまで選択されていたFFT窓期間信号aを新たなアンテナ信号のFFT窓期間信号bに変更された図26(f)の選択FFT窓期間信号を、アンテナ信号切替え制御回路36’から出力する。
【0138】
図24のダイバーシティ回路30で置き換えられた図1のダイバーシティ回路30から出力され、更にダイバーシティ・アダプタ20から出力されたアンテナ信号切替えシンボル信号と選択FFT窓期間信号は、OFDM受信装置60に入力される。この時、選択FFT窓期間信号はFFT共通窓期間信号の代わりに受信装置60に入力される。
【0139】
OFDM受信装置60の内部回路を示す図16の回路のFFT用信号抜き出し回路66では、この選択FFT窓期間信号に従って信号を抜き出し、OFDM信号復調回路67内でFFTする。そのため、アンテナ信号を切替えた時に図27(c)の様にシンボル位置が急に変化しても、図27(d)の選択FFT窓期間信号の様に、選択されたアンテナ信号に対して常に最適な期間が抜き出されてFFTされ、隣接するシンボルの信号が混入することが無い。そのため、第1の実施の形態と同様、常にシンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復号することができるようになる。
【0140】
特に、FFT窓期間算出回路としてシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間を算出する回路を用いる場合、複数のアンテナ信号全体としてシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間位置と、個々のアンテナ信号としてシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間位置は必ずしも一致しない。そのため、この方法で算出したFFT共通窓期間信号を用いて抜き出した信号に含まれるシンボル間干渉雑音レベルは、個々のアンテナ信号のFFT窓期間信号で抜き出した信号に含まれるシンボル間干渉雑音レベルより大きくなる欠点があった。
【0141】
しかし、本実施の形態を適用すると、どのアンテナ信号を選択してもシンボル間干渉雑音レベルが最小になる期間位置から信号を抜き出してFFTすることになるため、第1の実施の形態の場合より、更にシンボル間干渉雑音の影響が少ない、良好な符号を復号することができるようになる。
【0142】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ回路を用いてシステムを構成すると、第1と第2の実施の形態より更に、良好なダイバーシティ受信を実現できる。
【0143】
なお、上記のダイバーシティ回路では、受信状態の評価演算を実施することによる時間遅れを補正するためのアンテナ信号遅延回路31あるいはアンテナ信号遅延回路31’を設ける場合について説明した。
【0144】
しかし、ダイバーシティ受信を実施する場合でも、それほど頻繁にアンテナ信号を切替えることは無い。通常は、数百シンボル程度に1回、短くても数十シンボルに1回程度の切替え頻度になる。
【0145】
従って、評価のためのデータの取り込み時刻と実際にアンテナ信号を切替える時刻が1シンボル期間程度ずれても影響は少ない。そのため、アンテナ信号遅延回路31あるいはアンテナ信号遅延回路31’は必ずしもなくても良い。また、アンテナ信号遅延回路31あるいはアンテナ信号遅延回路31’を設けない方が、逆に回路規模を縮小できる効果が得られる。
【0146】
また、図19の様にアンテナ信号切替え回路38’にベースバンドの信号を入力する回路で構成する場合は、アンテナ信号評価回路33内のG相関算出回路41(図11)が有する遅延回路3をアンテナ信号遅延回路31’として共用し、遅延回路3から出力される信号をアンテナ信号切替え回路38’に入力するようにしても良い。
【0147】
また、以上の説明では、RF回路部が有するAGC回路の性能が高く、ダイバーシティ回路に入力されるIF信号のレベルが充分一定であるものとして説明した。しかし、このAGC回路の性能が低く、入力されるIF信号にレベル変動がある場合は、アンテナ信号評価回路に入力する前に、ディジタル回路等でレベル変動を補正しておくのが望ましい。
【0148】
また、アンテナ信号評価回路でアンテナ信号を評価する際、評価値の変動の頻度による重み値を乗算する等の方法で、変動の激しいアンテナ信号が選択され難くなるようにするのが望ましい。
【0149】
また、図28に示すように、アンテナ信号入力端子21a,21b,・・は、終端抵抗81を有するキャップ82を装着できる構造にしておき、ダイバーシティするアンテナ本数を減らす場合は、空いているアンテナ信号入力端子に終端抵抗を有するキャップを装着する様にするのが望ましい。
【0150】
あるいは、図29に示すように、各アンテナ信号入力端子21a,21b,・・とダイバーシティ回路30のアンテナ信号遅延回路31a,31,・・の間に終端抵抗83a,83b,・・を有するスィッチ84a,84b,・・を設けておき、使用しないアンテナ信号入力端子は、スイッチの終端抵抗で終端しておくことが望ましい。図29においては、入力端子21a,21bとスイッチ84a,84bを別々にしたが、一体化して、入力端子にアンテナが装着されないときに終端抵抗で終端しておき、入力端子にアンテナが装着されたときに終端抵抗を放して信号接続するようにしてもよい。
【0151】
これにより、接続されていない入力端子に発生する雑音によってアンテナ信号の選択を乱されることが無くなり、安定したダイバーシティ受信を実現することができるようになる。
【0152】
また、アンテナ信号選択回路34に、相関信号のピーク値とOFDM信号のパワー値を乗算して算出したアンテナ信号評価信号を入力するのではなく、相関信号のピーク値とOFDM信号のパワー値を個別に入力するようにする。そして、まずOFDM信号のパワー値を比較して一定レベル以上のアンテナ信号を選択した後、その選択したアンテナ信号の相関信号のピーク値が最大になるアンテナ信号を選択する等、OFDM信号のパワー値と相関信号のピーク値を用いて2次元的なきめ細かな判別基準を設けて選択するようにしても良い。
【0153】
また、以上、アンテナ2本の場合で説明した。しかし、アンテナが3本以上のときは、FFT共通窓期間算出回路で算出するFFT共通窓期間信号は、全てのアンテナ信号に共通なFFTへの最適な信号取り込み期間であることが望ましいが、既に選択されていたアンテナ信号とOFDM信号選択回路で新たに選択されたアンテナ信号の2本のアンテナ信号だけに共通なFFTへの最適な信号取り込み期間を算出するようにしても良い。この様に対象となるアンテナ信号の本数を少なくすると、アンテナ切替えに直接影響を受けるアンテナ信号間のみに共通な期間を算出すればよくなるため、より良好な期間を選択することができるようになる効果が得られる。
【0154】
また、図1の様に頻度カウンタ回路91を設け、選択アンテナ信号番号等から、各アンテナ信号が選択された頻度を表すアンテナ選択頻度信号を算出すると共に、この信号を出力するアンテナ選択頻度信号出力端子26を設け、この出力端子26から出力される信号をオシロスコープ等の表示装置で、例えば図30(a)あるいは図30(b)の様に視覚的に観測できるようにすることにより、使用頻度の低いアンテナを把握してその方向を調整し直す等の実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【0155】
なお、この各アンテナ信号が選択された頻度を表す表示の効果は、OFDM方式の伝送装置に限らず、搬送波が1本の通常の伝送信号を受信するダイバーシティ受信装置に適用することにより、同様の効果を得ることができる。
【0156】
また、上記の複数の遅延プロファイルか相関信号の波形を、図1の様にスィッチ92を設けてシンポル期間毎に順番に切替え、基準となる信号に対して同じ位置関係の波形として同時あるいは個別に観測できる信号とし、この観測できる信号を出力する出力端子25を設け、この出力端子25から出力される信号をオシロスコープ等の表示装置で、例えば図31の様に視覚的に観測しながら選択されるアンテナ信号の性能を把握できるようにすることにより、ダイバーシティの効果を確認しながら実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。この場合、図30に示す様に、FFT共通窓期間も同時に観測できる様にするのが好ましい。あるいは更に、現在選択されているアンテナ信号の遅延プロファイルまたは相関信号を、他と異なる色か太さの線等、他とは異なる種類の線で明示するようにしておくことが好ましい。
【0157】
以上、本発明の実施の形態によれば、ダイバーシティ・アダプタとOFDM受信装置を用いると、常にOFDM信号の復調に最適なアンテナ信号を選択できるダイバーシティ受信を実現できる効果が得られる。
【0158】
また、どのアンテナ信号に切替えても、常に、シンボル間干渉雑音の無い良好な符号を復調するダイバーシティ受信を実現できる効果が得られる。
【0159】
また、頻繁にアンテナ信号を切替えても符号誤りが増加することが無く、常に最良のアンテナ信号を選択して用いることができるようになる。
【0160】
また、ダイバーシティ専用受信機に比べ、比較的安価なダイバーシティ・アダプタを買い増しするだけでダイバーシティ受信が可能になるため、ユーザー負担を大幅に低減できる。
【0161】
また、同時に用いる受信装置本体が小形になり、通常の受信機として支障なく使用することができる効果が得られる。
【0162】
【発明の効果】
本発明によれば、遅延波の存在を考慮して選択することによって上記の問題を解決し、常にその時点で最良のアンテナで受信されたRF信号から符号を復号して符号誤りの少ない情報符号を得ることができ、しかも選択するRF信号を切替える際にも、符号誤りが増加しないダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するOFDM受信装置ならびにダイバーシティ受信装置を得ることができる。また本発明によれば、通常の受信用のFPUを所有していれば、容易にダイバーシティ受信を可能にするダイバーシティ・アダプタを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を示す図である。
【図2】OFDM方式伝送信号のキャリア構造を示す図である。
【図3】OFDM方式伝送信号の構造を示す図である。
【図4】従来のダイバーシティ受信機の回路構成を示す図である。
【図5】相関演算回路で実施する演算を示す図である。
【図6】従来のダイバーシティ受信機におけるOFDM信号選択回路の回路構成を示す図である。
【図7】従来のダイバーシティ受信機の第1の問題に関する第1の説明をするための図である。
【図8】従来のダイバーシティ受信機の第1の問題に関する第2の説明をするための図である。
【図9】従来のダイバーシティ受信機の第2の問題に関する説明をするための図である。
【図10】本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の動作を説明するための図である。
【図11】本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるアンテナ信号評価回路の回路構成を示す図である。
【図12】本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるアンテナ信号評価回路の第1の動作を説明するための図である。
【図13】本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるアンテナ信号評価回路の第2の動作を説明するための図である。
【図14】本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるFFT共通窓期間算出回路の回路構成を示す図である。
【図15】本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるFFT共通窓期間算出回路の動作を説明するための図である。
【図16】本発明の第1の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ受信システムで用いるOFDM受信装置の内部構成を示す図である。
【図17】本発明の第2の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を示す図である。
【図18】本発明の第3の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの回路構成を示す図である。
【図19】本発明の第4の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の内部構成を示す図である。
【図20】本発明の第5の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の回路構成を示す図である。
【図21】本発明の第5の実施の形態によるダイバーシティ受信システムの利用方法を説明するための図である。
【図22】本発明の第5の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の動作を説明するための図である。
【図23】本発明の第5の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるFFT共通窓期間算出回路の内部構成を示す図である。
【図24】本発明の第5の実施の形態によるダイバーシティ受信システムにおけるダイバーシティ回路の内部構成を示す図である。
【図25】本発明の第5の実施の形態のダイバーシティ回路における新現FFT窓期間算出回路の回路構成を示す図である。
【図26】本発明の第5の実施の形態のアンテナ信号切替え制御回路の動作を説明するための図である。
【図27】本発明の第5の実施の形態ダイバーシティ受信システムにおけるOFDM受信装置の動作を説明するための図である。
【図28】本発明の実施の形態において、空いているアンテナ入力端子の第1の説明するための図である。
【図29】本発明の実施の形態において、空いているアンテナ入力端子の第2の説明するための図である。
【図30】各アンテナ信号が選択された頻度の表示例を示す図である。
【図31】各アンテナ信号の遅延プロファイルあるいは相関信号の表示例を示す図である。
【符号の説明】
1a〜1c:アンテナ、2a〜2c:受信回路、3,3a〜3c:遅延回路、4,4a〜4c:相関演算回路、5:OFDM信号選択回路、6:最大値比較回路、7:セレクタ回路、8:OFDM信号復調回路、10a,10b:アンテナ、20,20’:ダイバーシティ・アダプタ、21a,21b,21’a,21’b:入力端子、22,22’,23,24,25,26:出力端子、30:ダイバーシティ回路、31a,31b,31’a,31’b:アンテナ信号遅延回路、32a,32b:ダウンコンバータ、33a,33b:アンテナ信号評価回路、34:アンテナ信号選択回路、35:FFT共通窓期間算出回路、36,36’:アンテナ信号切替え制御回路、37:クロックパルス発生回路、38,38’:アンテナ信号切替え回路、39a:遅延回路、40:新現FFT窓期間算出回路、41:G相関算出回路、42:相関ピーク値算出回路、43:OFDM信号パワー算出回路、44:乗算回路、51,51a,51b:FFT窓期間算出回路、52:最先期間算出回路、53:加算回路、60:OFDM受信装置、60’:受信装置、62,63,64:入力端子、65:ダウンコンバータ、66:FFT用信号抜き出し回路、67:OFDM信号復調回路、68,68’:シンボル同期回路、69:Lo同期回路、70:ダイバーシティ専用OFDM受信装置、71:現FFT窓期間算出回路、72:新FFT窓期間算出回路、81:終端抵抗、82:キャップ、83a,83b:終端抵抗、84a,84b:スィッチ、91:頻度カウンタ回路、92:スィッチ。
Claims (4)
- 互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるOFDM信号を受信し後段に接続されるOFDM受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、
該ダイバーシティ回路が、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、
該複数のアンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号の内の少なくとも2以上のアンテナ信号に含まれるOFDM信号に共通で且つシンボル間干渉雑音レベルが最小になるFFTへの信号取り込み期間であるFFT共通窓期間を算出し、算出した該FFT共通窓期間を表すFFT共通窓期間信号を出力するFFT共通窓期間算出回路と、
該FFT共通窓期間算出回路から出力されるFFT共通窓期間信号を入力し、該FFT共通窓期間を除く期間内で前記複数のアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号あるいは更に前記複数のアンテナ信号を切替える時刻のOFDM信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、
該アンテナ信号切替え制御信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路と、
該選択アンテナ信号を出力する出力端子と、前記FFT共通窓期間信号を出力する出力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタ。 - 互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるOFDM信号を受信するダイバーシティ
回路を有するダイバーシティ受信装置であって、
該ダイバーシティ回路が、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、
該複数のアンテナ信号入力端子から入力されたアンテナ信号の内の少なくとも2以上のアンテナ信号に含まれるOFDM信号に共通で且つシンボル間干渉雑音レベルが最小になるFFTへの信号取り込み期間であるFFT共通窓期間を算出し、算出した該FFT共通窓期間を表すFFT共通窓期間信号を出力するFFT共通窓期間算出回路と、
該FFT共通窓期間算出回路から出力されるFFT共通窓期間信号を入力し、該FFT共通窓期間を除く期間内で前記複数のアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号あるいは更に前記複数のアンテナ信号を切替える時刻のOFDM信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、
該アンテナ信号切替え制御信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路とを備えたダイバーシティ回路であって、
且つ前記該選択アンテナ信号を、前記FFT共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を用いて復調処理することを特徴とするダイバーシティ受信装置。 - 互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるOFDM信号を受信し後段に接続されるOFDM受信装置に向けて出力するためのダイバーシティ回路を有するダイバーシティ・アダプタであって、
該ダイバーシティ回路が、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、
入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択し、選択したアンテナ信号の番号を選択アンテナ信号番号として出力する回路部と、
前記複数のアンテナ信号と前記選択アンテナ信号番号を入力し、前記選択した番号のアンテナ信号に最適なFFTへの信号取り込み期間であるFFT窓期間を算出し、算出したFFT窓期間を表す新FFT窓期間信号と、既に選択されているアンテナ信号に対する最適なFFT窓期間を表す現FFT窓期間信号を出力する新FFT窓期間算出回路と、
前記現FFT窓期間信号と前記新FFT窓期間信号を入力し、前記新FFT窓期間信号が指定する期間と前記現FFT窓期間信号が指定する期間を除く期間内で、既に選択されているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号と、該アンテナ信号の切替えと同時に前記現FFT窓期間信号から前記新FFT窓期間信号に切替えて得られる選択FFT窓期間信号、あるいは更に該アンテナ信号を切替える時刻のOFDM信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、
該アンテナ信号切替え制御信号と前記選択FFT窓期間信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路と、
該選択アンテナ信号を出力する出力端子と、前記選択FFT窓期間信号を出力する出力端子、あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を出力する出力端子とを備えたダイバーシティ回路であることを特徴とするダイバーシティ・アダプタ。 - 互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式伝送信号であるOFDM信号を受信するダイバーシティ回路を有するダイバーシティ受信装置であって、
該ダイバーシティ回路が、
アンテナで受信した信号である複数のアンテナ信号を入力する複数のアンテナ信号入力端子と、
入力された該複数のアンテナ信号を比較し、各アンテナ信号に含まれる伝送信号成分のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波のレベルあるいはそのC/N値が最も高いアンテナ信号を選択する、あるいは各アンテナ信号に含まれる主波以外の伝送信号成分のレベルが主波のレベルに対して最も小さいアンテナ信号を選択し、選択したアンテナ信号の番号を選択アンテナ信号番号として出力する回路部と、
前記複数のアンテナ信号と前記選択アンテナ信号番号を入力し、前記選択した番号のアンテナ信号に最適なFFTへの信号取り込み期間であるFFT窓期間を算出し、算出したFFT窓期間を表す新FFT窓期間信号と、既に選択されているアンテナ信号に対する最適なFFT窓期間を表す現FFT窓期間信号を出力する新FFT窓期間算出回路と、
前記現FFT窓期間信号と前記新FFT窓期間信号を入力し、前記新FFT窓期間信号が指定する期間と前記現FFT窓期間信号が指定する期間を除く期間内で、既に選択されているアンテナ信号と新たに選択されたアンテナ信号を切替えるためのアンテナ信号切替え制御信号と、該アンテナ信号の切替えと同時に前記現FFT窓期間信号から前記新FFT窓期間信号に切替えて得られる選択FFT窓期間信号、あるいは更に該アンテナ信号を切替える時刻のOFDM信号のシンボル位置を表すアンテナ信号切替えシンボル信号を算出して出力するアンテナ信号切替え制御回路と、
該アンテナ信号切替え制御信号と前記選択FFT窓期間信号あるいは更に該アンテナ信号切替えシンボル信号により、入力される前記複数のアンテナ信号を切替え選択アンテナ信号を出力するアンテナ信号切替え回路とを備えたダイバーシティ回路であって、
且つ前記該選択アンテナ信号を、前記FFT共通窓期間信号あるいは更に前記アンテナ信号切替えシンボル信号を用いて復調処理することを特徴とするダイバーシティ受信装置。
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